DE3419661C2 - - Google Patents
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- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 63
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 16
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 8
- 230000006870 function Effects 0.000 description 6
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 5
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 4
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 4
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000004044 response Effects 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 1
- 230000006399 behavior Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000018109 developmental process Effects 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
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- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
- G05F1/462—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc as a function of the requirements of the load, e.g. delay, temperature, specific voltage/current characteristic
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Description
Die Erfindung betrifft eine integrierte
Halbleiterschaltung zur Einstellung eines gewünschten
Gleichspannungspotentials nach dem Oberbegriff des
Anspruchs 1.
Eine derartige integrierte Halbleiterschaltung ist aus der
DE-OS 31 38 558 bekannt. Auch diese bekannte integrierte
Halbleiterschaltung dient dazu, ein konstantes
Gleichspannungspotential einstellen zu können, um eine
Last - unabhängig von der jeweiligen Stromaufnahme - mit
einer konstanten Versorgungsspannung zu versorgen. Gemäß
einer Ausführungsform enthält die bekannte
Halbleiterschaltung zwei Schaltungszweige, die an eine
Gleichspannungswelle angeschlossen sind und von denen der
erste Schaltungszweig aus einem Spannungsteiler mit
mehreren Halbleiterelementen besteht. Der zweite
Schaltungszweig enthält wenigstens ein steuerbares
Halbleiterelement, an welchem ein konstantes, durch die
Wirkung des Spannungsteilers geglättetes
Gleichspannungspotential abgegriffen werden kann. Das
steuerbare Halbleiterelement wird von einem Steuersignal
entsprechend einer Teilspannung des ersten
Schaltungszweiges angesteuert. Wenn bei dieser bekannten
integrierten Halbleiterschaltung eine plötzliche Erhöhung
der Stromaufnahme aufgrund einer Lastveränderung auftritt,
kann die Stromversorgungsfähigkeit des jeweiligen
Halbleiterelements nicht ausreichend sein, wodurch dann
eine merkliche Abnahme der konstanten Ausgangsspannung die
Folge ist.
Aus der US-PS 39 56 661 ist eine Halbleiterschaltung zur
Einstellung eines konstanten Gleichspannungspotentials
bekannt, die ebenfalls zwei Schaltungszweige aufweist, die
an eine Gleichspannungsquelle angeschlossen sind. Der
erste Schaltungszweig besteht auch hier aus einem
Spannungsteiler mit mehreren Halbleiterelementen in Form
von Dioden oder einer Dioden-Widerstandskombination,
während der zweite Schaltungszweig wenigstens ein
steuerbares Halbleiterelement enthält, an welchem ein
konstantes aufgrund der Spannungsteilungswirkung
geglättetes Gleichspannungspotential abgreifbar ist. Auch
bei dieser bekannten Halbleiterschaltung wird das
steuerbare Halbleiterelement von einem ersten Steuersignal
entsprechend einer Teilspannung des ersten
Schaltungszweiges angesteuert.
Fig. 1 zeigt eine bekannte integrierte Halbleiterschaltung
mit einer Funktionsschaltung 10 mit MOS-Transistoren mit
kurzer Kanallänge, und eine Schaltung 20 zum Liefern der
Betriebsspannung, die die Funktionsschaltung 10 betreibt.
Diese Schaltung 20 ist aus einem MOS-Transistor 22
gebildet. Die Drain-Elektrode des MOS-Transistors 22 ist
mit einer Spannungsleitung VL verbunden, die
Source-Elektrode ist mit einer Verbindung zwischen den
MOS-Transistoren 21-P und 21-Q verbunden, welche ein Teil
der Reihe von N MOS-Transistoren 21-1, . . . 21-P, 21-Q,
. . ., und 21-N sind, die in Reihe zwischen der
Spannungsleitung VL, an die eine Spannung gleich einer
Versorgungsspannung VC 1 angelegt wird und Masse-angeordnet
sind. Die Gate-Elektrode eines jeden der MOS-Transistoren
21-1 bis 21-N ist mit seiner Drain-Elektrode verbunden.
Zusätzlich ist die Funktionsschaltung 10 verbunden
zwischen der Source-Elektrode des MOS-Transistors 22 und
Masse. Diese Funktionsschaltung 10 ist beispielsweise eine
Speicherschaltung mit MOS-Transistoren oder ähnlichem,
welche mit einer niedrigeren Spannung als die der
Versorgungsspannung VC 1 getrieben werden muß. Alle
MOS-Transistoren 21-1 bis 21-N und 22 sind vom
Anreicherungstyp.
Eine Referenzspannung VR wird an die Gate-Elektrode des
MOS-Transistors 22 angelegt. Diese Referenzspannung VR
wird erhalten durch Teilen der Versorgungsspannung VC 1 in
Übereinstimmung mit einem Verhältnis zwischen einem
Reziproken der Leitfähigkeit der MOS-Transistoren 21-1 bis
21-P und einem Reziproken der Leitfähigkeit der
MOS-Transistoren 21-Q bis 21-N. Unter der Annahme, daß
eine Schwellenspannung des MOS-Transistors 22 VT ist, ist
deshalb die Spannung VC 2 an der Funktionsschaltung 10
gegeben durch die folgende Gleichung:
VC 2 = VR-VT (1)
In der obigen Gleichung (1) arbeitet der MOS-Transistor 22
mit Pentodencharakteristik und wird in einen Zustand nahe
seinem Aus-Zustand versetzt. Wenn ein von der
Funktionsschaltung 10 zu verbrauchender Strom ansteigt und
die Betriebsspannung VC 2 niedriger wird als (VR-VT),
wird der MOS-Transistor 22 leitfähig, so daß ein großer
Strom zur Funktionsschaltung 10 geliefert wird und zwar
von der Spannungsleitung VL über diesen MOS-Transistor 22,
wodurch der Abfall bei der Betriebsspannung VC 2
kompensiert wird. In dem Fall, bei dem der Verbrauchsstrom
dieser Funktionsschaltung 10 nur für eine kurze Zeit
relativ groß ist, wird der Verbrauchsstrom auch von der
Kapazität 23 als Entladungsstrom zum Glätten der Spannung
VC 2 geliefert, da die Stromversorgungsfähigkeit des
MOS-Transistors 22 nicht groß genug ist, wodurch eine
merkliche Reduktion dieser Spannung VC 2 verhindert wird.
Auf diese Weise muß die Kapazität 23 eine große Kapazität
aufweisen, damit diese Kapazität 23 die sofortige
Reduzierung der Spannung VC 2 verhindert. Jedoch wird zur
Bildung einer Kapazität mit einer großen Kapazität in
einer integrierten Schaltung eine große besetzte Fläche
benötigt, was der Miniaturisierung und hohen Integration
der Schaltung entgegensteht.
Beispielsweise wird in einem dynamischen RAM (d-RAM) von
64 kBits, bei dem die Spannungen VC 1 und VC 2 5 V und 3 V
jeweils betragen, ein Spitzenstrom von ungefähr 150 mA für
eine Zeitdauer von ungefähr 15 nsec verbraucht in der
aktiven Betriebsart. In diesem Fall wird die Kapazität C
des Kondensators 23, die benötigt ist zum Unterdrücken der
sofortigen Reduzierung der Spannung VC 2, auf weniger als
10% oder weniger durch die folgende Gleichung ausgedrückt:
Falls diese Kapazität von 7500 pF durch einen
MOS-Kondensator mit einer Oxidisolierschicht mit einer
Filmdicke von 250 Å gebildet ist, wird die belegte Fläche
für diesen Kondensator durch folgende Gleichung
ausgedrückt:
Diese belegte Fläche A ist im wesentlichen gleich einer
Fläche eines Quadrats mit Seitenlänge 2,33 mm. Da eine
Chipfläche eines RAMs im 2-µm-Design ungefähr 18 mm²
ist, beträgt die Fläche dieses Kondensators wenigstens
ungefähr 30% der Chipfläche. Weiter ist es notwendig, die
Variation der Betriebsspannung VC 2 so zu unterdrücken, daß
sie kleiner wird als 10% zum Verbessern des
Betriebsbereichs der Funktionsschaltung 10, was in einer
Steigung der belegten Fläche des Kondensators resultiert.
Auf diese Weise wird die belegte Fläche des Kondensators
23 zum Unterdrücken der Variation der Spannung VC 2 in der
integrierten Schaltung nach Fig. 1 so groß, daß der
Integrationsgrad abnimmt.
Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe besteht darin,
die integrierte Halbleiterschaltung zur Einstellung eines
gewünschten Gleichspannungspotentials der angegebenen
Gattung derart zu verbessern, daß eine bessere und
genauere Anpassung an die Stromaufnahmekapazität einer
Funktionsschaltung ermöglicht wird, dabei aber
gleichzeitig eine größere Miniaturisierung der
Halbleiterschaltung realisierbar sein soll.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im
Kennzeichnungsteil des Anspruchs 1 aufgeführten Merkmale
gelöst.
Bei der integrierten Halbleiterschaltung nach der
Erfindung wird die Stromaufnahmekapazität der
Funktionsschaltung wesentlich erhöht, da die
Steuerungseigenschaften der Halbleiterschaltung wesentlich
verbessert sind.
Bei der integrierten Halbleiterschaltung nach der
Erfindung wird gegenüber den bekannten Schaltungen auch
das Ansprechverhalten wesentlich verbessert, das heißt,
die lastabhängige Stromversorgung kann sehr viel schneller
und auch sehr viel genauer eingestellt werden.
Besonders vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen
der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen 2 bis
14.
Im folgenden wird die Erfindung anhand von
Ausführungsbeispielen unter Hinweis auf die Zeichnung
näher erläutert.
Es zeigt:
Fig. 1 eine konventionelle integrierte Halbleiterschaltung
mit einer Funktionsschaltung, die
bei einer niedrigeren Spannung als die Versorgungsspannung
betrieben wird;
Fig. 2 eine integrierte Halbleiterschaltung gemäß
einer Ausführungsform mit Merkmalen nach der Erfindung mit einer
Funktionsschaltung, die bei einer niedrigeren
Spannung als bei einer Versorgungsspannung betrieben
wird;
Fig. 3 und 4 Beispiele der jeweils in Fig. 2 gezeigten Funktionsschaltungen;
Fig. 5 eine graphische Darstellung der Veränderung der Betriebsspannung
in jeder der in Fig. 1 und 2 gezeigten
Schaltungen;
Fig. 6 eine integrierte Halbleiterschaltung nach einer
weiteren Ausführungsform mit Merkmalen nach der Erfindung;
Fig. 7A und 7B Diagramme mit Signalwellenformen zur Beschreibung
des Betriebs der in Fig. 6 gezeigten
Schaltung;
Fig. 8 eine integrierte Halbleiterschaltung nach
einer weiteren Ausführungsform mit Merkmalen nach der Erfindung;
Fig. 9 eine Modifikation einer Betriebsspannungs-Versorgungsschaltung
nach Fig. 2;
Fig. 10 eine integrierte Halbleiterschaltung nach einer
weiteren Ausführungsform
die in einem dynamischen RAM enthalten
ist;
Fig. 11 ein detailliertes Schaltungsdiagramm einer
Funktionsschaltung wie in Fig. 10;
Fig. 12A bis 12H und Fig. 13A bis 13H Diagramme mit Signalwellenformen zum Beschreiben
des Betriebs der Schaltungen in Fig. 10
und 11;
Fig. 14 eine integrierte Halbleiterschaltung nach einer
weiteren Ausführungsform;
und
Fig. 15 eine Modifikation der Schaltung nach Fig. 14.
Fig. 2 zeigt eine integrierte Halbleiterschaltung nach einer
Ausführungsform mit Merkmalen nach der Erfindung. Diese integrierte Halbleiterschaltung
ist im wesentlichen auf ähnliche Weise wie jene in
Fig. 1 aufgebaut, außer, daß eine
Schaltung 30 einen Abreicherungs-Typ-MOS-Transistor 32 aufweist,
der parallel mit dem Anreicherungs-Typ-MOS-Transistor
22 gekoppelt ist, und daß eine Funktionsschaltung 40 zum Erzeugen
eines Steuersignals S 1 zum Ändern der Leitfähigkeit
des MOS-Transistors 32 vorgesehen ist.
Fig. 3 zeigt ein Beispiel dieser Funktionsschaltung 40. Diese
Funktionsschaltung weist eine Aktivelement-Schaltung 41, wie
beispielsweise ein RAM, ein ROM oder eine CPU auf, deren
Stromverbrauch vom Betriebszustand abhängt, einen in Reihe
mit dem Stromverbrauchspfad geschalteten Widerstand 42,
eine Konstantspannungsschaltung mit einem Widerstand 43 und
einer Zener-Diode 44, die zwischen dem Anschluß VC 1 und Masse
angeschlossen sind, und einen Komparator 45 zum Vergleichen
einer Ausgangsspannung dieser Konstantspannungsschaltung und
eines Spannungsabfalls am Widerstand 42. Wenn der Spannungsabfall
am Widerstand 42 größer wird als ein vorbestimmter
Wert, der durch die Reihenschaltung des Widerstands 43 und
der Zener-Diode 44 eingestellt ist, nämlich, wenn ein Verbrauchsstrom
in der Aktivelementschaltung 41 größer wird als
der vorbestimmte Wert, liefert dieser Komparator 45 ein Hochpegel-Steuersignal
S 1 zum Durchschalten des MOS-Transistors
32.
Fig. 4 zeigt ein weiteres Beispiel der Funktionsschaltung 40
in Fig. 2. Diese Funktionsschaltung weist eine Aktivelementschaltung
48 bestehend aus mehreren Schaltungen auf, die
beispielsweise eine Speicherzellenanordnung, einen Decoder,
einen Puffer, usw. eines RAM oder ROM einschließen, und eine
Zeitablauf-Steuerschaltung 47 zum Liefern einer Reihe von
Zeitimpulsen an die Aktivelementschaltung 46, damit diese Aktivelementschaltung
46 eine Sequenz von Operationen ausführen
kann. Die Aktivelementschaltung 46 und die Zeitablaufsteuerschaltung
47 bilden zusammen beispielsweise ein d-RAM.
Die Zeitimpulse werden an die Aktivelementschaltung geliefert
zum sequentiellen Betreiben dieser Schaltungen,
die Schritt für Schritt im normalen d-RAM-Betrieb arbeiten
müssen. Das heißt, diese Schaltungen arbeiten
abhängig von den Zeitimpulsen, und eine spezifizierte Beziehung
wird zwischen jedem der Zeitimpulse und einem durch die
Schaltungen fließenden Strom hergestellt. In dem
Fall, bei dem diese Aktivelementschaltung 46 in die Betriebsart
gesetzt wird, bei der ein großer Stromverbrauch abhängig
von einem bestimmten Zeitimpuls TP 1 fließen kann, wird dieser
Zeitimpuls TP 1 als Steuersignal S 1 zum MOS-Transistor 32 geliefert.
Beispielsweise wird in dem d-RAM eine vorherbestimmte Operationssequenz
ausgeführt abhängig von einer Reihe von Zeitimpulsen,
und ein vorbestimmter Betriebsstrom kann durch diesen
d-RAM abhängig von jedem Zeitimpuls fließen. Auf diese Weise
ist es möglich, schon vorher einen Zeitimpuls zu bestimmen,
der es dem Betriebsstrom, der größer ist als der vorbestimmte
Wert, erlaubt, durch diesen d-RAM zu fließen, so daß solch
ein Zeitimpuls zum Bewirken eines großen Betriebsstroms als
Steuersignal S 1 extrahiert werden kann.
Das auf diese Weise von der Funktionsschaltung 40 erzeugte
Steuersignal S 1 wird an die Gate-Elektrode des MOS-Transistors
32 geführt. Wenn das Steuersignal S 1 auf niedrigem Pegel oder
Massepotential ist, und wenn sein Source-Potential oder die
Betriebsspannung VC 2 auf einem vorbestimmten Wert gehalten
wird, wird dieser MOS-Transistor 32 im nicht-leitenden Zustand
gehalten; wenn das Steuersignal S 1 dann den hohen Pegel annimmt
oder auf einen VC 2-Pegel ansteigt, wird er leitdend. Infolgedessen
wird die Schwellenspannung VTD dieses MOS-Transistors
32 so bestimmt, daß sie folgende Gleichung erfüllt:
-(VR-VT) < VTD < 0 (4)
wobei die Gleichung VC 2 = VR - VT benutzt wurde.
In der in Fig. 2 gezeigten integrierten Halbleiterschaltung
wird ein Signal als Steuersignal S 1 von der Funktionsschaltung
40 erzeugt. Dieses Signal wird auf Massepotential gehalten,
während die Funktionsschaltung 40 in einer ersten Betriebsart
arbeitet, bei der eine Gruppe von Schaltungen
der Funktionsschaltung 40, die im Schaltungsmaßstab
klein sind, in einem Pause-Betriebszustand sind, und ein kleiner
Verbrauchsstrom fließt in der Funktionsschaltung 40. Andererseits
wird dieses Signal auf den Pegel VC 2 gesetzt, während
die Funktionsschaltung 40 in einer zweiten Betriebsart arbeitet,
bei der eine Gruppe von Schaltungen der Funktionsschaltung
40, die im Schaltungsmaßstab groß sind, im
aktiven Betrieb sind, und ein großer Verbrauchsstrom fließt
in der Funktionsschaltung 40. In dem Fall, bei dem die
Funktionsschaltung 40 in der ersten Betriebsart arbeitet,
wird der MOS-Transistor 32 in dem nicht-leitenden Zustand gehalten,
da die Betriebsspannung VC 2 nahezu auf einem vorbestimmten
Wert (VR - VT) durch den MOS-Transistor 22, der an
seiner Gate-Elektrode die Referenzspannung VR empfängt, gehalten
wird. Zusätzlich wird in dem Fall, bei dem die Funktionsschaltung
40 in der zweiten Betriebsart arbeitet, der
MOS-Transistor 32 leitend gesteuert abhängig von dem von
dieser Funktionsschaltung 40 erzeugten Steuersignal S 1, so
daß die Leitfähigkeit des MOS-Transistors 32 ansteigt. In
diesem Fall wird nämlich ein größerer Strom als vorher durch
die MOS-Transistoren 22 und 32 an die Funktionsschaltung 40
geliefert. Deshalb kann die Betriebsspannung VC 2 stabil auf
einem vorbestimmten Wert gehalten werden, während die Funktionsschaltung
40 wenig Strom braucht, der vom Kondensator 23
fließt.
Unter der Annahme, daß die resultierende Leitfähigkeit der die Betriebsspannung
liefernden Schaltung, die durch die MOS-Transistoren
22 und 32 gebildet ist, gm 1 ist, wenn der MOS-Transistor
32 leitend ist, daß die Leitfähigkeit der Funktionsschaltung
40 zu dieser Zeit gm 2, und daß die Betriebsspannung VC 2 ist,
wenn der MOS-Transistor 32 im nicht-leitenden Zustand auf dem
Pegel VC 21 ist, kann die Variation in der Betriebsspannung
VC 2 auf ein Minimum unterdrückt werden, indem gm 1 so eingestellt
wird, daß es die folgende Gleichung erfüllt:
Fig. 5 zeigt eine zeitliche Variation der Betriebsspannung VC 2 in
dem in Fig. 1 und Fig. 2 gezeigten Schaltkreis. In dieser
graphischen Darstellung stellen eine unterbrochene und eine durchgezogene
Linie die Fälle in Fig. 1 und 2 jeweils dar. Wie aus dieser
Darstellung ersichtlich ist, variiert die Betriebsspannung VC 2 in
der in Fig. 1 gezeigten Schaltung in einem Intervall T weit,
wenn der Verbrauchsstrom in der Funktionsschaltung 10 groß
ist. Andererseits wird in der in Fig. 2 gezeigten Schaltung
die Variation der Betriebsspannung VC 2 deutlich unterdrückt,
da das Steuersignal S 1 den Pegel VC 2 annimmt und dieses den
MOS-Transistor 32 in dem Intervall T, währenddessen in der
Funktionsschaltung 40 ein großer Verbrauchsstrom fließt, leitend
werden läßt.
Bei dieser Ausführungsform kann die Variation bei der Betriebsspannung
VC 2 unterdrückt werden, ohne die große Kapazität
des Kondensators 23 zu benutzen, durch den Gebrauch des MOS-Transistors
32. Infolgedessen ist es nicht notwendig, die zur
Bildung des Kondensators 23 benötigte Fläche zu vergrößeren,
wodurch eine hohe Integrationsdichte realisiert werden kann.
Fig. 6 zeigt eine integrierte Halbleiterschaltung nach einer
weiteren Ausführungsform mit Merkmalen nach der Erfindung. Diese integrierte
Halbleiterschaltung ist im wesentlichen auf ähnliche Art aufgebaut
wie jene nach Fig. 2, außer daß ein Anreicherungstyp-MOS-Transistor
34 benutzt wird anstelle des Abreicherungstyp-MOS-Transistors
32, und daß sie mit einer Inverterschaltung
vom Bootstrap-Typ 50 versehen ist zum Treiben dieses MOS-Transistors
34 abhängig von dem Steuersignal S 2 von der Funktionsschaltung
40.
Bei dieser Ausführungsform wird ein Steuersignal S 2 auf hohem
Pegel von dieser Funktionsschaltung 40, wie in Fig. 7A gezeigt,
erzeugt, wenn ein Verbrauchsstrom, der kleiner ist als
ein vorbestimmter Wert, durch die Funktionsschaltung 40
fließt. Andererseits, wenn ein Verbrauchsstrom, der größer
ist als ein vorbestimmter Wert, durch die Funktionsschaltung
40 fließt, wird dieses Steuersignal S 2 niedrig. Beispielsweise
wird das Steuersignal S 2 erhalten durch Invertieren des
Steuersignals S 1 von der Funktionsschaltung nach Fig. 3 oder
4.
Die Inverterschaltung 50 vom Bootstrap-Typ weist einen MOS-Transistor
51 auf, dessen eines Ende eines Strompfades gekoppelt
ist mit der Gate-Elektrode des MOS-Transistors 34
und über einen MOS-Transistor 52 geerdet ist, und bei dem das
andere Ende dieses Strompfades mit der Spannungsleitung VL
gekoppelt ist. Die Gate-Elektrode dieses MOS-Transistors 51
ist über einen Kondensator 53 an einen Knotenpunkt N 1 zwischen
den MOS-Transistoren 51 und 52 gekoppelt und ebenso an eine
Spannungsleitung VL über einen MOS-Transistor 54 gekoppelt,
dessen Gate-Elektrode mit der Spannungsleitung VL gekoppelt
ist. Zusätzlich wird das Steuersignal S 2 von der Funktionsschaltung
40 zu der Gate-Elektrode des MOS-Transistors 52 geliefert.
In dem gewöhnlichen Betriebszustand wird die Betriebsspannung
VC 2 auf dem Pegel (VR - VT) zur Funktionsschaltung 40 geliefert.
Ein Hochpegel-Steuersignal S 2 wird von der Funktionsschaltung
40 wie in Fig. 7A gezeigt, erzeugt, so daß der MOS-Transistor
52 leitend wird. Die Gate-Spannung auf dem Pegel
(VC 1 - VT) wird an die Gate-Elektrode des MOS-Transistors 51
gelegt, wobei dieser MOS-Transistor 51 leitend wird. Auf diese
Weise wird die Gate-Spannung, die durch Teilen der Spannung
VC 1 durch ein Verhältnis zwischen Einschalt-Widerständen der MOS-Transistoren
51 und 52 erhalten wird, zu der Gate-Elektrode
des MOS-Transistors 34 geführt. Bei dieser Ausführungsform
wird der Einschalt-Widerstand des MOS-Transistors 51 größer eingestellt
als jener des MOS-Transistors 52, so daß die Gate-Spannung
des MOS-Transistors 34 auf einen Pegel nahe des Massepotentialpegels
gesetzt wird, d. h., niedriger als der Pegel
(VR -VT). Deshalb wird in diesem Fall der MOS-Transistor 34
im nicht-leitenden Zustand gehalten.
Wenn das Potential VS 2 des von der Funktionsschaltung 40 erzeugten
Steuersignals S 2, wie in Fig. 7A gezeigt, niedrig
wird, wird der MOS-Transistor 52 nicht-leitend, wodurch das
Potential VN 1 am Knotenpunkt N 1 rasch ansteigt durch den MOS-Transistor
51, wie in Fig. 7B gezeigt. Dieser Potentialanstieg
am Knotenpunkt N 1 wird zur Gate-Elektrode des MOS-Transistors
51 über den Kondensator 53 übertragen, wodurch das Gate-Potential
dieses MOS-Transistors 51 auf einen Potentialpegel gesetzt
wird, der höher ist als der Pegel (VC 1 + VT). Infolgedessen
arbeitet der MOS-Transistor 51 in einer Triodencharakteristik,
wodurch das Potential am Knotenpunkt N 1 auf den
Pegel VC 1 gesetzt wird, und der MOS-Transistor 34 leitend
wird, und den resultierenden Leitwert der Betriebsspannungs-Liefereinrichtung
30, die durch die MOS-Transistoren 32 und
34 gebildet ist, anhebt. Sogar in diesem Fall kann die Variation
in der Betriebsspannung VC 2 ohne Hilfe des Kondensators
23 so unterdrückt werden, daß sie klein ist, durch Einstellen
des resultierenden Leitwerkes der Betriebsspannungs-Liefereinrichtung
30 so, daß sie die Gleichung (5) erfüllt.
Fig. 8 zeigt eine integrierte Halbleiterschaltung nach einer
weiteren Ausführungsform mit Merkmalen der vorliegenden Erfindung. Diese integrierte
Halbleiterschaltung ist im wesentlichen auf ähnliche
Weise aufgebaut wie jene nach Fig. 6, außer daß ein bipolarer
Transistor 36 mit großer Konduktanz anstelle des MOS-Transistors
34 benutzt wird, und daß eine Inverterschaltung
60 zum Invertieren des Steuersignals S 2 von der Funktionsschaltung
40 und zum Liefern des invertierten Signals an der Basis des bipolaren Transistors
36 anstelle der Inverterschaltung 50 benutzt wird.
Die Inverterschaltung 60 weist einen MOS-Transistor 61 auf,
dessen Gate- und Drain-Elektroden mit der Spannungsleitung VL
gekoppelt sind, und dessen Source-Elektrode über einen MOS-Transistor
62 geerdet ist. Dieser MOS-Transistor 62 ist so gekoppelt,
daß er an seiner Gate-Elektrode das Steuersignal S 2
von der Funktionsschaltung 40 empfängt. Ein Knotenpunkt N 2
zwischen den MOS-Transistoren 61 und 62 ist mit der Basis des
bipolaren Transistors 36 verbunden.
Im normalen Betriebszustand wird das Steuersignal S 2 auf dem
Pegel VC 2 von der Funktionsschaltung 40 erzeugt, so daß der
MOS-Transistor 62 und der bipolare Transistor 36 jeweils im
leitenden und nicht-leitenden Zustand gehalten werden. Im
aktiven Betriebszustand wird andererseits ein Steuersignal S 2
von 0 V von der Funktionsschaltung 40 erzeugt. Dies erlaubt
dem MOS-Transistor 62, nicht-leitend zu sein, und das Potential
am Knotenpunkt N 2 kann den Pegel (VC 1 - VT) annehmen,
so daß der bipolare Transistor 36 leitend wird. Auf diese
Weise wird ein großer Strom durch diesen Transistor 36 zur
Funktionsschaltung 40 geleitet.
Da ein bipolarer Transistor so aufgebaut sein kann, daß er
eine größere Konduktanz hat, verglichen mit einem MOS-Transistor,
sogar wenn die Abmessung eines Elements klein ist,
kann dieser bipolare Transistor 36 kleiner ausgebildet werden
als der MOS-Transistor 32 (Fig. 2) oder der MOS-Transistor
34 (Fig. 6), wodurch der Integrationsgrad verbessert werden
kann.
Fig. 9 zeigt eine Modifikation der Betriebsspannungs-Versorgungsschaltung
30 nach Fig. 2. Diese Schaltung weist M Verarmungstyp-MOS-Transistoren
32-1 bis 32-M anstelle des MOS-Transistors
32 auf, bei der jeder dieser MOS-Transistoren
parallel mit dem MOS-Transistor 22 angeordnet ist. Diese
Schaltung der Fig. 9 ist geeignet, wenn die Funktionsschaltung
40 durch eine Schaltung wie beispielsweise ein RAM oder ähnliches
gebildet ist, bei dem der Verbrauchsstrom sequentiell
sich ändert in einer Reihe von Betriebszuständen, wenn er
eine Sequenz von Operationen ausführt. In diesem Fall steigt der
Betriebszustand der Funktionsschaltung 40 mit einem vorbestimmten Zeitverhalten
an und zwar so, daß der Verbrauchsstrom
einen vorbestimmten Wert überschreitet, und liefert
jeden Steuerimpuls S 1-1 bis S 1-M mit einer Pulsbreite
entsprechend jedem Zeitintervall, während dem der Verbrauchsstrom
nacheinander durch die MOS-Transistoren 32-1 bis 32-M
fließt. Sogar wenn ein Verbrauchsstrom über einem vorbestimmten
Wert durch die Funktionsschaltung 40 fließt, wird infolgedessen
einer der MOS-Transistoren 32-1 bis 32-M leitend, so
daß die unmittelbare Reduktion der Betriebsspannung VC 2 unterdrückt
wird beziehungsweise klein ist.
Fig. 10 zeigt eine integrierte Halbleiterschaltung nach einer
weiteren Ausführungsform. In Fig. 10 ist die
Betriebsspannung liefernde Schaltung 30 im wesentlichen auf ähnliche
Weise aufgebaut wie jene in Fig. 6, außer daß sie MOS-Transistoren
38-1 und 38-2 aufweist, von denen jeder parallel
mit dem MOS-Transistor 22 anstelle des MOS-Transistors 34 geschaltet
ist. Diese integrierte Schaltung hat NAND-Gatter-Schaltungen
70 und 80 vom Bootstrap-Typ. Diese NAND-Gatter-Schaltung
70 weist MOS-Transistoren 71 und 74 auf und
eine Kapazität 73, die ähnlich wie die MOS-Transistoren 51 und
54 und die Kapazität 53 in Fig. 6 angeordnet sind; ebenso
weist sie MOS-Transistoren 75 und 76, die in Reihe zwischen
einem Knotenpunkt N 3 und Masse angeordnet sind, auf. Die NAND-Gatter-Schaltung
80 weist MOS-Transistoren 81, 84, 85 und 86
und eine Kapazität 83 auf, die auf ähnliche Weise mit der
Verbindung der MOS-Transistoren 71, 74, 75 und 76 und der
Kapazität 73 der NAND-Gatter-Schaltung 70 verbunden sind. Die
MOS-Transistoren 75 und 76 werden durch Steuersignale SA und
SB von der Funktionsschaltung 40 gesteuert, während die MOS-Transistoren
85 und 86 durch Steuersignale SC SD von der
Funktionsschaltung 40 gesteuert werden. Diese Funktionsschaltung
40 wird beispielsweise durch ein dynamisches RAM gebildet,
wie in Fig. 11 gezeigt. Dieses dynamische RAM weist eine
Eingangsschaltung 91 zum Konvertieren eines Reihenadressen-Strobesignals
, das extern zugeführt wird und eines Spaltenadressen-Strobesignals
, das ebenfalls extern zugeführt
wird, in ein internes Reihenadressen-Strobesignal und ein
internes Spaltenadressen-Strobesignal jeweils auf, weiter
eine Speicherschaltung 92 mit einer Speicherzelle von beispielsweise
256 kbits, eine Zeitsignalgeneratorschaltung 93
zum Erzeugen verschiedener Zeitablaufsignale einschließlich
Zeitablaufsignale Φ A 1 bis Φ A 5 und Φ B 1 bis Φ B 5, damit die
Speicherschaltung 92 eine vorbestimmte Operationssequenz in
Abhängigkeit von den internen Strobesignalen und von
der Eingangsschaltung 91 ausführen kann, und Steuersignalgeneratoren
94 A, 94 B, 94 C, und 94 D zum jeweiligen Erzeugen
der Steuersignale SA, SB, SC und SD als Antwort auf die Zeitsignale
Φ A 1 bis Φ A 5 und Φ B 1 bis Φ B 5 von der Zeitsignalgeneratorschaltung
93. Die Zeitsignalgeneratorschaltung 93 erzeugt
Zeitsignale einschließlich der in Fig. 12B bis 12F gezeigten
Zeitsignale Φ A 1 bis Φ A 5 abhängig von dem internen, in Fig. 12
gezeigten -Signal von der Eingangsschaltung 91. Der Steuersignalgenerator
94 A erzeugt das Steuersignal SA abhängig von
den Zeitsignalen Φ A 1, Φ A 2 und Φ A 3 von der Zeitsignalgeneratorschaltung
93. Das Steuersignal SA nimmt niedrigen Pegel an
synchron mit der Abfallflanke des internen -Signals und
steigt danach synchron mit der Anstiegsflanke des Zeitsignals
Φ A 3 an, nachdem beispielsweise 30 nsec, wie in Fig. 12G gezeigt,
verlaufen sind. Andererseits erzeugt der Steuersignalgenerator
94 B das Steuersignal SB anhängig von den Zeitsignalen
Φ A 1, Φ A 4 und Φ A 5 von der Zeitsignalgeneratorschaltung 93.
Das Steuersignal SB nimmt einen niedrigen Pegel an synchron
mit der Anstiegsflanke des internen -Signals und steigt danach
synchron mit der Anstiegsflanke des Zeitsignals Φ A 5, nachdem
beispielsweise 15 nsec, wie in Fig. 12H gezeigt, vergangen
sind.
Die Zeitsignalgeneratorschaltung 93 erzeugt Zeitsignale einschließlich
der in Fig. 13B bis 13F gezeigten Zeitsignale
Φ B 1 bis Φ B 5 abhängig von dem in Fig. 13A gezeigten internen
-Signal von der Eingangsschaltung 91. Der Steuersignalgenerator
94 C erzeugt das Steuersignal SC abhängig von den Zeitsignalen
Φ B 1, Φ B 2 und Φ B 3 von dieser Zeitsignalgeneratorschaltung
93. Das Steuersignal SC nimmt einen niedrigen Pegel an
synchron mit der Abfallflanke des internen -Signals und
steigt danach an synchron mit der Anstiegsflanke des Zeitsignals
Φ B 3, nachdem beispielsweise 25 nsec, wie in Fig. 13G gezeigt,
abgelaufen sind. Außerdem erzeugt der Steuersignalgenerator
94 D das Steuersignal SD abhängig von den Zeitsignalen
Φ B 1, Φ B 4 und Φ B 5 von der Zeitsignalgeneratorschaltung 93.
Das Steuersignal SD nimmt einen niedrigen Pegel an synchron
mit der Anstiegsflanke des internen -Signals und steigt danach
synchron mit der Anstiegsflanke des Zeitsignals Φ B 5 an,
nachdem beispielsweise 15 nsec, wie in Fig. 13H gezeigt, abgelaufen
sind.
In dem Fall, bei dem alle der Steuersignale SA, SB, SC und
SD von der Funktionsschaltung 40 auf hohem Pegel sind, werden
alle MOS-Transistoren 75, 76, 85 und 86 leitend gemacht, und
die Knotenpunkte N 3 und N 4 werden in der Nähe des Massepotentialpegels
gehalten, so daß die MOS-Transistoren 38-1 und
38-2 im nicht-leitenden Zustand gehalten werden. Unter der
Annahme, daß das interne -Signal auf Massepegel fällt,
fällt das Steuersignal SA synchron mit der Abfallflanke dieses
internen -Signals, wodurch der MOS-Transistor 75 für ungefähr
30 nsec nicht-leitend wird. Infolgedessen steigt das
Potential am Knotenpunkt N 3 auf den Pegel VC 1 auf ähnliche
Weise wie in Fig. 6 beschrieben, wodurch der MOS-Transistor
38-1 leitend wird. Zusätzlich fällt das Steuersignal SB synchron
mit der Anstiegsflanke dieses internen -Signals, wodurch
der MOS-Transistor 76 für ungefähr 15 nsec leitend wird.
Auf diese Weise wird der MOS-Transistor 38-1 leitend, wodurch
die resultierende Konduktanz der Betriebsspannungs-Versorgungsschaltung
30, die durch die MOS-Transistoren 22, 38-1
und 38-2 gebildet ist, gesteigert wird.
Wenn das interne -Signal erzeugt wird, wird der MOS-Transistor
38-2 leitend für ungefähr 25 nsec bei der Abfallflanke
dieses -Signals und für ungefähr 15 nsec an der Anstiegsflanke.
Obwohl ein großer Verbrauchsstrom über einen vorbestimmten
Wert an der Speicherschaltung 92 verbraucht wird, wenn die
internen - und -Signale übertragen werden, wird die Betriebsspannung
VC 2 durch diesen großen Verbrauchsstrom nicht
deutlich verändert.
Die Variationsraten der Betriebsspannungen VC 2 in der in Fig.
10 gezeigten Schaltung und jene der konventionellen Schaltung,
bei der die MOS-Transistoren 38-1 und 38-2 und die NAND-Gatter-Schaltungen
vom Bootstrap-Typ 70 und 80 von jener
Schaltung in Fig. 10 entfernt wurden, wurden experimentell
geprüft. Bei dieser Prüfung war die Variationsrate der erfindungsgemäßen
Schaltung unter 5%, während die Variationsrate
der konventionellen Schaltung ungefähr 30% war. Außerdem
kann zum Unterdrücken der Spannungsvariationsrate auf einen
Wert unter 10% der Wert des Kondensators 23 auf ungefähr nur
4000 pF in der erfindungsgemäßen Schaltung eingestellt werden,
während in der konventionellen Schaltung der Wert dieses
Kondensators ungefähr 30 000 pF sein muß.
Wie aus obigen Ergebnissen hervorgeht, ist es bei dieser Ausführung
möglich, die Variation der Betriebsspannung VC 2 auf
einen kleinen Wert zu unterdrücken, ohne die Kapazität des
Kondensators 23 deutlich zu erhöhen.
Fig. 14 zeigt eine integrierte Halbleiterschaltung nach einer
weiteren Ausführungsform mit Merkmalen der Erfindung. Diese Schaltung ist
im wesentlichen auf ähnliche Weise aufgebaut, wie jene in
Fig. 2, außer daß der MOS-Transistor 32 weggelassen ist, und
daß ein MOS-Transistor vom Anreicherungstyp 100 in Reihe mit
den MOS-Transistoren 31-1 bis 31-N angeordnet ist. Zusätzlich
erzeugt in dieser integrierten Schaltung die Funktionsschaltung
40 das Steuersignal 52.
Im normalen Betriebszustand wird das Steuersignal S 2 auf
hohem Pegel an eine Gate-Elektrode des MOS-Transistors 100
geführt, und dieser MOS-Transistor 100 wird leitend gehalten,
während eine vorbestimmte Spannung VG 1 als Gate-Spannung VG
an das Gate des MOS-Transistors 22 gelegt ist. Andererseits
wird im aktiven Betriebszustand, bei dem ein Verbrauchsstrom
über einen vorbestimmten Wert durch die Funktionsschaltung 40
fließen kann, das Steuersignal S 2 auf niedrigem Pegel an die
Gate-Elektrode des MOS-Transistors 100 geführt, wodurch der
MOS-Transistor 100 nicht-leitend wird. Infolgedessen wird die
Gate-Spannung VG mit einer Spannung VG 2, die höher ist als
die vorhin bestimmte Spannung VG 1, an die Gate-Elektrode des
MOS-Transistors 22 angelegt, wodurch die Konduktanz den die Betriebsspannung liefernden Schaltung, die durch den MOS-Transistor
22 gebildet ist, gesteigert wird. Auf diese Weise wird ein
größerer Strom durch den MOS-Transistor 22 zur Funktionsschaltung
40 geliefert, wodurch die Reduktion der Betriebsspannung
VC 2 unterdrückt wird.
Fig. 15 zeigt eine Modifikation der in Fig. 14 gezeigten integrierten
Schaltung. In dieser integrierten Schaltung werden
MOS-Transistoren 101-1 bis 101-3, deren entsprechende
Gate-Elektroden mit der Spannungsleitung VL verbunden sind,
und die gegenseitig in Reihe geschaltet sind, anstelle der
MOS-Transistoren 21-1 bis 21-P benutzt, und die MOS-Transistoren
21-Q bis 21-N sind weggelassen.
Auch in dieser integrierten Schaltung wird im normalen Betriebszustand
der MOS-Transistor 100 leitend, und eine Gate-Spannung
VG mit einer Spannung VG 3, die abhängig von einem
Verhältnis zwischen einem Reziproken der resultierenden Konduktanz
der MOS-Transistoren 101-1 bis 101-3 zuerst und dem
Reziproken der Konduktanz des leitenden MOS-Transistors 100 bestimmt wird,
wird an den MOS-Transistor 22 geführt. Der
MOS-Transistor 100 im aktiven Betriebszustand nicht-leitend,
so daß eine Gate-Spannung, die höher ist als die Spannung VR 3,
an die Gate-Elektrode des MOS-Transistors 22 geführt wird,
wodurch die Konduktanz dieses MOS-Transistors 22 gesteigert
werden kann.
Es kann auch, obwohl ein MOS-Transistor
22 zwischen die Spannungsleitung VL und den Anschluß
VC 2 gekoppelt ist, eine Mehrzahl von parallel verbundenen
MOS-Transistoren anstelle der MOS-Transistors 22 angeordnet
werden.
Claims (14)
1. Integrierte Halbleiterschaltung zur Einstellung eines
gewünschten Gleichspannungspotentials, mit zwei
parallelen Schaltungszweigen, die an eine
Gleichspannungsquelle angeschlossen sind und von
denen der erste Schaltungszweig aus einem
Spannungsteiler mit mehreren Halbleiterelementen
besteht und der zweite Schaltungszweig wenigstens ein
steuerbares Halbleiterelement enthält, an welchem ein
konstantes Gleichspannungspotential für eine
Funktionsschaltung abgreifbar ist, wobei das
steuerbare Halbleiterelement von einer
Referenzspannung des ersten Schaltungszweiges
angesteuert wird,
dadurch gekennzeichnet, daß parallel
zu dem steuerbaren Halbleiterelement (22) ein zweites
steuerbares Halbleiterelement (32) geschaltet ist,
das von einem in der Funktionsschaltung (40)
erzeugten Steuersignal (S 1) leitend oder
nicht-leitend steuerbar ist.
2. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß zur
Glättung des Gleichspannungspotentials zwischen den
das konstante Gleichspannungspotential liefernden
Schaltungspunkt und Masse ein Kondensator (23)
geschaltet ist.
3. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 1 oder
2,
dadurch gekennzeichnet, daß das
steuerbare Halbleiterelement aus einem MOS-Transistor
(22) besteht, der die Referenzspannung an seiner
Gate-Elektrode empfängt und daß das zweite steuerbare
Halbleiterelement durch einen MOS-Transistor (32) vom
Anreicherungstyp gebildet ist, welcher an seiner
Gate-Elektrode das Steuersignal (S 1) von der
Funktionsschaltung (40) empfängt.
4. Integrierte Halbleiterschaltung nach einem der
Ansprüche 1 bis 3,
dadurch gekennzeichnet, daß die
Funktionsschaltung (40) verschiedene Steuersignale
(S 1-1 bis S 1-M) erzeugt und das zweite
Halbleiterelement eine Mehrzahl von MOS-Transistoren
(32-1 bis 32-M) vom Verarmungstyp aufweist, die
parallel gekoppelt sind, und die an ihren jeweiligen
Gate-Elektroden die entsprechenden Steuersignale von
der Funktionsschaltung (40) empfangen.
5. Integrierte Halbleiterschaltung nach einem der
Ansprüche 1 bis 3,
dadurch gekennzeichnet, daß zwischen
den das Steuersignal liefernden Ausgang der
Funktionsschaltung (40) und die Steuerelektrode des
zweiten steuerbaren Halbleiterelements (32) eine
spannungserzeugende Schaltung (50) geschaltet ist.
6. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 5,
dadurch gekennzeichnet, daß die
spannungserzeugende Schaltung (50) eine
Inverterschaltung vom Bootstrap-Typ aufweist zum
Erzeugen einer Gate-Spannung abhängig von dem
Steuersignal der Funktionsschaltung (40).
7. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß das
zweite steuerbare Halbleiterelement einen bipolaren
Transistor (36) aufweist und eine
Basispotentialeinstellschaltung (60) zum Einstellen
eines Basispotentials des bipolaren Transistors
abhängig von dem Steuersignal von der
Funktionsschaltung (40).
8. Integrierte Halbleiterschaltung nach einem der
Ansprüche 1 bis 3,
dadurch gekennzeichnet, daß die
Funktionsschaltung (40) gegenseitig verschiedene
Steuersignale erzeugt, und daß das zweite steuerbare
Halbleiterelement eine Mehrzahl von MOS-Transistoren
(38-1, 38-2) aufweist, welche parallel verbunden sind
und welche an ihren Gate-Elektroden Gate-Spannungen
von spannungserzeugenden Schaltungen (70, 80)
abhängig von den entsprechenden Steuersignalen von
der Funktionsschaltung (40) empfangen.
9. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 8,
dadurch gekennzeichnet, daß jede der
spannungserzeugenden Schaltungen (70, 80) eine
Inverterschaltung vom Bootstrap-Typ zum Erzeugen
einer Gate-Spannung abhängig von den entsprechenden
Steuersignalen von der Funktionsschaltung (40)
aufweist.
10. Integrierte Halbleiterschaltung nach einem der
Ansprüche 1 bis 4 und 8 und 9,
dadurch gekennzeichnet, daß die
Funktionsschaltung eine Erfassungseinrichtung (42 bis
45) aufweist zum Erzeugen des Steuersignals und zum
Erfassen, daß ein Verbraucherstrom, der durch die
Funktionsschaltung fließt, einen vorbestimmten Wert
überschreitet.
11. Integrierte Halbleiterschaltung nach einem der
Ansprüche 1 bis 9,
dadurch gekennzeichnet, daß die
Funktionsschaltung eine Betriebsart-Einstellschaltung
(47; 93, 94 A bis 94 D) aufweist zum Erzeugen
wenigstens eines Betriebsart-Einstellsignals zum
Einstellen einer Betriebsart der Funktionsschaltung
und zum Erzeugen der Steuersignale abhängig von dem
Betriebsart-Einstellsignal.
12. Integrierte Halbleiterschaltung nach einem der
vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß die
Funktionsschaltung (40) ein zusätzliches Steuersignal
(S 2) erzeugt, welches ein Halbleiterelement (100) im
ersten Schaltungszweig leitend oder nicht-leitend
schaltet, um die Referenzspannung (VG) entsprechend
zu verändern.
13. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 12,
dadurch gekennzeichnet, daß das
Halbleiterelement (100) im ersten Schaltungszweig aus
einem MOS-Transistor besteht.
14. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 12 oder
13,
dadurch gekennzeichnet, daß das
Halbleiterelement (100) mit einem Anschluß mit der
Referenzspannung (VG) verbunden ist.
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OP8 | Request for examination as to paragraph 44 patent law | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |