DE3419661A1

DE3419661A1 - Integrierte halbleiterschaltung

Info

Publication number: DE3419661A1
Application number: DE19843419661
Authority: DE
Inventors: Satoshi Tokio/Tokyo Konishi
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1983-05-26
Filing date: 1984-05-25
Publication date: 1984-11-29
Also published as: US4649291A; JPS59218042A; DE3419661C2

Description

Integrierte Halbleiterschaltung

BESCHREIBUNG

Die Erfindung betrifft eine integrierte Halbleiterschaltung für hohe Integration und insbesondere eine integrierte Halbleiterschaltung, bei der ein Potential mit einem absoluten Wert kleiner als ein Versorgungspotential, das von einer externen Versorgung geliefert wird, als Versorgungspotential benutzt wird zum Treiben einer internen aktiven Elementschaltung.

Integrierte Halbleiterschaltungen bestehend aus MOS-Transistören wurden auf bemerkenswerte Weise weiterentwickelt, und in der zweiten Hälfte der Sechziger Jahre ließen sich integrierte Halbleiterschaltungen realisieren mit zehn oder Hunderten von MOS-Transistoren mit jeweils einer effektiven Kanallänge von ungefähr 10 μΐη auf einem Chip. Weiter schritt die Feinverarbeitung und Höher-Integration der Elemente fort, so daß kürzlich höchstintegrierte Schaltungen (VLSI) realisiert wurden, welche einige Hunderttausende von Elementen mit einer jeweiligen effektiven Kanallänge von ungefähr 1,5 μπι aufweisen. Es ist zu erwarten, daß in der Zukunft eine integrierte Halbleiterschaltung mit Submikron-MOS-Transistoren mit jeweils einer effektiven Kanallänge von 1 μιη oder weniger gebildet werden können.

Zum Treiben des MOS-Transistors, dessen effektive Kanallänge auf diese Weise gekürzt wurde, ist es notwendig, eine Treiberspannung zu benutzen, die niedriger ist als eine Versorgungsspannung. Der Grund hierfür ist, daß, falls diese Art von MOS-Transistor durch die Versorgungsspannung getrieben wird, ein hohes elektrisches Feld im MOS-Transistor erzeugt wird, das

zu verschiedenen Problemen führt. Vom Standpunkt der Systemanwendung ist es erwünscht, eine gemeinsame Versorgung fur jede das System bildende integrierte Schaltung zu benutzen in Anbetracht der Miniaturisierung und niedrigen Kosten. Zum Steigern der Anwendbarkeit auf ein System mit TTL-Technologie ist es darüberhinaus auch erwünscht, das Versorgungspotential auf 5 V zu setzen, welches derzeit als Standardversorgungsspannung benutzt wird.

Fig. 1 zeigt eine integrierte Halbleiterschaltung mit einer Funktionsschaltung 10 mit MOS-Transistoren mit kurzer Kanallänge, und eine Betriebsspannungs-Lieferschaltung 20 zum Liefern der Betriebsspannung, die die Funktionsschaltung 10 betreibt.

Diese Betriebsspannungs-Versorgungsschaltung 20 ist aus einem MOS-Transistor 22 gebildet. Die Drain-Elektrode des MOS-Transistors 22 ist mit der Spannungsleitung VL verbunden, die Source-Elektrode ist über eine Kapazität 23 geerdet, und die Gate-Elektrode ist mit einer Verbindung zwischen den MOS-'ransistoren 21-P und 21-0 angeordnet, welche ein Teil der Reihe von N MOS-Transistoren 21-1, ..., 21-P, 21-Q, ..., und 21-N sind, die in Reihe zwischen einer Spannungsleitung VL, an die eine Spannung gleich einer Versorgungsspannung VCl angelegt wird und Masse-angeordnet sind. Die Gate-Elektrode eines jeden der MOS-Transistoren 21-1 bis 21-N ist mit seiner Drain-Elektrode verbunden. Zusätzlich ist die Funktionsschaltung 10 verbunden zwischen der Source-Elektrode des MOS-Transistors 22 und Masse. Diese Funktionsschaltung 10 ist beispielsweise eine Speicherschaltung mit MOS-Transistoren oder ähnlichem, welche mit einer niedrigeren Spannung als die Versorgungsspannung VCl getrieben werden muß. Alle MOS-Transistoren 21-1 bis 21-N und 22 sind vom Anreicherungstyp.

Eine Referenzspannung VR wird an die Gate-Elektrode des MOS-Transistors 22 angelegt. Diese Referenzspannung VR wird erhalten durch Teilen der Versorgungsspannung VCl in Übereinstimmung mit einem Verhältnis zwischen einem Reziproken der Leitfähigkeit der MOS-Transistoren 21-1 bis 21-P und einem Reziproken der Leitfähigkeit der MOS-Transistoren 21-Q bis 21-N. Unter der Annahme, daß eine Schwellenspannung des MOS-Transistors 22 VT ist, ist deshalb eine Betriebsspannung VC2 an die Funktionsschaltung 10 gegeben durch die folgende Gleichung:

VC2 = VR - VT (Ί)

In der obigen Gleichung (1) arbeitet der MOS-Transistor 22 mit der Pentodencharakteristik und wird in einen Zustand nahe seinem Aus-Zustand gesetzt. Wenn ein von der Funktionsschaltung 10 zu verbrauchender Strom ansteigt und die Betriebsspannung VC2 niedriger wird als (VR - VT), wird der MOS-Transistor 22 leitfähig, so daß ein großer Strom zur Funktionsschaltung 10 geliefert wird von der Spannungsleitung VL über diesen MOS-Transistor 22, wodurch der Abfall bei der Betriebsspannung VC2 kompensiert wird. In dem Fall, bei dem der Verbrauchsstrom dieser Funktionsschaltung 10 nur für eine kurze Zeit relativ groß ist, wird der Verbrauchsstrom auch von der Kapazität 23 als Entladungsstrom zum Glätten der Betriebsspannung VC2 geliefert, da die Stromversorgungsfähigkeit des MOS-Transistors 22 nicht groß genug ist, wodurch eine merkliche Reduktion dieser Betriebsspannung VC2 verhindert wird. Auf diese Weise muß die Kapazität 23 eine große Kapazität aufweisen, damit diese Kapazität 23 die sofortige Reduzierung der Betriebsspannung VC2 verhindert. Jedoch wird zur Bildung einer Kapazität mit einer großen Kapazität in einer integrierten Schaltung eine große besetzte Fläche benötigt, was der Miniaturisierung und hohen Integration der Schaltung entgegensteht.

Beispielsweise wird in einem dynamischen RAM (d-RAM) von 64 kbits, bei dem die Spannungen VCl und VC2 5 V und 3 V jeweils betragen, ein Spitzenstrom von ungefähr 150 mA für eine Zeitdauer von ungefähr 15 nsec verbraucht in der aktiven Betriebsart. In diesem Fall wird die Kapazität C des Kondensators 23, die benötigt ist zum Unterdrücken der sofortigen Reduzierung der Spannung VC2 auf weniger als 10 % oder weniger durch die folgende Gleichung ausgedrückt:

C = ^{X 10}"^{3(A) X 15} * ¹⁰"^9(S) = 7500 (PF) (2).

3(V) χ 0,1

Falls diese Kapazität von 7500 pF durch einen MOS-Kondensator mit einer Oxidisolierschicht mit einer Filmdicke von 250 Ä gebildet ist, wird die belegte Fläche A für diesen Kondensator durch folgende Gleichung ausgedrückt:

A ₌ J75O0L _{= 5>43 χ 1Q}-2 ^2,

3,45 x 10 (farad/cm)
250 χ 10~⁸ (cm) (3)

Diese belegte Fläche A ist im wesentlichen gleich einer Fläche eines Quadrats mit Seitenlänge 2,33 mm. Da eine Chipflä-

2 ehe eines RAMs im 2-^m-Design ungefähr 18 mm ist, beträgt die Fläche dieses Kondensators wenigstens ungefähr 30 % der Chipfläche. Weiter ist es notwendig, die Variation der Betriebsspannung VC2 so zu unterdrücken, daß sie kleiner wird als 10 % zum Verbessern des Betriebsbereichs der Funktionsschaltung 10, was in einer Steigerung der belegten Fläche des Kondensators resultiert.

Auf diese Weise wird die belegte Fläche des Kondensators 23 zum Unterdrücken der Variation der Betriebsspannung VC2 in der integrierten Schaltung nach Fig. 1 eo groß, daß der Integrationsgrad abnimmt.

Es ist eine Aufgabe der Erfindung, eine kompakte integrierte Halbleiterschaltung zu schaffen, bei der eine Funktionsschaltung bei einem Potential in Betrieb gesetzt wird, welches einen absoluten Wert kleiner als ein Versorgungspotential hat, das von einer externen Stromversorgung geliefert wird und dessen Variation unterdrückt wird.

Diese Aufgabe wird gelöst durch eine integrierte Halbleiterschaltung mit einer Funktionsschaltung, die eine Mehrzahl von aktiven Elementen hat zum Durchführen einer vorbestimmten Schaltungsfunktion, und die zwischen einem Knotenpunkt und einem Referenzanschluß angeordnet ist zum Liefern eines Steuersignals, mit einer Potential-Einstellschaltung, die zwischen einem Stromversorgungsanschluß und dem oben erwähnten Knotenpunkt angeordnet ist zum Einstellen eines Potentials an diesem Knotenpunkt, und dessen Leitfähigkeit abhängig von dem Steuersignal von der Funktionsschaltung variabel ist, und einer Glättungsschaltung, die zwischen dem Knotenpunkt und dem Referenzanschluß angeordnet ist zum Glätten des Potentials am Knotenpunkt.

Bei der vorliegenden Erfindung wird ein Steuersignal von der Funktionsschaltung erzeugt, wenn ein Strom, der groß genug ist, um das Potential am Knotenpunkt zu variieren, durch die Funktionsschaltung fließen kann, wodurch die Leitfähigkeit der Potentialeinstellschaltung verändert wird, und wodurch die Potentialeinstellschaltung das Potential am Knotenpunkt konstant halten kann.

Deshalb ist es nicht erforderlich, die Glättungsfähigkeit der Glättungsschaltung zu verbessern, und es wird möglich, den Integrationsgrad zu verbessern, da keine große Kapazität benötigt wird.

Weitere Vorteile und Zweckmäßigkeiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der Figuren. Von den Figuren zeigen:

Fig. 1 eine konventionelle integrierte Halbleiterschaltung mit einer Funktionsschaltung, die bei einer niedrigeren Spannung als die Versorgungsspannung betrieben wird;

Fig. 2 eine integrierte Halbleiterschaltung gemäß

einer Ausführungsform der Erfindung mit einer Funktionsschaltung, die bei einer niedrigeren Spannung als bei einer Versorgungsspannung betrieben wird;

Fig. 3 und 4 Beispiele der jeweils in Fig. 2 gezeigten Funktionsschaltungen;

Fig. 5 als Graph eine Veränderung der Betriebsspannung in jeder der in Fig. 1 und 2 gezeigten

Schaltungen;

Fig. 6 eine integrierte Halbleiterschaltung nach einer weiteren Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 7A und 7B Diagramme mit Signalwellenformen zur Beschreibung des Betriebs der in Fig. 6 gezeigten Schaltung;

Fig. 8 eine integrierte Halbleiterschaltung nach

einer weiteren Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 9 eine Modifikation einer Betriebsspannungs-Versorgungsschaltung nach Fig. 2;

"—"11*— ""

Fig. 10 eine integrierte Halbleiterschaltung nach einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die in einem dynamischen RAM enthalten ist;

Fig. 11 ein detailliertes Schaltungsdiagramm einer

Funktionsschaltung wie in Fig. 10;

Fig. 12A bis 12H Diagramme mit Signal wellenformen zum Beschrei-Fie B\b" 131 ^{ben des Betriebs der} Schaltungen in Fig. 10

und 11;

Fig. 14 eine integrierte Halbleiterschaltung nach einer weiteren Ausführunsform der vorliegenden Erfindung; und

Fig. 15 eine Modifikation der Schaltung nach Fig. 14.

Fig. 2 zeigt eine integrierte Halbleiterschaltung nach einer Ausführungsform der Erfindung. Diese integrierte Halbleiterschaltung ist im wesentlichen auf ähnliche Weise wie jene in Fig. 1 aufgebaut, außer, daß eine Betriebsspannungs-Lieferschaltung 30 einen Abreicherungs-Typ-MOS-Transistor 32 aufweist, der parallel mit dem Anreicherungs-Typ-MOS-Transistor 22 gekoppelt ist, und daß eine Funktionsschaltung 40 zum Erzeugen eines Steuersignals Sl zum Ändern der Leitfähigkeit des MOS-Transistors 32 vorgesehen ist.

Fig. 3 zeigt ein Beispiel dieser Funktionsschaltung 40. Diese Funktionsschaltung weist eine aktive Elementschaltung 41, wie beispielsweise ein RAM, ein ROM oder eine CPU auf, deren Stromverbrauch vom Betriebszustand abhängt, einen in Reihe mit diesem Stromverbrauchspfad geschalteten Widerstand 42, eine Konstantspannungsschaltung mit einem Widerstand 43 und

einer Zener-Diode 44, die zwischen dem Anschluß VCl und Masse angeschlossen sind, und einen Komparator 45 zum Vergleichen einer Ausgangsspannung dieser Konstantspannungsschaltung und eines Spannungsabfalls am Widerstand 42. Wenn der Spannungsabfall am Widerstand 42 größer-wird als ein vorbestimmter Wert, der durch die Reihenschaltung des Widerstands 43 und der Zener-Diode 44 eingestellt ist, nämlich, wenn ein Verbrauchsstrom in der Aktiv-Elementschaltung 41 größer wird als der vorbestimmte Wert, liefert dieser Komparator 45 ein Hochpegel-Steuersignal Sl zum Leitfähigsteuern des MOS-Transistors 32.

Fig. 4 zeigt ein weiteres Beispiel der Funktionsschaltung 40 in Fig. 2. Diese Funktionsschaltung weist eine aktive Elementschaltung 46 bestehend aus organischen Schaltungen auf, die beispielsweise eine Speicherzellenanordnung, einen Decoder, einen Puffer, usw. eines RAM oder ROM einschließen, und eine Zeitablauf-Steuerschaltung 47 zum Liefern einer Reihe von Zeitpulsen an die Aktiv-Elementschaltung 46, damit diese Aktiv-Elementschaltung 46 eine Sequenz von Operationen ausführen kann. Die Aktiv-Elementschaltung 46 und die Zeitablaufsteuerschaltung 47 bilden zusammen beispielsweise ein d-RAM. Die Zeitimpulse werden an die Aktiv-Elementschaltung geliefert zum sequentiellen Betreiben dieser organischen Schaltungen, die Schritt für Schritt im normalen d-RAM-Betrieb arbeiten müssen. Das heißt, diese organischen Schaltungen arbeiten abhängig von den Zeitimpulsen, und eine spezifizierte Beziehung wird zwischen jedem der Zeitimpulse und einem durch die organischen Schaltungen fließenden Strom hergestellt. In dem Fall, bei dem diese Aktiv-Elementschaltung 46 in die Betriebsart gesetzt wird, bei der ein großer Stromverbrauch abhängig von einem bestimmten Zeitimpuls TPl fließen kann, wird dieser Zeitimpuls TPl als Steuersignal Sl zum MOS-Transistor 32 geliefert.

Beispielsweise wird in dem d-RAM eine vorherbestimmte Operationssequenz ausgeführt abhängig von einer Reihe von Zeitimpulsen, und ein vorbestimmter Betriebsstrom kann durch diesen d-RAM abhängig von jedem Zeitimpuls fließen. Auf diese Weise ist es möglich, schon vorher einen Zeitimpuls zu bestimmen, der es dem Betriebsstrom, der größer ist als der vorbestimmte Wert, erlaubt, durch diesen d-RAM zu fließen, so daß solch ein Zeitimpuls zum Bewirken eines großen Betriebsstroms als Steuersignal Sl extrahiert werden kann.

Das auf diese Weise von der Funktionsschaltung 40 erzeugte Steuersignal Sl wird an die Gate-Elektrode des MOS-Transistors 32 geführt. Wenn das Steuersignal Sl auf niedrigem Pegel oder Massepotential ist, und wenn sein Source-Potential oder die Betriebsspannung VC2 auf einem vorbestimmten Wert gehalten wird, wird dieser MOS-Transistor 32 im nicht-leitenden Zustand gehalten; wenn das Steuersignal Sl dann den hohen Pegel annimmt oder auf einen VC2-Pegel ansteigt, wird er leitend. Infolgedessen wird die Schwellenspannung VTD dieses MOS-Transistors 32 so bestimmt, daß sie folgende Gleichung erfüllt:

- (VR - VT) < VTD < 0 (4),

. wobei die Gleichung VC2 = VR - VT benutzt wurde.

In der in Fig. 2 gezeigten integrierten Halbleiterschaltung wird ein Signal als Steuersignal Sl von der Funktionsschaltung 40 erzeugt. Dieses Signal wird auf Massepotential gehalten, während die Funktionsschaltung 40 in einer ersten Betriebsart arbeitet, bei der eine Gruppe von organischen Schaltungen der Funktionsschaltung 40, die im Schaltungsmaßstab klein sind, in einem Pause-Betriebszustand sind, und ein kleiner Verbrauchsstrom fließt in der Funktionsschaltung 40. Andererseits wird dieses Signal auf den Pegel VC2 gesetzt, während

die Funktionsschaltung 40 in einer zweiten Betriebsart arbeitet, bei der eine Gruppe von organischen Schaltungen der Funktionsschaltung 40, die im Schaltungsmaßstab groß sind, im aktiven Betrieb sind, und ein großer Verbrauchsstrom fließt in dieser Funktionsschaltung 40. In dem Fall, bei dem diese Funktionsschaltung 40 in der ersten Betriebsart arbeitet, wird der MOS-Transistor 32 in dem nicht-leitenden Zustand gehalten, da die Betriebsspannung VC2 nahezu auf einem vorbestimmten Wert (VR - VT) durch den MOS-Transistor 22, der an seiner Gate-Elektrode die Referenzspannung VR empfängt, gehalten wird. Zusätzlich wird in dem Fall, bei dem die Funktionsschaltung 40 in der zweiten Betriebsart arbeitet, der MOS-Transistor 32 leitend gesteuert abhängig von dem von dieser Funktionsschaltung 40 erzeugten Steuersignal Sl, so daß die Leitfähigkeit des MOS-Transistors 32 ansteigt. In diesem Fall wird nämlich ein größerer Strom als vorher durch die MOS-Transistoren 22 und 32 an die Funktionsschaltung 40 geliefert. Deshalb kann die Betriebsspannung VC2 stabil auf einem vorbestimmten Wert gehalten werden, während die Funktionsschaltung 40 wenig Strom braucht, der vom Kondensator fließt.

Unter der Annahme, daß die resultierende Leitfähigkeit der Betriebsspannungs-Lieferschaltung, die durch die MOS-Transistoren 22 und 32 gebildet ist, gml ist, wenn der MOS-Transistor 32 leitend ist, daß die Leitfähigkeit der Funktionsschaltung 40 zu dieser Zeit gm2, und daß die Betriebsspannung VC2 ist, wenn der MOS-Transistor 32 im nicht-leitenden Zustand auf dem Pegel VC21 ist, kann die Variation in der Betriebsspannung VC2 auf ein Minimum unterdrückt werden, in-dem gml so eingestellt wird, daß es die folgende Gleichung erfüllt:

gml _β VC21 (5).

gml + gm2 VCl

Fig. 5 zeigt eine Zeitvariation der Betriebsspannung VC2 in dem in Fig. 1 und Fig. 2 gezeigten Schaltkreis. In diesem Graphen stellen eine unterbrochene und eine durchgezogene Linie die Fälle in Fig. 1 und 2 jeweils dar. Wie aus diesem Graph ersichtlich ist, variiert die Betriebsspannung VC2 in der in Fig. 1 gezeigten Schaltung in einem Intervall T weit, wenn der Verbrauchsstrom in der Funktionsschaltung 10 groß ist. Andererseits wird in der in Fig. 2 gezeigten Schaltung die Variation der Betriebsspannung VC2 deutlich unterdrückt, da das Steuersignal Sl den Pegel VC2 annimmt und dieses den MOS-Transistor 32 in dem Intervall T, währenddessen in der Funktionsschaltung 40 ein großer Verbrauchsstrom fließt, leitfähig werden läßt.

Bei dieser Ausführungsform kann die Variation bei der Betriebsspannung VC2 unterdrückt werden, ohne die große Kapazität des Kondensators 23 zu benutzen durch Gebrauch des MOS-Transistors 32. Infolgedessen ist es nicht notwendig, die zur Bildung des Kondensators 23 benötigte Fläche zu vergrößern, wodurch eine hohe Integration realisiert wird.

Fig. 6 zeigt eine integrierte Halbleiterschaltung nach einer weiteren Ausführungsform der Erfindung. Diese integrierte Halbleiterschaltung ist im wesentlichen auf ähnliche Art aufgebaut wie jene nach Fig. 2, außer daß ein Anreicherungstyp-MOS-Transistor 34 benutzt wird anstelle des Abreicherungstyp-MOS-Transistors 32, und daß sie mit einer Inverterschaltung vom Bootstrap-Typ 50 versehen ist zum Treiben dieses MOS-Transistors 34 abhängig von dem Steuersignal S2 von der Funktionsschaltung 40.

Bei dieser Ausführungsform wird ein Steuersignal S2 auf hohem Pegel von dieser Funktionsschaltung 40, wie in Fig. 7A gezeigt, erzeugt, wenn ein Verbrauchsstrom, der kleiner ist als

ein vorbestimmter Wert, durch die Funktionsschaltung 40 fließt. Andererseits, wenn ein Verbrauchsstrom, der größer ist als ein vorbestimmter Wert, durch die Funktionsschaltung 40 fließt, wird dieses Steuersignal S2 niedrig. Beispielsweise wird das Steuersignal S2 erhalten durch Invertieren des Steuersignals Sl von der Funktionsschaltung nach Fig. 3 oder 4.

Die Inverterschaltung 50 vom Bootstrap-Typ weist einen MOS-Transistor 51 auf, dessen eines Ende eines Strompfades gekoppelt ist mit der Gate-Elektrode des MOS-Transistors 34 und über einen MOS-Transistor 52 geerdet ist, und bei dem das andere Ende dieses Strompfades mit der Spannungsleitung VL gekoppelt ist. Die Gate-Elektrode dieses MOS-Transistors 51 ist über einen Kondensator 53 an einen Knotenpunkt Nl zwischen den MOS-Transistoren 51 und 52 gekoppelt und ebenso an eine Spannungsleitung VL über einen MOS-Transistor 54 gekoppelt, dessen Gate-Elektrode mit der Spannungsleitung VL gekoppelt ist. Zusätzlich wird das Steuersignal S2 von der Funktionsschaltung 40 zu der Gate-Elektrode des MOS-Transistors 52 geliefert.

In dem gewöhnlichen Betriebszustand wird die Betriebsspannung VC2 auf dem Pegel (VR - VT) zur Funktionsschaltung 40 geliefert. Ein Hochpegel-Steuersignal S2 wird von der Funktionsschaltung 40 wie in Fig. 7A gezeigt erzeugt, so daß der MOS-Transistor 52 leitend wird. Die Gate-Spannung auf dem Pegel (VCl - VT) wird an die Gate-Elektrode des MOS-Transistors gelegt, wobei dieser MOS-Transistor 51 leitend wird. Auf diese Weise wird die Gate-Spannung, die durch Teilen der Spannung VCl durch ein Verhältnis zwischen den ON-Widerständen der MOS-Transistoren 51 und 52 erhalten wird, zu der Gate-Elektrode des MOS-Transistors 34 geführt. Bei dieser Ausführungsform wird der ON-Widerstand des MOS-Transistors 51 größer eingestellt als jener des MOS-Transistors 52, so daß die Gate-

Spannung des MOS-Transistors 34 auf einen Pegel nahe des Massepotentialpegels gesetzt wird, d.h., niedriger als der Pegel (VR - VT). Deshalb wird in diesem Fall der MOS-Transistor im nicht-leitenden Zustand gehalten. 5

Wenn das Potential VS2 des von der Funktionsschaltung 40 erzeugten Steuersignals S2, wie in Fig. 7A gezeigt, niedrig wird, wird der MOS-Transistor 52 nicht-leitend, wodurch das Potential VNl am Knotenpunkt Nl rasch ansteigt durch den MOS-Transistor 51, wie in Fig. 7B gezeigt. Dieser Potentialanstieg am Knotenpunkt Nl wird zur Gate-Elektrode des MOS-Transistors 51 über den Kondensator 53 übertragen, wodurch das Gate-Potential dieses MOS-Transistors 51 auf einen Potentialpegel gesetzt wird, der höher ist als der Pegel (VCl + VT). Infolgedessen arbeitet der MOS-Transistor 51 in einer Triodencharakteristik, wodurch das Potential am Knotenpunkt Nl auf den Pegel VCl gesetzt wird, und der MOS-Transistor 34 leitend wird, und den resultierenden Leitwert der Betriebsspannungs-Liefereinrichtung 30, die durch die MOS-Transistoren 32 und 34 gebildet ist, anhebt. Sogar in diesem Fall kann die Variation in der Betriebsspannung VC2 ohne Hilfe des Kondensators 23 so unterdrückt werden, daß sie klein ist, durch Einstellen des resultierenden Leitwertes der Betriebsspannungs-Liefereinrichtung 30 so, daß sie die Gleichung (5) erfüllt.

Fig. 8 zeigt eine integrierte Halbleiterschaltung nach einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Diese integrierte Halbleiterschaltung ist im wesentlichen auf ähnliche Weise aufgebaut wie jene nach Fig. 6, außer daß ein bipolarer Transistor 36 mit großer Konduktanz anstelle des MOS-Transistors 34 benutzt wird, und daß eine Inverterschaltung 60 zum Invertieren des Steuersignals S2 von der Funktionsschaltung 40 und zum Liefern an eine Basis des bipolaren Transistors 36 anstelle der Inverterschaltung 50 benutzt wird.

Die Inverterschaltung 60 weist einen MOS-Transistor 61 auf, dessen Gate- und Drain-Elektroden mit der Spannungsleitung VL gekoppelt sind, und dessen Source-Elektrode über einen MOS-Transistor 62 geerdet ist. Dieser MOS-Transistor 62 ist so gekoppelt, daß er an seiner Gate-Elektrode das Steuersignal S2 von der Funktionsschaltung 40 empfängt. Ein Knotenpunkt N2 zwischen den MOS-Transistoren 61 und 62 ist mit der Basis des bipolaren Transistors 36 verbunden.

Im normalen Betriebszustand wird das Steuersignal S2 auf dem Pegel VC2 von der Funktionsschaltung 40 erzeugt, so daß der MOS-Transistor 62 und der bipolare Transistor 36 jeweils im leitenden und nicht-leitenden Zustand gehalten werden. Im aktiven Betriebszustand wird andererseits das Steuersignal S2 von 0 V von der Funktionsschaltung 40 erzeugt. Dies erlaubt dem MOS-Transistor 62, nicht-leitend zu sein, und das Potential am Knotenpunkt N2 kann den Pegel (VCl - VT) annehmen, so daß der bipolare Transistor 36 leitend wird. Auf diese Weise wird ein großer Strom durch diesen Transistor 36 zur Funktionsschaltung 40 geleitet.

Da ein bipolarer Transistor so aufgebaut sein kann, daß er eine größere Konduktanz hat, verglichen mit einem MOS-Transistor, sogar wenn die Abmessung eines Elements klein ist, kann dieser bipolare Transistor 36 kleiner ausgebildet werden als der MOS-Transistor 32 (Fig. 2) oder der MOS-Transistor 34 (Fig. 6), wodurch der Integrationsgrad verbessert werden kann.

Fig. 9 zeigt eine Modifikation der Betriebsspannungs-Versorgungsschaltung 30 nach Fig. 2. Diese Schaltung weist M Abreicherungstyp-MOS-Transistoren 32-1 bis 32-M anstelle des MOS-Transistors 32 auf, bei der jeder dieser MOS-Transistoren parallel mit dem MOS-Transistor 22 angeordnet ist. Diese

Schaltung der Fig. 9 ist geeignet, wenn die Funktionsschaltung 40 durch eine Schaltung wie beispielsweise ein RAM oder ähnliches gebildet ist, bei dem der Verbrauchsstrom sequentiell sich ändert in einer Reihe von Betriebszuständen, wenn er eine Sequenz von Operationen ausführt. In diesem Fall steigt die Funktionsschaltung 40 mit einem vorbestimmten Zeitverhalten an und stellt den Betriebszustand so ein, daß der Verbrauchsstrom einen vorbestimmten Wert überschreitet, und liefert jeden Steuerimpuls Sl-I bis Sl-M mit einer Pulsbreite entsprechend jedem Zeitintervall, während dem der Verbrauchsstrom nacheinander durch die MOS-Transistoren 32-1 bis 32-M fließt. Sogar wenn ein Verbrauchsstrom über einem vorbestimmten Wert durch die Funktionsschaltung 40 fließt, wird infolgedessen einer der MOS-Transistoren 32-1 bis 32-M leitend, so daß die unmittelbare Reduktion der Betriebsspannung VC2 unterdrückt wird beziehungsweise klein ist.

Fig. 10 zeigt eine integrierte Halbleiterschaltung nach einer weiteren Ausführungsform der Erfindung. In Fig. 10 ist die Betriebsspannungs-Lieferschaltung 30 im wesentlichen auf ähnliche Weise aufgebaut wie jene in Fig. 6, außer daß sie MOS-Transistoren 38-1 und 38-2 aufweist, von denen jeder parallel mit dem MOS-Transistor 22 anstelle des MOS-Transistors 34 geschaltet ist. Auch diese integrierte Schaltung hat NAND-Gatter-Schaltungen 70 und 80 vom Bootstrap-Typ. Diese NAND-Gatter-Schaltung 70 weist MOS-Transistoren 71 und 74 auf und eine Kapazität 73, die ähnlich wie die MOS-Transistoren 51 und 54 und die Kapazität 53 in Fig. 6 angeordnet sind; ebenso weist sie MOS-Transistoren 75 und 76, die in Reihe zwischen einem Knotenpunkt N3 und Masse angeordnet sind, auf. Die NAND-Gatter-Schaltung 80 weist MOS-Transistoren 81, 84, 85 und 86 und eine Kapazität 83 auf, die auf ähnliche Weise mit der Verbindung der MOS-Transistoren 71, 74, 75 und 76 und der Kapazität 73 der NAND-Gatter-Schaltung 70 verbunden sind. Die

MOS-Transi toren 75 und 76 werden durch Steuersignale SA und SB von der Funktionsschaltung 40 gesteuert, während die MOS-Transistoren 85 und 86 durch Steuersignale SC und SD von der Funktionsschaltung 40 gesteuert werden. Diese Funktionsschaltung 40 wird beispielsweise durch ein dynamisches RAM gebildet, wie in Fig. 11 gezeigt. Dieses dynamische RAM weist eine Eingangsschaltung 91 zum Konvertieren eines Reihenadressen-Strobesignals RAS, das extern zugeführt wird und eines Spaltenadressen-Strobesignals CAS, das ebenfalls extern zugeführt wird, in ein internes Reihenadressen-Strobesignal RAS und ein internes Spaltenadressen-Strobesignal CAS jeweils auf, weiter eine Speicherschaltung 92 mit einer Speicherzelle von beispielsweise 256 kbits, eine Zeitsignalgeneratorschaltung 93 zum Erzeugen verschiedener Zeitablaufsignale einschließlich Zeitablauf signale ?5A1 bis (Z$A5 und ^Bl bis <z5B5, damit die Speicherschaltung 92 eine vorbestimmte Operationssequenz in Abhängigkeit von den internen Strobesignalen RAS und CAS von der Eingangsschaltung 91 ausführen kann, und Steuersignalgeneratoren 94A, 94B, 94C, und 94D zum jeweiligen Erzeugen der Steuersignale SA, SB, SC und SD als Antwort auf die Zeitsignale φΚΙ bis $A5 und {4B1 bis $B5 von der Zeitsignalgeneratorschaltung 93. Die Zeitsignalgeneratorschaltung 93 erzeugt Zeitsignale einschließlich der in Fig. 12B bis 12F gezeigten Zeitsignale ^Al bis $A5 abhängig von dem internen, in Fig. 12 gezeigten RAS-Signal von der Eingangsschaltung 91. Der Steuersignalgenerator 94A erzeugt das Steuersignal SA abhängig von den Zeitsignalen φΑΙ, i>k2 und 2$A3 von der Zeitsignalgeneratorschaltung 93. Das Steuersignal SA nimmt niedrigen Pegel an synchron mit der Abfallkante des internen RAS-Signals und steigt danach synchron mit der Anstiegskante des Zeitsignals φΑ3 an, nachdem beispielsweise 30 nsec, wie in Fig. 12G gezeigt, verlaufen sind. Andererseits erzeugt der Steuersignalgenerator 94B das Steuersignal SB anhängig von den Zeitsignalen φΚ1» $A4 und e$A5 von der Zeitsignalgeneratorschaltung 93.

Das Steuersignal SB nimmt einen niedrigen Pegel an synchron mit der Anstiegskante des internen RAS-Signals und steigt danach synchron mit der Anstiegskante des Zeitsignals $A5, nachdem beispielsweise 15 nsec, wie in Fig. 12H gezeigt, vergangen sind.

Die Zeitsignalgeneratorschaltung 93 erzeugt Zeitsignale einschließlich der in Fig. 13B bis 13F gezeigten Zeitsignale (Z$B1 bis φΈ>5 abhängig von dem in Fig. 13A gezeigten internen CAS-Signal von der Eingangsschaltung 91. Der Steuersignalgenerator 94C erzeugt das Steuersignal SC abhängig von den Zeitsignalen $B1, φΒ2 und $B3 von dieser Zeitsignalgeneratorschaltung 93. Das Steuersignal SC nimmt einen niedrigen Pegel an synchron mit der Abfallkante des internen CAS-Signals und steigt danach an synchron mit der Anstiegskante des Zeitsignals 0B3, nachdem beispielsweise 25 nsec, wie in Fig. 135 gezeigt, abgelaufen sind. Außerdem erzeugt der Steuersignalgenerator 94D das Steuersignal SD abhängig von den Zeitsignalen sz5B1 , $B4 und $B5 von der Zeitsignalgeneratorschaltung 93.

Das Steuersignal SD nimmt einen niedrigen Pegel an synchron mit der Anstiegskante des internen CAS-Signals und steigt danach synchron mit der Anstiegskante des Zeitsignals {OB5 an, nachdem beispielsweise 15 nsec, wie in Fig. 13H gezeigt, abgelaufen sind.

In dem Fall, bei dem alle der Steuersignale SA, SB, SC und SD von der Funktionsschaltung 40 auf hohem Pegel sind, werden alle MOS-Transistoren 75, 76, 85 und 86 leitend gemacht, und die Knotenpunkte N3 und N4 werden in der Nähe des Massepotentialpegels gehalten, so daß die MOS-Transistoren 38-1 und 38-2 im nicht-leitenden Zustand gehalten werden. Unter der Annahme, daß das interne RAS-Signal auf Massepegel fällt, fällt das Steuersignal SA synchron mit der Abfallkante dieses internen RAS-Signals, wodurch der MOS-Transistor 75 für unge-

fähr 30 nsec nicht-leitend wird. Infolgedessen steigt das Potential am Knotenpunkt N3 auf den Pegel VCl auf ähnliche Weise wie in Fig. 6 beschrieben, wodurch der MOS-Transistor 38-1 leitend wird. Zusätzlich fällt das Steuersignal SB synchron mit der Anstiegskante di'eses internen RAS-Signals, wodurch der MOS-Transistor 76 für ungefähr 15 nsec leitend wird. Auf diese Weise wird der MOS-Transistor 38-1 leitend, wodurch die resultierende Konduktanz der Betriebsspannungs-Versorgungsschaltung 30, die durch die MOS-Transistoren 22, 38-1 und 38-2 gebildet ist, gesteigert wird.

Wenn das interne CAS-Signal erzeugt wird, wird der MOS-Transistor 38-2 leitend für ungefähr 25 nsec bei der Abfallkante dieses CAS-Signals und für ungefähr 15 nsec an der Anstiegskante.

Obwohl ein großer Verbrauchsstrom über einen vorbestimmten Wert an der Speicherschaltung 92 verbraucht wird, wenn die internen RAS- und CAS-Signale übertragen werden, wird die Betriebsspannung VC2 durch diesen großen Verbrauchsstrom nicht deutlich verändert.

Die Variationsraten der Betriebsspannungen VC2 in der in Fig. 10 gezeigten Schaltung und jene der konventionellen Schaltung, bei der die MOS-Transistoren 38-1 und 38-2 und die NAND-Gatter-Schaltungen vom Bootstrap-Typ 70 und 80 von jener Schaltung in Fig. 10 entfernt wurden, wurden experimentell geprüft. Bei dieser Prüfung war die Variationsrate der erfindungsgemäßen Schaltung unter 5 %, während die Variationsrate der konventionellen Schaltung ungefähr 30 % war. Außerdem kann zum Unterdrücken der Spannungsvariationsrate auf einen Wert unter 10 % der Wert des Kondensators 23 auf ungefähr nur 4000 pF in der erfindungsgemäßen Schaltung eingestellt werden, während in der konventionellen Schaltung der Wert dieses Kondensators ungefähr 30000 pF sein muß.

Wie aus obigen Ergebnissen hervorgeht, ist es bei dieser Ausführung möglich, die Variation der Betriebsspannung VC2 auf einen kleinen Wert zu unterdrücken, ohne die Kapazität des Kondensators 23 deutlich zu erhöhen.
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Fig. 14 zeigt eine integrierte Halbleiterschaltung nach einer weiteren Ausführungsform der Erfindung. Diese Schaltung ist im wesentlichen auf ähnliche Weise aufgebaut, wie jene in Fig. 2, außer daß der MOS-Transistor 32 weggelassen ist, und daß ein MOS-Transistor vom Anreicherungstyp 100 in Reihe mit den MOS-Transistoren 31-1 bis 31-N angeordnet ist. Zusätzlich erzeugt in dieser integrierten Schaltung die Funktionsschaltung 40 das Steuersignal S2.

Im normalen Betriebszustand wird das Steuersignal S2 auf hohem Pegel an eine Gate-Elektrode des MOS-Transistors 100 geführt, und dieser MOS-Transistor 100 wird leitend gehalten, während eine vorbestimmte Spannung VGl als Gate-Spannung VG an das Gatter des MOS-Transistors 22 gelegt ist. Andererseits wird im aktiven Betriebszustand, bei dem ein Verbrauchsstrom über einem vorbestimmten Wert durch die Funktionsschaltung 40 fließen kann, das Steuersignal S2 auf niedrigem Pegel an die Gate-Elektrode des MOS-Transistors 100 geführt, wodurch der MOS-Transistor 100 nicht-leitend wird. Infolgedessen wird die Gate-Spannung VG mit einer Spannung VG2, die höher ist als die vorhin bestimmte Spannung VGl, an die Gate-Elektrode des MOS-Transistors 22 angelegt, wodurch die Konduktanz der Betriebsspannungs-Lieferschaltung, die durch den MOS-Transistor 22 gebildet ist, gesteigert wird. Auf diese Weise wird ein größerer Strom durch den MOS-Transistor 22 zur Funktionsschaltung 40 geliefert, wodurch die Reduktion der Betriebsspannung VC2 unterdrückt wird.

Fig. 15 zeigt eine Modifikation der in Fig. 14 gezeigten integrierten Schaltung. In dieser integrierten Schaltung werden MOS-Transistoren 101-1 bis 101-3, deren entsprechende Gate-Elektroden mit der Spannungsleitung VL verbunden sind, und die gegenseitig in Reihe geschaltet sind, anstelle der MOS-Transistoren 21-1 bis 21-P benutzt, und die MOS-Transistoren 21-Q bis 21-N werden weggelassen.

Auch in dieser integrierten Schaltung wird im normalen Betriebszustand der MOS-Transistor 100 leitend, und eine Gate-Spannung VG mit einer Spannung VG3, die abhängig von einem Verhältnis zwischen einem Reziproken der resultierenden Konduktanz der MOS-Transistoren 101-1 bis 101-3 bestimmt, und ein Reziprokes der Konduktanz des leitenden MOS-Transistors 100 wird an den MOS-Transistor 22 geführt. Demgegenüber ist der MOS-Transistor 100 im aktiven Betriebszustand nicht-leitend, so daß eine Gate-Spannung, die höher ist als die Spannung VR3, an die Gate-Elektrode des MOS-Transistors 22 geführt wird, wodurch die Konduktanz dieses MOS-Transistors 22 gesteigert werden kann.

Obwohl die Erfindung anhand der obigen Ausführungsbeispiele beschrieben wurde, ist die Erfindung nicht auf diese Ausführungsformen beschränkt. Beispielsweise kann, obwohl ein MOS-Transistor 22 zwischen die Spannungsleitung VL und den Anschluß VC2 gekoppelt ist, eine Mehrzahl von parallel verbundenen MOS-Transistoren anstelle dieses MOS-Transistors 22 angeordnet werden.

Claims

Kabushiki Kaisha Toshiba, Kawasaki-shi/Japan Integrierte Halbleiterschaltung PATENTANSPRÜCHE

1.)Integrierte Halbleiterschaltung mit einer Funktionsschaltung mit einer Mehrzahl von aktiven Elementen zum Ausführen einer vorbestimmten Schaltungsfunktion, wobei die Funktionsschaltung zwischen einem Knotenpunkt und einem Referenzanschluß angeordnet ist, einer Potentialeinstelleinrichtung zwischen einem Stromversorgungsanschluß und dem Knotenpunkt zum Einstellen eines Potentials an diesem Knotenpunkt, und einer Glättungseinrichtung zum Glätten des Potentials an diesem Knotenpunkt, dadurch gekennzeichnet, daß die Funktionsschaltung (40) ein Steuersignal erzeugt und daß die Potentialeinstelleinrichtung (30) gesteuert wird durch das Steuersignal zum Einregeln des Potentials an dem Knotenpunkt auf einen vorbestimmten Wert.

2. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Potentialeinstelleinrichtung eine erste Schaltungseinrichtung (22) aufweist, die eine im wesentlichen konstante Konduktanz hat bezüglich des Steuersignals

von der Funktionsschaltung, und daß sie eine zweite Schaltungseinrichtung (32; 34, 50; 32-1 bis 32-M; 36, 60; 38-1, 38-2, 70, 80) aufweist, die parallel mit der ersten Schaltungseinrichtung (22) gekoppelt ist und deren Konduktanz abhängig von dem Steuersignal von der Funktionsschaltung (40) variiert wird.

3. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltungseinrichtung einen MOS-Transistor (22) aufweist, der an-geordnet ist zum Empfangen einer Referenzspannung an seiner Gate-Elektrode.

4. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Schaltungseinrichtung durch einen Abreicherungs-Typ-MOS-Transistor (32) gebildet ist, welcher an seiner Gate-Elektrode das Steuersignal von der Funktionsschaltung (40) empfängt.

5. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Funktionsschaltung (40) eine Mehrzahl von gegenseitig verschiedenen Steuersignalen erzeugt und die zweite Schaltungseinrichtung eine Mehrzahl von Abreicherungstyp-MOS-Transistoren (32-1 bis 32-M) aufweist, die parallel gekoppelt sind, und die an ihren jeweiligen Gate-Elektroden die Mehrzahl von Steuersignalen von der Funktionsschaltung (40) empfangen.

6. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Schaltungseinrichtung einen Anreicherungstyp-MOS-Transistor (34) aufweist, dessen Gate-Elektrode angeordnet ist zum Empfangen einer Gate-Spannung von einer spannungserzeugenden Schaltung (50) abhängig von dem Steuersignal von der Funktionsschaltung (40).

7. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsgeneratorschaltung eine Inverterschaltung vom Bootstrap-Typ aufweist zum Erzeugen einer Gate-Spannung abhängig von dem Steuersignal von der Funktionsschaltung (40).

8. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Schaltungseinrichtung einen bipolaren Transistor (36) aufweist und eine Basispotentialeinstellschaltung (60) zum Einstellen eines Basispotentials des bipolaren Transistors abhängig von dem Steuersignal von der Funktionsschaltung (40).

9. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 2 oder 3,

dadurch gekennzeichnet, daß die Funktionsschaltung (40) gegenseitig verschiedene Steuersignale erzeugt, und daß die zweite Schaltungseinrichtung eine Mehrzahl von MOS-Transistoren (38-1, 38-2) aufweist, welche parallel verbunden sind und welche an ihren Gate-Elektroden Gate-Spannungen von einer Mehrzahl von spannungserzeugenden Schaltungen (70, 80) abhängig von der Mehrzahl von Steuersignalen von der Funktionsschaltung (40) empfangen.

10. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß jede der Mehrzahl von spannungserzeugenden Schaltungen (70, 80) eine Inverterschaltung vom Bootstrap-Typ aufweist zum Erzeugen einer Gate-Spannung abhängig von der Mehrzahl von Steuersignalen von der Funktionsschaltung (40).

11. Integrierte Halbleiterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4 und 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Funktionsschaltung eine Erfassungseinrichtung (42 bis 45) aufweist zum Erzeugen des Steuersignals und zum Erfassen, daß ein Verbrauchsstrom, der durch die Funktionsschaltung fließt, einen vorbestimmten Wert überschreitet.

12. Integrierte Halbleiterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Funktionsschaltung eine Betriebsart-Einstellschaltung (47; 93, 94A bis 94D) aufweist zum Erzeugen wenigstens eines Betriebsart-Einstellsignals zum Einstellen einer Betriebsart der Funktionsschaltung und zum Erzeugen der Steuersignale abhängig von dem Betriebsart-Einstellsignal .

13. Integrierte Halbleiterschaltung nach einem der Ansprüche

1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Potentialeinstelleinrichtung wenigstens einen MOS-Transistor (22) aufweist, dessen Gate-Elektrode zum Empfangen einer Gate-Spannung von einer gate-spannungserzeugenden Schaltung (30), die von dem Steuersignal von der Funktionsschaltung (40) gesteuert wird, verbunden ist.

14. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die gate-spannungserzeugende Schaltung eine erste Widerstandseinrichtung (21-1 bis 21-P), die zwischen dem Stromversorgungsanschluß und der Gate-Elektrode des MOS-Transistors (22) angeordnet ist, und eine Serienschaltung einer zweiten Widerstandseinrichtung (21-Q bis 21-N), die zwischen der Gate-Elektrode des MOS-Transistors (22) und dem Referenzanschluß angeordnet ist, und einen MOS-Transistor (100), dessen leitender Zustand gesteuert wird abhängig von dem Steuersignal von der Funktionsschaltung (40), aufweist.

15. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die gate-spannungserzeugende Schaltung eine Widerstandseinrichtung, die zwischen dem Stromversorgungsanschluß und der Gate-Elektrode des MOS-Transistors gekoppelt ist, und einen MOS-Transistor (100), der zwischen der Widerstandseinrichtung und dem Referenzanschluß gekoppelt ist, und dessen leitender Zustand gesteuert wird durch das Steuersignal von der Funktionsschaltung (40), aufweist.