DE3879543T2

DE3879543T2 - Integriertes hochspannungserzeugungssystem.

Info

Publication number: DE3879543T2
Application number: DE8888304514T
Authority: DE
Inventors: Makoto Kojima; Hirozumi Misaki; Yasuyuki Okada
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1987-05-20
Filing date: 1988-05-18
Publication date: 1993-07-01
Anticipated expiration: 2008-05-19
Also published as: JPH0531382B2; JPS63290159A; EP0292269A2; DE3879543D1; EP0292269A3; EP0292269B1; US4839787A; KR910001643B1; KR880014723A

Description

Diese Erfindung betrifft ein integriertes Hochspannungserzeugungssystem und im besonderen ein integriertes Hochspannungserzeugungssystem mit einer Ladungspumpe.
Verschiedene Produkte wurden in letzter Zeit tragbar und kompakt gemacht, was dazu führt, daß die Versorgungsspannung zu niedrigeren Werten und zu einer einzelnen Spannungsquelle tendiert. Zum Beispiel beträgt die Versorgungsspannung eines tragbaren Radios oder tragbaren Tonbandgerätes etwa 1.5 bis 3.0 Volt. Wird für ein Produkt eine hohe Versorgungsspannung benötlgt, enthält das Produkt ein Hochspannungserzeugungssystem oder eine in dem Produkt verwendete Halb leitereinrlchtung. Im Fall des Einsetzens eines Integrierten Hochspan nungserzeugungssystems in eine Halbleitervorrichtung wird eine Hochspannung durch Verwendung einer Ladungspumpe erzeugt. Außerdem wird für den Fall, dar eine Hochspannungsversorgungsquelle mit verschiedenen Potentialen erforderlich ist, zuerst eine Hochspannung durch eine Ladungspumpe erzeugt, diese Hochspannung dann heruntergeteilt und der Ausgang durch diese geteilte Spannung gesteuert, wodurch eine andere Hochspannung erzeugt wird, die von der ursprünglichen Hochspannung verschieden ist. Da aber die Stromversorgungskapazität der Ladungspumpe in der Vorrichtung für ihre Fläche klein ist, kann die in dieser Teilerschaltung verbrauchte elektrische Leistung nicht unbeachtet bleiben.
Ein herkömmliches integriertes Hochspannungserzeugungssystem, welches eine Ladungspumpe verwendet, wird nachstehend beschrieben.
Fig. 7 zeigt ein herkömmliches Beispiel eines integrierten Hochspannungserzeugungssystems, das eine Ladungspumpe zur Lieferung von zwei verschiedenen Versorgungsspannungen verwendet. Es umfaßt eine Ladungspumpe mit vier Elnheitsschaltkreisen, die in Serie geschaltet sind und aus dloden-gekoppelten N-Kanal MOS-Transistoren 1 bis 5 und Kondensatoren 6 bis 9 bestehen, eine Teilerschaltung, die aus zwei MOS-Translstoren 17, 18 besteht und einen Untersetzungssteuerteil mit einem MOS-Translstor 11, der von der geteilten Spannung des Teilerkrelses torgesteuert wird.
Die Funktion des herkömmlichen, integrierten Hochspannungserzeugungssystems wird unter Bezug auf Fig. 7 erklärt.
Die durch den MOS-Transistor 1 aus der Spannungsquelle Vcc, die mit dem Eingangsanschluß der Spannungsquelle verbunden ist, eingehende elektrische Ladung wird sequentiell zwischen den vier Stufen der Einheitsschaltkreise, gesteuert von Taktslgnalen CLK, CLK mit normalen und umgekehrten Phasen mit einer Amplitude von Vcc, übertragen und während dieses Vorgangs sequentiell verstärkt. Die verstärkte Stromversorgungsspannung wird an einen ersten Stromversorgungsausgangsanschlug OUT 1 geliefert. Ein Teil dieser Versorgungsspannung wird als eine andere Versorgungsspannung mittels eines Untersetzungs- MOS-Transistors 11, der von dem geteilten Ausgang des Teilerkreises, der aus zwei MOS-Transistoren 17, 18 besteht, torgesteuert wird, an einen zweiten Stromversorgungsausgangsanschluß OUT 2 geliefert. Wird jedoch innerhalb des integrierten Hochspannungserzeugungssystems eine Teilerschaltung verwendet, stehen die Stabilität und Ansprechvernögen dieser Kreise und der Stromverbrauch im Widerspruch zueinander und der Stromverbrauch kann nicht extrem vermindert werden. Der Grund ist wie folgt. Für gewöhnlich fließt bei dem ersten Stromversorgungsausgangsanschluß OUT 1 ein Strom von mehreren uA. Andererseits betragen, wenn die MOS- Transistoren 17, 18 nach der Konstruktionsregel von 3um hergegestellt werden, die Gatebreite (W) und die Gatelänge (L) der Gatelektroden gewöhnlich etwa 60 um bzw. 3.0 um und ihr Verhältnis W/L ist etwa 20. Dabei beträgt der Strom IL, der in den Kreis der MOS-Transistoren 17, 18 fließt, etwa 5 mA. Das heißt, daß, wenn solche MOS-Transistoren 17, 18 verwendet werden, die Mehrheit des Stromes von einigen mA, der von der Ladungspumpe geliefert wird, in dem Teilerkreis verbraucht und die Funktion als das integrierte Hochspannungserzeugungssystem geopfert wird. Deswegen kann als eines der Verfahren zur Verminderung des Stromverbrauchs in dem Teilerkreis auf z.B. etwa 5 uA in Betracht gezogen werden, die Gatebreite (W) mit etwa 3 um und die Gatelänge (L) mit etwa 1500 uA, das heißt einem W/L von etwa 0.002, zu konstruieren. Wenn andererseits das Gate der MOS-Transistoren 17, 18 in solch einer Größe hergestellt wird, ist, da die Gatebreite selbst nur etwa 3 um beträgt und wenn seine Abmessung sich um etwa +0.3 um ändert, der Effekt von Schwankungen von Bedeutung und die Stabilität des Bautells wird beeinträchtigt. Oder, wenn das Gate auf diese Größe reduziert wird, nimmt die Streukapazität des Gates zu. Als Folge davon wird das Ansprechen der Schaltung verschlechtert. Somit war es in dem herkömmlichen Integrierten Hochspannungserzeugungssystem, das eine Teilerschaltung verwendete, extrem schwierig, den Stromverbrauch zu senken, ohne die Stabilität und Empfindlichkeit der Schaltung zu verderben.
Zudem kann als eine andere Methode zur Senkung des Stromverbrauchs eine Erhöhung des Teilerwiderstandes in Betracht gezogen werden. Teilt man zum Beispiel 20 Volt in 15 Volt, so wird in einem 3 um Prozeß bei Verwendung eines MOS-Transistors von etwa 3 mm² der Stromverbrauch ca. 100 uA. Um diesen Stromverbrauch zu reduzieren, müssen mehr MOS-Transistoren als Teilerwiderstände (mehr als ein Dutzend in dem obigen Beispiel) zwischen die Stromversorgungsanschlüsse der Teilerschaltung eingesetzt werden. Somit kann der Wert des Stromflusses in dem Teilerkreis auf einige uA reduziert und der Stromverbrauch gesenkt werden. In diesem Fall wird das System jedoch empfindlich gegenüber Schankungen der Schwellenspannungen der MOS- Transistoren. Bei dieser Methode ist ebenfalls die Stabilität der Schaltung entsprechend schwach.
Andererseits ist die Ladungspumpenstromversorgung in der Lieferung elektrischer Leistung pro Flächeneinheit durch bloßes Teilen der externen Spannungsquelle im Vergleich zu der gelieferten Leistung sehr klein. Wird daher die Kapazität der Ladungspumpe erhöht, um den leichten Leistungsverbrauch in dem Tellerkreis zu kompensieren, wird die von der Ladungspumpe Innerhalb des Halbleiterbauteils belegte Fläche sehr groß und die Größe des Chips selbst wird größer.
Die vorliegende Erfindung stellt ein integriertes Hochspannungserzeugungssystem bereit, das umfaßt:
eine Ladungspumpe, bestehend aus einer Mehrzahl von Einheitsschaltkreisen, von denen jeder ein Kondensator- und ein Diodenelement umfaßt, ein erstes Ende eines jeden Kondensators ist mit dem Eingangsende des betreffenden Diodenelements verbunden, die Einheitsschaltkreise sind sequentiell verbunden und gleichmäßig, entsprechend der Polarität der Diodenelemente angeordnet, das Ausgangsende des Diodenelements eines vorangehenden Einheltsschaltkreises ist mit dem Eingangsende des Diodenelements eines nachfolgenden Ei nheitsschaltkrei ses verbunden;
Einrichtung zum Anlegen von Taktsignalen von gegenseitig umgekehrten Phasen an betreffende zweite Enden der Kondensatoren von benachbarten Einheitsschaltkreisen, wodurch die in dem Kondensator eines jeden vorangehenden Einheitsschaltkreises gespeicherte elektrische Ladung sequentlell zu dem Kondensator des betreffenden nachfolgenden Einheitsschaltkreises übertragen wird, um damit Schritt für Schritt die Spannung zu erhöhen;
einen Stromversorgungseingangsanschluß, der mit dem Eingangsende des Diodenelements des Einheitsschaltkreises bei der ersten Stufe der Ladungspumpe verbunden ist;
einen ersten Stromversorgungsausgangsanschluß, der mit dem Ausgangsende des Diodenelements des Einheitsschaltkrelses bei der letzten Stufe der Ladungspumpe verbunden ist;
einen zweiten Stromversorgungsausgangsanschluß; und
einen ersten MOS-Transistor mit Source- und Drain-Elektroden, der zwischen erste und zweite Stromversorgungsausgangsanschlüsse geschaltet ist, in dem die Spannung des ersten Stromversorgungsausgangsanschlusses entsprechend der an die Gate-Elektrode des ersten MOS- Transistors angelegten Spannung untersetzt und an den zweiten Stromversorgungsausgangsanschluß geliefert wird;
dadurch gekennzeichnet, daß
die Gate-Elektrode des ersten MOS-Transistors mit dem Eingangsende von einem der Elnheitsschaltkreise der Ladungspumpe verbunden ist.
Es ist folglich ein Vorteil dieser Erfindung, daß ein integriertes Hochspannungserzeugungssystem vorgestellt wird, das fähig ist, ein Potential zwischen der Eingangsversorgungsspannung und der Ausgangsversorgungsspannung zu erzielen, ohne unnötigen Strom zu verbrauchen.
Es ist ein zweiter Vorteil dieser Erfindung, dar ein Integriertes Hochspannungserzeugungssystem vorgestellt wird, das fähig ist, ein Potential zwischen dem Elngangsversorgungspotential und dem Ausgangsversorgungspotential zu erzielen, ohne eine Vergrößerung der Fläche des Chips zu verursachen.
In dieser Anordnung kann ein Potential zwischen dem Eingangsstromversorgungspotential und dem ersten Stromversorgungsausgangspotentlal aus dem zweiten Stromversorgungsausgangsanschluß erhalten werden, ohne unnötigen Strom zu verbrauchen, wie in dem Teilerkreis erfahren wurde, und ohne die Fläche des Chips zu vergrößern.
Andere Merkmale und Aufgaben der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung ersichtlich, die in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen vorgenommen wird.
Fig. 1 ist ein Schaltbild einer Ausführung eines integrierten Hochspannungserzeugungssystems dieser Erfindung;
Fig. 2 ist ein begriffliches Diagramm, das die Spannungsänderungen bei jeder Stufe der Ladungspumpe in Fig. 1 modelliert;
Fig. 3 ist ein Schaltblld einer zweiten Ausführung dieser Erfindung.
Fig. 4 ist ein Schaltbild einer dritten Ausführung dieser Erfindung.
Fig. 5 ist ein Schaltbild einer vierten Ausführung dieser Erfindung.
Fig. 6 ist ein Schaltbild einer fünften Ausführung dieser Erfindung.
Fig. 7 ist ein Schaltbild eines herkömmlichen Integrierten Hochspannungserzeugungssystems.
Unter Bezug auf die Zeichnungen wird nun diese Erfindung nachfolgend Im Detail in Verbindung zu einigen der Ausführungen beschrieben.
Fig. 1 ist ein Schaltbild, das eine der Ausführungen dieser Erfindung zeigt. In diesem Schaltbild ist die Ladungspumpe durch Serienschaltung von vier Stufen von Einheltsschaltkreisen, die sich aus diodengekoppelten N-Kanal MOS-Transistoren 1 bis 5 und Kondensatoren 6 bis 9 in der gleichen Weise wie nach dem Stand der Technik zusammensetzt, wobei aber bei dieser Ladungspumpe ein Zwischenpotential von dem Zwischenknoten (die zweite Stufe im Fall der Ausführung in Fig. 1) zwischen dem Stromversorgungseingangsanschluß und dem Stromversorgungsausgangsanschluß entnommen wird. Dieses Zwischenpotential veranlaßt die Torsteuerung eines MOS-Transistors 11, der einen ersten Stromversorgungsausgangsanschluß OUT 1 und einen zweiten Stromversorgungsausgangsanschluß 0UT 2 verbindet. Die erste Stromversorgungsspannung VOUT 1 wird in eine Spannungsdetektorschaltung (nicht gezeigt) geführt, während die Stromversorgungsspannung Vout 2 in eine Last (nicht gezeigt) geführt wird. Die Kondensatoren 10, 12 sind Glättungskondensatoren, um die Welligkeit der ersten und zweiten Stromversorgungsausgangsspannung VOUT 1, VOUT 2 zu mindern. Bei jeder Stufe der Ladungspumpe werden Taktsignale CLK, von gegenseitig umgekehrter Phase an benachbarte Pumpen angelegt, wobei deren Amplitude Vcc ist, die gleich der Versorgungsspannung ist.
In dieser Anordnung wird die elektrische Ladung, die durch den MOS- Transistor 1 über die Stromversorgung Vcc, die mit dem Stromver-Sorgungselngangsanschluß verbunden ist, hereinfließt, sequentiell zwischen vier Stufen der Ladungspumpe, gesteuert von den Taktsignalen CLK, mit normalen und umgekehrten Phasen mit der Amplitude von Vcc, übertragen.
Die begriffliche Zeichnung der Spannungskurvenform von jedem Knoten der Ladungspumpe zu dieser Zeit ist in Fig. 2 dargestellt, in welcher der Ausgang des ersten Stromversorgungsausgangsanschlusses OUT 1 VOUT, die Summe der herausfließenden Ströme I und die Schwellenspannung der MOS-Transistoren VT ist.
Die erste Stufe der Ladungspumpe ist erklärt. Der Einfachheit halber wird angenommen, dar das Taktsignal keine übergangszeit hat und die Phasen der Taktsignale CLK, genau umgekehrt sind, und die Kapazität der Kondensatoren 6 bis 8 für die Ladungspumpe wird als ausreichend größer als die Streukapazität angenommen. Wenn das mit dem Kondensator 6 verbundene Taktsignal CLK TIEF ist, beträgt das Potential an diesem Kondensator 6 Vcc-VT. Bei Phase 1 steigt das Taktsignal CLK an und das Kondensatorpotential an der ersten Stufe geht plötzlich hoch auf Vcc-VT+Vcc, um die Spitzenspannung zu erreichen. In diesem Moment fällt das Taktsignal für den Kondensator der nächsten Stufe (zweite Stufe), so daß die in dem Kondensator 6 der ersten Stufe gespeicherte elektrische Ladung über den MOS-Transistor 2 an den Kondensator 7 der nächsten Stufe übertragen wird. Als Folge davon verändert sich das Potential von Kondensator 6 um -dv. Bei Phase 2 ändert sich das Potential des Kondensators 6 um -Vcc, da das Taktsignal CLK des Kondensators 6 fällt. Folglich fällt das Potential in einem Moment bis zu der Bodenspannung ab, um sich dann durch Empfang elektrischer Ladung von der vorangehenden Stufe um +dv zu ändern, wobei das Knotenpotentlal Vcc-VT wird. Hier wird angenommen, daß die Frequenz der Taktsignale CLK und f [Hzl und die Kapazität des Kondensators in der Ladungspumpe C [F] beträgt, und in dem stationären Zustand die einmal von dem Kondensator 6 nach 7 übertragene elektrische Ladung C dV gleich der Summe der pro einer Taktzeit abflieI3enden Ströme I/f ist. Somit dv = I/fc. Ein solcher Zyklus trlit in jeder Ladungspumpe auf.
Die Funktion kann auch wie folgt beschrieben werden. In der wirklichen Ladungspumpe sind EIN-Widerstände der Transistoren 2 bis 5 in Reihe zu der Eingagsseite der dloden-gekoppelten MOS-Transistoren 2 bis 5 eingefügt. Folglich besitzt jede Stufe der Ladungspumpe aufgrund der Kapazitäten 6 bis 9 und der EIN-Widerstände eine gewisse Zeitkonstante. Daher erreicht das Potential eines jeden Zwischenknotens, wenn die Taktsignale CLK, an jede Stufe angelegt werden, für einen Augenblick die Spitzenspannung (oder Bodenspannung) wenn das Taktsignal ansteigt (oder abfällt) und ändert sich dann entsprechend der Zeitkonstanten In eine stationäre Spannung von hohem Pegel (oder tiefem Pegel). Wenn Anstieg und Abfall der Taktsignale CLK, ausreichend steil sind, werden demnach die Spitzenspannung bei der n-ten Stufe, die stationäre Spannung bei hohen Pegel, die stationäre Spannung bei tiefem Pegel und die Bodenspannung entsprechend in Gleichungen (1) bis (4) ausgedrückt.
Spitzenspannung bei der n-ten Stufe: VHPn = n (Vcc - VT) + Vcc - (n-1) I Rs .... (1)
Stationäre Hoch-Pegel Spannung bei der n-ten Stufe: VHn = n (Vcc - VT) + Vcc - n I(Rs .... (2)
Stationäre Tief-Pegel Spannung bei der n-ten Stufe: VLn = n (Vcc - VT) - (n-1) I Rs .... (3)
Bodenspannung bei der n-ten Stufe: VLPn = n (Vcc - VT) - n I Rs .... (4)
Worin Rs ein Ersatzwlderstand pro Stufe Rs = I/fC ist. Im übrigen können die die Gleichungen (1) bis (4) auch wie in Gleichungen (5) bis (8), der Reihe nach, im Form der ersten Stromversorgungsausgangsspannung VOUT 1 und der Versorgungsspannung Vcc ausgedrückt werden. In diesen Gleichungen bezeichnet N die Gesamtzahl von Stufen der Einheitsschaltkreise in der Ladungspumpe.
VHn = n VOUT 1/N+(N-n) (VCC-VT)/N + VT .... (5)
VHPn = VHn + I.Rs .... (6)
VLn = (n-1) VOUT 1/N+(N-n+1) (VCC-VT)/N .... (7)
VLPn = VLn - I Rs .... (8)
Aus Gleichung (7) ist bekannt, daß das stationäre Tief-Pegel Potential des Potentials des Zwischenknotens, das aus der n-ten Stufe erhalten wird, gleich ist mit dem Potential aus innerer Teilung zwischen der Spannung VOUT 1 der ersten Stromversorgungsspannung OUT 1 und dem um VT kleineren Wert als die Spannung VCC des Stromversorgungselngangssanschlusses in N-n+1; n-1, das heißt eine geteilte Spannung.
In der in Fig. 1 gezeigten Ausführung wird ein Zwlschenpotential aus dem Zwischenknoten an der zweiten Stufe erhalten, was einem Fall von n=2 entspricht. In dieser Schaltung wird aus dem zweiten Sromversorgungsausgangsanschluß OUT 2 eine Spannung als die zweite Stromversorgungsausgangsspnung VOUT 2 entnommen, die um VT (Schwellenspannung des MOS-Transistors 11) kleiner ist als die an das Gate des MOS-Transistors angelegte maximale Spannung. Das heißt, die zweite Stromversorgungsspannung VOUT 2 ist
VOUT'= n VOUT 2/N+(N-n) (VCC-VT)/N+I Rs ... (9)
Wie aus dieser Ausführung klar zu verstehen ist, kann der Wert der zweiten Ausgangsspannung VOUT 2 durch Wahl des Zwischenknotens (das heißt in diesem Fall Setzen von n auf einen von 1 bis 4) verändert werden. Außerdem kann in dieser Schaltung ein Potential zwischen der Eingangsspannung und der zweiten Ausgangsspannung VOUT 2 erhalten werden, ohne unnötigen Strom zu verbrauchen, da die in Fig. 7 gezeigte Tellerschaltung des herkömmlichen Beispiels nicht verwendet wird.
Fig. 3 zeigt eine zweite Ausführung dieser Erfindung, welche zwei Einheiten der in Figur 1 gezeigten Ausführungen kombiniert, wobei die mit Bezugsnummern 1' bis 11' bezeichneten Teile der Reihe nach in der Funktion mit 1 bis 11 in Fig. 1 identisch sind. An dem Stromversorgungsanschluß jeder Ladungspumpe ist die Versorgungsspannung VCC angeschlossen, und die Stromversorgungsausgangsanschlüsse sind gemeinsam verbunden. Außerdem werden an jede Stufe der beiden Ladungspumpen Taktimpulse CLK, in einer Weise angelegt, daß die Phasen zu einander umgekehrt sind. Folglich sind die Ausgangsspannungen die gleichen wie in der ersten Ausführung von Fig. 1, aber die Betriebsphasen der Ladungspumpen sind umgekehrt zueinander, so daß sich die Funktion in einer Weise vollzieht, dar die Welllgkeit der ersten und zweiten Ausgangsspannung VOUT 1, VOUT 2 der ersten und zweiten Ausgangsanschlüsse OUT 1, OUT 2 reduziert wird. Das heißt in dem Fall von einer Reihe von Ladungspumpen wie In Fig. 1 werden pulsierende Ströme wie bei einer geglätteten Halbwellengleichrichterspannung erzeugt und der Welligkeitsanteil nimmt zu. Wenn aber zwei Reihen von Ladungspumpen mit abwechselnd umgekehrten Phasen, wie in Fig. 3 gezeigt, betrieben werden, verhalten sich die pulsierenden Ströme so als ob eine Vollweggleichrichterspannung geglättet würde, so daß der Welligkeltsantell enstsprechend vermindert wird.
Fig. 4 zeigt eine dritte Ausführung dieser Erfindung, bei der ein dloden-gekoppelter MOS-Transistor 13 und ein Glättungskondensator 14 zwischen dem Zwischenknoten und dem Untersetzungs-MOS-Transistor 11 von Fig. 1 eingefügt ist. Durch einen Schaltungsaufbau in dieser Art wird die Gate Spannung des Untersetzungs-MOS-Transistors 11 und auch die zweite Ausgangsspannung VOUT 2 stabilisiert. Der Grund ist wie folgt. Wie oben angeführt, wird aus dem zweiten Ausgangsanschluß OUT 2 als eine zweite Stromversorgungsausgangsspannung VOUT 2 eine Spannung entnommen, die um VT (die Schwellenspannung des MOS-Transistors 11) kleiner ist als die maximale, an das Gate des MOS-Translstors 11 angelegte Spannung. Da die an das Gate des MOS-Translstors 11 angelegte Spannung eine Spannung von dem Zwischenknoten ist, schwankt diese periodisch, synchron mit den Takatsignalen CLK, . Daher kann sich beispielsweise die zweite Stromversorgungsausgangsspannung VOUT 2 zwischen 10 V und 15 V verändern, wenn die Gate Spannung zwischen 11 V und 16 V schwankt und die Schwellenspannung VT des MOS-Transistors 11 1 V beträgt. Folglich kann durch Schaltung des dloden-gekoppelten MOS-Transistores 13 und des Glättungskondensators 14 zwischen den Zwischenknoten und den MOS-Transistor 11 die an das Gate des Untersetzungs-MOS-Transistors 11 angelegte Spannung durch die gleichrichtende und glättende Wirkung des MOS-Transistors 11 und des Glättungskondensators 14 geebnet werden. Als Folge davon ist die zweite Ausgangsspannung VOUT 2 um den Betrag der Schwellenspannung VT niedriger als die geebnete Gate Spannung und eine äußerst stabilisierte Spannung wird erhalten. In dieser Schaltung wird die zweite Ausgangsspannung wie folgt ausgedrückt:
VOUT 2 = n VOUT 1/N+(N-n) (VCC-VT)/N+I Rs-VT .... (10)
Im übrigen wird eine ähnliche Wirkung erzielt, wenn eine gewöhnliche Diode anstelle des dioden-gekoppelten MOS-Transistors 13 verwendet wird.
In den obigen Ausführungen wird indessen das Gate Potential des Untersetzungs-MOS-Transistors 11 durch die Spitzenspannung des Zwischenknotens bestimmt, oder in anderen Worten, von dem Spitzenwert der übergangsfunktion der Taktsignale CLK, im Moment des Anstiegs (oder Abfalls). Dieser Spitzenwert der übergangsfunktlon leidet sehr unter den Schwankungen der EIN-Widerstände der MOS-Transistoren 2 bis 5 und Phasenabweichungen zwischen den Taktsignalen CLK, . Daher ist es nicht klug, das Gate Potential des Untersetzungs-MOS-Transistors durch den Spitzenwert festzulegen.
Folglich zeigt Fig. 5 eine vierte Ausführung dieser Erfindung, welche den Aufbau einfacher und genauer macht als die vorangehenden Ausführungen. In dieser Ausführung wird das Zwischenpotentlal aus dem Zwischenknoten über einen MOS-Transistor 16 entnommen, der von dem Knotenslgnal in der vorangehenden Stufe torgesteuert wird. In diesem Fall werden in dem neu hinzugefügten MOS-Translstor 16 das Gate Potential und das ladungspumpenseitlge Potential der Source-Drain mit entgegesetzten Phasen betrieben, und da die Gate Seite mit der vorangehenden Stufe (das ist ein um eine Stufe tieferer Spannungspunkt) verbunden ist, ist der Maximalwert des Zwischenpotentials ein statlonärer Tief-Pegel Wert (nicht der Spitzenwert) von der n-ten Stufe.
Das Konstruieren wird daher leichter und genauer. Jetzt beträgt die zweite Ausgangsspannung VOuT 2
VOUT 2 = (n-1) VOUT 1/N+(N-n+1) (VCC-VT)/N-VT .... (11)
Wie aus Gleichung (11) klar hervorgeht, wird in dieser Ausführung die zweite Ausgangsspannung VOUT 2 nur durch zwei Elemente, das sind die erste Ausgangsspannung VOUT 1 und VCC-VT, bestimmt. (In allen vorangehenden Ausführungen war das Element von Strom I enthalten.)
Fig. 6 zelgt eine fünfte Ausführung, in der die Ladungspumpe 19 die in Figs. 1, 3, 4 und 5 dargestellten Elemente 1 bis 10, 13, 14 oder 16 enthält. Ein Spannungsdetektorkreis 20 besteht aus einem Transistor 21 zur Spannungsermittlung, einem Lasttransistor 22 und einem Inverter 23. Der Ausgang des Spannungsdetektorkreises 20 steuert die Taktsignalquelle 24.
Die Eingangsversorgungsspannung VCC wird von der Ladepumpe 19 verstärkt und wenn die Spannung VOUT 1 des ersten Spannungsausgangsanschlusses OUT 1 einen vorbestimmten Wert übersteigt, wird der Spannungsermittlungstransistor 21 eingeschaltet und der Ausgang des Inverters 23 wird im Pegel hoch. Als Folge sinkt die Frequenz der Taktsignalquelle 24 und die erste Ausgangsspannung VOUT 1 wird verringert. Als Folge davon wird der Spannungsermittlungstransistor 21 abgeschaltet, wenn die erste Ausgangsspannung VOUT 1 kleiner als die vorbestimmte Spannung wird, und der Ausgang des Inverters 23 wird im Pegel tief. Folglich steigt die Frequenz der Taktsignalquelle 24 und die erste Ausgangsspannung VOUT 1 wird höher. Durch Wiederholung dieser Funktion wird die erste Ausgangsspannung VOUT 1 bei einer vorbestimmten Spannung gehalten. Wenn die erste Ausgangsspannung VOUT 1 bei einer vorbestimmten Spannung gehalten wird, wird auch die zweite Ausgangsspannung VOUT 2 bei einer Spannung, die um VT (Schwellenspannung des MOS-Transistors 11) niedriger ist, gehalten. Daher kann die zweite, an eine Last angelegte, Stromversorgungsspannung stabilisiert werden.
Besonders wenn die Ladepumpe, die in der Ausführung in Fig. 5 dargestellt ist, als die Ladepumpe 19 in Fig. 6 verwendet wird, wird die zweite Ausgangsspannung nur durch die beiden Elemente der ersten Ausgangsspannung VOUT 1 und VCC-VT bestimmt und das Element von Strom I ist nicht enthalten, so dar die Sabilisierung des zweiten Stromversorgungsausgangs VOUT 2 äußerst leicht wird.
In den vorangehenden Ausführungen waren die Einheitsschaltkreise der Ladungspumpe aus dioden-gekoppelten MOS-Transistoren zusammengesetzt Die gleiche Wirkung kann aber erzielt werden, wenn diese aus gewöhnlichen Dioden bestehen.
Da bei Verwendung des Hochspannungserzeugungssystems der vorliegenden Erfindung ein Zwischenpotential zwischen dem Potential des Ausgangsendes und dem Potential des Eingangsendes aus einem Zwlschenknoten der Ladungspumpe entnommen wird, ist kein zusätzlicher Stromverbrauch in folge einer Tellerschaltung vorhanden und die Layoutfläche wird nicht wegen einer Tellerschaltung vergrößert, so dar ausgezeichnete Ergebnisse erzielt werden können.

Claims

1. Integriertes Hochspannungserzeugungssystem umfassend:

eine Ladungspumpe, umfassend eine Mehrzahl von Einheitsschaltkreisen, von denen jeder einen Kondensator (6, 7, 8, 9) und ein Diodenelement (2, 3, 4, 5) umfaßt, ein erstes Ende eines jeden Kondensators (6, 7, 8, 9) ist mit dem Eingangsende des betreffenden Diodenelements (2, 3, 4, 5) verbunden, die Einheitsschaltkreise sind sequentiell verbunden und gleichmäßig, entsprechend der Polarität der Diodenelemente (2, 3, 4, 5) angeordnet, das Ausgangsende des Dliodenelements (2, 3, 4) eines vorangehenden Einheitsschaltkreises ist mit dem Eingangsende des Diodenelements (3, 4, 5) eines nachfolgenden Einheitsschaltkreises verbunden;

Einrichtung zum Anlegen von Taktslgnalen von gegenseitig umgekehrten Phasen an entsprechende zweite Enden der Kondensatoren (6, 7, 8, 9) von benachbarten Einheitsschaltkreisen, wodurch die in dem Kondensator (6, 7, 8) eines jeden vorangehenden Einheitsschaltkreises gespeicherte elektrische Ladung sequentiell zu dem Kondensator (7, 8, 9) des betreffenden nachfolgenden Elnheitsschaltkreises übertragen wird, um damit Schritt für Schritt die Spannung zu erhöhen;

einen Stromversorgungseingangsanschluß, der mit dem Eingangsende des Diodenelements (2) des Einheitsschaltkreises bei der ersten Stufe der Ladungspumpe verbunden ist;

einen ersten Stromversorgungsausgangsanschluß (OUT 1), der mit dem Ausgangsende des Diodenelements (5) des Einheitsschaltkreises bei der letzten Stufe der Ladungspumpe verbunden ist;

einen zweiten Stromversorgungsausgangsanschluß (OUT 2); und

einen ersten MOS-Transistor (11) mit Source- und Drain-Elektroden, die zwischen die ersten und zweiten Stromversorgungsausgangsanschlüsse geschaltet sind, in dem die Spannung des ersten Stromversorgungsausgangsanschlusses (OUT 1) entsprechend der an die Gate-Elektrode des ersten MOS-Transistors (11) angelegten Spannung untersetzt und an den zweiten Stromversorgungsausgangsanschluß (OUT 2) geliefert wird; dadurch gekennzeichnet, daß die Gate-Elektrode des ersten MOS-Transistors (11) mit dem Eingangsende von einem von den Elnheitsschaltkreisen der Ladungspumpe verbunden ist.

2. Integriertes Hochspannungserzeugungssystem nach Anspruch 1, weiter umfassend:

ein Diodenelement (13), das zwischen das Eingangsende von einem von den Einheitsschaltkreisen der Ladungspumpe und die Gate-Elektode des ersten MOS-Translstors (11) geschaltet ist.

3. Integriertes Hochspannungserzeugungssystem nach Anspruch 1, weiter umfassend:

einen zweiten MOS-Transistor (16) mit Drain- und Source-Elektroden, die zwischen das Eingangsende von einem von den Einheitsschaltkeisen der Ladungspumpe und die Gate-Elektrode des ersten MOS-Transistors (11) geschaltet sind, wobei die Gate-Elektrode mit dem Eingangsende des Einheitsschaltkreises bei der vorangehenden Stufe der Ladungspumpe verbunden ist.

4. Integriertes Hochspannungserzeugungssystem nach Anspruch 2 oder 3, weiter umfassend:

einen Glättungskondensator (14), der zwischen die Gate-Elektrode des ersten MOS-Translstors (11) und einen Bezugspotentialpunkt geschaltet ist.

5. Integriertes Hochspannungserzeugungssystem nach Anspruch 1, umfassend:

eine weitere Ladungspumpe auch umfassend eine Mehrzahl von Einheitsschaltkreisen jeder umfassend einen Kondensator (6', 7', 8', 9') und ein Diodenelement (2', 3', 4', 5'), ein erstes Ende von jedem Kondensator (6', 7', 8', 9') ist verbunden mit dem Eingangsende des betreffenden Diodenelements (2', 3', 4', 5 '), die Einheltsschaltkreise sind sequentiell verbunden und gleichmäßig angeordnet entsprechend der Polarität der Diodenelemente (2', 3', 4' 5'), das Ausgangsende des Diodenelements (2', 3', 4') von einem vorangehenden Einheitsschaltkreis ist verbunden mit dem Eingangsende des Dlodenelements (3', 4', 5') von einem nachfolgenden Einheitsschaltkreis; und

Einrichtung zum Anlegen von Taktsignalen von gegenseitig umgekehrten Phasen an betreffende zweite Enden der Kondensatoren (6', 7', 8', 9') von benachbarten Einheltsschaltkreisen in der weiteren Ladungspumpe, wodurch die in dem Kondensator (6', 7', 8') eines jeden vorangehenden Einheitsschaltkreises gespeicherte elektrische Ladung sequentiell zu dem Kondensator (7', 8', 9') des betreffenden nachfolgenden Einheitsschaltkreises übertragen wird, um damit Schritt für Schritt die Spannung zu erhöhen, und die an die Einheitsschaltkreise der weiteren Ladungspumpe gelieferten Taktim pulse sind in der Phase umgekehrt zu denen, die an die entsprechenden Einheitsschaltkreise der ersten erwähnten Ladungspumpe geliefert werden;

der Stromversorgungselngangsanschluß ist auch mit dem Eingangsende des Diodenelements (2') des Einheitsschaltkreises bei der ersten Stufe der weiteren Ladungspumpe verbunden;

der erste Stromversorgungsausgangsanschluß (OUT 1) ist auch mit dem Ausgangsende des Diodenelements (5') des Einheitsschaltkreises bei der letzten Stufe der weiteren Ladungspumpe verbunden; und

umfassend einen weiteren MOS-Transistor (11') mit Source- und Drain-Elektroden, die zwischen die ersten zweiten Stromversorgungsausgangsanschlüsse geschaltet sind, wobei die Gate-Elektrode mit dem Eingangsende von einem von den Einheitsschaltkreisen der weiteren Ladungspumpe verbunden ist.

6. Integriertes Hochspannungserzeugungssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 5, weiter umfassend:

eine Spannungsermittlungsschaltung (20, 21, 22, 23) verbunden mit dem ersten Stromversorgungsausgangsanschluß (OUT 1), angeordnet, um zu ermitteln, ob die Spannung des ersten Stromversorgungsausgangsanschlusses einen vorbestimmten Wert übersteigt;

und

Einrichtung zur Erhaltung der Spannung des ersten Stromversorgungsauasgangsanschlusses bei einem vorbestimmten Wert.