DE2708021B2

DE2708021B2 - Schaltungsanordnung in integrierter CMOS-Technik zur Regelung der Speisespannung für eine Last

Info

Publication number: DE2708021B2
Application number: DE2708021A
Authority: DE
Inventors: Ernst 8000 Muenchen Lingstaedt; Gerhard Dipl.-Ing. 8011 Neubaldham Moegen; Gottfried 8000 Muenchen Wotruba
Original assignee: Eurosil 8000 Muenchen GmbH
Current assignee: Eurosil 8000 Muenchen GmbH
Priority date: 1977-02-24
Filing date: 1977-02-24
Publication date: 1979-11-15
Also published as: US4232261A; JPS5416649A; CH623420A5; DE2708021C3; JPS6242283B2; DE2708021A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung in integrierter CMOS-Technik zur Regelung der Speisespannung für eine Last auf einen durch eine Referenzspannung vorgegebenen Wert, mit einem MOS-Feldeffekttransistor, der mit der zu speisenden Last als Stellglied in Reihe geschaltet, mit ihr an eine Versorgungsspannung angeschaltet and von dem Ausgangssignal eines Differenzverstärkers angesteuert ist, der die Differenz der Referenzspannung und der geregelten Speisespannung bildet.

Integrierte Schaltungen werden häufig mit Batterien als Stromquellen betrieben und sollen deshalb einen möglichst geringen Stromveirbrauch haben. In dieser Hinsicht zeigt die CMOS-Technologie gegenüber anderen Technologien günstige Eigenschaften. Digitale CMOS-Schaltungen haben bei diesem Vergleich eine relativ geringe Verlustleistung, da bekanntlich in jedem logischen Schaltzustand einer logischen Schaltstufe immer einer der zueinander komplementären Schaltungszweige gesperrt ist und daher in der gesamten integrierten Schaltung keine galvanische Verbindung zwischen den Polen der Stromquelle vorhanden ist. Eine Verlustleistung entsteht bei derartigen Schaltungen im wesentlichen im dynamischen Betrieb durch das Umladen parasitärer Schaltungskapazitäten. Ferner erfolgt während eines jeweiligen Umschr.ltvorgangs kurzzeitig eine, galvanische Verbindungzwischen den Polen der Stromquelle, solanee die N-Transi;/toren und die P-Transistoren gemeinsam leitend sind. Dadurch wird ein sogenannter Querstrom verursacht. Außerdem können in CMOS-Schaltungen Schaltungsteile enthalten sein, bei denen aufgrund einer Arbeitspunkteinstellung ein -'· Querstrom als Ruhestrom fließt, der ebenfalls zur Verlustleistung der Schaltung beiträgt.

Man kann integrierte CMOS-Schaltungen im Sinnp einer möglichst geringen Stromaufnahme dimensionieren. Eine Schwierigkeit besteht dann jedoch darin,

in daß bei integrierten CMOS-Schaltungen gewisse Fertigungstoleranzen der Schwellenspannungen unvermeidbar sind und daß die Speisespannung insbesondere bei Batterien als Stromquellen relativ großen Schwankungen unterworfen ist. Werden derartige

π Schaltungen im Sinne maximaler Funktionssicherheit mit möglichst hoher Schwellenspannung bei möglichst niedriger Speisespannung dimensioniert, so führt dies im entgegengesetzten Extremfall, nämlich bei niedrigsten Schwellenspannungen und höchsten Speise-Spannungen zu einer Stromaufnahme, die ein Vielfaches des im günstigsten Fall er.orderlichen Wertes betragen kann.

Durch die Toleranzen der Schwellenspannungen und die Schwankungen der Speisespannung wird auch

.') ein relativ breiter Toleranzbereich anderer Schaltungf-parameier hervorgerufen. Ein solcher Parameter ist beispielsweise der Ausgangsstrom einer CMOS-Schaltung bei der Ansteuerung einer nachgeschaiteten Schaltungsstufe. Außerdem ist es dadurch sehr

hi schwierig, monostabile oder bistabile Schaltungen zu verwirklichen, die ein genau vorherbestimmtes stabiles Schaltverhalten haben, da die Schaltzeiten in starkem Maße von den Schwellenspannungen und der Speisespannung abhängen.

r> Durch die DE-AS 2254618 ist eine integrierte CMOS-Schaltung eingangs genannter Art bekannt, die zur Spannungsregelung für eine Last dient. Als Spannungsnormal ist eine Zcnerdiode vorgesehen, die die Spannungsregelung auf einen konstanten Wert ermöglicht. Würde man nun eine solche Schaltung zur Regelung der Speisespannung für eine Last in Form einer integrierten CMOS-Schaltung verwenden, so würde sie zwar einen konstanten Speisespannungswert für diese Last erzeugen, jedoch wäre dieser Wert nicht in jedem Falle optimal, da die vorstehend beschriebenen relativ großen Schwankungen der Schwellenspannungen bei integrierten CMOS-Schaltungen gegeben sind. Es wäre deshalb wünschenswert, die Speisespannung für eine Last in Form einer intern grierten CMOS Schaltung zwar auf einen konstanten Wert zu regeln, jedoch hierbei die Möglichkeit der Anpassung an die Streuung der Schwellenspannungen von CMOS-Schaltungen vorzusehen, da ein minimaler ".i.Tomverbrauch einer integrierten CMOS-Schal-

-,-) tung dann auftritt, wenn die Speisespannung den Schwellenspannungen nahekommt.

Die Aufgabe der Erfindung besteht deshalb darin, eine Schaltungsanordnung zur Regelung der Speisespannung für integrierte CMOS-Schaltungen anzuge-

(,n ben, durch die oei niedrigster Stromaufnahme eine maximale Funktionssicherheit und Unabhängigkeit von Schwankungen z. B. der Schwellenspannungen oder auch der Versorgungsspanr.ung gewährleistet ist.

hi Eine Schaltungsanordnung eingangs genannter Art ist zur Lösung dieser Aufgabe erfindungsgemäß derart ausgebildet, daß bei Verwendung für eine in integrierter CMOS-Technik aufgebaute Last

a) der Differenzverstärker mit einer /weiten Referenzspannung derart beschaltet ist, daß die geregelte Speisespannung von der Summe der Referenzspannungen abhängt.

b) die Referenzspannungen entsprechend der Schwellenspannung der in der Last vorhandenen MOS-Feldeffekttransistoren des einen bzw. des anderen Leitfähigkeitstyps bemessen sind und

c) die Referenzspannungsgeneratoren als die jeweilige Referenzspannung bestimmende Elemente in der Sättigung betriebene MOS-f'cltlcffek !transistoren einander entgegengesetzt en Leitfiihigkeilslyps enthalten.

!•line Schaltungsanordnung nach der Erfindung führt durch die Verwendung von MOS-Feldeffekttransistoren in den Referenzspannungsgeneratoren und durch die angegebene Bemessung der Referenzspannungen in Verbindung mit der vorgesehenen Bc-..■,1.1

gelten Speisespannung, die einen im Sinne minimalen Stromverbrauchs optimalen Wert hat. Wird die Schaltungsanordnung mit der zu speisenden Last aut einem gemeinsamen Schaltungsträger integriert, so sind die Schwellenspanniingcn der MOS-Fcldeffckttransistoicn des einen bzw. des anderen Leitfähigkeitstyps für die Regelschaltung und auch für die zu speisende Last gleich, obwohl sie relativ zu gleichartigen, auf anderen Schaltungsträgern vorgesehenen Anordnungen erheblich schwanken können. Das Ergebnis der Anwendung der Erfindung ist dann eine für jeden mit einer Regelschaltung und mit einer integrierten ( MOS-Last versehenen Schaltungsträger optimal bemessene Speisespannung, die gerade so hoch ist. daß sie der Summe der Schwellenspanniingcn der MOS-Feldeffekttransistoren des einen und des anderen Leitfähigkeitstyps entspricht, weshalb mit ihr der geringstmögliche Stromverbrauch in der integrierten Last realisiert wird.

Dieses Prinzip, bei dem nicht ein absolut, sondern ein relativ konstanter Speisespannungswert angcsirebt wird, kann durch Verwendung einer Zenerdiode als Spannungsnormal nicht nahegelegt werden. Ebenso würde dieser Effekt auch dann nicht -erreicht, wenn etwa gemäß der US-PS 3 508084 die ais Spannungsnormal verwendete Zenerdiode durch einen in der Sättigung betriebenen MOS-Feldeffekttransistor ersetzt würde.

Mit der Schaltungsanordnung nach der Erfindung ist es in sehr einfacher Weise möglich, eine geregelte Speisespannung zu erzeugen, die bei Speisung von CMOS-Sehaltungen gerade der Summe der Absolutbeträge der Schwellenspannungen der in der CMOS-Schaltung vorhandenen zueinander komplementären Transistoren entspricht. Dies erfolgt dadurch, daß die erste bzw. die zweite Referenzspannung entsprechend den Schwellenspannungen der in der zu speisenden Schaltung vorhandenen MOS-Feldeffekttransistoren des einen bzw. des anderen Leitfähigkeitstyps bemessen sind.

Eine besonders vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, daß die Ausgangsspannung des einen Referenzspannungsgenerators Steuerspannung für einen eine Konstantspannungsquelle bildenden Stromzweig zur Abgabe der zweiten Referenzspannung ist. Dadurch wird erreicht, daß zur Erzeugung zweier Referenzspannungen nicht der Aufwand zweier separater Referenzspannungsgeneratoren getrieben werden muß, sondern daß ein erhöhter Schaltungsaufwand nur zur Erzeugung der ersten Referenzspannung mit einem hochkonstanten Wert verursacht wird. Diese Referenzspannung wird dann einerseits zur Ansteuerung des Differenzverstärkers, andererseits zur Einstellung des Arbeitspunktes einer Konstantspannungsquelle ausgenutzt, so daß die davon gelieferte zweite Referenzspannung hinsichtlich ihrer Konstanz praktisch mit der ersten übereinstimmt.

Eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung benötigt zur einwandfreien Regelung eine möglichst konstante Referenzspannung. Zur Erzeugung der Referenzspannung ist eine Schaltung erforderlich, die im Sinne lies beabsichtigten Anwendungszwecks der Erfindung einen geringen Stromverbrauch hat. Vorteilhaft wird die Schaltungsanordnung nach der Erfindung hierzu derart ausgebildet, daß zur Erzeugung mindestens einer der Referenzspannungen eine An-

die Versorgungsspannung angeschalteten, einen über einen Vorwiderstand in der Sättigung betriebenen MOS-Feldeffekttransistor aufweisenden Stromzweig enthält, wobei an dem MOS-Fcldcffekttransistor eine stabilisierte Spannung abgreifbar ist, und mindestens eine damit angesteuerte weitere Stabilisicrungsstufe dieser Art vorgesehen ist. deren Vorwiderstand aus einem über einen ohmschcn Widerstand in Stromgegenko^rplung betriebenen, mit der stabilisierten Spannung angesteuerten MOS-Feldeffekttransistor gebildet ist. der zu dem mit ihm in Reihe geschalteten MOS-Feldeffekttransistor komplementär ist, und daß bei dieser Anordnung die weiteren Stabilisierungsstufen so hintereinandergeschaltet sind, daß ihre jeweilige Ausgangsspannung die Steuerspannung der jeweils folgenden bzw. die Referenzspannung ist.

Eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung eignet sich infolge ihrer Regeleigenschaften und der von ihr auf einen hochkonstanten Wert eingestellten Speisespannung besonders gut zur Speisung von Oszillatorschaltungen. Insbesondere solche Oszillatorschaltungen, die quarzgesteuert arbeiten, benötigen aber währerd ihrer Anschwingzeit eine gegenüber dem stationären Schwingungszustand erhöhte Energie, also eine erhöhte Speisespannung. Um im Sinne der gestellten Aufgabe eine möglichst leistungsarme Speisung auch derartiger Oszillatorschaltungen zu verwirklichen, kann die Schaltungsanordnung nach der Erfindung derart weiter ausgebildet sein, daß eine Zeitschaltung zur gegenüber dem Zeitpunkt der Einschaltung der Versorgungsspannung verzögerten Einstellung der Speisespannung auf den vorgegc jenen Wert vorgesehen ist. die mindestens für die Anschwingzeit der zu speisenden Oszillatorschaltung eine Erhöhung der Speisespannung gegenüber dem vorgegebenen Wert bewirkt. Wie noch gezeigt wird, kann die Zeitschaltung mittels einer Spannungsänderung an einem RC-Glied ein Signal abgeben, das auf die Regelung der Speisespannung einwirkt. Es ist aber auch möglich, aus der gespeisten Oszillatorschaltung ein der Schwingungsamplitude proportionales Ausgangssignal zu entnehmen und dieses der Regelschaltung zuzuführen. Diese wird dann für die Dauer des Anschwingens beeinflußt, und dieser Einfluß wird mit dem Erreichen einer vorgegebenen Schwingungsamplitude der Oszillatorschaltung beseitigt.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand der Figuren beschrieben. Es zeigt Fig. 1 ein Prinzipschaltbild einer Schaltungsanord-

nung nach der Erfindung,

Fig. 2 eine schaltinigstechnische Ausführungsmöglichkeit der in Fig. 1 gezeigten Prinzipschaltung, wobei der Differenzverstärker und die zu speisende integrierte Schaltung als Funktionsblöckc dargestellt sind.

Fig. 3 eine Ausführungsform der Erfindung zur Regelung der Speisespannung für eine Oszillatorschaiumg, und

Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel einer RC-Oszillatorschaltung, die an eine gemäß der Erfindung geregelte Speisespannung anzuschalten ist.

In Fig. 1 ist eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung in ihrem prinzipiellen Aufbau dargestellt, !•!ine mit einer Speisespannung I /. zu speisende integrierte Schaltung /. ist mit einem MOS-Feldeffekttransistor I in Reihe geschaltet, und diese Reihenschaltung ist an eine Versorgungsspannung V_n angeschaltet. Der MOS-Feldeffekttransistor T wird an der (iate-Iüektrode durch das Ausgangssignal eines Differenzverstärkers DA gesteuert. Der Differenzverstärker DA wird durch die Versorgungsspannung V_n gespeist, und seine Steuerung erfolgt mit einer Spannung I „ — \'A am invertierenden Eingang sowie mit der Summe zweier Spannungen VB und I T am nicht invertierenden Eingang. Die Spannung K/ist die an dem gesteuerten MOS-Feldeffekttransistor /abfallende Spannung, und die Spannungen VA und VB sind Referenzspannungen, die in noch zu beschreibender Weise mit einem Rcferenz.spannungsgenerator bzw. einer Konstantspannungsquelle erzeugt weruen.

An dem Verbindungspunkt zwischen dem MOS-Feldeffekttransistor 7 und der zu speisenden Schaltung L tritt eine geregelte Spannung auf. die über die Spannungsquelle für die Spannung VB auf den nicht invertierenden Eingang des Differenzverstärkers DA zurückgeführt ist. Der Differenzverstärker DA verstärkt eine eventuelle, zwischen seinen Eingängen auftretende Spannungsdifferenz, und sein Ausgangssignal steuert den MOS-Feldeffekttransistor 7derart, daß die genannte Spannungsdifferenz zwischen den Eingängen des Differenzverstärkers DA verschwindet. Es stellt sich dann eine geregelte Speisespannung VL für die integrierte Schaltung L ein, die der Summe der beiden Referenzspannungen VA und VB entspricht und infolge der Konstanz der Referenzspannungen gleichfalls konstant ist. Die am Transistor 7 abfallende Spannung K7bildetdie Differenz zur Versorgungsspannung V_D.

Da gegenüber Bezugspotential am nicht invertierenden Eingang des Differenzverstärkers immer die Summe der Spannungen VB und VT liegt, ist auch bei sehr geringen Werten für die Spannung VT eine Ansteuerung des Differenzverstärkers DA im Steuerbereich gewährleistet.

Wird als zu speisende integrierte Schaltung L eine in CMOS-Technik aufgebaute Schaltung vorgesehen, so ist es im Sinne eines möglichst geringen Stromverbrauchs günstig, diese Schaltung mit einer geregelten Spannung VL zu speisen, die der Summe der Schwellenspannungen der in der Schaltung vorgesehenen MOS-Feldeffekttransistoren beider Leitfähigkeitstypen entspricht. Es ist nun insbesondere in CMOS-Technik, wie noch gezeigt wird, besonders einfach, die Referenzspannungen JM und VB so zu bemessen, daß z. B. die Referenzspannung VA der Schwellenspannung der P-Kanal-Transistoren und die Refe- renzspannung VB der Schwcllcnspannung der N-Kanal-Transistoren der zu speisenden Schaltung L entspricht.

In Fig. 2 ist im einzelnen dargestellt, wie die beiden Referenzspannungen VA und VB in CMOS-Technik vorteilhaft erzeugt werden können. Die Referenzspannung VA wird mit einem die MOS-Feldeffekttransistoren 71 bis Tl aufweisenden Refcrenzspannungsgenerator als hochkonstante Ausgangsspannung erzeugt und dem invertierenden Eingang des Differenzverstärkers DA zugeführt. Gleichzeitig dient sie zur Steuerung einer Konstantspannungsquelle. die zwei MOS-Feldcffekttransistorcn TH und 79 umfaßt und deren Konstantspannung als zweite Referenzspannung dem nicht invertierenden Eingang des Differenzverstärkers DA zugeführt ist.

Der Refcrcnzspannungsgenerator besteht in dem in Fig. 2 dargestellten Ausfiihrungsbeispiel aus vier Stromzweigen, von denen der erste einen in der Sättigung betriebenen MOS-Feldeffekttransistor 'TX und einen damit in Reihe geschalteten ohmsehen Widerstand R\ enthält. Diese Reihenschaltung ist an die Pole der Versorgungsspannung V₀ angeschaltet. Der zweite Stromzweig enthält einen ohmschen Widerstand Rl. einen durch die am MOS-Feldeffekttransistor 71 abfallende Spannung gesteuerten MOS-Feldeffekttransistor 72 sowie einen in der Sättigung betriebenen MOS-Feldeffekttransistor 73. Der MOS-Feldeffekttransistor 72 wird über dem Widerstand Rl in Stromgegenkopplung betrieben. Mit diesem Stromzweig gleichartige Stromzweige sind mit den Transistoren 74 und 75 bzw. 76 und 77 sowie jeweils einem Stromgegenkopplungswiderstand Ri bzw. /?4 gebildet. D'c Ausgangsspannung VA tritt an dem MOS-Feldeffekttransistor 77 auf und ist von hoher Konstanz.

Die Funktionsweise dieses Referenzspannungsgenerators zur Erzeugung der Referenzspannung VA ist eingehend in der obengenannten weiteren Patentanmeldung beschrieben. Der wesentliche Vorteil dieser in CMOS-Technik aufgebauten Schaltung besteh·' darin, daß die einzelnen Stromzweige einen sehr geringen Stromverbrauch haben und daß die Ausgangsspannung VA praktisch der Schwellenspannung des N-Kanal-Feldeffekttransistors 77 entspricht, der in der Sättigung betrieben ist.

Anstelle der in Fig. 2 gezeigten Schaltung für den Referenzspanrungsgenerator können auch Abwandlungen vorgesehen sein, die weniger oder mehr Stromzweige zur Stabilisierung enthalten. Wird eine Referenzspannung benötigt, die nicht auf das Versorgpngsspannungspotential, sondern auf Nullpotential bezogen ist, so kann ein weiterer Stromzweig vorhanden sein, bei dem der in der Sättigung betriebene MOS-Feldeffekttransistor z. B. wie der Transistor 75 mit Nullpotential verbunden ist, so daß die Ausgangsspannung dann auf Nulipotential bezogen ist.

Die Referenzspannung VA, die auf den invertierenden Eingang des Differenzverstärkers DA geführt ist, steuert bei der in Fig. 2 gezeigten Schaltungsanordnung ferner einen MOS-Feldeffekttransistor 78, der mit einem in der Sättigung betriebenen MOS-Feldeffekttransistor 79 in Reihe geschaltet ist. Diese Reihenschaltung bildet in bekannter Weise eine Konstantspannungsquelle, denn an dem MOS-Feldeffekttransistor 79 fällt eine infolge der Steuerung mit der hochkonstanten Referenzspannung VA gleichfalls hochkonstante Spannung VB ab. Diese Spannung

wird über die dargestellte Verbindung dem nicht invertierenden Eingang des Differenzverstärker* DA zugeführt.

Durch die in Fig. 2 gezeigte Art der Steuerung einer Konstantspannungsquelle mit der Referenzspannung VA wire der Aufwand zur Erzeugung zweier Referenzspannungen wesentlich herabgesetzt, denn zur Erzeugung der Referenzspannung VB ist kein vollständiger Referenzspannungsgenerator der Art erforderlich, wie er für die Referenzspannung VA gezeigt ist.

Handelt es sich bei der zu speisenden integrierten Schaltung /. um eine Oszillatorschaltung, die induktive und kapazitive Komponenten enthält bzw. durch einen Schwingquarz gesteuert wird, so ist bei Hinschalten der Versorgungsspannung V_n eine erhöhte Energie erforderlich, um ein einwandfreies Anschwingen der Oszillatorschaltung zu gewährleisten.

mit dem Transistor /erfolgt während der Aufladung des Kondensators CS' ein vorübergehender Kurzschluß des Transistors 7", so daß zunächst die volle Versorgungsspannung V_n an der zu speisenden Schaltung L liegt. Mit fortschreitender Aufladung des Kondensators CS über den Widerstand RS wird der Transistor TS in den gesperrten Zustand überführt, so daß damit der Kurzschluß des Transistors T beseitigt wird. Dieser kann dann als gesteuerter Vorwiderstand für die Schaltung L arbeiten, so daß an dieser dann nur noch die geregelte Speisespannung Vl. liegt.

Im Falle der anderen, in Fig. 2 gestrichelt dargestellten Schaltungsvarianlen wirkt das mit dem RC-Zeitglied erzeugte zeitabhängige Signal auf die Abgabe der Referenzspannung l'/l ein. Während ;Jes Ladevorganges ties Kondensators CS' wird der MOS-Feldeffekttransistor 7".S" zunächst im leitenden Zu-

ua uic gelegene .spannung c /. einen
geringen Wert hat, der bei CMOS-Schaltungen zweckmäßig der Summe der Schwellenspannungen der P-Kanal-Transist'oren und der N-Kanal-Transistoren entspricht, und da die vorzugsweise verwendeten Oszillatoren in komplementärer Schaltungstechnik bei dieser Betriebsbedingung einen relativ niedrigen Stromverstärkungsgrad aufweisen, ist beim Einschaltender Versorgungsspannung V_n ein sicheres Anschwingen der Oszillatorschaltung nicht in jedem Falle gewährleistet. Einen entsprechend höheren Stromverstärkungsgrad einer komplementären Oszillatorstufe und damit die Bedingung für sicheres Anschwingen nach Einschalten der Versorgungsspannung erhält man, wenn die Speisespannung für die Oszillatorschaltung größer als die Summe der Schwelienspannung der in der Oszillatorschaltiing vorhandenen MOS-Feldeffekttransistoren beider Leitfähigkeitstypen ist. Andererseits ist es aber möglich, im stationären Schwingungszustand die Speisespannung einer Oszillatorschaltung wieder zu verringern, da dann nur jeweils so viel Energie zugeführt werden muß, daß die Schwingungen nicht aussetzen.

Die Schaltungsanordnung nach der Erfindung sollte also zweckmäßig eine solche Regelcharakteristik aufweisen, daß bei Einschaltung der Versorgungspannung V₀ zunächst eine hohe Speisespannung an die zu speisende Oszillatorschaltung L angelegt wird, die bei Erreichen des stationären Schwingungszustandes dann auf die geregelte Spannung VL reduziert werden kann. In Fig. 2 sind schaltungstechnische Möglichkeiten zur Erzielung eines solchen Effekts dargestellt. Es handelt sich hierbei um die Reihenschaltung eines Kondensators CS und eines ohmschen Widerstandes RS, die ein RC-Zeitglied darstellen. Bei Einschaltung der Versorgungsspannung V_D tritt am Verbindungspunkt von Kondensator CS und Widerstand RS eine Spannung auf, deren Wert mit dem Ladevorgang des Kondensators CS ausgehend vom Versorgungsspannungswert V₀ bis zu einem durch die Dimensionierung der beiden Komponenten des RC-Zeitgliedes bestimmten Wert mit der durch die beiden Komponenten bestimmten Zeitkonstanten abfällt. Diese Spannung steuert einen MOS-Feldeffekttransistor TS, der entweder dem MOS-Feldeffekttransistor T oder aber dem MOS-Feldeffekttransistor Γ6 mit Gegenkopplungswiderstand R4 parallel geschaltet sein kann. Die beiden möglichen Varianten sipd in Fig. 2 gestrichelt dargestellt.

Für nen Fall der Verbindung des Transistors TS

MdIlU gCI ICH IC II, WUUUIIIIULI UUItMUtII ΓΛΙΙΛ££1ΙΙ£ΛΙΙ Cl I I "

sistor 77des Referenzspannungsgenerators fließende Strom vergrößert wird. Dadurch fällt an dem Transistor Γ7 eine größere Referenzspannung VA ab, wodurch auch die Speisespannung VL der integrierten Schaltung /.. also der Oszillatorschaltung, i.uf einen größeren Wert geregelt wird. Gegen Ende des Ladevoriianges für den Kondensator CS wird der Transistor TS gesperrt, so daß die zuvor beschriebene Beeinflussung des Ausgangsstromkreises des Referenzspannungsgenerators beseitigt wird und dann wieder eine vergleichsweise geringe Speisespannung VL an der zu speisenden Schaltung L liegt.

Die zuvor beschriebene vorübergehende Erhöhung der Speisespannung für die zu speisende Schaltung L hängt hinsichtlich ihrer zeitlichen Länge von der Diniensionierungdes beschriebenen RC-Zeitgliedes ab. Fs ist jedoch auch möglich, die Dauer der vorübergehenden Erhöhung der Speisespannung von dem erfolgten Anschwingen des Oszillators abhängig zu machen. Hierfür wird eine Kippstufe vorgesehen, deren Ausgangssignal ähnlich wie das von dem RC-Zeitglied erzeugte Signal auf die Regelung der Speisespannung einwirkt. Durch Einschalten der Versorgungsspannung wird die Kippstufe in einen ersten Schaltzustand gebracht, in welchem das Ausgangssignal der Kippstufe die erwünschte Erhöhung der Speisespannung bewirkt. Sobald der Oszillator während seiner Anschwingphase eine Schwingungsamplitude erreicht, die zur Weiterverarbeitung in einer nachfolgenden Stufe ausreicht, kann hiermit die Kippstufe in einen

ι zweiten Schaltzustand gesetzt werden, wodurch die Beeinflussung der Regelung der Speisespannung wieder beseitigt wird. Ferner ist es auch möglich, die vorübergehende Erhöhung der Speisespannung direkt mit einem Signal zu steuern, welches der zu speisenden

i Oszillatorschaltung entnommen wird und einen der jeweiligen Schwingungsamplitude proportionalen Wert hat. Ein hierzu geeignetes Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in Fig. 3 für die Speisung einer Oszillatorschaltung OSC dargestellt.

ι Die in Fig. 3 gezeigte Schaltung enthält einen vereinfachten Referenzspannungsgenerator, der im Gegensatz zu der in Fig. 2 gezeigten Schaltung nur einen Stabilisierungsstromzweig mit dem ohmschen Widerstand Rl und dem in der Sättigung betriebenen

i MOS-Feldeffekttransistor Tl aufweist. Die an diesem Transistor abfallende Spannung steuert einen weiteren MOS-Feldeffekttransistor 710, der mit einem MOS-Feldeffekttransistor 711 einen weiteren

Stromzweig bildet. Durch die am Transistor TI abfallende und gegenüber Schwankungen der Versorgungsspannung V_n weitgehend konstante Spannung wird in dem Stromzweig der Transistoren 710 und TIl eine Steuerung auf weitgehend konstanten Stromfluß bewirkt. Am Verbindungspunkt der beiden Transistoren 710 und TIl fällt eine Spannung ab, die dem invertierenden Eingang des Differenzverstärkers DA zugeführt wird. Die Referenzspannungsquelle VB ist nur schematisch dargestellt, da sie auf die Steuerung der ersten Referenzspannung VA wahrend des Anschwingens der Oszillatorschaltung OSC keinen Einfluß hat.

Der MOS-Feldeffekttransistor TIl wiril an seiner (iate-Elcktrode durch ein Signal der Oszillatorschal tung OSC gesteuert, welches einen der jeweiligen Schwingungstimplitudc der Oszillatorschaltung OSC proportionalen .Spannungswert hat. Wenn die Oszillatorschaltüng OSC nicht schwingt, wird dieses Steuersignal durch eine Gleichspannung gebildet, die etwa der halbt.i Speisespannung VL entsprechen kann. Diese Spannung steuert den MOS-Feldeffekttransistor TTl nun derart, daß an ihm eine vergleichsweise hohe Spannung abfallt, die als Referenzspannung VA dem invertierenden Eingang des Differenzverstärkers DA zugeführt wird und in beschriebener Weise den Transistor 7 stark leitend -.leuert, so daß eine vergleichsweise hohe Speisespannung VL für die Oszillatorschaltung OSC verfügbar rl. Setzt nun der Schwingungsvorgang in der Oszillatorschaltung OSC ein. so überlagert sich der den MOS-Feldeffekttransistor TIl steuernden Gleichspannung eine Wechselspannung, die infolge der nicht linearen Kennlinie des MOS-Feldeffekttransistors 711 gleichgerichtet wird. Die gleichgerichtete Spannung überlagert sich der zuvor beschriebenen Gleichspannung an der Gate-Elektrode des Transistors TIl, wodurch an diesem eine Spannung abfällt, die gegenüber dem zuvor beschriebenen Zustand geringer ist. Dadurch wird dann in bereits beschriebener Weise eine Verringerung der den Oszillator speisenden geregelten Spannung VL bewirkt.

In Fig. 3 sind ferner ein ohmscher Widerstand RF und ein Kondensator CFdargestellt, die ein zwischen den Verbindungspunkt der Transistoren TlO und 711 und den invertierenden Eingang des Differenzverstärkers DA geschaltetes Tiefpaßfilter darstellen. Dieses gewährleistet, daß nur die durch die beschriebene Überlagerung gebildete mittlere Gleichspannung auf den invertierenden Eingang des Differenzverstärkers DA geführt wird, während hochfrequente Spannungsschwankungen, die sich aus dem Spannungssignal der Oszillatorschaltung OSC ergeben können, gesperrt werden.

Ein vorteilhafter Effekt der in Fig. 3 gezeigten Schaltung besteht darin, daß Schwankungen der Schwingungsamplitude der Oszillatorschaltung OSC kompensiert werden. Das von der Oszillatorschaltung OSC abgegebene, der Schwingungamplitude proportionale Steuersignal bewirkt eine Einstellung des Widerstandes des MOS-Feldeffekttransistors 711 derart, daß eine Vergrößerung der Schwingungsamplitude eine Verkleinerung der Speisespannung VL und eine Verringerung der Schwingungsamplitude eine Vergrößerung der Speisespannung VL zur Folge hat. Auf diese Weise erfüllt die in Fig. 3 gezeigte Schaltung nicht nur die Forderung einer Speisung einer integrierten Oszillatorschaltung bei möglichst geringem Stromverbrauch, sondern sie gewährleistet darüber hinaus auch eine weitgehend konstante Schwingungsamplitude.

Da eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung infolge ihrer vorzüglichen Regeleigenschaften eine hochkonstante Speisespannung für integrierte Schaltungen liefert, kann sie auch sehr vorteilhaft zur Speisung von RC-Oszillatorschaltungen eingesetzt werden. Derartige Schaltungen können in integrierter CMOS-Technik aufgebaut sein, haben aber gegenüber quarzgestcuerten Schaltungen eine geringere Ficquenzkonstanz, was auf die eingangs erläuterten Schwankungen von Einflußgrößen zurückzuführen ist. Die Abhängigkeit der Schwingfrcquenz in RC-Oszillatorschaltungen, die in integrierter Technik aufgebaut sind, von Schwankungen der Vcrsorgungss^annung und der Umgebungstemperatur ist gegenüber der entsprechenden Abhängigkeit quarzgesteuerter Schaltungen um den Faktor !000 höher. Dies führt dazu, daß solche Schaltungen Frequenzvariationen im Prozentb:nich aufweisen. Ferner ist bei ihnen nachteilig, daß sie eine relativ hohe Versorgungsspannung benötigen.

In Fig. 4 ist nun eine RC-Oszillatorschaltung dargestellt, die in integrierter MOS-Technik aufgebaut ist und sich zur Speisung mit einer Speisespannung eignet, die mit der erfindungsgemäßen Schaltung erzeugt wird und einen sehr konstanten Wert hat. so daß Frequenzänderungen infolge von Speisespannungsschwankungen hier praktisch nicht zu befürchten sind.

Im Gegensatz zu bisher bekannten RC-Os/illa torschaltungen. die in CMOS-Technik aufgehallt sind, enthält die in Fig. 4 gezeigte Schaltung jedoch nicht vier, sondern nur zwei MOS-Feldeffekttransistoren. Die Schaltung besteht im wesentlichen aus zwei Inverterstufen. die jeweils einen MOS-Feldeffekttransistor 720 bzw. 721 und einen damit in Reihe geschalteten ohmschen Widerstand R7.0 bzw. R2\ aufweisen. Die beiden Iiiverterstufen sind an die Versorgungsspannung V_n angeschaltet, und ein die Wechselspannung V_()sc abgebender Schaltungsausgang wird durch den MOS-FeldeffekttranFistor 721 gebildet. Dieser Ausgang ist über eine Kapazität C22 mit der Gate-Elektrode des MOS-Feldeffekttransistors 720 verbunden. Die Drain-Elektrode dieses Transistors 720 ist mit der Gate-Elektrode des Transistors 721 verbunden, und ein Gegenkopplungswiderstand R22 ist zwischen der Drain-Elektrode des Transistors 720 und dessen Gate-Elektrode vorgesehen.

Diese Schaltung ist vollständig integrierbar und benötigt keine Quarzsteuerung. Ihre Frequenzkonstanz ist durch die Speisung mit einer hochkonstant geregelten Speisespannung und den dargestellten Schaltungsaufbau gegenüber bisherigen RC-Oszillatorschaltungen wesentlich verbessert. Es hat sich gezeigt, daß bei einer Speisespannung, die etwa dem doppelten Wert der Schwellenspannung der beiden N-Kanal-Transistoren T20und T21 entspricht, eine Dimensionierung der Schaltung derart möglich ist, daß bei einer Schwellenspannung von z. B. 1,2 Volt eine Schwankung der Speisespannung um 20 mV eine Frequenzänderung von nur 0,1% verursacht.

Bei den vorstehend beschriebenen Schaltungen sind die Substratanschiüsse der MOS-Feideffekttransistoren jeweils mit dem Source-Anschluß verbunden. Dadurch wird der sogenannte Substratsteuereffekt

vermieden. Ebenso ist es auch möglich, die Substratanschlüsse an ein anderes vorgegebenes Potential zu legen.

Die vorstehend beschriebenen Schaltungen, die in integrierter CMOS-Technik aufgebaut sind, können

entgegen den dargestellten Verhältnissen auch mit anderer Polung der Versorgungsspannung V_D betrieben werden. Hierzu ist dann der entsprechende inverse Aufbau der komplementären Schaltungszweige erforderlich.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung in integrierter CMOS-Technik zur Regelung der Speisespannung für eine Last auf einen durch eine Referenzspannung vorgegebenen Wert, mit einem MOS-FeIdeffekttransistor, der mit der zu speisenden Last als Stellglied in Reihe geschaltet, mit ihr an eine Versorgungsspannung angeschaltet und von dem Ausgangssignal eines Differenzverstärkers angesteuert ist, der die Differenz der Referenzspannung und der geregelten Speisespannung bildet, dadurch gekennzeichnet, daß bei Verwendung für eine in integrierter CMOS-Technik aufgebaute Last

a) der Differenzverstärker (DA) mit einer zweiten Referenzspannung (VB) derart beschaltet ist, daß die geregelte Speisespannung ( VL\ von der Summe der Referenzspannungen (VA, VB) abhängt,

b) die Referenzspannungen ( VA, VB) entsprechend der Schwellenspannung der in der Last (L) vorhandenen OS-Feldeffekttransistoren des einen bzw. des anderen Leitfähigkeitstyps bemessen sind, und

c) die Referenzspannunj.'sgeneratoren als die jeweilige Referenzspannung ( VA bzw. VB) bestimmende Elemente in der Sättigung betriebene MOS-Feldeffekttransistoren (77, 79) einander entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps enthalten.

2. Schaltungsanordnung -,ach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennze'chnet, daß die Ausgangsspannung ( VA) des einen Rr "erenzspannungsgenerators Steuerspannung für einen eine Konstantspannungsquelle bildenden Stromzweig (78, 79) zur Abgabe der zweiten Referenzspannung ( VB) ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der die Konstantspannungsquelle bildende Stromzweig (78, 79) die Reihenschaltungeines mit der Ausgangsspanniutg ( VA) des Referenzspannungsgenerators gesteuerten MOS-Feldeffekttransistors (78) und eines dazu komplementären, in der Sättigung betriebenen MOS-Feldeffekttransistors (79) enthält, die mit dem durch den Differenzverstärker (DA) gesteuerten MOS-Feldeffekttransistor (T) in Reihe geschaltet ist, und daß die zweite Referenzspannung ( VR) an dem Verbindungspunkt der beiden zueinander komplementären MOS-Feldeffekttransistoren (78, 79) abgegriffen ist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung mindestens einer der Referenzspannungen (VA) eine Anordnung aus einer Stabilisierungsstufe, die einen an die Versorgungsspannung ( V₀) angeschalteten, einen über einen Vorwiderstand (Rl) in der Sättigung betriebenen MOS-Feldeffekttransistor (71) aufweisenden Stromzweig enthält, wobei an dem MOS-Feldeffekttransistor (71) eine stabilisierte Spannung abgreifbar ist, und mindestens eine damit angesteuerte weitere Stabilisierungsstufe dieser Art vorgesehen ist, deren Vorwiderstand aus einem über einen ohmschen Widerstand (R2) in Stromgegenkopplung betriebenen, mit der stabilisierten Spannung angesteuerten MOS-Feldeffekttransistor (72) gebildet ist, der zu dem mit ihm in Reihe geschalteten MOS-Feldeffekttransistor (73) komplementär ist, und daß bei dieser Anordnung die weiteren Stabilisierungsstufen (72, 73; 74, 75; 76, 77) so hintereinandergeschaltet sind, daß ihre jeweilige Ausgangsspannung die Steuerspannung der jeweils folgenden bzw. die Referenzspannung (VA) ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche zur Regelung der Speisespannung von Oszillatorschaltungen, dadurch gekennzeichnet, daß eine Zeitschaltung (RS, CS) zur gegenüber dem Zeitpunkt der Einschaltung der Versorgungsspannung (V_D) verzögerten Einstellung der Speisespannung ( VL) auf den vorgegebenen Wert vorgesehen ist, die mindestens für die Anschwingzeit der zu speisenden Oszillatorschaltung (L) eine Erhöhung der Speisespannung (VL) gegenüber dem vorgegebenen Wert bewirkt.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitschaltung ein an die Versorgungsspannung ( V₀) angeschaltetes RC-Glied (RS, CS) aufweist, an dem die Steuerspannung für einen MOS-Feldeffekttransistor (75) abgegriffen ist, der einem die Regelung der Speisespannung ( VL) für die Oszillatorschaltung (L) steuernden Schaltelement (7, 76) parallel geschaltet ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der über das RC-Glied (RS, CS) gesteuerte MOS-Feldeffekttransistor (75) dem mit dem Ausgangssignal des Differenzverstärkers (DA) angesteuerten MOS-Feldeffekttransistor (7) parallel geschaltet ist.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der über das RC-Glied (RS, CS) gesteuerte MOS-Feldeffekttransistor (75) an den Ausgang (76, 77) des Referenzspannungsgenerators angeschaltet ist.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein der Schwingungsamplitude proportionales Ausgangssignal der Oszillatorschaltung (OSC) zusätzlich auf einen Eingang des Differenzverstärkers (DA) geführt ist.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal der Oszillatorschpltung (OSC) einen im Ausgangsstromkreis (710, 711) des Referenzspannungsgenerators vorgesehenen MOS-Feldeffekttransistor (711) im Sinne einer der Schwingungsamplitude umgekehrt proportionalen ersten Referenzspannung (VA) steuert.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Referenzspannung (VA) über ein Tiefpaßfilter-RC-Glied (RF, CF) auf den Eingang des Differenzverstärkers (DA) geführt ist.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß als Zeitschaltung eine durch das Einschalten der Versorgungsspannung in einen ersten Schaltzustand steuerbare bistabile Schaltung vorgesehen ist, deren in diesem Schaltzustand abgegebenes Ausgangssignal die Erhöhung der Speisespannung bewirkt und die durch ein einer vorgegebenen Schwingungsamplitude proportionales Ausgangssignal der Oszillator-

schaltung in ihren zweiten Schaltzustand steuerbar ist.

13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das im ersten Schaltzustand erzeugte Ausgangssignal der bistabilen Schaltung einen MOS-Feldeffekttransistor steuert, der einem die Regelung der Speisespannung für die Oszillatorspannung steuernden Schaltelement parallel geschaltet ist.

14. Scnaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der durch das Ausgangssignal der bistabilen Schaltung gesteuerte MOS-Feldeffekttransistor dem mit dem Ausgangssignal des Differenzverstärkers angesteuerten MOS-Feldeffekttransistor parallel geschaltet ist.

15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der durch das Ausgangssignal der bistabilen Schaltung gesteuerte MOS-Feldeffekttransistor an den Ausgang des Referenzspannungsgenerators angeschaltet ist.

16. Integrierte RC-Oszillatorschaltung zum Betrieb in einer Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit zwei an die Speisespannung anschaltbaren MOS-Jnverterstufen, die durch eine RC-Anordnung miteinander zu einer Schwingschaltung verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, daß jede Inverterstufe aus der Reihenschaltung eines MOS-Feldeffekttransistors (720; 721) und eines ohmschen Widerstands (Λ20; R21) gebildet ist.