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Die vorliegende Anmeldung betrifft eine Oszillatorschaltung und ein Verfahren zum Betrieb einer Oszillatorschaltung.
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Oszillatorschaltungen kommen bei vielfältigen elektronischen Schaltungen zum Einsatz. So kann beispielsweise ein durch eine Oszillatorschaltung erzeugtes Oszillatorsignal mit im Wesentlichen rechteckartiger Signalform eingesetzt werden, um Schaltvorgänge in einer digitalen Schaltung zu steuern.
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Für manche Anwendungsgebiete ist es erwünscht, eine Oszillatorschaltung mit einer geringen Leistungsaufnahme einzusetzen, um so beispielsweise eine effiziente Realisierung der Oszillatorschaltung als Teil einer integrierten Schaltung zu ermöglichen. Beispiele für solche Anwendungsgebiete sind integrierte Sensorvorrichtungen, integrierte Mikroprozessoren oder Vorrichtungen zur Steuerung von Übergängen zwischen einem Energiesparbetrieb und einem Normalbetrieb eines elektronischen Geräts.
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Zur Ermöglichung einer geringen Leistungsaufnahme einer Oszillatorschaltung ist es bekannt, eine auf einer Bandabstandsreferenzschaltung beruhende Kippschaltung einzusetzen, wie es z. B. in der
US 6,870,0433 B2 beschrieben ist. Für die Bandabstandsreferenzschaltung sind in diesem Fall jedoch hochohmige Widerstände im Bereich von 10 MΩ erforderlich. Eine Implementierung dieser hochohmigen Widerstände durch Polysilizium-Strukturen bedeutet typischerweise einen hohen Flächenbedarf in der resultierenden integrierten Schaltung.
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In ”Low-power CMOS relaxation oscillator design with an on-chip circuit for combined temperature-compensated reference voltage and current generation”, von Yuchi Ni, Electrical and Computer Engineering Master's Theses. Paper 127. http://hdl.handle.net/2047/d20004909 (2014), wird für eine Oszillatorschaltung auf Basis einer Bandabstandsreferenzschaltung und einer Kippschaltung vorgeschlagen, einen hochohmigen Widerstand der Bandabstandsreferenzschaltung durch einen MOS-Transistor (MOS: „Metal Oxide Semiconductor”) zu realisieren. Bei der vorgeschlagenen Oszillatorschaltung ist jedoch eine Vielzahl an Strompfaden erforderlich, um eine geeignete Gate-Spannung für den MOS-Transistor bereitzustellen, was wiederum mit einem erhöhten Flächenbedarf in der integrierten Schaltung und einer erhöhten Leistungsaufnahme einhergeht.
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Aus der
US 5,570,067 A ist eine Oszillatorschaltung bekannt, bei welcher mehrere Strompfade ausgebildet sind, um eine Stromreferenz bereitzustellen. In diesen Strompfaden sind jeweils in schwacher Inversion betriebene Feldeffekttransistoren vorgesehen.
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Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht somit darin, Technologien bereitzustellen, durch welche eine effiziente Implementierung einer Oszillatorschaltung mit niedriger Leistungsaufnahme ermöglichen.
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Gemäß der vorliegenden Anmeldung werden eine Oszillatorschaltung gemäß Anspruch 1, eine integrierte Schaltung gemäß Anspruch 11 sowie ein Verfahren gemäß Anspruch 12 bereitgestellt. Die abhängigen Ansprüche definieren weitere Ausführungsformen.
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Gemäß einer Ausführungsform wird somit eine Oszillatorschaltung bereitgestellt. Die Oszillatorschaltung umfasst eine Kippschaltung zur Erzeugung eines Oszillatorsignals. Die Kippschaltung umfasst wenigstens einen Strompfad. Weiterhin umfasst die Oszillatorschaltung eine Versorgungsschaltung mit einem ersten Strompfad, einem zweiten Strompfad und einem dritten Strompfad. In dem ersten Strompfad ist ein erster Feldeffekttransistor vorgesehen. Der erste Feldeffekttransistor ist dazu ausgestaltet, auf Basis einer ersten Gate-Spannung in schwacher Inversion und Sättigung betrieben zu werden. In dem zweiten Strompfad ist ein zweiter Feldeffekttransistor vorgesehen. Der zweite Feldeffekttransistor ist abweichend von dem ersten Feldeffekttransistor dimensioniert, z. B. mit einer größeren Kanalweite versehen, und ebenfalls dazu ausgestaltet, auf Basis der ersten Gate-Spannung in schwacher Inversion und Sättigung betrieben zu werden. In dem zweiten Strompfad ist weiterhin ein dritter Feldeffekttransistor vorgesehen. Der dritte Feldeffekttransistor ist dazu ausgestaltet ist, auf Basis einer zweiten Gate-Spannung im linearen Bereich betrieben zu werden. In dem dritten Strompfad ist ein vierter Feldeffekttransistor vorgesehen. Der vierte Feldeffekttransistor ist dazu ausgestaltet, auf Basis der zweiten Gate-Spannung im linearen Bereich betrieben zu werden. Ein Stromspiegel ist zur Spiegelung eines Stromes in dem zweiten Strompfad in den ersten Strompfad, den dritten Strompfad und in den wenigstens einen Strompfad der Kippschaltung vorgesehen. Durch den dritten Feldeffekttransistor kann auf effiziente Weise ein hochohmiger Widerstand im Bereich von 10 MΩ realisiert werden. Die Gate-Spannung des dritten Feldeffekttransistors kann wiederum auf effiziente Weise über den vierten Feldeffekttransistor erzeugt werden, ohne dass hierzu eine Vielzahl zusätzlicher Strompfade erforderlich wäre.
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Gemäß einer Ausführungsform umfasst der wenigstens eine Strompfad der Kippschaltung einen vierten Strompfad zum Laden und/oder Entladen eines Kondensators der Kippschaltung. Der Kondensator kann auf Basis eines fünften Feldeffekttransistors ausgebildet sein. Der dritte Feldeffekttransistor und der fünfte Feldeffekttransistor können zumindest teilweise durch gemeinsame Prozesse ausgebildet werden. Auf diese Weise können Effekte von Prozessvariationen kompensiert werden.
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Gemäß einer Ausführungsform umfasst der wenigstens eine Strompfad der Kippschaltung einen fünften Strompfad zur Erzeugung einer Referenzspannung für einen Komparator der Kippschaltung. Der fünfte Strompfad kann einen sechsten Feldeffekttransistor umfassen, welcher dazu ausgestaltet ist, auf Basis der zweiten Gate-Spannung in starker Inversion und im linearen Bereich betrieben zu werden. Der fünfte Feldeffekttransistor und der sechste Feldeffekttransistor können zumindest teilweise durch gemeinsame Prozesse ausgebildet werden. Auf diese Weise können Effekte von Prozessvariationen kompensiert werden. Der Komparator kann auf Basis eines einzigen Feldeffekttransistors ausgebildet sein.
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Gemäß einer Ausführungsform umfasst die Oszillatorschaltung weiterhin einen Hochspannungs-Feldeffekttransistor vom Verarmungstyp. Der Hochspannungs-Feldeffekttransistor ist zwischen eine erste Versorgungsspannungsleitung zur Bereitstellung einer Versorgungsspannung für den wenigstens einen Strompfad der Kippschaltung und für den ersten, zweiten und dritten Strompfad der Versorgungsschaltung und eine weitere Versorgungsspannungsleitung gekoppelt. Über den Hochspannungs-Feldeffekttransistor kann somit eine Versorgungsspannung für die verschiedenen Strompfade aus einer weiteren Versorgungsspannung an der weiteren Versorgungsspannungsleitung abgeleitet werden.
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Die Oszillatorschaltung kann speziell für eine niedrige Leistungsaufnahme ausgestaltet sein. So kann bei Raumtemperatur eine Stromaufnahme der Oszillatorschaltung weniger als 100 nA betragen. Hierdurch wird eine effiziente Implementierung als Teil einer integrierten Schaltung ermöglicht.
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Gemäß einer weiteren Ausführungsform wird ein Verfahren zum Betrieb einer Oszillatorschaltung bereitgestellt. Die Oszillatorschaltung kann wie oben beschrieben ausgestaltet sein.
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Bei dem Verfahren wird ein erster Feldeffekttransistor in einem ersten Strompfad auf Basis einer ersten Gate-Spannung in schwacher Inversion und Sättigung betrieben. In einem zweiten Strompfad wird ein zweiter Feldeffekttransistor auf Basis der ersten Gate-Spannung in schwacher Inversion und Sättigung betrieben. Der zweite Feldeffekttransistor ist abweichend von dem ersten Feldeffekttransistor dimensioniert, z. B. mit einer größeren Kanalweite versehen. Weiterhin wird in dem zweiten Strompfad ein dritter Feldeffekttransistor auf Basis einer zweiten Gate-Spannung in starker Inversion und im linearen Bereich betrieben. In einem dritten Strompfad wird ein vierter Feldeffekttransistor auf Basis der zweiten Gate-Spannung starker Inversion und Sättigung betrieben. Ein Strom in dem zweiten Strompfad wird in den ersten Strompfad, den dritten Strompfad und in wenigstens einen Strompfad einer Kippschaltung zur Erzeugung eines Oszillatorsignals gespiegelt.
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Gemäß einer Ausführungsform wird über den wenigstens einen Strompfad der Kippschaltung ein Kondensator der Kippschaltung geladen und/oder entladen.
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Gemäß einer Ausführungsform wird über den wenigstens einen Strompfad der Kippschaltung eine Referenzspannung für einen Komparator der Kippschaltung erzeugt.
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Die bei den obigen Ausführungsformen verwendeten Feldeffekttransistoren können durch MOS-Transistoren gebildet sein, z. B. n-Kanal MOS-Transistoren vom Anreicherungstyp.
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Weitere Einzelheiten der genannten Ausführungsformen und weitere Ausführungsformen werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben.
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1 veranschaulicht schematisch eine Kippschaltung einer Oszillatorschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung.
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2 veranschaulicht schematisch eine Versorgungsschaltung der Oszillatorschaltung.
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3 veranschaulicht schematisch Kennlinienverläufe von in der Oszillatorschaltung verwendeten Feldeffekttransistoren.
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4 zeigt beispielhaft eine Temperaturabhängigkeit einer Stromaufnahme einer Oszillatorschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung.
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5 zeigt beispielhaft eine Temperaturabhängigkeit der Frequenz eines Oszillatorsignals, welches durch eine Oszillatorschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung erzeugt ist.
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6 zeigt ein Flussdiagramm zur Veranschaulichung eines Verfahrens gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung.
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Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher erläutert. Hierbei versteht es sich, dass die dargestellten Ausführungsbeispiele lediglich einer Veranschaulichung von Implementierungsmöglichkeiten der Erfindung dienen sollen und nicht als Beschränkung derselben zu verstehen sind. Insbesondere können Merkmale verschiedener Ausführungsbeispiele miteinander kombiniert werden. Weiterhin ist eine Beschreibung eines Ausführungsbeispiels mit einer Vielzahl von Merkmalen nicht dahingehend auszulegen, dass alle diese Merkmale zur Ausführung der Erfindung notwendig sind. Beispielsweise könnten andere Ausführungsbeispiele weniger Merkmale und/oder alternative Merkmale aufweisen.
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Im Folgenden dargestellte Ausführungsbeispiele betreffen eine Oszillatorschaltung. Die Oszillatorschaltung kann insbesondere für Anwendungsbereiche vorgesehen sein, bei welchen eine niedrige Leistungsaufnahme gewünscht ist. Zum Beispiel kann die Oszillatorschaltung zum Einsatz als Teil einer kompakten integrierten Schaltung vorgesehen sein. Eine solche integrierte Schaltung kann beispielsweise eine autarke Sensorvorrichtung, eine Vorrichtung zur Umschaltung zwischen einem Energiesparbetrieb und einem Normalbetrieb eines elektronischen Geräts, einen Mikroprozessor oder ein Kommunikationsgerät implementieren. Bei den dargestellten Ausführungsbeispielen basiert die Oszillatorschaltung auf einer Kippschaltung 10, welche ein rechteckartiges Oszillatorsignal OSC erzeugt. Das Oszillatorsignal OSC kann beispielsweise zur digitalen Steuerung von Schaltvorgängen in der integrierten Schaltung dienen. In der Kippschaltung verwendete Signale werden über Feldeffekttransistoren erzeugt, welche in verschiedenen Regimes betrieben werden. Diese Regimes unterscheiden zwischen einem Betrieb in schwacher Inversion und einem Betrieb in starker Inversion. Weiterhin wird zwischen einem Betrieb in Sättigung und einem Betrieb im linearen Bereich unterschieden. Diese Betriebsweisen können für einen Feldeffekttransistor wie folgt definiert werden: Bei einem Betrieb in schwacher Inversion liegt eine Gate-Spannung des Feldeffekttransistors unter einer Schwellenspannung des Feldeffekttransistors, wohingegen bei einem Betrieb in starker Inversion die Gate-Spannung des Feldeffekttransistors über der Schwellenspannung des Feldeffekttransistors liegt. Bei einem Betrieb in Sättigung liegt eine Drain-Source-Spannung des Feldeffekttransistors über einer Sättigungsspannung des Feldeffekttransistors, wobei diese Sättigungsspannung wiederum von der Gate-Spannung und der Schwellenspannung abhängt. Bei einem Betrieb im linearen Bereich liegt die Drain-Source-Spannung des Feldeffekttransistors unter der Sättigungsspannung des Feldeffekttransistors.
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Die Kippschaltung 10 ist in 1 schematisch dargestellt.
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Die in 1 dargestellte Kippschaltung 10 basiert auf einem alternierenden Laden und Entladen eines Kondensators 20. Für den Betrieb der Kippschaltung 10 sind mehrere Strompfade vorgesehen, in welchen entsprechende Stromquellen 11, 11' 12, 13 jeweils einen Strom Iptat liefern. Die Strompfade sind ausgebildet zwischen einer ersten Versorgungsspannungsleitung, welche eine hohe erste Versorgungsspannung VDD liefert, und einer zweiten Versorgungsspannungsleitung, welche eine niedrige zweite Versorgungsspannung VSS liefert.
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Ein durch die Stromquelle 11 versorgter Strompfad weist einen Schalter 31 auf und dient dem Laden des Kondensators 20. Wenn der Schalter 31 geschlossen ist, wird der Kondensator 20 wird mit dem Strom Iptat geladen. Wie dargestellt, kann der Kondensator 20 durch einen MOS-Transistor 25 implementiert sein, indem ein Gate-Anschluss des MOS-Transistors 25 als ein erster Anschluss des Kondensators 20 verwendet wird, während ein Source-Anschluss und ein Drain-Anschluss des MOS-Transistors als ein zweiter Anschluss des Kondensators 20 verwendet wird. Der Kondensator 20 kann somit im Wesentlichen durch eine Gateoxid-Kapazität des MOS-Transistors 25 gebildet sein.
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Ein durch die Stromquelle 11' versorgter Strompfad weist einen Schalter 32 auf und dient dem Entladen des Kondensators 20. Wenn der Schalter 32 geschlossen ist, wird der Kondensator 20 wird durch den Strom Iptat entladen. Die Schalter 31, 32 werden auf komplementäre Weise durch das Oszillatorsignal OSC bzw. einem Inverssignal OSCQ des Oszillatorsignals OSC angesteuert, d. h. wenn der Schalter 31 geschlossen ist, ist der Schalter 32 offen, und wenn der Schalter 31 offen ist, ist der Schalter 32 geschlossen. Durch das alternierende Laden und Entladen des Kondensators 20 wird an dem Kondensator 20 ein dreieckartiges Spannungssignal erzeugt.
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Ein durch die Stromquelle 12 versorgter Strompfad beinhaltet einen Komparator 40, welcher einem Vergleich des dreieckartigen Spannungssignals mit einer oberen Komparatorschwelle und einer unteren Komparatorschwelle bewirkt. Die obere Komparatorschwelle und die untere Komparatorschwelle sind über eine Referenzspannung Vptat definiert.
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Ein durch die Stromquelle 13 versorgter Strompfad dient dem Betrieb einer Ausgangsstufe 60 der Kippschaltung 10. Um einen rechteckartigen Verlauf des Oszillatorsignals OSC zu erhalten, kann die Ausgangsstufe 60 eine sättigende Verstärkercharakteristik aufweisen. Über die Ausgangsstufe 60 kann auch eine gewünschte Amplitude des Oszillatorsignals OSC eingestellt werden.
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Wie dargestellt, kann der Komparator 40 durch einen einzigen MOS-Transistor 45 mit einer Schwellenspannung Vth gebildet sein, welchem an seinem Drain-Anschluss der Strom Iptat, an seinem Gate-Anschluss das dreieckartige Spannungssignal und an seinem Source-Anschluss eine weitere Spannung zugeführt wird, die zwischen zwei Werten wechselt, um so die obere Komparatorschwelle und die untere Komparatorschwelle zu definieren. Die Differenz zwischen diesen zwei Werten ist durch die Referenzspannung Vptat definiert.
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Die Referenzspannung Vptat kann über einen weiteren MOS-Transistor 150 erzeugt werden, durch welchen der Strom Iptat fließt und welcher in starker Inversion und im linearen Bereich betrieben wird, so dass er in seiner Wirkung einem ohmschen Widerstand entspricht. Über einen Schalter 50, welcher über das Oszillatorsignal OSC angesteuert wird, kann der MOS-Transistor 150 überbrückt werden. Für die Spannung an dem Source-Anschluss des MOS-Transistors 45 ergibt sich somit ein rechteckartiger Verlauf, welcher mit der Frequenz des Oszillatorsignals OSC zwischen der Referenzspannung Vptat und VSS wechselt.
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Wenn der Kondensator 20 geladen wird, ist der Schalter 31 geschlossen. Der Schalter 32 und der Schalter 50 sind offen. Der Source-Anschluss des MOS-Transistors 45 liegt somit bei der Spannung VSS + Vptat, und der MOS-Transistor 45 wird leitend, wenn die dreieckartige Spannung den Wert Vss + Vptat + Vth erreicht, welcher die obere Komparatorschwelle definiert. Zu diesem Zeitpunkt ergibt sich ein steiler Abfall der Spannung an dem Drain-Anschluss des MOS-Transistors 45, welcher zu einer abfallenden Flanke in dem Oszillatorsignal OSC führt. Hierdurch wird der Schalter 31 geöffnet, und die Schalter 32 und 50 werden geschlossen. Der Kondensator 20 wird somit anschließend entladen, und der Source-Anschluss des MOS-Transistors 45 liegt bei der Spannung VSS. Der MOS-Transistor 45 bleibt leitend, solange die dreieckartige Spannung über dem Wert VSS + Vth liegt, welcher die untere Komparatorschwelle definiert. Wenn die dreieckartige Spannung den Wert VSS + Vth erreicht, sperrt der MOS-Transistor 45, was zu einem steilen Anstieg der Spannung an dem Drain-Anschluss des MOS-Transistors 45 führt. Dieser wird wiederum in eine ansteigende Flanke des Oszillatorsignals OSC umgesetzt.
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Die Frequenz des Oszillatorsignals OSC ist somit präzise über den Wert des Stromes Iptat und die Spannung Vptat definiert. Durch den Strom Iptat wird eine Flankensteilheit des dreieckartigen Spannungssignals definiert, während die Referenzspannung Vptat einen Amplitudenbereich des dreieckartigen Spannungssignals definiert. Letzterer liegt typischerweise im Bereich von weniger als 100 mV, z. B. bei ungefähr 50 mV.
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2 zeigt schematisch eine Versorgungsschaltung 100, welche bei der Oszillatorschaltung zur Erzeugung des Stromes Iptat und der Referenzspannung Vptat eingesetzt wird.
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Wie dargestellt, weist die Versorgungsschaltung 100 einen ersten Strompfad 101, einen zweiten Strompfad und einen dritten Strompfad 103 auf, welche zwischen der Versorgungsspannungsleitung für VDD und der Versorgungsspannungsleitung für VSS ausgebildet sind. Weiterhin zeigt 2 im Zusammenhang mit 1 beschriebene Strompfade der Kippschaltung 10, nämlich den Strompfad zum Laden des Kondensators 20, bezeichnet mit 104, den Strompfad zum Erzeugen der Referenzspannung für den Komparator 40, bezeichnet mit 105, und den Strompfad zum Betreiben der Ausgangsstufe 60, bezeichnet mit 106.
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Wie dargestellt, sind in den Strompfaden 101, 102, 103, 104, 105 jeweils auf Seite der Versorgungsspannungsleitung für VDD MOS-Transistoren 111, 112, 113, 114, 115, 116 vom p-Kanal-Typ vorgesehen, welche jeweils als Stromquelle für den Strompfad 101, 102, 103, 104, 105, 106 dienen. Durch Verwendung derselben Gate-Spannung und eines gleichartigen Aufbaus der MOS-Transistoren 111, 112, 113, 114, 115, 116 kann erreicht werden, dass in jedem der Strompfade der gleiche Strom Iptat fließt. Die für die MOS-Transistoren 111, 112, 113, 114, 115, 116 verwendete Gate-Spannung wird in dem zweiten Strompfad 102 durch Verbindung des Gate-Anschlusses des MOS-Transistors 112 mit dem Source-Anschluss des MOS-Transistors 112 erzeugt. Der sich in dem zweiten Strompfad 102 einstellende Strom Iptat wird somit in die anderen Strompfade 101, 103, 104, 105, 106 gespiegelt. Der Wert des Stroms Iptat wird wie nachfolgend näher erläutert über weitere MOS-Transistoren 121, 122, 130, 140 in dem ersten Strompfad 101, dem zweiten Strompfad 102 und dem dritten Strompfad 103 definiert.
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Wie dargestellt, ist in dem ersten Strompfad 101 ein erster MOS-Transistor 121 vom n-Kanal-Typ vorgesehen, über welchen der MOS-Transistor 111 mit VSS verbunden ist. Der MOS-Transistor 121 wird im Bereich schwacher Inversion und in Sättigung betrieben. Es ergibt sich somit eine exponentielle Abhängigkeit des Stroms Iptat durch den ersten MOS-Transistor 121 von einer Gate-Spannung Vngate des ersten MOS-Transistors 121. Zur Erzeugung der Gate-Spannung Vngate ist der Gate-Anschluss des ersten MOS-Transistors 121 mit dem Drain-Anschluss des ersten MOS-Transistors 121 verbunden.
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In dem zweiten Strompfad 102 sind ein zweiter MOS-Transistor 122 vom n-Kanal-Typ und ein dritter MOS-Transistor 130 vom n-Kanal-Typ vorgesehen, welche in Reihe geschaltet sind und über welche der MOS-Transistor 112 mit VSS verbunden ist. Der zweite MOS-Transistor 122 wird mit derselben Gate-Spannung Vngate wie der erste MOS-Transistor 121 und ebenfalls im Bereich schwacher Inversion und in Sättigung betrieben. Es ergibt sich somit eine exponentielle Abhängigkeit des Stroms Iptat durch den zweiten MOS-Transistor 122 von der Gate-Spannung Vngate. Der zweite MOS-Transistor 122 ist jedoch abweichend von dem ersten MOS-Transistor dimensioniert. Beispielsweise kann der zweite MOS-Transistor 122 eine größere Kanalweite aufweisen als der erste MOS-Transistor 121. Das Verhältnis der Kanalweiten zwischen dem ersten MOS-Transistor 121 und dem zweiten MOS-Transistor 122 z. B. 1:8 betragen. Aufgrund der abweichenden Dimensionierung ergeben sich in dem ersten MOS-Transistor 121 und dem zweiten MOS-Transistor 122 unterschiedliche Stromdichten.
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Der dritte MOS-Transistor 130 wird in starker Inversion und im linearen Bereich betrieben und dient als Serienwiderstand zwischen dem zweiten MOS-Transistor 122 und VSS. Der von dem dritten MOS-Transistor 130 bereitgestellte Widerstandswert ist durch eine Gate-Spannung Vb des dritten MOS-Transistors 130 bestimmt und kann im Bereich von mehr als 1 MΩ, beispielsweise bei 10 MΩ, liegen.
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Der erste Strompfad 101 und der zweite Strompfad 102 arbeiten somit nach Art einer Bandabstandsreferenzschaltung, wobei der Strom Iptat sich aufgrund der genannten exponentiellen Charakteristik auf einen Wert einstellt, die zwar von der absoluten Temperatur, dem von dem dritten MOS-Transistor 130 bereitgestellten Widerstandswert und dem Geometrieverhältnis des ersten MOS-Transistors 121 und zweiten MOS-Transistors 122, jedoch nicht von der Versorgungsspannung VDD oder VSS abhängt. Ein solcher Strom wird auch als PTAT-Strom bezeichnet (PTAT: „Proportional To Absolute Temperature”).
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In dem dritten Strompfad 103 ist ein vierter MOS-Transistor 140 vom n-Kanal-Typ vorgesehen, über welchen der MOS-Transistor 113 mit VSS verbunden ist. Der vierte MOS-Transistor 140 wird mit derselben Gate-Spannung Vb wie der dritte MOS-Transistor 130 und im Bereich starker Inversion und in Sättigung betrieben. Es ergibt sich somit eine quadratische Abhängigkeit des Stroms Iptat durch den vierten MOS-Transistor 140 von der Gate-Spannung Vb. Aufgrund der Sättigung des vierten MOS-Transistors 140 ist eine Abhängigkeit des Stroms Iptat durch den vierten MOS-Transistor 140 von VDD und VSS vernachlässigbar. Zur Erzeugung der Gate-Spannung Vb ist der Gate-Anschluss des vierten MOS-Transistors 140 mit dem Drain-Anschluss des vierten MOS-Transistors 140 verbunden. Hierdurch wird im Zusammenhang mit der genannten quadratischen Charakteristik erreicht, dass die Gate-Spannung Vb sich abhängig von dem Strom Iptat einstellt, wobei Einflüsse der Versorgungsspannungen VDD und VSS vernachlässigbar sind.
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Der vierte MOS-Transistor 140 ist kann abweichend von dem dritten MOS-Transistor 130 dimensioniert sein. Beispielsweise kann der vierte MOS-Transistor 140 eine kleinere Kanalweite aufweisen als der dritte MOS-Transistor 140. Das Verhältnis der Kanalweiten zwischen dem dritten MOS-Transistor 130 und dem vierten MOS-Transistor 140 kann z. B. 5:4 betragen. Über dieses Geometrieverhältnis kann der von dem dritten MOS-Transistor 130 bereitgestellte Widerstandswert ausgewählt werden.
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Durch den Betrieb des vierten MOS-Transistors 140 in starker Inversion und Sättigung, während der Strom Iptat durch den dritten Strompfad 103 über die exponentielle Charakteristik des zweiten MOS-Transistors 122 bestimmt ist, kann eine stabile Einstellung der Gate-Spannung Vb und somit des von dem dritten MOS-Transistor 130 bereitgestellten Widerstandswertes erfolgen.
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Das Prinzip einer Abgleichung der exponentiellen Charakteristik des zweiten MOS-Transistors 122 mit der quadratischen Charakteristik des vierten MOS-Transistors 140 ist in 3 veranschaulicht. In 3 ist der für den zweiten MOS-Transistor 122 maßgebliche exponentielle Verlauf des Drain-Source-Stromes Ids in Abhängigkeit der Gate-Spannung Vg mit A bezeichnet, und der für den vierten MOS-Transistor 140 maßgebliche quadratische Verlauf des Drain-Source-Stromes Ids in Abhängigkeit der Gate-Spannung Vg ist mit B bezeichnet. In 3 ist erkennbar, dass durch bei gleichem Strom Iptat durch den zweiten MOS-Transistor 122 und den vierten MOS-Transistor 140 ein eindeutig definierter Arbeitspunkt für die Gate-Spannungen Vngate und Vb definiert wird.
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2 veranschaulicht weiterhin die Erzeugung der Referenzspannung Vptat durch den MOS-Transistor 150, welcher in dem Strompfad 105 vorgesehen ist. Der MOS-Transistor 150 wird mit derselben Gate-Spannung Vb wie der dritte MOS-Transistor 130 und der vierte MOS-Transistor 140, in starker Inversion und im linearen Bereich betrieben. Der von dem MOS-Transistor 150 bereitgestellte Widerstandswert ist durch die Gate-Spannung Vb bestimmt und kann im Bereich von mehr als 1 MΩ, beispielsweise bei 10 MΩ, liegen. Der MOS-Transistor 150 ist kann abweichend von dem dritten MOS-Transistor 130 und/oder dem vierten MOS-Transistor 140 dimensioniert sein. Beispielsweise kann der MOS-Transistor 150 eine größere Kanalweite aufweisen als der vierte MOS-Transistor 150. Das Verhältnis der Kanalweiten zwischen dem MOS-Transistor 140 und dem MOS-Transistor 150 kann z. B. 4:5 betragen, d. h. der MOS-Transistor 150 kann ähnlich wie der dritte MOS-Transistor 130, aber abweichend von dem vierten MOS-Transistor 140 dimensioniert sein. Über das Geometrieverhältnis zu dem vierten MOS-Transistor 140 kann der von dem MOS-Transistor 150 bereitgestellte Widerstandswert ausgewählt werden.
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Wie in 2 gezeigt, kann bei manchen Implementierungen ein weiterer MOS-Transistor 160 vorgesehen sein, welcher zwischen die Versorgungsspannungsleitung für VDD und eine weitere Versorgungsspannungsleitung für eine weitere Versorgungsspannung VDDext gekoppelt ist. Bei dem MOS-Transistor kann es sich insbesondere um einen Hochspannungs-MOS-Transistor vom Verarmungstyp handeln. Über den MOS-Transistor 160 kann die Versorgungsspannung VDD aus der weiteren Versorgungsspannung abgeleitet werden. Beispielsweise könnte die weitere Versorgungsspannung im Bereich von 1 V bis 4 V oder bis zu 70 V liegen und durch den MOS-Transistor 160 eine Stabilisierung der Versorgungsspannung VDD bei etwa 1,4 V erreicht werden. Durch den MOS-Transistor 160 können dynamische Ströme in der Oszillatorschaltung und in weiteren das Oszillatorsignal OSC verwendenden Schaltungsteilen reduziert werden. Weiterhin kann auch eine verbesserte elektromagnetische Verträglichkeit erreicht werden, z. B. im Hinblick auf externe Störsignale, welche über die weitere Versorgungsspannungsleitung eingekoppelt werden.
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Ein Strompfad zum Entladen des Kondensators 20 ist in 2 nicht dargestellt. Es versteht sich jedoch, dass dieser Strompfad entsprechend dem Strompfad 104 realisiert werden kann, wobei in diesem Fall der Strom Iptat über einen auf MOS-Transistoren vom n-Kanal Typ basierenden Stromspiegel auf Seite der Versorgungsspannung VSS in den Strompfad zum Entladen des Kondensators gespiegelt wird.
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Für den von dem dritten MOS-Transistor 130 bereitgestellten Widerstandswert kann in manchen Fällen eine Abhängigkeit von bei der Herstellung des dritten MOS-Transistors 130 und/oder vierten MOS-Transistors 140 auftretenden Prozessvariationen bestehen. Solche Prozessvariationen können beispielsweise eine Gateoxid-Kapazität des MOS-Transistors 130 bzw. 140 beeinflussen. Insbesondere kann durch eine höhere Gateoxid-Kapazität der bereitgestellte Widerstandswert sinken und durch eine niedrigere Gateoxid-Kapazität der bereitgestellte Widerstandswert steigen. Hierdurch würden sich wiederum ein höherer Strom Iptat und eine höhere Frequenz des Oszillatorsignals OSC bzw. ein niedrigerer Strom Iptat und eine niedrigere Frequenz des Oszillatorsignals OSC ergeben. Diesem Umstand kann jedoch Rechnung getragen werden, indem der MOS-Transistor 25 des Kondensators zumindest teilweise durch dieselben Prozesse wie der dritte MOS-Transistor 130 und typischerweise auch der vierte MOS-Transistor 140 hergestellt wird. So kann beispielsweise erreicht werden, dass Variationen der Gateoxid-Kapazität des MOS-Transistors 130 bzw. 140 in vergleichbarer Weise auch bei dem MOS-Transistor 25 des Kondensators 20 auftreten. Bei letzterem besteht jedoch eine gegenläufige Abhängigkeit der Frequenz des Oszillatorsignals OSC. Speziell bewirkt in diesem Fall eine höhere Gateoxid-Kapazität des MOS-Transistors 25 typischerweise eine niedrigere Frequenz des Oszillatorsignals OSC, wohingegen eine niedrigere Gateoxid-Kapazität des MOS-Transistors 25 typischerweise eine höhere Frequenz des Oszillatorsignals OSC bewirkt. Eine Herstellung des dritten MOS-Transistors 130 und/oder des vierten MOS-Transistors 140 durch sowie des MOS-Transistors 25 durch gemeinsame Prozesse kann somit eine Kompensation der Auswirkungen von Prozessvariationen bewirken.
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Aus vergleichbaren Gründen kann auch der MOS-Transistor 150 zur Erzeugung der Referenzspannung Vptat zumindest teilweise durch dieselben Prozesse wie der MOS-Transistor 25 des Kondensators 20 hergestellt werden. In diesem Fall kann beispielsweise eine höhere Gateoxid-Kapazität des Transistors 150 einen niedrigeren bereitgestellten Widerstandswert, eine niedrigere Referenzspannung Vptat und somit eine höhere Frequenz des Oszillatorsignals OSC bewirken. Umgekehrt kann eine niedrigere Gateoxid-Kapazität des Transistors 150 einen höheren bereitgestellten Widerstandswert, eine höhere Referenzspannung Vptat und somit eine niedrigere Frequenz des Oszillatorsignals OSC bewirken. Auch in diesem Fall sind somit die Auswirkungen der Prozessvariationen gegenläufig zu denjenigen bei dem MOS-Transistor 25.
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4 zeigt einen beispielhaften Verlauf der Stromaufnahme einer gemäß den oben dargestellten Prinzipien arbeitenden Oszillatorschaltung in Abhängigkeit von der Temperatur. Hierbei wurde aus Messungen ein Leckstrom der gesamten integrierten Schaltung herausgerechnet. Es ist erkennbar, dass bei Raumtemperatur, aber auch bei höheren Temperaturen, die Stromaufnahme deutlich unter 100 nA liegt. Selbst bei Temperaturen von über 150°C wird eine Stromaufnahme von 100 nA nicht überschritten.
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5 zeigt einen beispielhaften Verlauf der Frequenz eines Oszillatorsignals, welches von einer gemäß den oben dargestellten Prinzipien arbeitenden Oszillatorschaltung erzeugt ist, in Abhängigkeit von der Temperatur. Es ist erkennbar, dass die Frequenz über einen weiten Temperaturbereich stabil ist. Zur Minimierung der Temperaturabhängigkeit kann auch eine Anpassung der Sättigungsspannung des ersten MOS-Transistors 121, des zweiten MOS-Transistors 122 und/oder des vierten MOS-Transistors 140 vorgenommen werden.
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6 zeigt ein Flussdiagramm zur Veranschaulichung eines Verfahrens zum Betrieb einer Oszillatorschaltung, z. B. der anhand von 1 bis 3 erläuterten Oszillatorschaltung.
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Bei Schritt 610 wird ein erster Feldeffekttransistor auf Basis einer ersten Gate-Spannung in schwacher Inversion und in Sättigung betrieben. Der erste Feldeffekttransistor befindet sich in einem ersten Strompfad. Beispielsweise kann es sich bei dem ersten Feldeffekttransistor um den MOS-Transistor 121 in dem Strompfad 101 handeln.
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Bei Schritt 620 wird ein zweiter Feldeffekttransistor auf Basis der ersten Gate-Spannung in schwacher Inversion und in Sättigung betrieben. Der zweite Feldeffekttransistor befindet sich in einem zweiten Strompfad und ist abweichend von dem ersten Feldeffekttransistor dimensioniert. Beispielsweise kann es sich bei dem zweiten Feldeffekttransistor um den MOS-Transistor 122 in dem Strompfad 101 handeln.
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Bei Schritt 630 wird ein dritter Feldeffekttransistor auf Basis einer zweiten Gate-Spannung in starker Inversion und im linearen Bereich betrieben. Der dritte Feldeffekttransistor befindet sich in dem zweiten Strompfad und ist in Reihe mit dem zweiten Feldeffekttransistor verbunden. Beispielsweise kann es sich bei dem dritten Feldeffekttransistor um den MOS-Transistor 130 in dem Strompfad 102 handeln.
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Bei Schritt 640 wird ein vierter Feldeffekttransistor auf Basis der zweiten Gate-Spannung in starker Inversion und in Sättigung betrieben. Der vierte Feldeffekttransistor befindet sich in einem dritten Strompfad. Beispielsweise kann es sich bei dem vierten Feldeffekttransistor um den MOS-Transistor 140 in dem Strompfad 103 handeln.
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Bei Schritt 650 wird ein Strom in dem zweiten Strompfad in den ersten Strompfad, den dritten Strompfad und wenigstens einen Strompfad einer Kippschaltung der Oszillatorschaltung gespiegelt. Über den wenigstens einen Strompfad der Kippschaltung kann beispielsweise ein Kondensators der Kippschaltung geladen werden, z. B. der Kondensator 20. Weiterhin kann über den wenigstens einen Strompfad der Kippschaltung eine Referenzspannung für einen Komparator der Kippschaltung erzeugt werden, z. B. die Referenzspannung Vptat.
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Es versteht sich, dass bei dem Verfahren von 6 die Schritte 610, 620, 630, 640, 650 nicht in der dargestellten Reihenfolge nacheinander ausgeführt werden müssen. Vielmehr können die Schritte auch im Wesentlichen zeitgleich erfolgen.
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Weiterhin versteht es sich, dass bei den dargestellten Ausführungsbeispielen vielfältige Modifikationen möglich sind, ohne vom Grundgedanken der dargestellten Konzepte abzuweichen. Beispielsweise könnten die dargestellten Konzepte im Zusammenhang mit verschiedenen Arten von integrierten Schaltungen verwendet werden. Weiterhin können nicht nur MOS-Transistoren, sondern auch andere Arten von Feldeffekttransistoren zum Einsatz kommen. Weiterhin wird angemerkt, dass bei manchen Implementierungen der Strom Iptat nicht zwingend im Verhältnis 1:1 in die anderen Strompfade gespiegelt werden muss, sondern auch abweichende Verhältnisse zum Einsatz kommen können.
