DE19958438A1 - Spannungsreferenzschaltung - Google Patents
SpannungsreferenzschaltungInfo
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Abstract
Die Erfindung bezieht sich auf eine Spannungsreferenzschaltung zur Bereitstellung einer konstanten Referenzspannung, insbesondere in einem integrierten Halbleiterschaltkreis. DOLLAR A Erfindungsgemäß besitzt die Spannungsreferenzschaltung eine Konstantspannungsquelle (10), einen ersten Stromspiegel (12), der einen durch die Konstantspannungsquelle fließenden, ersten Strom (i3) zwecks Erzeugung eines zweiten Stroms (i4) spiegelt, einen zweiten Stromspiegel (14), der von der konstanten Spannung (Vs) der Konstantspannungsquelle gesteuert wird und den zweiten Strom zwecks Erzeugung eines dritten Stroms (i5) spiegelt, eine Spannungsreferenzeinheit (16) zur Erzeugung einer Referenzspannung (V¶REF¶) in Abhängigkeit von dem dritten Strom und einen mit der Spannungsreferenzeinheit verbundenen Ausgangsanschluß (O) zum Abgeben der Referenzspannung. DOLLAR A Verwendung z. B. in integrierten Halbleiterschaltkreisen.
Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Spannungsreferenzschal
tung zur Bereitstellung einer konstanten Referenzspannung,
insbesondere in einem integrierten Halbleiterschaltkreis.
Spannungsreferenzschaltungen werden insbesondere in Form von
Bandlücken-Spannungsreferenzschaltungen in integrierten Halb
leiterschaltungen dazu verwendet, eine konstante Referenz
spannung zu erzeugen. In einem integrierten Halbleiterschalt
kreis, der eine solche Bandlücken-Spannungsreferenzschaltung
verwendet, hängt die Exaktheit des Betriebs des integrierten
Halbleiterschaltkreises von der Fähigkeit der Bandlücken-
Spannungsreferenzschaltung ab, eine konstante Referenzspan
nung bereitzustellen, d. h. die Bandlücken-Spannungsreferenz
schaltung wird dazu benötigt, eine konstante Referenzspannung
stabil zu generieren. Es gibt einige Faktoren, die Schwankun
gen eines Referenzspannungsausgangssignals einer Bandlücken-
Spannungsreferenzschaltung verursachen können. So besteht ein
üblicher derartiger Faktor z. B. in Temperaturschwankungen.
Die letztgenannte Problematik ist allgemein bekannt, und so
wurde eine herkömmliche Bandlücken-Spannungsreferenzschaltung
vom CMOS-Typ, die eine konstante Referenzspannung ohne Beein
flussung durch Temperaturschwankungen bereitstellt, in der
Veröffentlichung "CMOS Analog Circuit Design", Seiten 596 bis
599 von Allen/Holberg offenbart. Eine weitere herkömmliche
Bandlücken-Spannungsreferenzschaltung vom CMOS-Typ wurde in
der Patentschrift US 4.588.941 beschrieben.
Eine Schwierigkeit herkömmlicher Bandlücken-Spannungsrefe
renzschaltungen besteht jedoch darin, daß die Referenzspan
nung in Abhängigkeit von Schwankungen einer Versorgungsspan
nung und des Herstellungsprozesses integrierter Halbleiter
schaltkreise fluktuieren kann.
Der Erfindung liegt daher als technisches Problem die Bereit
stellung einer Spannungsreferenzschaltung, insbesondere vom
Bandlückentyp, zugrunde, die eine möglichst konstante Refe
renzspannung erzeugt, welche insbesondere nicht durch Schwan
kungen einer Versorgungsspannung und eines Herstellungspro
zesses für integrierte Halbleiterschaltkreise beeinflußt
wird.
Die Erfindung löst dieses Problem durch die Bereitstellung
einer Spannungsreferenzschaltung mit den Merkmalen des An
spruchs 1. Die Schaltung beinhaltet eine Konstantspannungs
quelle zur Erzeugung einer konstanten Spannung, einen ersten
Stromspiegel zur Spiegelung eines durch die Konstantspan
nungsquelle fließenden, ersten Stroms zwecks Erzeugung eines
zweiten Stroms, einen von der konstanten Spannung gesteuerten
zweiten Stromspiegel zur Spiegelung des zweiten Stroms zwecks
Erzeugung eines dritten Stroms, eine Spannungsreferenzeinheit
zur Erzeugung einer Referenzspannung in Abhängigkeit von dem
dritten Strom sowie einen mit der Spannungsreferenzeinheit
verbundenen Ausgangsanschluß zum Abgeben der Referenzspan
nung. Mit diesem Aufbau ist die Spannungsreferenzschaltung in
der Lage, eine konstante Referenzspannung zu erzeugen und ab
zugeben, die nicht von Schwankungen der Versorgungsspannung
und/oder des Herstellungsprozesses beeinflußt ist.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Un
teransprüchen angegeben.
Vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung sind in den
Zeichnungen dargestellt und werden nachfolgend beschrieben.
Hierbei zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild einer ersten Bandlücken-Spannungsrefe
renzschaltung,
Fig. 2 ein Schaltbild einer zweiten Bandlücken-Spannungs
referenzschaltung,
Fig. 3 ein Schaltbild einer dritten Bandlücken-Spannungs
referenzschaltung,
Fig. 4 ein Schaltbild einer vierten Bandlücken-Spannungs
referenzschaltung,
Fig. 5 ein vertikaler Querschnitt eines MOS-Transistors zur
Erläuterung von Störstellenionenimplantationen,
Fig. 6 ein Diagramm zur Veranschaulichung von Änderungen ei
ner Schwellenspannung eines PMOS-Transistors und ei
nes NMOS-Transistors in Abhängigkeit von Änderungen
einer Störstellenionenkonzentration,
Fig. 7 ein Kennliniendiagramm einer Spannung VCOM zwischen
den Enden einer Spannungsreferenzeinheit in Abhängig
keit von einer Schwellenspannungsänderung ΔVtn eines
NMOS-Transistors gemäß eines Unterschieds zwischen
der Schwellenspannung eines PMOS-Transistors und der
jenigen eines NMOS-Transistors und
Fig. 8 ein Kennliniendiagramm einer Spannung VCOM zwischen
den Enden einer Spannungsreferenzeinheit in Abhängig
keit von einer Schwellenspannungsänderung ΔVtn eines
NMOS-Transistors gemäß eines Verhältnisses (n) zwi
schen der Schwellenspannungsänderung ΔVtp eines PMOS-
Transistors und der Schwellenspannungsänderung ΔVtn
eines NMOS-Transistors.
In den Figuren sind verschiedene Realisierungen erfindungs
gemäßer Schaltungen veranschaulicht, wobei für funktionell
gleiche Elemente jeweils übereinstimmende Bezugszeichen ver
wendet sind.
Eine in Fig. 1 gezeigte, erste Bandlücken-Spannungs
referenzschaltung beinhaltet eine Konstantspannungsquelle 10,
einen ersten Stromspiegel 12, einen zweiten Stromspiegel 14
und eine Spannungsreferenzeinheit 16.
Die Konstantspannungsquelle 10 umfaßt einen PMOS-Transistor
M1, der mit einer Source-Elektrode an eine Versorgungsspan
nung VDD angeschlossen ist, sowie einen Widerstand R1, der
mit einem Ende an eine Drain-Elektrode des PMOS-Transistors
M1 und mit dem anderen Ende an eine Gate-Elektrode des PMOS-
Transistors M1 angeschlossen ist. Über den PMOS-Transistor M1
und den Widerstand R1 fließt ein Strom i1. Von der Drain-
Elektrode des PMOS-Transistors M1 wird eine konstante Span
nung Vs abgegeben. Die konstante Spannung Vs wird unabhängig
von Schwankungen der Versorgungsspannung VDD konstant gehal
ten.
Der erste Stromspiegel 12 umfaßt NMOS-Transistoren M3 und M4
und spiegelt einen Strom 13 zur Erzeugung eines Stroms i4.
Die Ströme i3 und i4 fließen über die NMOS-Transistoren M3
bzw. M4. Dabei ist der Strom i3 ein solcher, der über die
Konstantspannungsquelle 10 fließt. Mit anderen Worten spie
gelt der erste Stromspiegel 12 den über die Konstantspan
nungsquelle 10 fließenden Strom auf den Strom i4. Eine Drain-
Elektrode des NMOS-Transistors N3 ist mit dem anderen, mit
der Gate-Elektrode des PMOS-Transistors M1 verbundenen Ende
des Widerstands R1 verbunden, während eine Source-Elektrode
desselben an eine Massespannung VSS angeschlossen ist. Eine
Drain- und eine Gate-Elektrode des NMOS-Transistors M4 sind
gemeinsam an den zweiten Stromspiegel 14 und an eine Gate-
Elektrode des NMOS-Transistors M3 angeschlossen, während eine
Source-Elektrode desselben an die Massespannung VSS ange
schlossen ist.
Der zweite Stromspiegel 14 umfaßt PMOS-Transistoren M2 und
M5, welche durch die konstante Spannung Vs gesteuert werden,
und spiegelt einen über den PMOS-Transistor M2 fließenden
Strom i2, um einen über den PMOS-Transistor M5 fließenden
Strom i5 zu erzeugen. Der Strom i2 ist ein Strom, der an den
NMOS-Transistor M4 des ersten Stromspiegels 12 angelegt wird,
um durch diesen hindurchzufließen. Mit anderen Worten spie
gelt der zweite Stromspiegel 14 den über den NMOS-Transistor
M4 des ersten Stromspiegels 12 fließenden Strom auf den Strom
i5, der über einen Ausgangsanschluß O abgegeben wird. Eine
Source-Elektrode des PMOS-Transistors M2 ist an die Versor
gungsspannung VDD angeschlossen, eine Gate-Elektrode dessel
ben ist mit der konstanten Spannung Vs verbunden, und eine
Drain-Elektrode desselben ist mit der Drain-Elektrode des
NMOS-Transistors M4 des ersten Stromspiegels 12 verbunden.
Eine Source-Elektrode des PMOS-Transistors M5 ist an die Ver
sorgungsspannung VDD angeschlossen, eine Gate-Elektrode des
selben ist mit der konstanten Spannung Vs verbunden, und eine
Drain-Elektrode desselben ist mit dem Ausgangsanschluß O ver
bunden, über den eine Referenzspannung VREF abgegeben wird.
Die Spannungsreferenzeinheit 16 ist zwischen den Ausgangsan
schluß O und die Massespannung VSS eingeschleift, um am Aus
gangsanschluß O die Referenzspannung VREF bereitzustellen. Die
Spannungsreferenzeinheit 16 umfaßt wenigstens einen PMOS-
Transistor MP und wenigstens einen NMOS-Transistor MN, die
miteinander zwischen den Ausgangsanschluß O und der Masse
spannung VSS in Reihe geschaltet sind. Eine Source-Elektrode
des PMOS-Transistors MP ist an den Ausgangsanschluß O ange
schlossen. Eine Drain- und eine Gate-Elektrode des NMOS-
Transistors MN sind gemeinsam mit einer Drain- und einer Ga
te-Elektrode des PMOS-Transistors MP verbunden. Eine Source-
Elektrode des NMOS-Transistors MN ist an die Massespannung
VSS angeschlossen.
Aufgrund von Schwankungen im Herstellungsprozeß können
Schwellenspannungen des PMOS-Transistors MP und des NMOS-
Transistors MN in der Spannungsreferenzeinheit 16 jedoch
fluktuieren, so daß eine Spannung VCOM zwischen beiden Enden
der Spannungsreferenzeinheit 16 ebenfalls fluktuieren kann,
wenn keine Gegenmaßnahmen ergriffen würden. Um derartige
Fluktuationen der Spannung VCOM zwischen den Enden der Span
nungsreferenzeinheit 16 aufgrund von Schwankungen im Herstel
lungsprozeß zu verhindern, werden Ionenimplantationsprozesse
zur Festlegung der Schwellenspannungen des PMOS-Transistors
MP und des NMOS-Transistors MN in der Spannungsreferenzein
heit 16 während des Herstellungsprozesses gleichzeitig ausge
führt.
Die Bandlücken-Spannungsreferenzschaltung kann gemäß Fig. 1
des weiteren einen zwischen den Ausgangsanschluß O und die
Spannungsreferenzeinheit 16 eingeschleiften Widerstand R2
enthalten.
Nachstehend wird erläutert, warum die Referenzspannung VREF,
die das Ausgangssignal dieser ersten Bandlücken-Spannungs
referenzschaltung bildet, durch Schwankungen in der Versor
gungsspannung VDD nicht beeinflußt wird.
Wenn die PMOS-Transistoren M1, M2 und M5 sowie die NMOS-
Transistoren M3 und M4 in einem Bereich schwacher Inversion
operieren und ein Kanallängenmodulationseffekt in diesen
Transistoren vernachlässigt wird, können die Strombeziehungen
jedes der Transistoren M1 bis M5 durch die folgenden Glei
chungen ausgedrückt werden.
Die Strombeziehung des PMOS-Transistors M1 wird durch folgen
de Gleichung 1 ausgedrückt:
i1 = S1.ip.exp{q. |Vgs1| / (np.k.T)} (1)
Die Strombeziehung des PMOS-Transistors M2 wird durch fol
gende Gleichung 2 ausgedrückt:
i2 = S2.ip.exp{q. |Vgs2| / (np.k.T)} (2)
Die Strombeziehung des NMOS-Transistors M3 wird durch
folgende Gleichung 3 ausgedrückt:
i3 = S3.in.exp{q. |Vgs3| / (nn.k.T)} (3)
Die Strombeziehung des NMOS-Transistors M4 wird durch
folgende Gleichung 4 ausgedrückt:
i4 = S4.in.exp{q. |Vgs4| / (nn.k.T)} (4)
Die Strombeziehung des PMOS-Transistors M5 wird durch
folgende Gleichung 5 ausgedrückt:
i5 = S5.ip.exp{q. |Vgs5| / (np.k.T)} (5)
In den Gleichungen 1 bis 5 bezeichnen S1 bis S5 das jeweilige
Verhältnis von Breite zu Länge für die Transistoren M1 bis
M5, ip bezeichnet einen zu einem Herstellungsprozeß für die
PMOS-Transistoren gehörigen Parameter, in bezeichnet einen zu
einem Herstellungsprozeß für die NMOS-Transistoren gehörigen
Parameter, Vgs1 bis Vgs5 bezeichnen die jeweilige Spannung
zwischen der Gate- und der Source-Elektrode für die
Transistoren M1 bis M5, np bezeichnet einen Subschwellen
steigungsfaktor für die PMOS-Transistoren, nn bezeichnet
einen Subschwellensteigungsfaktor für die NMOS-Transistoren,
q bezeichnet die elektrische Ladung, k bezeichnet die
Boltzmann-Konstante, und T bezeichnet die Temperatur.
Die Spannung VR1 zwischen den beiden Enden des Widerstands R1
wird durch folgende Gleichung 6 ausgedrückt:
VR1 = |Vgs1 - Vgs2| (6)
Wenn die Spannungen Vgs1 und Vgs2 aus den Gleichungen 1 und 2
bestimmt und in Gleichung 6 eingesetzt werden, ergibt sich
die Spannung VR1 durch folgende Gleichung 7:
VR1 = (np.k.T/q). ln{(S2/i2).(i1/S1)} (7)
Da die Ströme i1 und i3 gleich groß sind, die Ströme i2 und
i4 gleich groß sind und die NMOS-Transistoren M3 und M4 einen
Stromspiegel bilden, d. h. Vgs3 gleich groß ist wie Vgs4, gilt
folgende Gleichung 8:
(i1/i2) = (i3/i4) = (S3/S4) (8)
Wenn Gleichung 8 in Gleichung 7 eingesetzt wird, gilt für die
Spannung VR1 folgende Gleichung 9:
VR1 = (np.k.T/q). ln{(S2/S4).(S3/S1)} (9)
Wenn Gleichung 9 in die Beziehung i1 = VR1/R1 eingesetzt wird,
läßt sich der Strom i1 durch folgende Gleichung 10
ausdrücken:
i1 = (np.k.T/q/R1). ln{(S2/S4). (S3/S1)} (10)
Wenn Gleichung 10 in die Beziehung i2 = (S4/S3).i1, die aus
Gleichung 8 erhalten wird, eingesetzt wird, läßt sich der
Strom i2 durch folgende Gleichung 11 ausdrücken:
i2 = (S4/S3).(np.k.T/q/R1). ln{(S2/S4).(S3/S1)} (11)
Da die PMOS-Transistoren M2 und M5 einen Stromspiegel bilden,
d. h. Vgs2 gleich groß ist wie Vgs5, ergibt sich aus den
Gleichungen 2 und 5 folgende Gleichung 12:
i5 = (S5/S2).i2 (12)
Wenn Gleichung 11 in Gleichung 12 eingesetzt wird, läßt sich
der Strom i5 durch folgende Gleichung 13 ausdrücken:
i5 = (S4/S3).(S5/S2).(np.k.T/q/R1). ln{(S2/S4).(S3/S1)} (13)
Wie aus Gleichung 13 ersichtlich, enthält die Beziehung für
den Strom i5 keine Parameter, die von der Versorgungsspannung
VDD abhängen, und besitzt daher einen konstanten Wert, der
nicht von Schwankungen der Versorgungsspannung VDD abhängt,
wenn die Breite/Länge-Verhältnisse S1 bis S5 der Transistoren
M1 bis M5 festgelegt sind.
Die Referenzspannung VREF läßt sich durch folgende Gleichung
14 ausdrücken:
VREF = i5.R2 + VCOM (14)
Da der Strom i5 einen konstanten Wert hat und nicht durch
Schwankungen der Versorgungsspannung VDD beeinflußt wird, wie
oben beschrieben, wird die Spannung VREF ohne Beeinflussung
durch Schwankungen in der Versorgungsspannung VDD unter der
Annahme konstant gehalten, daß VCOM konstant ist. Wie
nachstehend genauer beschrieben, ist eine Abhängigkeit der
Spannung VCOM von Schwankungen im Herstellungsprozeß zu
beachten.
Betrachtet man den Kanallängenmodulationseffekt der PMOS-
Transistoren M1, M2 und M5 sowie der NMOS-Transistoren M3 und
M4, läßt sich die Beziehung zwischen dem Strom i5 und der
Versorgungsspannung VDD wie folgt beschreiben.
Wenn die Versorgungsspannung VDD anwächst, steigt der Strom
i1 mit größer werdender Spannung Vds3 zwischen der Drain- und
der Source-Elektrode des NMOS-Transistors M3 an. Wenn der
Strom i1 ansteigt, wachsen die Spannung |Vgs1| zwischen der
Source- und der Gate-Elektrode des PMOS-Transistors M1 sowie
die Spannung VR1 zwischen den Enden des Widerstands R1 an. Da
Vgs1 eine logarithmische Funktion von i1 ist und VR1 eine
lineare Funktion von i1 ist, wird das Inkrement von VR1
größer als dasjenige von |Vgs1|. Daher verringern sich die
Spannung |Vgs1| zwischen der Source- und der Gate-Elektrode
des PMOS-Transistors M2 und die Spannung |Vgs5| zwischen der
Source- und der Gate-Elektrode des PMOS-Transistors M5.
Des weiteren erhöht sich die Spannung Vds5 zwischen der
Source- und der Drain-Elektrode des PMOS-Transistors M5 mit
ansteigender Versorgungsspannung VDD. Dadurch kann der
Kanallängenmodulationseffekt erzeugt werden. Wenn jedoch die
Versorgungsspannung VDD anwächst, verringert sich die
Spannung |Vgs5| gleichzeitig, wie oben angegeben. Dies führt
zu einer Kompensation des Einflusses des Kanallängen
modulationseffektes, so daß der Strom i5 nur wenig durch
Schwankungen der Versorgungsspannung beeinflußt wird. Dies
bedeutet, daß der Strom i5 konstant gehalten wird, ohne durch
Schwankungen der Versorgungsspannung VDD merklich beeinflußt
zu werden, wodurch auch die Referenzspannung VREF konstant
gehalten wird, ohne von Schwankungen der Versorgungsspannung
VDD beeinflußt zu sein.
Nachfolgend wird erläutert, wie bei der ersten Bandlücken-
Spannungsreferenzschaltung gemäß Fig. 1 die Referenzspannung
VREF als das Ausgangssignal der Schaltung auch nicht durch
Schwankungen im Herstellungsprozeß beeinflußt wird.
Wenn der PMOS-Transistor MP und der NMOS-Transistor MN in der
Spannungsreferenzeinheit 16 in einem Sättigungsbereich
arbeiten, lassen sich deren Strombeziehungen wie folgt
ausdrücken.
Die Strombeziehung für den PMOS-Transistor MP wird durch
folgende Gleichung 15 ausgedrückt:
i5 = βp/2.(Vdsp -|Vtp|)2 (15)
wobei βp einen Steilheitsparameter des PMOS-Transistors MP,
Vdsp die Spannung zwischen der Dain- und der Source-Elektrode
des PMOS-Transistors MP sowie Vtp die Schwellenspannung des
PMOS-Transistors MP bezeichnen.
Die Strombeziehung für den NMOS-Transistor MN wird durch
folgende Gleichung 16 ausgedrückt:
i5 = βn/2.(Vdsn - Vtn)2 (16)
wobei βn einen Steilheitsparameter des NMOS-Transistors MN,
Vdsn die Spannung zwischen der Drain- und der Source-
Elektrode des NMOS-Transistors MN sowie Vtn die
Schwellenspannung des NMOS-Transistors MN bezeichnen.
Die Spannung VCOM zwischen den Enden der Spannungsreferenz
einheit 16 wird durch folgende Gleichung 17 ausgedrückt:
VCOM = Vdsp + Vdsn (17)
Wenn die Spannungen Vdsp und Vdsn durch die Gleichungen 15
und 16 erhalten und in Gleichung 17 eingesetzt werden, läßt
sich die Spannung VCOM durch folgende Gleichung 18 ausdrücken:
wobei Vtn, Vtp, βp und βn in Abhängigkeit von Schwankungen im
Herstellungsprozeß fluktuieren können. Insbesondere haben die
Spannungen Vtn und Vtp den größten Einfluß auf die Fluk
tuation der Spannung VCOM. Aus diesem Grund werden bei der
Realisierung der in Fig. 1 gezeigten, ersten Bandlücken-
Spannungsreferenzschaltung Ionenimplantationsprozesse zur
Festlegung der Schwellenspannungen des PMOS-Transistors MP
und des NMOS-Transistors MN gleichzeitig während des
Herstellungsprozesses durchgeführt, um die Fluktuation der
Summe Vtn+Vdtp der Schwellenspannungen des PMOS-Transistors
MP und des NMOS-Transistors MN zu reduzieren, wie oben
angegeben.
Anhand von Fig. 5 wird nachfolgend genauer darauf einge
gangen, wie die Referenzspannung VREF auf einem konstanten
Wert gehalten wird.
Schwellenspannungen von MOS-Transistoren sind durch ver
schiedene Parameter eines Herstellungsprozesses bestimmt, der
stärkste Einflußfaktor hinsichtlich Schwankungen in den
Schwellenspannungen stellen jedoch Störstellenkonzentrationen
von Ionenimplantationen für Gate-Kanäle 53 und 56 der MOS-
Transistoren dar, wie sie in Fig. 5 veranschaulicht sind. In
einem üblichen CMOS-Herstellungsprozeß werden die Stör
stellenionenimplantation für den Gate-Kanal 56 eines NMOS-
Transistors und die Störstellenionenimplantation für den
Gate-Kanal 53 eines PMOS-Transistors unabhängig voneinander
durchgeführt, um die Werte der Schwellenspannungen Vtn und
Vtp zu steuern. In diesem Fall wird keine Korrelation
zwischen Vtn und Vtp hergestellt.
Wenn hingegen Ionenimplantationsprozesse zur Festlegung der
Schwellenspannungen des NMOS-Transistors und des PMOS-
Transistors, d. h. die Störstellenionenimplantationsprozesse
für den Gate-Kanal 56 des NMOS-Transistors und den Gate-Kanal
53 des PMOS-Transistors, gleichzeitig ausgeführt werden, wird
eine Korrelation zwischen Vtn und Vtp abhängig von
Schwankungen in der Störstellenionenimplantationskonzentra
tion erzeugt.
Wenn beispielsweise Störstellenionen wie Bor gleichzeitig in
den Gate-Kanal 56 des NMOS-Transistors und den Gate-Kanal 53
des PMOS-Transistors von Fig. 5 implantiert werden, erhöht
sich die Akzeptorkonzentration des Gate-Kanals 56 des NMOS-
Transistors, während sich die Donatorkonzentration des Gate-
Kanals 53 des PMOS-Transistors verringert. Daher steigt die
Schwellenspannung Vtn des NMOS-Transistors, während sich die
Schwellenspannung Vtp des PMOS-Transistors verringert, wie in
Fig. 6 gezeigt. Wenn sich aufgrund einer Änderung in der
Ionenimplantationskonzentration eine Schwellenspannung von
einem Zielpunkt A auf einen Zielpunkt B ändert, erhöht sich
die Schwellenspannung des NMOS-Transistors von Vn auf
Vn+ΔVtn, und die Schwellenspannung des PMOS-Transistors
ändert sich von Vp auf Vp-ΔVtp. Daher bleibt die Summe der
Schwellenspannungen des PMOS-Transistors und des NMOS-
Transistors auf einem im wesentlichen konstanten Wert.
Dementsprechend bleibt auch die Spannung VCOM auf einem
konstanten Wert, so daß dementsprechend die Spannung VREF auf
einem konstanten Wert verbleibt, ohne merklich durch
Schwankungen im Herstellungsprozeß beeinflußt zu werden.
Eine in Fig. 2 gezeigte, zweite Bandlücken-Spannungsreferenz
schaltung besitzt denselben Aufbau wie die erste Schaltung
von Fig. 1, mit Ausnahme einer anderen Spannungsreferenz
einheit 26. Die Spannungsreferenzeinheit 26 ist zwischen den
Ausgangsanschluß O, über den die Referenzspannung VREF
abgegeben wird, und die Massespannung VSS eingeschleift und
umfaßt wenigstens einen PMOS-Transistor MP2 und wenigstens
einen NMOS-Transistor MN2, die parallel zwischen den
Ausgangsanschluß O und die Massespannung VSS eingeschleift
sind.
Eine Source-Elektrode des PMOS-Transistors MP2 ist an den
Ausgangsanschluß O angeschlossen, während eine Gate- und eine
Drain-Elektrode desselben gemeinsam an die Massespannung VSS
angeschlossen sind. Eine Gate- und eine Drain-Elektrode des
NMOS-Transistors MN2 sind gemeinsam an den Ausgangsanschluß O
angeschlossen, während eine Source-Elektrode desselben an die
Massespannung VSS angeschlossen ist.
Wie im ersten Ausführungsbeispiel von Fig. 1, werden auch bei
der zweiten Bandlücken-Spannungsreferenzschaltung gemäß Fig.
2 in einem Herstellungsprozeß Ionenimplantationsprozesse zur
Festlegung von Schwellenspannungen des PMOS-Transistors MP2
und des NMOS-Transistors MN2 in der Spannungsreferenzeinheit
26 gleichzeitig ausgeführt, um zu verhindern, daß die
Spannung VCOM zwischen den beiden Enden der
Spannungsreferenzeinheit 26 in Abhängigkeit von Schwankungen
im Herstellungsprozeß fluktuiert.
Die Referenzspannung VREF, d. h. die Ausgangsspannung der
Bandlücken-Spannungsreferenzschaltung, wird auch in diesem
Fall aufgrund desselben Prinzips wie im ersten
Ausführungsbeispiel von Fig. 1 unabhängig von Schwankungen in
der Versorgungsspannung VDD auf einem konstanten Wert
gehalten. Diesbezüglich kann auf die obige Beschreibung des
ersten Ausführungsbeispiels verwiesen werden. Nachfolgend
wird erläutert, auf welche Weise die Referenzspannung VREF der
zweiten Bandlücken-Spannungsreferenzschaltung gemäß Fig. 2
auch durch Schwankungen im Herstellungsprozeß nicht
beeinflußt wird.
Wenn der PMOS-Transistor MP2 und der NMOS-Transistor MN2 in
der Spannungsreferenzeinheit 26 in einem Sättigungsbereich
arbeiten, lassen sich die Strombeziehungen der Transistoren
MP2 und MN2 wie folgt ausdrücken.
Die Strombeziehung des PMOS-Transistors MP2 wird durch
folgende Gleichung 19 ausgedrückt:
i6 = βp/2.(VCOM - |Vtp|)2 (19)
wobei βp einen Steilheitsparameter des PMOS-Transistors MP2,
VCOM die Spannung zwischen der Drain- und der Source-Elektrode
des PMOS-Transistors MP2 sowie Vtp eine Schwellenspannung des
PMOS-Transistors MP2 bezeichnen.
Die Strombeziehung des NMOS-Transistors MN2 wird durch
folgende Gleichung 20 ausgedrückt:
i7 = βn/2.(VCOM - Vtn)2 (20)
wobei βn einen Steilheitsparameter des NMOS-Transistors MN2,
VCOM die Spannung zwischen der Drain- und der Source-Elektrode
des NMOS-Transistors MN2 sowie Vtn eine Schwellenspannung des
NMOS-Transistors MN2 bezeichnen.
Der Strom i5 des PMOS-Transistors M5 wird durch folgende
Gleichung 21 ausdrückt:
i5 = i6 + i7 (21)
Wenn die Gleichungen 29 und 20 in Gleichung 21
eingesetzt werden, läßt sich der Strom i5 durch folgende
Gleichung 22 ausdrücken:
i5 = βp/2.(VCOM -|Vtp|)2 + βn/2.(VCOM - Vtn)2 (22)
Die Spannung VCOM läßt sich aus Gleichung 22 bestimmen und
kann durch folgende Gleichung 23 ausgedrückt werden:
Wenn die Schwellenspannung Vtn des NMOS-Transistors MN2 durch
Vn+ΔVtn und die Schwellenspannung |vtp| des PMOS-Transistors
MP2 durch Vp-ΔVtp ausgedrückt werden und ΔVtp/ΔVtn gleich n
ist, kann VCOM durch folgende Gleichung 24 ausgedrückt werden:
wobei Vn einen Zielwert für die Schwellenspannung Vtn des
NMOS-Transistors MN2, ΔVtn den Schwankungsbetrag der Schwel
lenspannung Vtn in Abhängigkeit von einer Schwankung der
Störstellenionenkonzentration von in einem Gate-Kanal des
NMOS-Transistors MN2 implantierten Störstellen, Vp einen
Zielwert für die Schwellenspannung Vtp des PMOS-Transistors
MP2 und ΔVtp den Schwankungsbetrag der Schwellenspannung Vtp
in Abhängigkeit von einer Schwankung der Störstellenionenkon
zentration von in einem Gate-Kanal des PMOS-Transistors MP2
implantierten Störstellen bezeichnen. Wenn die Werte für die
Gate-Breite und die Gate-Länge des NMOS-Transistors MN2 und
des PMOS-Transistors MP2 so festgelegt werden, daß das Ver
hältnis βn/βp gleich n ist, kann die Spannung VCOM durch fol
gende Gleichung 25 ausgedrückt werden:
Fig. 7 zeigt ein Kennliniendiagramm der Spannung VCOM in Ab
hängigkeit von ΔVtn gemäß der Differenz zwischen Vp und Vn.
Wenn ΔVtn gleich (Vp-Vn)/(1+n) ist, besitzt VCOM einen maxima
len Wert. Wenn die Störstellenionenkonzentration so festge
legt ist, daß Vp und Vn gleich groß sind, kann VCOM durch fol
gende Gleichung 26 ausgedrückt werden:
Fig. 8 zeigt ein Kennliniendiagramm der Spannung VCOM in Ab
hängigkeit von ΔVtn gemäß einem Verhältnis n von ΔVtp zu
ΔVtn.
Somit werden bei der zweiten Bandlücken-Spannungsreferenz
schaltung gemäß Fig. 2 die Gate-Breite und die Gate-Länge des
NMOS-Transistors MN2 und des PMOS-Transistors MP2 so festge
legt, daß βn/βp gleich n wird, wenn ΔVtp/ΔVtn gleich n ist,
und die Störstellenionenkonzentration wird so bestimmt, daß
die Schwellenspannung des NMOS-Transistors MN2 gleich groß
wird wie diejenige des PMOS-Transistors MP2. Auf diese Weise
wird die Abhängigkeit von VCOM gegenüber Schwankungen in den
Schwellenspannungen verbessert. Dadurch wird die Referenz
spannung VREF nicht mehr wesentlich durch Schwankungen im Her
stellungsprozeß beeinflußt.
Eine dritte, in Fig. 3 gezeigte Bandlücken-Spannungsreferenz
schaltung umfaßt wie das erste Ausführungsbeispiel von Fig. 1
eine Konstantspannungsquelle 30, einen ersten und einen zwei
ten Stromspiegel 32, 34 sowie eine Spannungsreferenzeinheit
36. Im Vergleich zu dem ersten Ausführungsbeispiel von Fig. 1
sind bei der Bandlücken-Spannungsreferenzschaltung von Fig. 3
die PMOS-Transistoren des ersten Beispiels durch NMOS-
Transistoren und die NMOS-Transistoren des ersten Beispiels
durch PMOS-Transistoren ersetzt, und die Versorgungsspannung
VDD des ersten Beispiels ist durch eine Massespannung VSS er
setzt, während die Massespannung VSS des ersten Beispiels
durch eine Versorgungsspannung VDD ersetzt ist.
Die Konstantspannungsquelle 30 umfaßt einen NMOS-Transistor
M33 mit einer an die Massespannung VSS angeschlossenen Sour
ce-Elektrode und einen Widerstand R31, der mit einem Ende an
eine Drain-Elektrode des NMOS-Transistors M33 und mit dem an
deren Ende an eine Gate-Elektrode des NMOS-Transistors M33
angeschlossen ist. Von der Drain-Elektrode des NMOS-
Transistors M33 wird eine konstante Spannung Vs abgegeben.
Die konstante Spannung Vs wird daher auch bei Schwankungen
der Versorgungsspannung VDD konstant gehalten.
Der erste Stromspiegel 32 umfaßt PMOS-Transistoren M31 und
M32 und spiegelt einen über die Konstantspannungsquelle 30
fließenden Strom, d. h. einen durch den PMOS-Transistor M31
fließenden Strom, auf einen durch den PMOS-Transistor M32
fließenden Strom. Mit anderen Worten spiegelt der erste
Stromspiegel 32 den durch den PMOS-Transistor M31 fließenden
Strom, um den durch den PMOS-Transistor M32 fließenden Strom
zu generieren. Eine Drain-Elektrode des PMOS-Transistors M31
ist mit dem anderen, an die Gate-Elektrode des NMOS-
Transistors M33 angekoppelten Ende des Widerstands R31 ver
bunden, und eine Source-Elektrode desselben ist an die Ver
sorgungsspannung VDD angeschlossen. Eine Drain- und eine Ga
te-Elektrode des PMOS-Transistors M32 sind gemeinsam an eine
Gate-Elektrode des PMOS-Transistors M31 und an den zweiten
Stromspiegel 34 angekoppelt, und eine Source-Elektrode des
selben ist an die Versorgungsspannung VDD angeschlossen.
Der zweite Stromspiegel 34 umfaßt NMOS-Transistoren M34 und
M35, die durch die konstante Spannung Vs gesteuert werden und
stellt eine Spiegelungsoperation für einen durch den PMOS-
Transistor M32 des ersten Stromspiegels 32, d. h. einen durch
den NMOS-Transistor M34 fließenden Strom auf einen durch den
NMOS-Transistor M35 fließenden Strom bereit. Mit anderen Wor
ten spiegelt der zweite Stromspiegel 34 den durch den NMOS-
Transistor M34 fließenden Strom, um den durch den NMOS-
Transistor M35 fließenden Strom zu erzeugen und den erzeugten
Strom an einen Ausgangsanschluß O abzugeben. Eine Source-
Elektrode des NMOS-Transistors M34 ist an die Massespannung
VSS angeschlossen, eine Gate-Elektrode desselben ist mit der
konstanten Spannung Vs verbunden, und eine Drain-Elektrode
desselben ist mit der Drain-Elektrode des PMOS-Transistors
M32 in dem ersten Stromspiegel 32 verbunden. Eine Source-
Elektrode des NMOS-Transistors M35 ist an die Massespannung
VSS angeschlossen, eine Gate-Elektrode desselben ist mit der
konstanten Spannung Vs verbunden, und eine Drain-Elektrode
desselben ist an den Ausgangsanschluß O angeschlossen, über
den eine Referenzspannung VREF abgegeben wird.
Die Spannungsreferenzeinheit 36 ist zwischen den Ausgangsan
schluß O und die Versorgungsspannung VDD eingeschleift, um
die Referenzspannung VREF am Ausgangsanschluß O bereitzustel
len. Die Spannungsreferenzeinheit 36 umfaßt wenigstens einen
PMOS-Transistor MP3 und wenigstens einen NMOS-Transistor MN3,
die in Reihe zueinander zwischen den Ausgangsanschluß O und
die Versorgungsspannung VDD eingeschleift sind. Eine Source-
Elektrode des NMOS-Transistors MN3 ist an den Ausgangsan
schluß O angeschlossen, eine Drain- und eine Gate-Elektrode
desselben sind gemeinsam mit denjenigen des PMOS-Transistors
MP3 verbunden, und eine Source-Elektrode des PMOS-Transistors
MP3 ist an die Versorgungsspannung VDD angeschlossen.
In gleicher Weise wie beim ersten Beispiel werden im dritten
Ausführungsbeispiel Ionenimplantationsprozesse zur Festlegung
von Schwellenspannungen des PMOS-Transistors MP3 und des
NMOS-Transistors MN3 in der Spannungsreferenzeinheit 36 beim
Herstellungsprozeß gleichzeitig ausgeführt, um zu verhindern,
daß die Spannung VCOM zwischen den Enden der Spannungsrefe
renzeinheit 36 in Abhängigkeit von Schwankungen des Herstel
lungsprozesses fluktuiert. Die dritte Bandlücken-Spannungs
referenzschaltung kann des weiteren, wie in Fig. 3 gezeigt,
einen zwischen den Ausgangsanschluß O und die Spannungsrefe
renzeinheit 36 eingeschleiften Widerstand R32 enthalten.
Gemäß desselben Prinzips, wie zum ersten Beispiel von Fig. 1
beschrieben, wird auch das Ausgangssignal der dritten Band
lücken-Spannungsreferenzschaltung, d. h. die Referenzspannung
VREF, auf einem konstanten Wert gehalten, ohne durch Schwan
kungen der Versorgungsspannung VDD und/oder des Herstellungs
prozesses beeinflußt zu werden. Zu den diesbezüglichen De
tails wird auf die obige Beschreibung des ersten Beispiels
verwiesen.
Eine in Fig. 4 gezeigte, vierte Bandlücken-Spannungsreferenz
schaltung besitzt denselben Aufbau wie das dritte Beispiel
von Fig. 3, mit Ausnahme einer anderen Spannungsreferenzein
heit 46. Bei der Schaltung von Fig. 4 ist die Spannungsrefe
renzeinheit 46 zwischen die Versorgungsspannung VDD und den
Ausgangsanschluß O, über den die Referenzspannung VREF abgege
ben wird, eingeschleift und enthält wenigstens einen PMOS-
Transistor MP4 und wenigstens einen NMOS-Transistor MN4, die
parallel zueinander zwischen den Ausgangsanschluß O und die
Versorgungsspannung VDD eingeschleift sind. Eine Source-
Elektrode des PMOS-Transistors MP4 ist an die Versorgungs
spannung VDD angeschlossen, und eine Gate- sowie eine Drain-
Elektrode desselben sind gemeinsam an die Versorgungsspannung
VDD angeschlossen. Eine Gate- und eine Drain-Elektrode des
NMOS-Transistors MN4 sind gemeinsam an die Versorgungsspan
nung VDD angeschlossen, und eine Source-Elektrode desselben
ist mit dem Ausgangsanschluß O verbunden.
In gleicher Weise wie beim ersten Ausführungsbeispiel von
Fig. 1 werden bei der vierten Bandlücken-Spannungsreferenz
schaltung von Fig. 4 während des Herstellungsprozesses Io
nenimplantationsprozesse zur Festlegung von Schwellenspannun
gen des PMOS-Transistors MP4 und des NMOS-Transistors MN4 in
der Spannungsreferenzeinheit 46 gleichzeitig ausgeführt, um
zu verhindern, daß die Spannung VCOM zwischen den beiden Enden
der Spannungsreferenzeinheit 46 in Abhängigkeit von Schwan
kungen des Herstellungsprozesses fluktuiert.
Gemäß demselben Prinzip, wie oben zum ersten Ausführungsbei
spiel beschrieben, wird auch bei der vierten Bandlücken-
Spannungsreferenzschaltung gemäß Fig. 4 deren Ausgangssignal,
d. h. die Referenzspannung VREF, auf einem konstanten Wert ge
halten, ohne von Schwankungen in der Versorgungsspannung VDD
und/oder im Herstellungsprozeß beeinflußt zu werden.
Wie aus der obigen Beschreibung vorteilhafter Realisierungen
deutlich wird, generiert die erfindungsgemäße Spannungsrefe
renzschaltung, vorzugsweise vom Bandlücken-Typ, eine konstan
te Referenzspannung, die nicht von Schwankungen in einer Ver
sorgungsspannung und/oder in einem Herstellungsprozeß beein
flußt wird.
Claims (21)
1. Spannungsreferenzschaltung, gekennzeichnet durch:
- - eine Konstantspannungsquelle (10) zur Erzeugung einer kon stanten Spannung (Vs),
- - einen ersten Stromspiegel (12), der einen über die Kon stantstromquelle fließenden, ersten Strom (i3) zwecks Er zeugung eines zweiten Stroms (i4) spiegelt,
- - einen zweiten Stromspiegel (14), der durch die konstante Spannung der Konstantspannungsquelle gesteuert wird und den zweiten Strom zwecks Erzeugung eines dritten Stroms (i5) spiegelt,
- - eine Spannungsreferenzeinheit (16) zur Erzeugung einer Re ferenzspannung (VREF) in Abhängigkeit von dem dritten Strom und
- - einen mit der Spannungsreferenzeinheit verbundenen Aus gangsanschluß (O) zum Abgeben der Referenzspannung.
2. Spannungsreferenzschaltung nach Anspruch 1, weiter
dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsreferenzeinheit
(16) folgende Elemente enthält:
- - wenigstens einen mit dem Ausgangsanschluß (O) verbundenen, ersten Transistor (MP) und
- - wenigstens einen an den ersten Transistor angekoppelten, zweiten Transistor (MN),
- - wobei der erste und der zweite Transistor zur Erzeugung der Referenzspannung (VREF) dienen.
3. Spannungsreferenzschaltung nach Anspruch 2, weiter
dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellenspannungen des er
sten und des zweiten Transistors (MP, MN) durch Ionenimplan
tationsprozesse bestimmt sind.
4. Spannungsreferenzschaltung nach einem der Ansprüche
1 bis 3, weiter gekennzeichnet durch wenigstens einen Wider
stand (R2), der zwischen den Ausgangsanschluß (O) und die
Spannungsreferenzeinheit (16) eingeschleift ist.
5. Spannungsreferenzschaltung nach einem der Ansprüche
2 bis 4, weiter dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der
zweite Transistor (MP, MN) in Reihe zwischen den Ausgangsan
schluß (O) und eine Massespannung (VSS) eingeschleift sind.
6. Spannungsreferenzschaltung nach einem der Ansprüche
2 bis 4, weiter dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der
zweite Transistor (MP2, MN2) parallel zueinander zwischen den
Ausgangsanschluß (O) und eine Massespannung (VSS) einge
schleift sind.
7. Spannungsreferenzschaltung nach einem der Ansprüche
1 bis 6, weiter dadurch gekennzeichnet, daß die Konstantspan
nungsquelle (10) folgende Elemente enthält:
- - wengistens einen Transistor (M1)
- - wenigstens einen seriell an den wenigstens einen Transistor angekoppelten Widerstand (R1), wobei der wenigstens eine Transistor in Abhängigkeit von einer Spannung zwischen den beiden Enden des wenigstens einen Widerstands arbeitet, und
- - einen Anschluß zwischen dem wenigstens einen Transistor und dem wenigstens einen Widerstand zum Abgeben einer konstan ten Spannung (Vs).
8. Spannungsreferenzschaltung nach Anspruch 7, weiter
dadurch gekennzeichnet, daß der wenigstens eine Transistor
ein PMOS-Transistor (M1) ist, der mit einer Source-Elektrode
an eine Speisespannung (VDD) und mit einer Drain-Elektrode an
den Anschluß für die konstante Spannung (Vs) angeschlossen
ist, und daß der wenigstens eine Widerstand (R1) mit einem
Ende an den Anschuß für die konstante Spannung und mit dem
anderen Ende an eine Gate-Elektrode des PMOS-Transistors an
geschlossen ist.
9. Spannungsreferenzschaltung nach einem der Ansprüche
1 bis 8, weiter dadurch gekennzeichnet, daß der erste Strom
spiegel (12) folgende Elemente enthält:
- - wenigstens einen mit der Konstantspannungsquelle (10) ver bunden, ersten Transistor (M3) und
- - wenigstens einen mit dem zweiten Stromspiegel (14) verbun denen, zweiten Transistor (M4),
- - wobei der erste und der zweite Transistor (M3, M4) parallel und als Stromspiegel geschaltet sind.
10. Spannungsreferenzschaltung nach Anspruch 9, weiter
dadurch gekennzeichnet, daß der erste Transistor ein er ter
NMOS-Transistor (M3) mit einer an die Konstantspannungsquelle
(10) angeschlossenen Drain-Elektrode und einer mit einer
Massespannung (VSS) verbundenen Source-Elektrode und der
zweite Transistor ein zweiter NMOS-Transistor (M4) ist, der
eine Drain- und eine Gate-Elektrode, die gemeinsam mit einer
Gate-Elektrode des ersten NMOS-Transistors (M3) und mit dem
zweiten Stromspiel (14) verbunden sind, sowie eine an die
Massespannung (VSS) angeschlossene Source-Elektrode aufweist.
11. Spannungsreferenzschaltung nach einem der Ansprüche
1 bis 10, weiter dadurch gekennzeichnet, daß der zweite
Stromspiegel (14) folgende Elemente aufweist:
- - wenigstens einen mit dem ersten Stromspiegel (12) verbunde nen, ersten Transistor (M2) und
- - wenigstens einen mit der Spannungsreferenzeinheit (16) ver bunden, zweiten Transistor (M5),
- - wobei der erste und der zweite Transistor (M2, M5) parallel zueinander und als Stromspiegel geschaltet sind.
12. Spannungsreferenzschaltung nach Anspruch 11, weiter
dadurch gekennzeichnet, daß der erste Transistor ein erster
PMOS-Transistor (M2) mit einer an eine Versorgungsspannung
(VDD) angeschlossenen Source-Elektrode, einer mit dem ersten
Stromspiegel (12) verbundenen Drain-Elektrode und einer mit
der Konstantspannungsquelle (10) verbundenen Gate-Elektrode
und der zweite Transistor ein zweiter PMOS-Transistor (M5)
mit einer an die Versorgungsspannung angeschlossenen Source-
Elektrode, einer mit dem Ausgangsanschluß (O) verbundenen
Drain-Elektrode und einer mit der Konstantspannungsquelle
(10) verbundenen Gate-Elektrode ist.
13. Spannungsreferenzschaltung nach einem der Ansprüche
2 bis 4 und 7 bis 12, weiter dadurch gekennzeichnet, daß der
erste und der zweite Transistor (MN4, MP4) der Spannungsrefe
renzeinheit (46) in Reihe zwischen eine Versorgungsspannung
(VDD) und den Ausgangsanschluß (O) eingeschleift sind.
14. Spannungsreferenzschaltung nach einem der Ansprüche
2 bis 4 und 7 bis 12, weiter dadurch gekennzeichnet, daß der
erste und der zweite Transistor der Spannungsreferenzeinheit
parallel zueinander zwischen eine Versorgungsspannung (VDD)
und den Ausgangsanschluß (O) eingeschleift sind.
15. Spannungsreferenzschaltung nach einem der Ansprüche
7 bis 14, weiter dadurch gekennzeichnet, daß der wenigstens
eine Transistor ein NMOS-Transistor (M33) mit einer an eine
Massespannung (VSS) angeschlossenen Source-Elektrode und ei
ner mit dem Anschluß für die konstante Spannung (Vs) verbun
denen Drain-Elektrode ist und der wenigstens eine Widerstand
(R1) mit einem Ende mit dem Anschluß für die konstante Span
nung und mit dem anderen Ende mit einer Gate-Elektrode des
NMOS-Transistor verbunden ist.
16. Spannungsreferenzschaltung nach einem der Ansprüche
9 bis 15, weiter dadurch gekennzeichnet, daß der erste Tran
sistor des ersten Stromspiegels ein erster PMOS-Transistor
(M31) mit einer mit der Konstantspannungsquelle (30) verbun
denen Drain-Elektrode und einer an eine Versorgungsspannung
(VDD) angeschlossenen Source-Elektrode und der zweite Transi
stor des ersten Stromspiegels ein zweiter PMOS-Transistor
(M32) mit einer Drain- und einer Gate-Elektrode, die gemein
sam mit einer Gate-Elektrode des ersten PMOS-Transistors und
mit dem zweiten Stromspiegel (34) verbunden sind, und einer
an die Versorgungsspannung angeschlossenen Source-Elektrode
ist.
17. Spannungsreferenzschaltung nach einem der Ansprüche
11 bis 16, weiter dadurch gekennzeichnet, daß der erste Tran
sistor des zweiten Stromspiegels (34) ein erster NMOS-
Transistor (M34) mit einer an eine Massespannung (VSS) ange
schlossenen Source-Elektrode, einer an den ersten Stromspie
gel (32) angeschlossenen Drain-Elektrode und einer mit der
Konstantspannungsquelle (30) verbundenen Gate-Elektrode und
der zweite Transistor des zweiten Stromspiegels ein zweiter
NMOS-Transistor (M35) mit einer an die Massespannung ange
schlossenen Source-Elektrode, einer mit dem Ausgangsanschluß
(O) verbundenen Drain-Elektrode und einer mit der Konstant
spannungsquelle (30) verbundenen Gate-Elektrode ist.
18. Spannungsreferenzschaltung nach einem der Ansprüche
5, 7 bis 12 und 15 bis 17, weiter dadurch gekennzeichnet, daß
der erste Transistor der Spannungsreferenzeinheit (16) ein
PMOS-Transistor (MP) mit einer mit dem Ausgangsanschluß (O)
verbundenen Source-Elektrode und einer Gate- sowie einer
Drain-Elektrode, die miteinander verbunden sind, und der
zweite Transistor ein NMOS-Transistor (MN) mit einer an die
Massespannung (VSS) angeschlossenen Source-Elektrode sowie
einer Gate- und einer Drain-Elektrode ist, die gemeinsam mit
der Drain-Elektrode des PMOS-Transistors verbunden sind.
19. Spannungsreferenzschaltung nach einem der Ansprüche
6 bis 12 und 15 bis 17, weiter dadurch gekennzeichnet, daß
der erste Transistor der Spannungsreferenzeinheit (26) ein
PMOS-Transistor (MP2) mit einer mit dem Ausgangsanschluß (O)
verbundenen Source-Elektrode sowie einer Gate- und einer
Drain-Elektrode, die gemeinsam an die Massespannung (VSS) an
geschlossen sind, und der zweite Transistor ein NMOS-
Transistor (MN2) mit einer an die Massespannung angeschlosse
nen Source-Elektrode sowie einer Gate- und einer Drain-
Elektrode ist, die gemeinsam mit der Source-Elektrode des
PMOS-Transistors (MP2) verbunden sind.
20. Spannungsreferenzschaltung nach einem der Ansprüche
13 und 15 bis 17, weiter dadurch gekennzeichnet, daß der er
ste Transistor der Spannungsreferenzschaltung (26) ein NMOS-
Transistor (MN3) mit einer mit dem Ausgangsanschluß (O) ver
bundenen Source-Elektrode sowie einer Gate- und einer Drain-
Elektrode, die miteinander verbunden sind, und der zweite
Transistor der Spannungsreferenzeinheit ein PMOS-Transistor
(MP3) mit einer an die Versorgungsspannung (VDD) angeschlos
senen Source-Elektrode sowie einer Gate- und einer Drain-
Elektrode ist, die gemeinsam mit der Drain-Elektrode des
NMOS-Transistors (MN3) verbunden sind.
21. Spannungsreferenzschaltung nach einem der Ansprüche
14 bis 17, weiter dadurch gekennzeichnet, daß der erste Tran
sistor der Spannungsreferenzschaltung (46) ein PMOS-
Transistor (MP4) mit einer an die Versorgungsspannung (VDD)
angeschlossenen Source-Elektrode sowie einer Gate- und einer
Drain-Elektrode, die gemeinsam an den Ausgangsanschluß (O)
angeschlossen sind, und der zweite Transistor ein NMOS-
Transistor (MN4) mit einer mit dem Ausgangsanschluß verbunde
nen Source-Elektrode sowie einer Gate- und einer Drain-
Elektrode ist, die gemeinsam an die Versorgungsspannung ange
schlossen sind.
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