DE112006000506T5

DE112006000506T5 - Mehrphasig nachjustierter spannungsgesteuerter Oszillator und Phasenregelkreis mit demselben

Info

Publication number: DE112006000506T5
Application number: DE112006000506T
Authority: DE
Inventors: Regis Roubadia; Sami Ajram
Original assignee: Atmel Corp
Current assignee: Atmel Corp
Priority date: 2005-03-01
Filing date: 2006-02-02
Publication date: 2008-01-17
Also published as: CN101133548A; FR2882872A1; GB0723628D0; GB2441461A; GB2441461B; KR20070106645A; US7126432B2; CN101133548B; JP2008544587A; WO2006093614A1; FR2882871A1; US20060197614A1; TWI372521B; TW200637158A

Abstract

Schaltung eines mehrphasig nachjustierten spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) mit:
einer Vielzahl von invertierenden Stufen, die in Reihe zu einem Ring miteinander gekoppelt sind, wobei jede dieser invertierenden Stufen im Ring dazu ausgelegt ist, ein oszillierendes Spannungssignal zur nächsten Stufe im Ring zu liefern, wobei sich eine relative Phasenverzögerung zwischen den Stufen automatisch gemäß der Anzahl von Stufen in dem Ring einstellt, wobei jede invertierende Stufe im Ring auf ein Steuerspannungseingangssignal reagiert, um eine Langzeiteinstellung der Laufzeitverzögerung durch jede invertierende Stufe im Ring vorzusehen und daher eine Oszillationsfrequenz des Rings auf eine Zielfrequenz festzulegen; und
einer Ausgangsstufe, die mit einem Ausgang von einer der invertierenden Stufen gekoppelt ist, wobei die Ausgangsstufe dazu ausgelegt ist, ein VCO-Taktausgangssignal zu liefern;
wobei jede der invertierenden Stufen im Ring ferner zum parallelen Empfangen eines Nachjustierstromimpulses gekoppelt ist, wobei diese invertierenden Stufen auf den Nachjustierstromimpuls reagieren, der wirksam ist, um unmittelbar die Phase des...

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft Schaltungen eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO), insbesondere jene des Ringoszillatortyps, die durch eine wiederkehrende Phasennachjustierung in Bezug auf ein Bezugssignal gekennzeichnet sind. Die Erfindung betrifft auch Phasenregelkreise, die einen solchen VCO als Komponente derselben enthalten.
STAND DER TECHNIK
Bei klassischen VCO-Strukturen ist ein Niederfrequenz-Phasenmodulations-(PM) Rauschen oder Langzeit-Jitter signifikant und kumulativ. Phasenregelkreis-(PLL) Schaltungen, die diese Art von VCO verwenden, können dieses PM-Rauschen oder diesen Jitter nur bis zu einer Modulationsfrequenz gleich jener der PLL-Bandbreite korrigieren. Bei höheren Modulationsfrequenzen stoppt die PLL-Schaltung die Regelung und somit ist das PM-Rauschen gleich dem oder geringfügig höher als das PM-Eigenrauschen des VCO. Das Verringern von Hochfrequenz-PM-Rauschen, Kurzzeit-Jitter, erfordert entweder eine sehr große PLL- Bandbreite oder einen rauscharmen VCO. Das Vergrößern der PLL-Bandbreite ist durch die Tatsache begrenzt, dass die Bandbreite aufgrund von Quantisierungsrauschen etwa 1/20 der Bezugsfrequenz nicht übersteigen kann. Daher sind rauscharme VCO-Schaltungen gesucht.
Die Phasennachjustierung in einer VCO-Schaltung ermöglicht die Synchronisation ihrer Phase mit jener eines Bezugstaktsignals. Insbesondere kann die VCO-Taktflanke mit jeder Bezugstaktflanke neu synchronisiert werden. Diese Neusynchronisation wurde durch Einfügen von Nachjustierinvertern mit speziellen Phasenverzögerungen in den VCO-Ring verwirklicht. Siehe beispielsweise die veröffentlichte internationale (PCT) Patentanmeldung WO 03/063337A1 von Sheng et al. Ein Nachjustiersignal wird durch Kombinieren des Taktausgangssignals der VCO-Schaltung mit einem Bezugstakt erhalten. Dieses Nachjustiersignal wird an einen der Nachjustierinverter angelegt, um einen Übergang an der Bezugstaktflanke zu erzwingen. PLL-Schaltungen, die einen in der Phase nachjustierten VCO verwenden, weisen ein verringertes PM-Rauschen oder verringerten Jitter zu signifikant höhern Frequenzen als vergleichbare einfache PLL-Schaltungen auf.
Dieses Verfahren erfordert jedoch auch eine anspruchsvolle digitale Austastung und einen Taktversatz zwischen dem VCO-Taktausgangssignal, dem Bezugstakt und dem Nachjustiersignal, um die Phasennachjustierung im optimalen Moment anzuwenden. Der Phasennachjustierfaktor, der als induzierte Nachjustierphasenverschiebung, dividiert durch die Differenz zwischen der VCO- und der Bezugsphase direkt vor dem Nachjustiermoment, definiert ist, hängt streng von der Bauelementleistungsstreuung und -fehlanpassung ab. Das Hinzufügen von Nachjustierinvertern fügt eine Phasenverzögerung zum VCO-Ring hinzu und verringert folglich die maximale Betriebsfrequenz der VCO-Schaltung. Die Bauelementparameter bei irgendeinem VCO- Schaltungsausführungsbeispiel sind für die Sollbetriebsfrequenz spezifisch und daher ist dieses spezielle Phasennachjustierverfahren nicht anwendbar, wenn eine VCO-Schaltung mit einem breiten Frequenzbereich erwünscht ist.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung verwendet eine parallele Ladungsinjektion in jede Stufe einer VCO-Schaltung, um eine verteilte und gleichzeitige Phasenverschiebung auf jede Stufe im Ring in dem Moment, in dem die Justierung erforderlich ist, anzuwenden. Kurze Stromimpulse werden gleichzeitig an jede Stufe angelegt. Diese Impulse induzieren eine Phasenverschiebung am Ausgang jeder Stufe relativ zu ihrem Phasenwinkel vor der Nachjustierung. Die individuelle Phasenverschiebung, die für jede Stufe erhalten wird, hängt vom momentanen Wert des Impulsempfindlichkeitsansprechens dieser Stufe (eine periodische Funktion) ab. Da verschiedene Stufen in relativ verschiedenen Phasen im VCO-Ring liegen, sind die erhaltenen Phasenverschiebungen von den individuellen Stufen nicht notwendigerweise gleich oder sogar in derselben Richtung. Bei der vorliegenden Erfindung ist jedoch eine mehrphasige Impulsempfindlichkeits-Ansprechfunktion, die für die VCO-Schaltung insgesamt charakteristisch ist, sowohl streng positiv (oder streng negativ) als auch relativ konstant, so dass eine Phasennachjustierung leicht erreicht wird, ohne dass irgendeine spezielle Synchronisation zwischen dem Bezugstakt und den internen VCO-Signalen oder dem Taktausgangssignal benötigt wird.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist eine beispielhafte grundlegende schematische Draufsicht auf einen mehrphasig nachjustierten spannungsgesteuerten Oszillator der vorliegenden Erfindung, der hier durch einen 3-stufigen Ringoszillator veranschaulicht ist.
2 ist eine grundlegende schematische Draufsicht auf eine individuelle Stufe des Oszillators von 1.
3 ist ein Phasendiagramm, das die Phasenverschiebungen (Δϕ) der individuellen Stufen aufgrund eines kurzen Stromimpulses, der Ladung in jede der Stufen injiziert, zeigt.
4 ist ein Graph einer Ausgangsspannung von jeder Stufe (V₁, V₂, V₃) als Funktion der Zeit, wobei die gestrichelten Kurven die Spannungen vor der Nachjustierung darstellen, sowohl tatsächlich als auch nach der Nachjustierung extrapoliert, und wobei die durchgezogenen Kurven die Spannungen nach der Nachjustierung darstellen.
5 ist ein Graph von Impulsempfindlichkeits-Ansprechfunktionen (ISF und MISF) für eine individuelle VCO-Ring-Stufe (gestrichelte Kurve) und für den ganzen VCO (durchgezogene Kurve) für das in 7 gezeigte VCO-Schaltungsausführungsbeispiel.
6 ist ein Graph einer VCO-Ausgangsphasenverschiebung aufgrund der Nachjustierung, in Milliradiant bei 160 MHz ausgedrückt, als Funktion des Phasenfehlers, der zwischen dem VCO-Taktausgangssignal und einem Bezugstakt erfasst wird, für das in 7 gezeigte VCO-Schaltungsausführungsbeispiel.
7 ist ein beispielhafter schematischer Transistorebenen-Schaltplan eines beispielhaften VCO-Schaltungsausführungsbeispiels gemäß der vorliegenden Erfindung.
8 zeigt einen beispielhaften Phasendetektor und eine Ladungspumpenschaltung zum Vorsehen der proportionalen Injektion I_ALIGN in den Ring-VCO von 7.
9 ist ein Zustandsübergangsdiagramm für eine Phasen-Frequenz-Detektorschaltungs-(PFC) Zustandsmaschine, die die komplementären Aufwärts- und Abwärtssignale zu den Schaltern in der Ladungspumpenschaltung von 8 liefert.
10 ist ein Signalwellenformdiagramm für die PFC-Zustandsmaschine in Reaktion auf das VCO-Taktausgangssignal CK_VCO und den Bezugstakt CK_REF, um in der Ladungspumpenschaltung einen positiven oder negativen Stromimpuls I_ALIGN mit geeigneter Breite zu erzeugen.
11 ist ein schematisches Blockdiagramm einer PLL-Schaltung, die eine mehrphasig nachjustierte VCO-Schaltung der vorliegenden Erfindung in der Schleife verwendet.
12 ist ein lineares Phasenmodell der PLL-Schaltung in 11 zur Verwendung beim Abschätzen von Phasenmodulationsrauschen.
13 ist ein Graph von Phasenmodulationsrauschen (in dBc/Hz) als Funktion der Trägermodulationsfrequenz (in Hz) für eine mehrphasig nachjustierte VCO-Schaltung wie in 7, für eine repräsentative PLL-Schaltung des Standes der Technik ohne mehrphasige Nachjustierung und mehrphasig nachjustierte PLL-Schaltungen wie in 11 und 12 mit verschiedenen Tiefpassfiltern, die durch einen kleinen (0,1) Nachjustierfaktor β gekennzeichnet sind.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Mit Bezug auf 1 umfasst eine dreistufige Ring-VCO-Schaltung eine Reihe von invertierenden Stufen 11, 12 und 13, wobei der Ausgang der dritten Stufe 13 auf den Eingang der ersten Stufe 11 rückgekoppelt ist. Jede der Stufen 11, 12 und 13 gibt eine oszillierende Spannung V₁, V₂ bzw. V₃ aus, die über die Zeit im Wesentlichen periodisch ist.
Die Oszillationsfrequenz der Ausgangsspannungen V₁, V₂ und V₃ hängt von der Laufzeitverzögerung über einen Zyklus des Rings ab und kann unter Verwendung einer Steuerspannung V_CONTROL, die über einen Steuereingang 15 an jede der Stufen 11, 12 und 13 angelegt wird, auf eine Zielfrequenz eingestellt werden. Die oszillierenden Ausgangsspannungen aus den drei Stufen weisen relative Phasen auf, die gewöhnlich um 120° auseinander liegen (außer unmittelbar nach einem Nachjustierimpuls).
Eine Ausgangsstufe 17 ist viel kleiner als die Ringstufen, so dass sie sättigt und ein VCO-Taktausgangssignal CK_VCO erzeugt, das im Wesentlichen eine Rechteckwelle mit derselben Frequenz wie jener des Rings ist.
Jede Ringstufe 11, 12 und 13 empfängt auch einen kurzen Nachjustierimpuls V_ALIGN über einen zweiten Steuereingang 19, sobald eine Phasennachjustierung des VCO-Ausgangssignals CK_VCO als erforderlich erachtet wird. Auf diese Weise werden Nachjustierimpulse parallel an alle Stufen des VCO-Rings angelegt und die zugehörige parallele Ladungsinjektion in jede Stufe, die sich aus solchen Impulsen ergibt, bewirkt gleichzeitige und verteilte Phasenverschiebungen an jeder Stufe des Rings.
Mit Bezug auf 2 ist jede VCO-Ringstufe 21 durch eine Laufzeitverzögerung oder relative Phase zwischen ihrem Eingangssignal V_N und ihrem invertierten Ausgangssignal V_N+1 gekennzeichnet, die zum gesamten injizierten Strom proportional ist. Dies umfasst einen VCO-Vorspannungsstrom I_BIAS, der zur Steuerspannung V_CONTROL proportional ist, plus den zusätzlichen Beitrag vom Justierstromimpuls I_ALIGN _, der durch den V_ALIGN-Impuls ein- und ausgeschaltet wird. Ein Schaltungsentwickler kann das relative Ausmaß der Nachjustierphasenverschiebung für eine gegebene Ausgangs-Bezugstakt-Phasendifferenz durch proportionales Erhöhen der Ladungsinjektionsamplitude zum Vorspannungsstrom I_ALIGN/I_BIAS (durch den Faktor k dargestellt) optimieren.
Mit Bezug auf 3 und 4 arbeiten die drei Stufen des VCO-Rings gewöhnlich mit einer relativen Phasendifferenz von 120° zwischen ihnen. Obwohl die Stufen von dieser Tendenz geringfügig abweichen können, stellen sich insbesondere unmittelbar nach einer Phasennachjustierung, wenn sich die oszillierenden Eingangs- und Ausgangsspannungen V₁, V₂ und V₃ durch die Stufen im Ring ausbreiten, die relativen Phasen so ein, dass sie sich 120° nähern und sich dann bei oder nahe 120° halten. Bei VCO-Ringen mit irgendeiner anderen Anzahl von Stufen unterscheiden sich die relativen Phasen, gleichen sich jedoch gewöhnlich aus und summieren sich kumulativ auf 360° (z.B. eine relative Phasendifferenz von 72° zwischen den Stufen eines 5-stufigen Rings). Die gestrichelten Vektoren im Phasendiagramm von 3 und die relative Verschiebung der gestrichelten Sinuskurven in 4 stellen diese relative Differenz der Phasen (ϕ₁, ϕ₂, ϕ₃) der Ausgangssignale (V₁, V₂, V₃) aus jeder Stufe vor einem Phasennachjustierimpuls dar. Das VCO-Taktausgangssignal CKVCO ist in der Form rechteckwellenartig und weist eine Phase seiner Übergänge auf, die aufgrund einer geringfügigen, jedoch im Wesentlichen konstanten Laufzeitverzögerung in der Ausgangsstufe geringfügig später ist als jene der Nulldurchgänge der Spannungsausgabe V₃ aus der dritten Stufe im Ring, wie in 4 dargestellt.
Ein Nachjustierimpuls wird zu einem Zeitpunkt t₀ an alle Ringstufen parallel angelegt. Dies erzeugt eine verteilte und gleichzeitige Phasenverschiebung am Ausgang jeder Stufe im Ring. Die Phasenverschiebungen (Δϕ₁, Δϕ₂, Δϕ₃) von den verschiedenen Stufen sind jedoch weder notwendigerweise gleich noch sogar notwendigerweise in derselben Richtung, selbst wenn die Stufen ansonsten strukturell identisch sind, da sie zum Zeitpunkt t₀ des Nachjustierimpulses in verschiedenen relativen Phasen liegen. Das unmittelbare Ergebnis eines Phasennachjustierimpulses, das als durchgezogene Vektoren im Phasendiagramm von 3 und als durchgezogene Sinuskurven in 4 dargestellt ist, zeigt beispielsweise einen Fall, bei dem die Phasenverschiebung Δϕ₁ von der ersten Ringstufe in einer positiven Richtung liegt, während die Phasenverschiebungen Δϕ₂ und Δϕ₃ von der zweiten und der dritten Ringstufe in der negativen Richtung liegen, und wobei Δϕ₁ relativ größer ist als entweder Δϕ₂ oder Δϕ₃. Das spezielle Ergebnis variiert in Abhängigkeit von dem Moment, in dem der Nachjustierimpuls angelegt wird. Trotzdem ist letzten Endes das Ergebnis am VCO-Taktausgangssignal CK_VCO, nachdem das oszillierende Spannungssignal eine Gelegenheit gehabt hatte, sich durch alle Stufen des Rings auszubreiten und sich in Richtung einer neuen relativen Phasendifferenz von 120° zwischen den Stufen einzustellen, ein Mittelwert der unter den drei Stufen verteilten drei individuellen Phasenverschiebungen. Bei dem in 4 gezeigten Beispiel ist dies eine geringfügige positive Phasenverschiebung Δϕ im VCO-Taktausgangssignal CK_VCO.
Das Konzept einer Impulsempfindlichkeits-Ansprechfunktion (ISF), die für jede individuelle VCO-Ringstufe eine Charakteristik ist, kann so angepasst werden, dass sie zu einer mehrphasigen Impulsempfindlichkeits-Ansprechfunktion (MISF) für den VCO-Ring insgesamt gelangt. Die ISF für irgendeine gegebene VCO-Ringstufe zu irgendeinem gegebenen Zeitpunkt ist als Verhältnis der momentanen Phasenverschiebung, die am VCO-Ausgang erzeugt wird, dividiert durch das Verhältnis zur Ladungsmenge, die durch den sehr kurzen Stromimpuls I_ALIGN in diese Stufe injiziert wird, definiert. Die relative Ladungsmenge wird durch Bezugnahme auf den Gesamtladungshub, der zwischen der Stufe und ihrer Lastkapazität über eine Oszillationsperiode ausgetauscht wird, berechnet. Das heißt ISF = (Δϕ/Δq)·∮iL(t)dt,wobei Δϕ die induzierte Phasenverschiebung am VCO-Ausgang ist, Δq die in die VCO-Stufe im Nachjustiermoment injizierte Ladungsmenge ist, i_L(t) der Laststrom der Stufe ist und die Integration über eine ganze Oszillationsperiode (0 bis T₀) stattfindet.
Die ISF ist eine periodische Funktion mit derselben Frequenz wie der Ringoszillationsfrequenz der VCO-Schaltung. Das Vorzeichen der ISF hängt von dem Moment ab, in dem der Stromimpuls angelegt wird. Es kann beispielsweise bei steigenden Signalflanken positiv und bei fallenden negativ sein. Die Amplitude ist jedoch gewöhnlich für die positiven und negativen Teile der ISF-Kurve nicht dieselbe. 5 zeigt eine ISF einer individuellen Stufe (die gestrichelte Kurve) für das VCO-Ausführungsbeispiel von 7. Die ISF-Kurven für die anderen zwei Stufen in einem dreistufigen Ring-VCO sind im Wesentlichen identisch, jedoch zeitlich um 1/3 der ISF-Periode versetzt.
Die mehrphasige Impulsempfindlichkeits-Ansprechfunktion (MISF) ist als Verhältnis der Gesamtphasenverschiebung des VCO-Ausgangstaktsignals, dividiert durch die relative Ladungsmenge, die gleichzeitig durch sehr kurze Stromimpulse in alle Ringstufen des VCO injiziert wird, definiert. Die vorstehend für die ISF gegebene Gleichung gilt auch für die MISF, außer dass Δq die in alle der Ringstufen injizierte Gesamtladungsmenge ist. Die MISF ist auch eine periodische Funktion, aber ihre Frequenz ist gleich der VCO-Frequenz, multipliziert mit der Anzahl von Stufen. Die MISF ist jedoch entweder streng positiv oder streng negativ, so dass ihr Vorzeichen nicht in Abhängigkeit vom Injektionsmoment variiert. Überdies ist die MISF-Amplitude ziemlich konstant, so dass die induzierte Phasenverschiebung auch nicht stark in Abhängigkeit vom Injektionsmoment variiert. 5 zeigt eine streng positive und ziemlich konstante MISF (durchgezogene Kurve) für das nachstehend beschriebene beispielhafte VCO-Ausführungsbeispiel. Ein Vorteil einer fast konstanten MISF besteht darin, dass die Phasennachjustierung ohne irgendeine spezielle Synchronisation zwischen dem Bezugstakt und den internen VCO-Signalen oder dem Ausgangstakt verwirklicht werden kann. Man muss nicht wirklich Acht geben, in welchem Moment während eines Oszillationszyklus der Nachjustierimpuls angelegt wird.
Mit Bezug auf 6 ist die Ausgangsphasenverschiebung aufgrund der Nachjustierung eine kontinuierliche und lineare Funktion des erfassten Phasenfehlers zwischen dem VCO-Ausgangstakt und einem Bezugstakt. Die linearen Funktionen, die in 6 aufgetragen sind, sind für eine Betriebsfrequenz von 160 MHz. Die Steigung jeder Beziehung ist ein Nachjustierfaktor β. Wenn Δϕ die relative Phasenverschiebung des Ausgangstakts CK_VCO darstellt, die durch eine mehrphasige Ladungsinjektion in die VCO-Ringstufen induziert wird, und Δθ den Phasenfehler vor der Nachjustierung darstellt, dann können wir einen Nachjustierfaktor β = Δϕ/Δθ definieren. Das Problem bei dem Nachjustierfaktor entsteht bei VCO-Schaltungen mit breitem Frequenzbereich durch die Tatsache, dass sein Wert gewöhnlich in einem gewissen Ausmaß von der VCO-Betriebsfrequenz abhängt. Die Verwendung des mehrphasigen Nachjustierverfahrens der vorliegende Erfindung ermöglicht den Abgleich der relativen Ladungsinjektionsmenge mit dem VCO-Vorspannungsstrom, was zu einem stabileren Betrag von β über einen breiten Frequenzbereich führt. Der Nachjustierfaktor β wird durch proportionales Erhöhen der Nachjustierimpulsamplitude I_ALIGN zum VCO-Vorspannungsstrom I_BIAS ( = G_m·V_CONTROL) gesteuert. 6 stellt dar, dass wir den Nachjustierfaktor β über einen Bereich von Herstellungsprozessen von schnell bis langsam relativ konstant halten können.
7 zeigt ein beispielhaftes Ausführungsbeispiel einer VCO-Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung. Was gezeigt ist, ist ein detaillierteres Beispiel des Ring-VCO in 1. Die Anzahl von Ringstufen kann verändert werden. Dieses Ausführungsbeispiel basiert auf Kaskoden-NMOS-Inverterstufen. Man könnte, falls erwünscht, dieses Ausführungsbeispiel modifizieren, um CMOS-Inverterstufen zu verwenden, der resultierende VCO wäre jedoch langsamer und gegen eine Welligkeit in der Versorgungsspannung V_SUP empfindlicher. Die vorliegende Erfindung könnte auch unter Verwendung von bipolaren oder anderen Arten von integrierten Schaltungen konstruiert werden. Bei einer weiteren Variation könnte man den Nachjustierstrom differentiell injizieren, anstatt I_ALIGN-Impulse zu verwenden. Das Verfahren der verteilten Ladungsinjektion der vorliegenden Erfindung könnte auch auf Stufen eines LC-Oszillators anstelle des hier gezeigten, der Inverterstufen verwendet, angewendet werden. 8 zeigt einen beispielhaften Phasendetektor und eine Ladungspumpenschaltung zum Bereitstellen der proportionalen Injektion I_ALIGN in den Ring-VCO von 7.
In 7 empfängt ein Spannungs-Strom-Wandler 70 eine Steuerspannung V_CONTROL am Gate des NMOS-Transistors T1 zum Steuern der Oszillationsfrequenz der VCO-Schaltung. Der Widerstand R1 wandelt V_CONTROL minus der Schwellenspannung des Transistors T1 in einen proportionalen Strom i₀ um. Bei einem speziellen Ausführungsbeispiel weist der Transistor T1 ein großes Gatekanal-Breiten/Längen-Verhältnis auf und arbeitet geringfügig über dem Schwellenbereich. Die Transistoren T2, T3 und T4 bilden Spiegelstrom-Bezugsbauelemente zum Festlegen der Gatespannungen G_P und G_N, die an Abgleichtransistoren in den VCO-Ringstufen 71, 72 und 73 angelegt werden sollen. PMOS-Transistoren T2, T3, T10, T17 und T24 sind aufeinander abgeglichen und teilen sich dieselben Source- und Gatespannungen V_SUP und G_P. Ebenso sind NMOS-Transistoren T4, T5, T12 und T19 aufeinander abgeglichen und teilen sich dieselben Source- und Gatespannungen V_INF und G_N. Auf diese Weise werden die Ströme i₁, i₂ und i₃ auf den Bezugsstrom i₀ abgeglichen, der durch V_CONTROL festgelegt wird, und die Vorspannungsströme i₀₁, i₀₂ und i₀₃ entsprechen dem jeweiligen Strom i₀₀ im Spannungs-Strom-Wandler 70. Die Gatekanalbreiten und – längen werden so gewählt, dass sie groß genug sind, um einen guten Abgleich zu erhalten.
Die Drainspannungen der PMOS-Transistoren T10, T17 und T24 in den Stufen 71, 72 und 73 sind infolge der Kaskodentransistoren T8, T15 und T22 stabil gemacht. Diese Kaskodentransistoren weisen eine Gatespannung auf, die den Variationen der Versorgungsspannung V_SUP folgt, was das Leistungsversorgungs-Abweisungsverhältnis der VCO-Schaltung verbessert. Die V_SUP-Gate-Spannung des Kaskodentransistors T8 ist durch die Summe der Gate-Source-Spannungen der Transistoren T7 und T9, die durch den Strom i₀₁ (auf i₀₀ abgestimmt) vorgespannt sind, festgelegt. Die V_SUP-Gate-Spannungen der Kaskodentransistoren T15 und T22 sind auf dieselbe Weise mit den Transistoren T14, T16, T21 und T23 festgelegt. Die Tatsache, dass die Transistoren T10, T17 und T22 langsam sein können (aufgrund ihrer großen Kanallängen, um einen guten Abgleich auf T2 sicherzustellen), wirkt sich nicht auf die VCO-Geschwindigkeit aus. Diese hängt vielmehr von der Geschwindigkeit der Kaskodentransistoren T8, T15 und T22 ab. Folglich weisen diese Kaskodentransistoren die kürzeste Kanallänge für einen schnellen Betrieb auf.
Kondensatoren C1, C2 und C3 in den invertierenden Stufen 71, 72 und 73 werden zum Abstimmen des VCO-Frequenzbereichs verwendet.
Eine proportionale Nachjustierstromkopier-Unterschaltung 74 liefert ein Nachjustierspannungseingangssignal G_RL mittels eines PMOS-Transistors T32 zu Nachjustierstromkopier-Transistoren T11, T18 und T25 in den Inverterstufen 71, 72 und 73. Die Nachjustierströme i_1i, i_2i und i_3i durch die Transistoren T11, T18 und T25 sind Kopien des Stroms i₀₁ durch den Transistor T32. Der genaue Abgleich der Transistoren T11, T18 und T25 auf den Transistor T32 ist jedoch nicht kritisch, da die mehrphasige Impulsempfindlichkeits-Ansprechfunktion (MISF) gegen kleine Differenzen der Nachjustierströme nicht sehr empfindlich ist. Tatsächlich ist diese niedrige Empfindlichkeit von einem Entwurfsstandpunkt gut, da die Stromkopiertransistoren T11, T18, T15 und T32 mit der kürzesten Gatelänge und der kleinstmöglichen Gatebreite hergestellt werden müssen, um die sehr kurzen Stromimpulse I_ALIGN kopieren zu können.
Der Nachjustierstrom i_0i weist sowohl einen Gleichstrombeitrag, der von den gespiegelten NMOS-Transistoren T26 und T28 kopiert wird (i₀₀₁), als auch einen Impulsbeitrag I_ALIGN _, der von einer Ladungspumpe geliefert wird, auf. Beide Beiträge sind zum VCO-Vorspannungsstrom i₀, der im Spannungs-Strom-Wandler 70 festgelegt wird, proportional. Dies ermöglicht einem, einen Neujustierfaktor β mit kleiner Streuung als Funktion des VCO-Vorspannungsstroms i₀ und folglich als Funktion seiner Betriebsfrequenz zu verwirklichen. Die Gleichstromkomponente i_00i kann typischerweise gleich etwa 20 % von i₀ sein, während die Impulskomponente I_ALIGN typischerweise gleich etwa 10 % von i₀ sein kann. Ein Nachjustierphasendetektor und eine Ladungspumpe 75, die nachstehend mit Bezug auf 8 beschrieben werden, stellen I_ALIGN bereit, der ein positiver Impuls ist, sobald die VCO-Ausgangsphase geringer als die Bezugsphase ist (dieser nacheilt), und ein negativer Impuls ist, sobald die VCO-Ausgangsphase größer als die Bezugsphase ist (dieser voreilt). Dieser Nachjustierimpuls verursacht, dass die Phase des VCO-Taktausgangssignals nach Bedarf beschleunigt oder verlangsamt wird, um das VCO-Taktausgangssignal auf den Bezugstakt auszurichten.
Schließlich ist ein NMOS-Kaskodentransistor T29 mit dem Transistor T28 in der Stromkopier-Unterschaltung 74 gekoppelt, um die parasitäre Ladungsinjektion zu verringern, die durch die Ausgangseigenkapazitäten C_gd und C_ds des Transistors T28 induziert wird. Wie die anderen Stromkopiertransistoren T11, T18, T25 und T32 ist der Kaskodentransistor T29 auch mit der kürzesten Gatelänge und kleinstmöglichen Gatebreite hergestellt, um schnell auf die sehr kurzen IA_LIGN-Stromimpulse zu reagieren.
Mit Bezug auf 8 empfängt die proportionale Nachjustierstromkopier-Unterschaltung 74 die I_ALIGN-Stromimpulse von einer Phasendetektor- und Ladungspumpen-Unterschaltung 75. Wie bereits angegeben, sollte die Amplitude der Impulse zum VCO-Vorspannungsstrom i₀ proportional sein. Das Vorzeichen sollte positiv sein, wenn die VCO-Ausgangsphase kleiner ist als die Bezugstaktphase (dieser nacheilt). Die Impulsbreite sollte gleich der Zeitverzögerung zwischen der VCO-Ausgangstaktflanke und der Bezugstaktflanke sein. In 8 liefert eine herkömmliche Phasen-Frequenz-Detektorschaltung (PFC), die nicht gezeigt ist, aber auf dem Fachgebiet gut bekannt ist, die Aufwärts- und Abwärtssignale up und dn und ihre Komplemente zu einem Satz von Schaltern, die sich gemäß dem Zustandsübergangsdiagramm in 9 und dem Signalwellenformdiagramm in 10 öffnen und schließen. Eine beliebige PFC-Schaltung, die wie in 10 und 11 arbeitet, kann verwendet werden. Die PFC-Schaltung könnte beispielsweise unter Verwendung von RS-Flip-Flops auf der Basis von elementaren NICHT-UND-Gattern implementiert werden.
Die Transistoren T33 bis T41 bilden den Impulsladungsgenerator, die selektiv die Versorgungsleitungen V_SUP und V_INF mit der Nachjustierimpulsleitung G_RL durch die Aufwärts- und Abwärtssignale koppeln, um die Nachjustierimpulse I_ALIGN zu erzeugen. Sobald das Signal up hoch ist und dn niedrig ist, wird der Strom i_up durch die Transistoren T37 und T34 zum Knoten G_RL geführt, während der Strom i_dn durch den Transistor T40 zu einem Blindknoten G_RLC geführt wird. Dies erhöht den Strom durch den Transistor T32 und injiziert folglich einen positiven Stromimpuls in alle der VCO-Stufen 71, 72 und 73 über Kopiertransistoren T11, T18 und T25, was den VCO sofort beschleunigt. Sobald das Signal up niedrig ist und dn hoch ist, wird dagegen der Strom i_dn zum Knoten G_RL geführt, während i_up zum Blindknoten G_RLC geführt wird. Dies verringert den Strom durch den Transistor T32 und injiziert folglich einen negativen Stromimpuls in alle der VCO-Stufen 71, 72 und 73 über die Kopiertransistoren T11, T18 und T25, was den VCO sofort verlangsamt.
Die Amplituden der Ströme i_up und i_dn sind beide etwa gleich der Hälfte der Amplitude des Stroms i_0i. Die Transistoren T33, T34 und T35 sind alle in ihren Gatekanallängen auf den Transistor T26 abgeglichen, aber ihre Gatebreiten sind so ausgelegt, dass sichergestellt wird, dass die Stromamplituden ungefähr i_up = i_dn = ½·i_0i sind. Die Kaskodentransistoren T36, T37 und T38 für die jeweiligen Transistoren T33, T34 und T35 minimieren irgendeine parasitäre Ladungsinjektion aufgrund der Aufwärts- und Abwärtsschalter.
Mit Bezug auf 9 und 10 kann eine beispielhafte Phasen-Frequenz-Detektorschaltung, die bei der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann, gegen die fallenden Flanken des VCO-Taktausgangssignals CK_VCO und des Bezugstakts CK_REF empfindlich sein. CK_VCO kann durch ein Signal CK_DIV maskiert werden, das die Frequenzdivision von CK_VCO darstellt, die durch einen digitalen Frequenzteiler erhalten wird, der an der steigenden Flanke von CK_VCO arbeitet, wie in 10 dargestellt. Die Phasenerfassung wird dann erst nach jeweils N VCO-Taktperioden oder einer Bezugstaktperiode durchgeführt, wobei N der Multiplikationsfaktor zwischen der VCO-Ausgangstaktfrequenz und der Bezugstaktfrequenz ist.
Bei jeder fallenden Flanke von CK_REF gilt: (a) wenn der existierende PFC-Zustand ABWÄRTS ist, dann geht die PFC in den Zustand NULL über (91); (b) wenn der existierende PFC-Zustand NULL ist, geht die PFC in den Zustand AUFWÄRTS über (92); und (c) wenn der PFC-Zustand AUFWÄRTS ist, dann behält die PFC denselben Zustand bei (93). Bei jeder fallenden Flanke von CK_VCO, während CK_DIV hoch ist, gilt: (a) wenn der existierende PFC-Zustand AUFWÄRTS ist, dann geht die PFC in den Zustand NULL über (94); (b) wenn der existierende PFC-Zustand NULL ist, dann geht die PFC in den Zustand ABWÄRTS über (95); und (c) wenn der existierende PFC-Zustand ABWÄRTS ist, behält die PFC denselben Zustand bei (96). Im Zustand NULL werden die Signale up und dn beide auf 0 niedrig zurückgesetzt. Im Zustand AUFWÄRTS wird das Signal up auf 1 hochgesetzt, während das Signal dn auf 0 niedrig zurückgesetzt wird. Im Zustand ABWÄRTS wird das Signal up auf 0 niedrig zurückgesetzt, während das Signal dn auf 1 hochgesetzt wird. Wie bereits angegeben, legen die Signale up und dn den Stromimpuls I_ALIGN fest, der durch die Ladungspumpenschaltung 75 in 8 erzeugt wird.
Die resultierenden Wellenformen sind in 10 zu sehen. Man beachte, dass die Breite des Stromimpulses I_ALIGN zur Phasendifferenz zwischen CK_VCO und CK_REF proportional ist, die beispielsweise bei einem Phasenerfassungsereignis 101 breiter ist als bei beiden Ereignissen 103 oder 105. Wenn der Stromimpuls aufgrund eines AUFWÄRTS-Ereignisses negativ ist (z.B. bei 101), wird die VCO-Phase beschleunigt, was einen AUFWÄRTS-Zustand mit kürzerer Dauer bei der nächsten Phasenerfassung 103, und schließlich einen ABWÄRTS-Zustand beim Erfassungsereignis 105 vorsieht. Der Stromimpuls ist aufgrund eines ABWÄRTS-Ereignisses positiv (z.B. bei 105), was bewirkt, dass sich die VCO-Phase verlangsamt. Auf diese Weise tendiert die VCO-Ausgangstaktphase kontinuierlich in Richtung der Phase des Bezugstakts CK_REF.
Mit Bezug auf 11 kann die mehrphasig nachjustierte VCO-Schaltung der vorliegenden Erfindung in einer Phasenregelkreis-(PLL) Schaltung verwendet werden, was zu einer signifikanten Verringerung von Phasenrauschen oder Jitter führt. Die mehrphasig nachjustierte PLL-Schaltung verwendet eine Hauptschleife mit einer Haupt-Phasen-Frequenz-Erfassungsschaltung (PFC) 111, einer Hauptladungspumpe 113, einem Tiefpassfilter 115, einer mehrphasig nachjustierten VCO-Schaltung 117 wie der vorstehend beschriebenen und einem Division-durch-N-Frequenzteiler 119. Die PLL-Schaltung umfasst auch eine zweite PFC 121 und eine Nachjustierladungspumpe 123, um die VCO-Schaltung 117 mit dem Nachjustierstromimpuls I_ALIGN zu speisen. Beide PFC-Schaltungen 111 und 121 wirken bei den fallenden Flanken von Signalen CK_REF und CK_DIV, wie in 9 und 10, was unter Berücksichtigung der Signalaustastung unter Verwendung des NICHT-UND-Gatters 120 bedeutet, dass sie direkt die Phasendifferenz zwischen dem Bezugstaktsignal CK_REF und der N-ten Taktflanke des VCO-Taktausgangssignals CK_VCO erfassen. Die Verwendung von zwei separaten PFC-Schaltungen 111 und 121 und zwei separaten Ladungspumpen 113 und 123 ermöglicht gegenseitige Phasenkorrekturmechanismen: (a) eine Primärphasenregelung (V_CONTROL) mit niedriger Geschwindigkeit für die Hauptschleife über die Haupt-PFC und die Ladungspumpenschaltungen 111 und 113 und (b) eine Mitkopplungsphasenkorrektur (I_ALIGN) über die mehrphasige Nachjustier-PFC und die Ladungspumpenschaltungen 121 und 123.
Mit Bezug auf 12 werden in einem äquivalenten synoptischen Modell für die mehrphasig nachjustierte PLL-Schaltung von 11 die Signale gegen ihre absoluten Phasen ausgetauscht, um die Auswirkung der Phasenregelschleife auf das endgültige PLL-Phasenrauschen darzustellen. Der Phasensummierknoten 131 stellt die Haupt-PFC-Schaltung 111 und die zugehörige Hauptladungspumpe 113 dar, um einen Ladungspumpen-Ausgangsstrom I_CP mit niedriger Frequenz zu liefern, der von der Phasenbeziehung (ϕ_REF-ϕ_DIV) zwischen dem dividierten VCO-Ausgangssignal und den Bezugstakten abhängt. Das Tiefpassfilter 115 ist durch einen Widerstand R1 und zwei Kondensatoren C1 und C2 dargestellt und stellt eine Phasenvoreilungskorrektur 2. Ordnung bereit, die die Steuerspannung V_CONTROL ergibt. Eine alternative Filterarchitektur unter Verwendung eines einfachen Integrators und eines einzelnen Kondensators könnte stattdessen verwendet werden. Die mehrphasig nachjustierte VCO-Schaltung 117 und die zugehörige Nachjustier-PFC-Schaltung 121 und die Ladungspumpe 123 sind durch die Phasenelemente 131 bis 134 innerhalb des gestrichelten Kastens 137 dargestellt. Während das V_CONTROL-Signal mit niedriger Frequenz in der Hauptschleife Langzeitfrequenz- und -phasenstabilität für den VCO (d.h. über mehrere Zyklen) bereitstellt; sehen I_ALIGN-Impulse von den Mehrphasen-Nachjustier-PFC- und Ladungspumpenkomponenten sofortige Phasenänderungen für das VCO-Ausgangssignal vor, sobald es erforderlich ist, wie durch den Phasensummierknoten 134 dargestellt. In der Hauptschleife erzeugt die VCO-Ausgangsphase ϕ_OUT, wenn sie durch die Division-durch-N-Komponente 119 dividiert wird, die durch das Phasenelement 139 dargestellt ist, die ϕ_DIV-Phase, die zum Vergleich mit ϕ_REF in der Haupt-PFC-Schaltung verwendet wird.
Unter Verwendung dieses Phasenmodells kann das VCO-Phasenrauschen als Funktion der Modulationsfrequenz um einen Träger durch einen Simulator abgeschätzt werden, der ein periodisches stationäres Verfahren verwendet. 13 zeigt Ergebnisse für eine solche Phasenrauschabschätzung für die PLL-Schaltung von 11 und 12, wobei das Phasenmodulationsrauschen durch eine Einzelseitenband-Spektralleistungsdichte in dBc/Hz relativ zur Trägersignalleistung ausgedrückt ist. Zur Bezugnahme schätzt die fast lineare Kurve 141 das Phasenmodulationseigenrauschen des mehrphasig nachjustierten VCO der vorliegenden Erfindung allein ab. Die Kurve 143 zeigt das abgeschätzte Phasenrauschen für einen PLL ohne die Phasennachjustierung der vorliegenden Erfindung. Die Kurve 145 zeigt das abgeschätzte Phasenrauschen für eine mehrphasig nachjustierte PLL-Schaltung wie in 11 und 12 unter Verwendung eines (R1, C1, C2)-Tiefpassfilters, jedoch mit einem sehr kleinen (0,1) Nachjustierfaktor β. Man beachte, dass selbst mit diesem kleinen β eine Verbesserung von bis zu 5 dB gegenüber früheren PLL-Schaltungen besteht. Für irgendeine PLL-Schaltung dieser Art kann der Nachjustierfaktor für niedrigstes Phasenrauschen unter Verwendung von solchen Simulationen optimiert werden. Die Kurve 147 zeigt das abgeschätzte Phasenrauschen für eine mehrphasig nachjustierte PLL-Schaltung wie in 11 unter Verwendung eines einfachen integrierenden Kondensators C2 als Tiefpassfilter. Die signifikante Rauschverbesserung zeigt, dass mit dem mehrphasig nachjustierten VCO in der Schleife es nicht mehr erforderlich ist, eine Nullphasenkorrektur (R1-C1) in solchen PLL-Schaltungen zu verwenden. Der einfache integrierende Kondensator ermöglicht eine bessere Leistung ohne Verschlechterung der Stabilitätsbedingungen der Schleife aufgrund der Mitkopplungsnachjustierung.
Zusammenfassung:
MEHRPHASIG NACHJUSTIERTER SPANNUNGSGESTEUERTER OSZILLATOR UND PHASENREGELKREIS MIT DEMSELBEN
Ein mehrphasig nachjustierter spannungsgesteuerter Oszillator (MRVCO) (1 und 7) erreicht eine Phasennachjustierung (Δθ) auf der Basis einer Ladungsinjektion (19) in die VCO-Stufen (11, 12, 13), wobei die Injektionsmenge (IALIGN) zum momentanen Phasenfehler zwischen dem VCO-Ausgangstakt und einem Bezugstakt (CKREF) proportional ist. Der MRVCO kann als Teil (117) einer Implementierung (11 und 12) eines mehrphasig nachjustierten Phasenregelkreises (MRPLL) integriert sein. Ein separater Phasendetektor (121) sowie eine spezielle Nachjustierladungspumpe (123) können im PLL zum Steuern des VCO vorgesehen sein. Der VCO weist ein niedrigeres Phasenmodulationsrauschen auf, so dass der PLL eine sehr große äquivalente Bandbreite aufweist.

Claims

Schaltung eines mehrphasig nachjustierten spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) mit: einer Vielzahl von invertierenden Stufen, die in Reihe zu einem Ring miteinander gekoppelt sind, wobei jede dieser invertierenden Stufen im Ring dazu ausgelegt ist, ein oszillierendes Spannungssignal zur nächsten Stufe im Ring zu liefern, wobei sich eine relative Phasenverzögerung zwischen den Stufen automatisch gemäß der Anzahl von Stufen in dem Ring einstellt, wobei jede invertierende Stufe im Ring auf ein Steuerspannungseingangssignal reagiert, um eine Langzeiteinstellung der Laufzeitverzögerung durch jede invertierende Stufe im Ring vorzusehen und daher eine Oszillationsfrequenz des Rings auf eine Zielfrequenz festzulegen; und einer Ausgangsstufe, die mit einem Ausgang von einer der invertierenden Stufen gekoppelt ist, wobei die Ausgangsstufe dazu ausgelegt ist, ein VCO-Taktausgangssignal zu liefern; wobei jede der invertierenden Stufen im Ring ferner zum parallelen Empfangen eines Nachjustierstromimpulses gekoppelt ist, wobei diese invertierenden Stufen auf den Nachjustierstromimpuls reagieren, der wirksam ist, um unmittelbar die Phase des oszillierenden Spannungssignals, das aus jeder Stufe ausgegeben wird, zu verschieben, wodurch eine Gesamtphasennachjustierung des VCO-Taktausgangssignals nach einer relativen Phasennachjustierung zwischen den Stufen erreicht wird.
VCO-Schaltung nach Anspruch 1, welche ferner aufweist: eine Phasendetektorschaltung, die zum Empfangen und Vergleichen eines stabilen Bezugstaktsignals mit dem VCO-Taktausgangssignal gekoppelt ist, wobei die Phasendetektorschaltung Aufwärts/Abwärts-Steuersignale gemäß dem Ergebnis des Vergleichs liefert; und eine Ladungspumpenschaltung, die zum Empfangen der Aufwärts/Abwärts-Steuersignale von der Phasendetektorschaltung gekoppelt ist und wirksam ist, um den Nachjustierstromimpuls zu erzeugen.
VCO-Schaltung nach Anspruch 2, wobei der Nachjustierstromimpuls eine Spitzenamplitude aufweist, die zur Steuerspannung proportional ist, ein positives oder negatives Vorzeichen aufweist, das davon abhängt, ob das VCO-Taktausgangssignal dem Bezugstaktsignal nacheilt oder voreilt, und eine Impulsbreite aufweist, die der relativen Phasendifferenz zwischen dem Bezugstaktsignal und dem VCO-Taktausgangssignal entspricht, wodurch ein im Wesentlichen konstanter Nachjustierfaktor für jeden Nachjustierstromimpuls erhalten wird.
VCO-Schaltung nach Anspruch 1, wobei jede der invertierenden Stufen einen Kaskoden-NMOS-Inverter aufweist.
VCO-Schaltung nach Anspruch 4, wobei ein Spannungs-Strom-Wandler die Steuerspannung empfängt und einen gespiegelten Vorspannungsstrom i₀, der zur Steuerspannung proportional ist, zu jedem der Kaskoden-NMOS-Inverter liefert.
VCO-Schaltung nach Anspruch 5, wobei eine Nachjustierstromkopier-Unterschaltung zum Empfangen des Nachjustierstromimpulses und zum Liefern von Kopien desselben parallel zu Stromkopiertransistoren innerhalb von jedem der Kaskoden-NMOS-Inverter gekoppelt ist, so dass der kopierte Nachjustierstromimpuls auf den gespiegelten Vorspannungsstrom i₀ überlagert wird.
VCO-Schaltung nach Anspruch 5, wobei der Spannungs-Strom-Wandler aufweist: einen ersten Widerstand, einen ersten NMOS-Transistor und einen zweiten PMOS-Transistor, die zwischen Stromversorgungsleitungen in Reihe geschaltet sind, wobei ein Gate des ersten NMOS-Transistors das Steuerspannungseingangssignal empfängt, um einen ersten Vorspannungsstrom zu leiten, und wobei eine Gate-Drain-Schaltung für den zweiten PMOS-Transistor eine erste Spiegelsteuerspannung vorsieht; und einen dritten PMOS-Transistor und einen vierten NMOS-Transistor, die zwischen den Stromversorgungsleitungen in Reihe geschaltet sind, wobei ein Gate des dritten PMOS-Transistors zum Empfangen der ersten Spiegelsteuerspannung gekoppelt ist, um einen zweiten Vorspannungsstrom zu leiten, und wobei eine Gate-Drain-Schaltung für den vierten NMOS-Transistor eine zweite Spiegelsteuerspannung vorsieht; wobei jede Inverterstufe einen PMOS-Transistor aufweist, der auf den zweiten PMOS-Transistor abgeglichen ist und die erste Spiegelsteuerspannung an seinem Gate empfängt, um einen Spiegel des ersten Vorspannungsstroms zu leiten, und wobei jede Inverterstufe auch einen NMOS-Transistor aufweist, der auf den vierten NMOS-Transistor abgeglichen ist und an seinem Gate die zweite Spiegelsteuerspannung empfängt, um einen Spiegel des zweiten Vorspannungsstroms zu leiten, wodurch jede Inverterstufe auf das Steuerspannungseingangssignal reagiert.
VCO-Schaltung nach Anspruch 7, wobei jede Inverterstufe eine Kaskoden-Inverterstufe ist, die aufweist: einen fünften und einen sechsten NMOS-Transistor, siebte bis elfte PMOS-Transistoren und einen Kondensator; wobei der fünfte NMOS- und der siebte und der neunte PMOS-Transistor zwischen den Stromversorgungsleitungen in Reihe geschaltet sind, wobei der fünfte NMOS-Transistor auf den vierten NMOS-Transistor des Spannungs-Strom-Wandlers abgeglichen ist und ein Gate aufweist, das zum Empfangen der zweiten Spiegelsteuerspannung gekoppelt ist, so dass ein Spiegel des zweiten Vorspannungsstroms durch diesen fließt, und mit einer Gate-Drain-Schaltung für jeden des siebten und des neunten PMOS-Transistors; wobei der sechste NMOS- und der achte und der zehnte PMOS-Transistor zwischen den Stromversorgungsleitungen in Reihe geschaltet sind, wobei der zehnte PMOS-Transistor auf den zweiten und den dritten PMOS-Transistor des Spannungs-Strom-Wandlers abgeglichen ist und ein Gate aufweist, das zum Empfangen der ersten Spiegelsteuerspannung gekoppelt ist, so dass ein Spiegel des ersten Vorspannungsstroms durch diesen fließt, wobei der achte PMOS-Transistor ein Gate aufweist, das mit der Gate-Drain-Schaltung des siebten PMOS-Transistors gekoppelt ist, und wobei der sechste NMOS-Transistor ein Gate aufweist, das zum Empfangen eines oszillierenden Spannungssignals, das aus einer vorangehenden Inverterstufe des Rings ausgegeben wird, als Eingangssignal der Inverterstufe gekoppelt ist, wobei der sechste NMOS-Transistor auch einen Drainpol aufweist, der ein oszillierendes Spannungssignal als Ausgangssignal der Inverterstufe liefert, wobei der Kondensator zwischen den Drainpol und den Sourcepol des sechsten NMOS-Transistors gekoppelt ist; und wobei der elfte PMOS-Transistor einen Stromkopiertransistor mit einem Gate aufweist, das mit der Nachjustierstromkopier-Unterschaltung gekoppelt ist, so dass eine Kopie des Nachjustierstromimpulses durch den elften PMOS-Transistor geleitet wird, wobei ein Drainpol des elften PMOS-Transistors mit dem Drainpol des zehnten PMOS-Transistors gekoppelt ist, so dass innerhalb der Inverterstufe der kopierte Nachjustierstromimpuls auf den gespiegelten ersten Vorspannungsstrom überlagert wird, der wirksam ist, um die Phase des aus der Inverterstufe ausgegebenen oszillierenden Spannungssignals am Drainpol des sechsten NMOS-Transistors sofort zu verschieben.
Schaltung eines mehrphasig nachjustierten Phasenregelkreises (PLL) mit: einer Schaltung eines mehrphasig nachjustierten spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) vom Ringtyp, die wirksam ist, um ein oszillierendes Taktausgangssignal zu liefern, das sowohl auf ein Steuerspannungseingangssignal zum Vorsehen einer Langzeiteinstellung einer Oszillationsfrequenz als auch auf einen Nachjustierstromimpuls, der parallel an alle Ringstufen der VCO-Schaltung angelegt wird, zum Bewirken einer unmittelbaren Phasennachjustierung innerhalb der Ringstufen und einer Gesamtphasennachjustierung des VCO-Taktausgangssignals reagiert; einer Division-durch-N-Schaltung, die zum Empfangen des VCO-Taktausgangssignals gekoppelt ist und auf VCO-Taktflanken einwirkt, um ein dividiertes Taktsignal mit 1/N der Frequenz relativ zum VCO-Taktausgangssignal zu erzeugen; einer Haupt-Phasen-Frequenz-Erfassungsschaltung, die dazu ausgelegt ist, eine mittlere Frequenz des dividierten Taktsignals mit jener eines stabilen Bezugstakts über viele Taktzyklen zu vergleichen und Langzeit-Aufwärts/Abwärts-Steuersignale als Ergebnis eines solchen Vergleichs zu erzeugen; und einer Hauptladungspumpe und einem Tiefpassfilter, die dazu ausgelegt sind, die Steuerspannung, die in die VCO-Schaltung eingegeben wird, in Reaktion auf die Langzeit-Aufwärts/Abwärts-Steuersignale zu erzeugen.
PLL-Schaltung nach Anspruch 9, welche ferner aufweist: eine zweite Phasen-Frequenz-Erfassungsschaltung, die die relative Phase des dividierten Taktsignals mit jener des stabilen Bezugstakts vergleicht, um Phasennachjustier-Aufwärts/Abwärts-Steuersignale als Ergebnis eines solchen Vergleichs zu erzeugen; und eine Nachjustierladungspumpe, die Nachjustierstromimpulse in Reaktion auf die Nachjustier-Aufwärts/Abwärts-Steuersignale erzeugt.
PLL-Schaltung nach Anspruch 10, wobei der Nachjustierstromimpuls eine Spitzenamplitude aufweist, die zum Steuerspannungseingangssignal proportional ist, ein positives oder negatives Vorzeichen aufweist, das davon abhängt, ob das dividierte Taktsignal dem Bezugstaktsignal nacheilt oder voreilt, und eine Impulsbreite aufweist, die der relativen Phasendifferenz zwischen dem Bezugstaktsignal und dem dividierten Taktsignal entspricht, wodurch ein im Wesentlichen konstanter Nachjustierfaktor für jeden Nachjustierstromimpuls erhalten wird.
PLL-Schaltung nach Anspruch 9, wobei die mehrphasig nachjustierte VCO-Schaltung aufweist: eine Vielzahl von invertierenden Stufen, die in Reihe zu einem Ring miteinander gekoppelt sind, wobei jede dieser Ringstufen ein oszillierendes Spannungssignal zur nächsten Stufe im Ring liefert, wobei sich eine relative Phasenverzögerung zwischen den Stufen automatisch gemäß der Anzahl von Stufen in dem Ring einstellt, wobei jede Ringstufe auf ein Steuerspannungseingangssignal reagiert, um eine Langzeiteinstellung der Laufzeitverzögerung durch jede Ringstufe vorzusehen und daher die Oszillationsfrequenz des Rings auf eine Zielfrequenz festzulegen; und eine Ausgangsstufe, die mit einem Ausgang von einer der Ringstufen gekoppelt ist, wobei die Ausgangsstufe dazu ausgelegt ist, ein VCO-Taktausgangssignal zu liefern; wobei jede der Ringstufen ferner zum parallelen Empfangen eines Nachjustierstromimpulses gekoppelt ist, wobei diese Ringstufen auf den Nachjustierstromimpuls reagieren, der wirksam ist, um unmittelbar die Phase des oszillierenden Spannungssignals, das aus jeder Stufe ausgegeben wird, zu verschieben, wodurch eine Gesamtphasennachjustierung des VCO-Taktausgangssignals nach einer relativen Phasennachjustierung zwischen den Stufen erreicht wird.