JP2510490B2 - デイジタル変調器 - Google Patents
デイジタル変調器Info
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- JP2510490B2 JP2510490B2 JP60074215A JP7421585A JP2510490B2 JP 2510490 B2 JP2510490 B2 JP 2510490B2 JP 60074215 A JP60074215 A JP 60074215A JP 7421585 A JP7421585 A JP 7421585A JP 2510490 B2 JP2510490 B2 JP 2510490B2
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2092—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner with digital generation of the modulated carrier (does not include the modulation of a digitally generated carrier)
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、デイジタル信号処理を用いて形成したデイ
ジタル変調器に係り、特に４相位相変調に好適なデイジ
タル変調器に関する。
ジタル変調器に係り、特に４相位相変調に好適なデイジ
タル変調器に関する。
４相位相変調器のように伝送すべきデータを直交する
搬送波で変調する位相変調器をデイジタル技術によつて
構成するものとしては変調波の波形整形のみをデイジタ
ル的に行ない、搬送波を変調するにはアナログ回路を用
いる方式が主である。又、デイジタル的に搬送波を変調
する回路も知られているが、特開昭53-24763号（データ
送信方式）に記載のように、複数個のROMと加算器が必
要であり、回路構成の複雑さの点については配慮されて
いなかつた。
搬送波で変調する位相変調器をデイジタル技術によつて
構成するものとしては変調波の波形整形のみをデイジタ
ル的に行ない、搬送波を変調するにはアナログ回路を用
いる方式が主である。又、デイジタル的に搬送波を変調
する回路も知られているが、特開昭53-24763号（データ
送信方式）に記載のように、複数個のROMと加算器が必
要であり、回路構成の複雑さの点については配慮されて
いなかつた。
本発明の目的は、従来の欠点を除去するためになされ
たもので、加算器は一切使用せず、読出し専用メモリ
（ROM）１個で４相位相変調回路を実現し、波形整形フ
イルタリング操作とキヤリア変調の処理を全てデイジタ
ル回路にて実現するデイジタル位相変調器を提供するこ
とを目的とする。
たもので、加算器は一切使用せず、読出し専用メモリ
（ROM）１個で４相位相変調回路を実現し、波形整形フ
イルタリング操作とキヤリア変調の処理を全てデイジタ
ル回路にて実現するデイジタル位相変調器を提供するこ
とを目的とする。
本発明の概要を第４図に従つて説明する。図中に示す
上側の波形は波形整形フイルタの単位インパルス応答波
形である。ここで変調搬送波の周波数をCとした場合
その周期TCに対してサンプリング周期TSを４分の１にと
る。このサンプリングポイントをP,Q交互の入力データ
の時間応答サンプリング値と考えると、周期TS×２でこ
のサンプリング値を正負へ置きかえた場合、Ｐ相に出力
がある時刻ではＱ相の出力はゼロ、この逆も成り立つ。
この原理を用いて、入力データのあるビツト長に着目し
て、これらのデータに対応した波形整形フイルタの時間
応答のサンプリング値を時間軸で重ねあわせて計算し、
あらかじめROMに書き込んでおく。よつて入力データの
あるデータ長のビツトパターンと、サンプリング周期カ
ウンタからROMのアドレスを決定し、その内容を取り出
すことによつて、入力データの変調波の量子化された値
が離散的に求まる。この値をD/A変換することにより４
相位相変調波形が得られるようになつている。
上側の波形は波形整形フイルタの単位インパルス応答波
形である。ここで変調搬送波の周波数をCとした場合
その周期TCに対してサンプリング周期TSを４分の１にと
る。このサンプリングポイントをP,Q交互の入力データ
の時間応答サンプリング値と考えると、周期TS×２でこ
のサンプリング値を正負へ置きかえた場合、Ｐ相に出力
がある時刻ではＱ相の出力はゼロ、この逆も成り立つ。
この原理を用いて、入力データのあるビツト長に着目し
て、これらのデータに対応した波形整形フイルタの時間
応答のサンプリング値を時間軸で重ねあわせて計算し、
あらかじめROMに書き込んでおく。よつて入力データの
あるデータ長のビツトパターンと、サンプリング周期カ
ウンタからROMのアドレスを決定し、その内容を取り出
すことによつて、入力データの変調波の量子化された値
が離散的に求まる。この値をD/A変換することにより４
相位相変調波形が得られるようになつている。
上述の如く、本発明によればサンプリングポイントを
示すカウンタの値に対応してROMのアドレスを指定してR
OMの内容を読出すことによつて直ちに波形フイルタリン
グされかつキヤリア変調された信号をデイジタル処理に
よつて得ることができ、複数個のROMや加算器を必要と
せず、簡易なデイジタル回路で構成できる。
示すカウンタの値に対応してROMのアドレスを指定してR
OMの内容を読出すことによつて直ちに波形フイルタリン
グされかつキヤリア変調された信号をデイジタル処理に
よつて得ることができ、複数個のROMや加算器を必要と
せず、簡易なデイジタル回路で構成できる。
以下、本発明を図面を用いて詳細に説明する。第１図
は、従来のアナログ処理で行なわれる４相位相変調器の
ブロツク構成である。図中１は入力シリアルデータをシ
リアル→パラレル変換する直並列変換器、２および３は
送信スペクトル制御用ロールオフフイルタ、４は搬送波
または中間周波局発、５は90°位相シフタ、６および７
は平衡変調器、８は加算器、９は帯域制限フイルタであ
る。これらの構成動作は一般によく知られているので説
明を省く。
は、従来のアナログ処理で行なわれる４相位相変調器の
ブロツク構成である。図中１は入力シリアルデータをシ
リアル→パラレル変換する直並列変換器、２および３は
送信スペクトル制御用ロールオフフイルタ、４は搬送波
または中間周波局発、５は90°位相シフタ、６および７
は平衡変調器、８は加算器、９は帯域制限フイルタであ
る。これらの構成動作は一般によく知られているので説
明を省く。
第２図は本発明によるデイジタル変調器の一実施例の
構成を示すブロツク図で、第１図の10で囲まれた部分の
機能を行う部分である。11および12はｎ段のシフトレジ
スタであり、13はカウンタ、14はマルチプレクサ、15は
読出し専用メモリ（ROM）、16はD/A変換器である。
構成を示すブロツク図で、第１図の10で囲まれた部分の
機能を行う部分である。11および12はｎ段のシフトレジ
スタであり、13はカウンタ、14はマルチプレクサ、15は
読出し専用メモリ（ROM）、16はD/A変換器である。
以下、第３図，第４図の波形図を用いて、本実施例の
動作を説明する。
動作を説明する。
第３図は、第１図の波形整形フイルタ２および３が持
つべき単位インパルス応答を表わしたものであり、ここ
でDとは入力データのデータレートである。
つべき単位インパルス応答を表わしたものであり、ここ
でDとは入力データのデータレートである。
第４図は、第３図の時間拡大したものである。
搬送波周波数C（例えば516KHz）の周期TCに対して動
作サンプリング周期TSを周期TCの４分の１に設定する。
すなわち搬送周波数Cの４倍で標本化する。そしてさ
らに、これらのサンプリングポイントがP,Q両相の時間
応答が離散的に交互に並んでいるものと考え、TSの２倍
の周期でP,Q各々のサンプリング値を正負に置きかえ
る。この場合、搬送波P,Qは互に90°位相差を持つから
Ｐ相の出力が存在する（ゼロでない）時刻ではＱ相の出
力はゼロとなり、またＱ相の出力が存在する時刻ではＰ
相の出力はゼロとなる。しかもサンプリング周期は標本
化定理（信号の最高周波数の２倍以上の標本化周波数を
持つ）を満足している。
作サンプリング周期TSを周期TCの４分の１に設定する。
すなわち搬送周波数Cの４倍で標本化する。そしてさ
らに、これらのサンプリングポイントがP,Q両相の時間
応答が離散的に交互に並んでいるものと考え、TSの２倍
の周期でP,Q各々のサンプリング値を正負に置きかえ
る。この場合、搬送波P,Qは互に90°位相差を持つから
Ｐ相の出力が存在する（ゼロでない）時刻ではＱ相の出
力はゼロとなり、またＱ相の出力が存在する時刻ではＰ
相の出力はゼロとなる。しかもサンプリング周期は標本
化定理（信号の最高周波数の２倍以上の標本化周波数を
持つ）を満足している。
従つて、以上の関係の下で波形整形フイルタの時間応
答のサンプリング値を置きかえる操作によつて求まる値
から４相位相変調された波形の離散的に量子化された値
を得ることが出来る。
答のサンプリング値を置きかえる操作によつて求まる値
から４相位相変調された波形の離散的に量子化された値
を得ることが出来る。
以上の原理を用いて、入力データをＰチヤンネル、Ｑ
チヤンネルに直並列変換された両相データがともにある
データ長だけシフトレジスタ11,12に書き込まれる。読
み出専用メモリ（ROM）15には、上記シフトレジスタ11,
12のデータパターンのあらゆる組み合わせについて上記
で求められるフイルタ時間応答をサンプリング周期に従
い時間的に重ねあわせて計算したものがあらかじめ書き
込まれている。
チヤンネルに直並列変換された両相データがともにある
データ長だけシフトレジスタ11,12に書き込まれる。読
み出専用メモリ（ROM）15には、上記シフトレジスタ11,
12のデータパターンのあらゆる組み合わせについて上記
で求められるフイルタ時間応答をサンプリング周期に従
い時間的に重ねあわせて計算したものがあらかじめ書き
込まれている。
P,Q2つのシフトレジスタ11および12の各々の状態をサ
ンプリング周期TSの２倍の周期でTSだけシフトしたクロ
ツクに同期して、交互にマルチプレクサ14より取り出
す。入力データのデータレートの周期に対してサンプリ
ング周期TSは32分の１であるからマルチプレクサ14の出
力は32回同じ状態がP,Q交互に合計64回保持されてい
る。このひとつの状態のビツトパターンに対して、カウ
ンタ13はデータレートの16分の１の周期をもつクロツク
CKを計数して、サンプリングポイントを決定する。
ンプリング周期TSの２倍の周期でTSだけシフトしたクロ
ツクに同期して、交互にマルチプレクサ14より取り出
す。入力データのデータレートの周期に対してサンプリ
ング周期TSは32分の１であるからマルチプレクサ14の出
力は32回同じ状態がP,Q交互に合計64回保持されてい
る。このひとつの状態のビツトパターンに対して、カウ
ンタ13はデータレートの16分の１の周期をもつクロツク
CKを計数して、サンプリングポイントを決定する。
従つて、マルチプレクサ14より得られるビツトパター
ンとカウンタ13より得られる計数情報からROM15内の情
報に対応したアドレスを１対１で決めることが出来る。
ROM15には上述の原理に基づいて計算したフイルタ時間
応答のサンプリング値が格納されているために、この値
を読み出すことにより、４相位相変調された波形の離散
的に量子化された値を得ることが出来る。
ンとカウンタ13より得られる計数情報からROM15内の情
報に対応したアドレスを１対１で決めることが出来る。
ROM15には上述の原理に基づいて計算したフイルタ時間
応答のサンプリング値が格納されているために、この値
を読み出すことにより、４相位相変調された波形の離散
的に量子化された値を得ることが出来る。
従つてこの値をD/A変換器16でD/A変換することによ
り、動作サンプリング周波数の４倍の搬送波の位相変調
された波形を得ることが出来る。
り、動作サンプリング周波数の４倍の搬送波の位相変調
された波形を得ることが出来る。
本発明によれば、あらかじめフイルタの時間応答を計
算機等で求めた値をもとに計算してROMに書き込まれて
いる変調波形を入力データおよびサンプリングポイント
を示すカウンタの値に応じて読み出し、D/A変換器へ出
力するという方式をとつているために、簡単な回路で高
速な位相変調を乗算器、加算器を必要とせずに行なえ
る。従つて性能向上、調整の省略、回路規模の縮少、消
ヒ電力の低下等多くの効果がある。
算機等で求めた値をもとに計算してROMに書き込まれて
いる変調波形を入力データおよびサンプリングポイント
を示すカウンタの値に応じて読み出し、D/A変換器へ出
力するという方式をとつているために、簡単な回路で高
速な位相変調を乗算器、加算器を必要とせずに行なえ
る。従つて性能向上、調整の省略、回路規模の縮少、消
ヒ電力の低下等多くの効果がある。
第１図は従来のアナログで処理されていた４相位相変調
器の一般的構成を示すブロツク構成図、第２図は本発明
によるデイジタル位相変調器の一実施例の構成を示すブ
ロツク構成図、第３図は波形整形フイルタの単位インパ
ルス応答波形図、第４図は第３図を時間拡大した波形整
形フイルタの単位インパルス応答波形図である。 １……直並列変換回路、２……低域波器、３……低域
波器、４……中間周波数局部発振器、５……90°移相
器、６……平衡ミクサ、７……平衡ミクサ、８……加算
器、９……帯域制限波器、10……変調部、11……Ｑチ
ヤンネル・シフトレジスタ、12……Ｐチヤンネル・シフ
トレジスタ、13……カウンタ、14……マルチプレクサ、
15……読み出し専用記憶素子（ROM）、16……D/A変換
器。
器の一般的構成を示すブロツク構成図、第２図は本発明
によるデイジタル位相変調器の一実施例の構成を示すブ
ロツク構成図、第３図は波形整形フイルタの単位インパ
ルス応答波形図、第４図は第３図を時間拡大した波形整
形フイルタの単位インパルス応答波形図である。 １……直並列変換回路、２……低域波器、３……低域
波器、４……中間周波数局部発振器、５……90°移相
器、６……平衡ミクサ、７……平衡ミクサ、８……加算
器、９……帯域制限波器、10……変調部、11……Ｑチ
ヤンネル・シフトレジスタ、12……Ｐチヤンネル・シフ
トレジスタ、13……カウンタ、14……マルチプレクサ、
15……読み出し専用記憶素子（ROM）、16……D/A変換
器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭57−48849（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−85960（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−85961（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】変調搬送波の周波数に対してサンプリング
周波数を４倍に設定し、波形整形フィルタの単位インパ
ルス応答の結果をＰ相及びＱ相交互の時間応答サンプリ
ング値とし、サンプリング周期の２倍の周期でＰ相及び
Ｑ相の各時間応答サンプリング値を正負に置き換え、入
力されるあらゆるｎビットパターンについて、ｎビット
長にわたり時間応答サンプリング値を時間軸で重ねあわ
せた量子化値を計算し、該量子化値を予め記憶素子に格
納した読み出し専用メモリ（15）と、 サンプリング周波数で標本化された入力データを、交互
にＰ相データ、Ｑ相データとして分配する手段（１）
と、 前記Ｐ相及びＱ相データをそれぞれｎビットパターンと
して出力する第１及び第２のｎ段シフトレジスタ（12,1
1）と、 該第１及び第２のｎ段シフトレジスタ（12,11）から出
力されるｎビットパターンを、サンプリング周期の２倍
の周期のクロックに同期して交互に取り出すマルチプレ
クサ（14）と、 前記クロックを計数するカウンタ（13）と、 前記マルチプレクサ（14）より得られるｎビットパター
ンと前記カウンタの出力から決定付けられる値をアドレ
スとして前記読み出し専用メモリ（15）から読み出され
た量子化値をD/A変換するD/A変換変換器（16）とからな
ることを特徴とするディジタル４相位相変調器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60074215A JP2510490B2 (ja) | 1985-04-10 | 1985-04-10 | デイジタル変調器 |
| US06/850,097 US4680556A (en) | 1985-04-10 | 1986-04-10 | Digital modulation apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60074215A JP2510490B2 (ja) | 1985-04-10 | 1985-04-10 | デイジタル変調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61234153A JPS61234153A (ja) | 1986-10-18 |
| JP2510490B2 true JP2510490B2 (ja) | 1996-06-26 |
Family
ID=13540747
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60074215A Expired - Lifetime JP2510490B2 (ja) | 1985-04-10 | 1985-04-10 | デイジタル変調器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4680556A (ja) |
| JP (1) | JP2510490B2 (ja) |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4736389A (en) * | 1986-08-04 | 1988-04-05 | American Telephone And Telegraph Company | Technique for synthesizing the modulation of a time varying waveform with a data signal |
| US4777453A (en) * | 1987-05-01 | 1988-10-11 | Silicon Systems Inc. | Quadrature amplitude modulator using switched capacitor filter |
| US5121412A (en) * | 1989-01-03 | 1992-06-09 | Motorola, Inc. | All-digital quadrature modulator |
| JPH0828752B2 (ja) * | 1989-04-27 | 1996-03-21 | 日本電気アイシーマイコンシステム株式会社 | 変復調装置 |
| JPH0813050B2 (ja) * | 1989-12-08 | 1996-02-07 | 日本電信電話株式会社 | ディジタル化直交位相変調器 |
| IT1240444B (it) * | 1990-05-18 | 1993-12-16 | Borsano Corrado | Procedimento per l'attuazione della modulazione digitale multilivello mediante un elaboratore di segnali numerici |
| US5140613A (en) * | 1990-05-25 | 1992-08-18 | Hewlett-Packard Company | Baseband modulation system with improved ROM-based digital filter |
| DE4036512A1 (de) * | 1990-11-16 | 1992-05-21 | Philips Patentverwaltung | Digitale schaltungsanordnung zur naeherungsweisen realisierung einer gmsk (gaussian minimum shift keying)-modulation |
| JP2968350B2 (ja) * | 1991-01-11 | 1999-10-25 | 三菱電機株式会社 | 直交変調回路 |
| US5157693A (en) * | 1991-04-01 | 1992-10-20 | Motorola, Inc. | Digital modulation circuit |
| GB2262006B (en) * | 1991-11-30 | 1995-06-21 | Technophone Ltd | Digital radio modulator |
| US6507303B1 (en) | 2000-05-31 | 2003-01-14 | 3Com Corp | Direct digital conversion of baseband signals to super-nyquist frequencies |
| JP3645883B2 (ja) | 2002-10-31 | 2005-05-11 | 日本電気エンジニアリング株式会社 | 位相変調器 |
| US7697803B2 (en) * | 2007-10-16 | 2010-04-13 | Ciena Corporation | Systems and methods for phase control for RZ-DQPSK modulation |
| TWI604699B (zh) | 2015-12-31 | 2017-11-01 | 瑞昱半導體股份有限公司 | 具牽引效應補償機制的發射器 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5685961A (en) * | 1979-12-14 | 1981-07-13 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Phase modulator |
| JPS5685960A (en) * | 1979-12-14 | 1981-07-13 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Phase modulator |
| JPS5748849A (en) * | 1980-09-08 | 1982-03-20 | Nec Corp | Digital phase modulator |
| US4584541A (en) * | 1984-12-28 | 1986-04-22 | Rca Corporation | Digital modulator with variations of phase and amplitude modulation |
-
1985
- 1985-04-10 JP JP60074215A patent/JP2510490B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1986
- 1986-04-10 US US06/850,097 patent/US4680556A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4680556A (en) | 1987-07-14 |
| JPS61234153A (ja) | 1986-10-18 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |