JP4717694B2 - 光直交振幅変調回路および光送信器 - Google Patents

Description

本発明は、変調符号として直交振幅変調(Quadrature Amplitude Modulation:QAM）方式を用いる光変調信号を生成する多値変調技術に関する。

長距離光伝送システムにおいては、１本の光ファイバ中に複数の波長を多重化して伝送するＷＤＭ伝送技術が適用されており、経済的かつ大容量の情報伝送が実現されている。

ＷＤＭ伝送装置では、変復調方式としては、従来、光強度のオン・オフによる２値の強度変調を行い、受信側ではフォトダイオードにより直接検波するＩＭ−ＤＤ(Intensity Modulation Direct Detection)方式を用いることが一般的であった。近年、限られた光伝送帯域を有効に利用して周波数利用効率を向上させるために、多値変調方式が検討されている。これまで、１シンボルあたり８値（８ビット）の伝送が可能な直交位相−強度変調方式（非特許文献１参照）などが提案されている。

Ｓ．Ｈａｙａｓｅ ｅｔ ａｌ．，ＥＣＯＣ２００３，Ｐａｐｅｒ Ｔｈ２．６．４，２００３．

しかしながら、従来の多値変調回路においては以下のような課題がある。非特許文献１では、８値の振幅−位相状態を生成するために、位相変調用の変調器２台（同相成分および直交成分）と強度変調用の変調器を直列に用いている。このような構成では、各々の変調器の損失が加算されるため、十分な送信パワーが得られないという課題がある。また、１シンボルで伝送するビット数が大きくなるにつれて、符号化または復号化回路の構成が複雑になるという課題もある。

本発明は、このような背景を考慮してなされたもので、並列型のマッハツェンダー型振幅変調回路において、同相側および多相側の変調器をそれぞれ多値のベースバンド信号で振幅変調することにより、１台の変調器で８値以上の多値直交振幅変調信号の生成を行うことを目的とする。

本発明は、入力光を２経路に分離する光分離部と、この光分離部によって分離された一方の光信号の位相をπ／２だけシフトさせる直交位相制御部と、前記光分離部によって分離された一方の光信号に振幅変調の同相成分を重畳する第一のマッハツェンダー型振幅変調部と、前記光分離部によって分離された他方の光信号に振幅変調の直交成分を重畳する第二のマッハツェンダー型振幅変調部と、この第一および第二のマッハツェンダー型振幅変調部からそれぞれ出力された同相成分および直交成分の光信号を結合する光結合部とから構成される光直交振幅変調回路である。

ここで、本発明の特徴とするところは、ｍ系列およびｎ系列の並列バイナリデータ信号からそれぞれ２^mレベルおよび２ⁿレベルのアナログ信号を生成し、これらのアナログ信号を前記第一および第二のマッハツェンダー型振幅変調部の駆動信号としてそれぞれ出力する２つのディジタル−アナログ変換部を備えたところにある。

これにより、１台の光直交振幅変調回路で８値以上の多値直交振幅変調信号の生成を行うことができる。なお、上記の第一および第二のマッハツェンダー型振幅変調部は、単一の並列型のマッハツェンダー型振幅変調回路によって実現することができるので、従来のように、２台の変調器を用いる必要はなく、変調器２台分の損失が加算されることはない。また、従来のように、強度変調用の変調器を直列に用いる必要はなく、強度変調用の変調器の損失が加算されることもない。

このような構成に加え、入力されたバイナリデータ信号をシリアル−パラレル変換し、前記ｍ系列およびｎ系列（ｍ，ｎ≧２）の２組の並列バイナリデータ信号を出力するシリアル−パラレル変換部を有することが望ましい。

また、前記第一および第二のマッハツェンダー型振幅変調部の振幅変調特性の非線形性による信号波形歪を予めそれぞれ補正する第一および第二の歪補正部を備えることにより、マッハツェンダー型振幅変調部に求められる歪特性の許容範囲を広くすることができ、安価な汎用の並列型のマッハツェンダー型振幅変調回路を利用することができる。

また、前記シリアル−パラレル変換部から出力された同相成分および直交成分それぞれの並列バイナリデータ信号に対して、ｍ並列の入力並列バイナリデータの各ビットから生成されるｍビットのディジタルデータ信号をディジタル−アナログ変換した値をｘとし、逆余弦関数ｙ＝ｃｏｓ^-1（ｘ）で与えられる値ｙをアナログ−ディジタル変換した値をｋビット（ｋ＞ｍ）の出力並列バイナリデータ信号としたとき、ｍビットの全ての可能な組み合わせの各々に対してｋビットの出力並列バイナリデータ信号の対応テーブルを予めメモリ部に保持しており、入力並列バイナリデータ信号の値に応じて対応テーブルを参照して出力並列バイナリデータ信号を出力する歪補正部を備えることにより、歪補正のための演算処理を省くことができるため、処理を簡略化することができ、回路規模を小さく抑えることができる。また、動作速度が高速化されていない場合でも対応することができる。

また、歪補正のための簡略化された構成としては、例えば、入力バイナリデータ信号を同相成分および直交成分それぞれが２系列となるように並列バイナリデータ信号にシリアル−パラレル変換し、同相成分および直交成分それぞれに対して各々のバイナリ信号に減衰を与える減衰部を設け、この減衰部から出力される２系列の信号を加算する加算手段を備える。この構成では、同相成分および直交成分それぞれ２系統のバイナリデータ信号に対して振幅減衰率の比を約２：３とすることが望ましい。

あるいは、変調信号の最大振幅を制限し、当該最大振幅がマッハツェンダー型振幅変調部の入出力特性の線形領域を逸脱しないようにして当該マッハツェンダー型振幅変調部を当該変調信号により駆動することによっても歪を抑えることができる。

また、本発明の光直交振幅変調回路では、入力バイナリデータ信号を２組のｎ系列の並列バイナリデータ信号にシリアル−パラレル変換し、同相成分および直交成分がそれぞれ２ⁿレベル（ｎ≧２）の変調信号により変調されることにより２²ⁿ値の光直交振幅変調を実現することができる。

あるいは、本発明の光直交振幅変調回路では、３ビットのデータを、１、０、−１の３値より成り、かつ同時に０にならないような２系列の信号に変換し、１、−１をそれぞれマッハツェンダー型振幅変調部の出力が最大で位相が互いにπラジアンだけ反転している２点とし、０を透過率がゼロになる点となるように前記第一および第二のマッハツェンダー型振幅変調部を駆動することにより、マッハツェンダー型振幅変調部の駆動信号の最大振幅を制限しなくても非線形性の影響を受けることが無い。

この構成においては、入力されたバイナリデータ信号をシリアル−パラレル変換し、３系列の並列バイナリデータ信号を出力するシリアル−パラレル変換部を有することが望ましい。

また、本発明を光送信器の観点からみると、本発明は、パワー一定の連続光を出力するＣＷ光源を有し、このＣＷ光源からの連続光を本発明の光直交振幅変調回路に入力する光送信器である。このように、ＣＷ光源を有することにより高出力の変調信号を得ることができる。

あるいは、本発明の光送信器は、シリアル−パラレル変換部から出力される並列バイナリデータ信号のビットレートと同じ周波数で光の強度を変調するＲＺ変調部を前記ＣＷ光源の後段または光結合部の後段に配置してもよい。これによれば、第一および第二のマッハツェンダー型直交振幅変調回路で生じるシンボル間遷移時の波形歪を除去することができる。

あるいは、本発明の光送信器は、シリアル−パラレル変換部から出力される並列バイナリデータ信号のビットレートと同じ周波数で発振するパルス光源を前記ＣＷ光源に代えて備えてもよい。これによれば、上記ＲＺ変調部を用いることなく、同様の効果を得ることができる。

また、本発明を光直交振幅変調方法の観点からみることもできる。すなわち、本発明は、入力光が光分離部により２経路に分離され、この分離された一方の光信号は直交位相制御部により位相をπ／２だけシフトされ、分離された一方の光信号には第一のマッハツェンダー型振幅変調部により振幅変調の同相成分が重畳され、分離された他方の光信号には第二のマッハツェンダー型振幅変調部により振幅変調の直交成分が重畳され、この第一および第二のマッハツェンダー型振幅変調部からそれぞれ出力された同相成分および直交成分の光信号は光結合部により結合される光直交振幅変調方法である。

ここで、本発明の特徴とするところは、入力されたバイナリデータ信号がシリアル−パラレル変換され、ｍ系列およびｎ系列（ｍ，ｎ≧２）の２組の並列バイナリデータ信号として出力され、このｍ系列およびｎ系列の並列バイナリデータ信号からそれぞれ２^mレベルおよび２ⁿレベルのアナログ信号が生成され、前記第一および第二のマッハツェンダー型振幅変調部の駆動信号として供給されるところにある。

また、同相成分および直交成分それぞれの変調信号に対して、前記第一および第二のマッハツェンダー型振幅変調部の振幅変調特性の非線形性による信号波形歪が予め補正されるようにすることができる。

あるいは、シリアル−パラレル変換された同相成分および直交成分それぞれの並列バイナリデータ信号に対して、ｍ並列の入力並列バイナリデータ信号の各ビットから生成されるｍビットのディジタルデータ信号をディジタル−アナログ変換した値をｘとし、逆余弦関数ｙ＝ｃｏｓ^-1（ｘ）で与えられる値ｙをアナログ−ディジタル変換した値をｋビット（ｋ＞ｍ）の出力並列バイナリデータ信号としたとき、ｍビットの全ての可能な組み合わせの各々に対してｋビットの出力並列バイナリデータ信号の対応テーブルを予めメモリ手段に保持しており、入力並列バイナリデータ信号の値に応じて対応テーブルを参照して出力並列バイナリデータ信号を出力することにより信号波形歪が予め補正されるようにすることができる。

また、入力バイナリデータ信号を同相成分および直交成分それぞれが２系列となるように並列バイナリデータ信号にシリアル−パラレル変換し、同相成分および直交成分それぞれに対して、各々のバイナリ信号を減衰させ、減衰された２系列の信号を加算することにより信号波形歪が予め補正されるようにすることができる。このときには、同相成分および直交成分それぞれ２系統のバイナリデータ信号に対して、振幅減衰率の比を約２：３とすることが望ましい。

あるいは、変調信号の最大振幅を制限し、当該最大振幅がマッハツェンダー型振幅変調手段の入出力特性の線形領域を逸脱しないようにして当該マッハツェンダー型振幅変調手段が当該変調信号により駆動されるようにすることができる。

また、入力バイナリデータ信号を２組のｎ系列の並列バイナリデータ信号にシリアル−パラレル変換し、同相成分および直交成分がそれぞれ２ⁿレベル（ｎ≧２）の変調信号により変調されるようにすることができる。

あるいは、本発明の光直交振幅変調方法は、入力されたバイナリデータ信号がシリアル−パラレル変換され、３系列の並列バイナリデータ信号として出力され、この並列バイナリデータ信号から得られる３ビットのデータが、１、０、−１の３値より成り、かつ同時に０にならないような２系列の信号に変換され、１、−１をそれぞれマッハツェンダー型振幅変調部の出力が最大で位相が互いにπラジアンだけ反転している２点とし、０を透過率が０になる点となるように前記第一および第二のマッハツェンダー型振幅変調部の駆動信号として供給されることを特徴とする。

また、シリアル−パラレル変換された並列バイナリデータ信号のビットレートと同じ周波数で光の強度が変調されることが望ましい。

また、本発明の光直交振幅変調方法を実行するのに際し、パワー一定の連続光を出力するＣＷ光源からの連続光を用いることができる。また、このときに、シリアル−パラレル変換後の並列バイナリデータ信号のビットレート信号と同じ周波数で発振するパルス光を前記ＣＷ光源からの連続光に代えて用いてもよい。

本発明によれば、並列型のマッハツェンダー型振幅変調回路において、同相側および多相側の変調器をそれぞれ多値のベースバンド信号で振幅変調することにより、１台の変調器で８値以上の多値直交振幅変調信号の生成を行うことができる。

（第一実施例）
本発明の第一実施例を図１から図３を参照して説明する。図１は、第一実施例の光直交振幅変調回路の構成を示す図である。図１に示すように、本実施例の光直交振幅変調回路は、パワー一定のＣＷ光を出力するＣＷ光源１、ＣＷ光源１からの光を２経路に分離する光分離部２、２経路に分離した光信号の一方にπ／２の位相差を与える直交位相制御部３、２系統の光信号の各々に対して振幅変調を重畳するマッハツェンダー型振幅変調部（以降、ＭＺＭと記す）♯１および♯２、各々の振幅変調された２つの光信号を合波する光結合部４、入力された２値バイナリデータを、複数の並列信号に変換するシリアル−パラレル変換部５、シリアル−パラレル変換部５から出力された並列ディジタル信号から、２系統のアナログ信号に変換するディジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換部６−１および６−２から構成される。

ＭＺＭ♯１は、Ｄ／Ａ変換部６−１から出力されるアナログ信号により駆動され、ＣＷ光源１から出力された光信号に対して当該アナログ信号による振幅変調の同相成分を重畳し、ＭＺＭ♯２は、Ｄ／Ａ変換部６−２から出力されるアナログ信号により駆動され、ＣＷ光源１から出力された光信号に対して当該アナログ信号による振幅変調の直交成分を重畳する。

ここで、本実施例の特徴とするところは、入力バイナリ信号を複数の並列バイナリ信号に変換し、その並列信号からＤ／Ａ変換により多値のアナログ信号に変換して、同相成分および直交成分をそれぞれＭＺＭ♯１および♯２を用いて変調することにより、多値の直交振幅変調を実現した点にある。なお、ＭＺＭ♯１および♯２は、単一の並列型のマッハツェンダー型振幅変調回路を用いてコンパクトに構成することができる。

次に、第一実施例の動作を説明する。ここでは、１６値の直交振幅変調の場合を例にとって説明する。入力されたバイナリデータは、シリアル−パラレル変換部５において１：４分離されることにより４系列の変列データに変換され、この４ビットのデータは、例えば、上位２ビットと下位２ビットというように、さらに２組に分割される。この２系列の信号はそれぞれＤ／Ａ変換部６−１および６−２においてＤ／Ａ変換されることにより４値の変調信号が生成され、同相成分および直交成分各々のＭＺＭ♯１および♯２はこの２系統の４値変調信号を用いて駆動される。

ここで、ＭＺＭ♯１および♯２がデュアル電極型変調器であり、これをプッシュ・プル駆動した場合には、ＭＺＭ♯１および♯２の出力信号は、
Ｅ_out＝Ｅ₀ｃｏｓ（π（Ｖ／Ｖ_π）） …（１）
と表される。ここで、Ｅ₀はＭＺＭ♯１および♯２に入力される信号光の電界であり、Ｖは各変調器に印加される信号の電圧、Ｖ_πはπラジアンの位相シフトを得るのに必要な電圧である。（１）式はＬｉＮｂＯ₃のシングル駆動ｘ−ｃｕｔ変調器を用いた場合にも、振幅Ｖ→Ｖ／２とすれば適用できる。

図２に、ＭＺＭ♯１および♯２の駆動電圧に対する出力電界の様子を示す。図２からわかるように、最大の透過率を得るために駆動電圧をＶ_π程度に設定すると、入出力特性の非線形性により振幅波形に歪みが生じてしまう。そこで、図２に示すように、本実施例では、駆動振幅をＶ_π／３程度に制限することとする。これにより、ほぼ線形性を保った状態で電界成分の変調が可能であることが図２からわかる。ＭＺＭ♯１および♯２の透過率が最小となる点にバイアス点を設定（Ｖ→（Ｖ−Ｖ_π）／２）し、駆動振幅を線形領域（Ｖ_π／３程度）に限った場合には、位相制御部の位相差がπ／２に設定されたＭＺＭ♯１および♯２の出力電界は、
Ｅ_out＝Ｅ₀／２（ｓｉｎ（π（Ｖ_I／Ｖ_π））−ｉｓｉｎ（π（Ｖ_Q／Ｖ_π）））ｅｘｐ（ｉω₀ｔ）＝Ｅ₀／２（π（Ｖ_I／Ｖ_π）−ｉ（π（Ｖ_Q／Ｖ_π）））ｅｘｐ（ｉω₀ｔ） …（２）
と表される。ここで、Ｖ_IおよびＶ_Qは同相成分・直交成分それぞれのＭＺＭ♯１および♯２に印加される電圧であり、図２に示したような４値の値をとる。（２）式から、出力信号は１６値のＱＡＭ信号になっていることがわかる。

図３に、（２）式から得られる出力信号のコンスタレーション図を示す。なお、本実施例では同相成分・直交成分がそれぞれ４値のレベルをとり、１６値の直交振幅変調信号を生成する場合を例にとって説明したが、一般にシリアル−パラレル変換部５で同相成分、直交成分ともそれぞれｎ系列（ｎ≧２）の並列バイナリデータに変換し、それぞれ２ⁿ値の多値信号で変調することにより２²ⁿの直交振幅変調信号を生成することも同様な構成により可能であることは説明するまでもない。

（第二実施例）
第一実施例で説明したように、ＭＺＭ♯１および♯２の変調特性は（１）式に示す余弦関数で表される非線形性を有している。第一実施例では、この非線形性による波形歪みを抑圧するために、ＭＺＭ♯１および♯２の駆動振幅をＶ_π／３程度に制限し、線形領域のみで駆動する構成を示した。しかしながら、この構成では変調器の透過率が小さい領域での動作となるため、ＣＷ光源により高出力の特性が要求される。第二実施例では、より高いパワーの光出力を得るためにＭＺＭ♯１および♯２を非線形領域で駆動し、ＭＺＭ♯１および♯２の非線形性をキャンセルしてリニア特性を実現する送信回路構成を説明する。

図４は、第二実施例の光直交振幅変調回路の構成を示す図である。第二実施例の特徴は、通常のＤ／Ａ変換部６−１、６−２に代えて、歪補正機能付Ｄ／Ａ変換部１６−１、１６−２を用い、この歪補正機能付Ｄ／Ａ変換部１６−１、１６−２においてＭＺＭ♯１および♯２の非線形性をキャンセルするために、入力された信号に対してＭＺＭ♯１および♯２の通過特性の逆関数が出力されるような処理を行うものである。

すなわち、ＭＺＭ♯１および♯２の通過特性は（１）式の余弦関数で表されるため、歪補正機能付Ｄ／Ａ変換部１６−１、１６−２では、入力並列データからＤ／Ａ変換された入力信号ｘに対して逆余弦関数を出力するように、
ｘ_out＝ｃｏｓ^-1（ｘ_in／ｘ₀） …（３）
の変換を行ってから出力すればよい。これによりＭＺＭ♯１および♯２から出力される信号は、各レベル間の間隔が等間隔の信号となる。

図５に、第二実施例でのＭＺＭ♯１および♯２の駆動条件を示す。ここでは一例として同相成分、直交成分それぞれが４値信号である場合について説明する。図５に示すように、入力される信号は２ビットの信号であり、Ｄ／Ａ変換後は、その最大値を１で規格化した場合に、−１、−１／３、１／３、１の４値であり、各レベル間は等間隔となる。このＤ／Ａ変換された信号は、（３）式で表される変換により、０、０．４、０．６、１の不等間隔の値に変換され、さらにこの信号でＭＺＭを駆動することにより、変調後の電界の振幅は等間隔となるようにすることができる。

次に、入力信号から（３）式により変換後の変調器駆動信号を得る方法について説明する。（３）式からディジタル回路により演算処理を行うことも考えられるが、回路規模、動作速度を考えると、簡略化された方法を用いることが望ましい。簡略化された方法として、まず、入力されるディジタル信号と出力信号との１：１の対応表を予め（３）式に基づいて用意しておき、対応表を参照することにより出力信号を得るという方法が考えられる。図６に２ビット信号に対する出力信号の対応表を示す。入力信号が２ビットの場合には、出力信号は４ビットの信号で表せば十分である。また、入力信号が２ビットの場合には、（３）式の出力を簡略化された方法として、減衰回路と加算回路による構成方法も考えられる。図７に減衰器７−１、７−２と加算器８による構成を示す。

本構成例は、２つの入力バイナリデータに対して、一方に減衰を与えて加算する構成である。ここで、変調後の電界振幅のレベルを等間隔とするためには、減衰器７−１、７−２において振幅比がｃｏｓ^-1（１／３）：ｃｏｓ^-1（−１／３）≒２：３となるようにすれば、所望の出力を得ることが可能である。本構成は、アナログ回路でもディジタル回路でも比較的容易に構成することができる。

（第三実施例）
第一および第二実施例では、入力されたバイナリデータを４系列の並列バイナリデータに変換し、さらにこれを２組に分け、それぞれ同相成分および直交成分の振幅変調を行うＭＺＭ♯１および♯２により１６値のＱＡＭ信号を生成する例を説明した。この構成では、ＭＺＭ♯１および♯２の通過特性の非線形性を補償するために、ＭＺＭ♯１および♯２を線形領域で駆動する、あるいは、ＭＺＭ♯１および♯２の通過特性の逆関数で与えられる変調駆動信号を求める手段が必要であった。

しかし、同相成分、直交成分がそれぞれ２値、または３値レベルで変調される場合には、駆動条件を適切に設定すれば、ＭＺＭ♯１および♯２の通過特性の非線形性の影響を受けずに変調が可能である（各レベル間の遷移時には非線形性により波形歪が生じるが、１タイムスロットの中央では各レベル間の間隔が等間隔となっているため信号品質に影響は無い）。本実施例では、同相および直交成分がそれぞれ３値の変調器駆動信号で変調され、８値のＱＡＭ信号を生成する変調器構成について説明する。

図８は、第三実施例の光直交振幅回路の構成を示す図である。入力されたバイナリデータは、シリアル−パラレル変換部１５において３系列の並列データに変換され、さらにこの３系列のデータは、３値符号化部９により２系列の３値（１，０，−１）信号に変換される。ここで、この２系列の３値信号は同時に“０”の値は取らないものとする。この２系統の３値信号により駆動されるＭＺＭ♯１および♯２によりＣＷ光源１からの光信号に振幅変調の同相成分および直交成分をそれぞれ重畳することにより、８値の光直交振幅変調信号を得ることができる。

ここで、ＭＺＭ♯１および♯２は、図８に示すように、“０”レベルが出力振幅が最小となる点（ｎｕｌｌ ｐｏｉｎｔ）にバイアスされており、１および−１はＭＺＭ♯１および♯２の振幅が最大であり、位相がπだけ異なっている。図８からわかるように、このようなＭＺＭ♯１および♯２の駆動条件では、出力の電界振幅レベルの間隔は等間隔となるため、ＭＺＭ♯１および♯２の駆動信号をＶ_πとしても非線形性の影響を受けることが無い。図９に本実施例の光直交変調回路の出力光信号のコンスタレーション図を示す。

さらに、本実施例では、光結合部４の後段に光強度変調部１０を付加して、シリアル−パラレル変換部１５から出力される並列バイナリ信号のビットレートに等しいＢ／３（Ｂ：入力信号のビットレート）の周波数で光強度を周期的に変調する構成をとっている。これにより、２つのＭＺＭ♯１および♯２で生じるシンボル間遷移時の波形歪を除去することができ、良好な受信特性を得ることが可能となる。

なお、ここで光強度変調部１０としては、ＬｉＮｂＯ₃ＭＺＭや、電界吸収型変調器を適用することができる。ＬｉＮｂＯ₃ＭＺＭを用いた場合には、変調器に与える周波数をＢ／６として、振幅およびバイアス点を調整することにより、繰り返し周波数がＢ／３のＲＺパルス（３３％ＲＺ、ＣＳ−ＲＺ）を発生することが可能である。

また、ＣＷ光源１の代わりに周波数Ｂ／３で発振するパルス光源を用いれば、光強度変調部１０を用いることなく同様の効果を達成することができる。

本発明によれば、十分な送信パワーを得ることができ、符号化または復号化回路の構成を従来と比較して簡単化することができる光直交振幅変調回路を実現することができるので、光通信システムにおける伝送容量の大容量化の実現に寄与することができる。

第一実施例の光直交振幅変調回路の構成図。 第一実施例のＭＺＭ♯１および♯２の駆動条件を示す図。 第一実施例の出力光信号のコンスタレーション図。 第二実施例の光直交振幅変調回路の構成図。 第二実施例のＭＺＭ♯１および♯２の駆動条件を示す図。 入力ビットデータと出力データとの対応関係を示す図。 ４値不等間隔レベル信号生成部の構成例を示す図。 第三実施例の光直交振幅変調回路の構成図。 第三実施例の出力光信号のコンスタレーション図。

符号の説明

１ ＣＷ光源
２ 光分離部
３ 直交位相制御部
４ 光結合部
５、１５ シリアル−パラレル変換部（Ｓ／Ｐ変換部）
６−１、６−２ ディジタル−アナログ変換部（Ｄ／Ａ）
７−１、７−２ 減衰器
８ 加算器
９ ３値符号化部
１０ 光強度変調部
１６−１、１６−２ 歪補正機能付ディジタル−アナログ変換部（歪補正機能付Ｄ／Ａ）

Claims (18)

1. 入力光を２経路に分離する光分離部と、この光分離部によって分離された一方の光信号の位相をπ／２だけシフトさせる直交位相制御部と、前記光分離部によって分離された一方の光信号に振幅変調の同相成分を重畳する第一のマッハツェンダー型振幅変調部と、前記光分離部によって分離された他方の光信号に振幅変調の直交成分を重畳する第二のマッハツェンダー型振幅変調部と、この第一および第二のマッハツェンダー型振幅変調部からそれぞれ出力された同相成分および直交成分の光信号を結合する光結合部とから構成される光直交振幅変調回路において、
   ２以上の整数であるｍ個の系列および２以上の整数であるｎ個の系列の並列バイナリデータ信号からそれぞれ２^mレベルおよび２ⁿレベルのアナログ信号を生成し、これらのアナログ信号を前記第一および第二のマッハツェンダー型振幅変調部への駆動信号としてそれぞれ出力する２つのディジタル−アナログ変換部を備え、
   前記第一および第二のマッハツェンダー型振幅変調部の振幅変調特性の非線形性による信号波形歪を電気的に予めそれぞれ補正する第一および第二の歪補正部を備える
   ことを特徴とする光直交振幅変調回路。
2. 前記第一および第二の歪補正部は、前記ディジタル−アナログ変換部に設けられ、前記第一および第二のマッハツェンダー型振幅変調部の通過特性の逆関数になる駆動信号を出力する請求項１記載の光直交振幅変調回路。
3. シリアル−パラレル変換部から出力された同相成分および直交成分それぞれの並列バイナリデータ信号に対して、ｍ並列の入力並列バイナリデータの各ビットから生成されるｍビットのディジタルデータ信号をディジタル−アナログ変換した値をｘとし、逆余弦関数ｙ＝ｃｏｓ^−１（ｘ）で与えられる値ｙを計算し、ｍより大きな整数であるｋビットの出力並列バイナリデータ信号にｙをアナログ−ディジタル変換するとき、ｍビットの全ての可能な組み合わせの各々に対応するｋビットの出力並列バイナリデータ信号の対応テーブルを予めメモリ部に保持しており、入力並列バイナリデータ信号の値に応じて対応テーブルを参照して出力並列バイナリデータ信号を出力する歪補正部を備えた請求項１記載の光直交振幅変調回路。
4. 入力バイナリデータ信号を同相成分および直交成分それぞれが２系列となるように並列バイナリデータ信号にシリアル−パラレル変換し、同相成分および直交成分それぞれに対して各々のバイナリ信号に減衰を与える減衰部を設け、この減衰部から出力される２系列の信号を電気的に加算する加算手段を備えた請求項１記載の光直交振幅変調回路。
5. 同相成分および直交成分それぞれ２系統のバイナリデータ信号に対して振幅減衰率の比を約２：３とする請求項４記載の光直交振幅変調回路。
6. 入力バイナリデータ信号を２以上の整数であるｎ個の系列の並列バイナリデータ信号２組にシリアル−パラレル変換し、同相成分および直交成分がそれぞれ２ⁿレベルの変調信号により変調されることにより２²ⁿ値の光直交振幅変調を実現する請求項１ないし５のいずれかに記載の光直交振幅変調回路。
7. パワー一定の連続光を出力するＣＷ光源を有し、
   このＣＷ光源からの連続光を請求項１ないし６のいずれかに記載の光直交振幅変調回路に入力する
   光送信器。
8. シリアル−パラレル変換部から出力される並列バイナリデータ信号のビットレートと同じ周波数で光の強度を変調するＲＺ変調部を前記ＣＷ光源の後段または光結合部の後段に配置した請求項７記載の光送信器。
9. シリアル−パラレル変換部から出力される並列バイナリデータ信号のビットレートと同じ周波数で発振するパルス光源を前記ＣＷ光源に代えて備えた請求項７記載の光送信器。
10. 入力光が光分離部により２経路に分離され、この分離された一方の光信号は直交位相制御部により位相をπ／２だけシフトされ、分離された一方の光信号には第一のマッハツェンダー型振幅変調部により振幅変調の同相成分が重畳され、分離された他方の光信号には第二のマッハツェンダー型振幅変調部により振幅変調の直交成分が重畳され、この第一および第二のマッハツェンダー型振幅変調部からそれぞれ出力された同相成分および直交成分の光信号は光結合部により結合される光直交振幅変調方法において、
    入力されたバイナリデータ信号がシリアル−パラレル変換され、２以上の整数であるｍ個の系列および２以上の整数であるｎ個の系列の２組の並列バイナリデータ信号として出力され、このｍ系列およびｎ系列の並列バイナリデータ信号からそれぞれ２^mレベルおよび２ⁿレベルのアナログ信号が生成され、前記第一および第二のマッハツェンダー型振幅変調部への駆動信号としてそれぞれ供給され、
    同相成分および直交成分それぞれの変調信号に対して、前記第一および第二のマッハツェンダー型振幅変調部の振幅変調特性の非線形性による信号波形歪が電気的に予め補正される
    ことを特徴とする光直交振幅変調方法。
11. 前記第一および第二のマッハツェンダー型振幅変調部の通過特性の逆関数になる駆動信号を出力する請求項１０記載の光直交振幅変調方法。
12. シリアル−パラレル変換された同相成分および直交成分それぞれの並列バイナリデータ信号に対して、ｍ並列の入力並列バイナリデータ信号の各ビットから生成されるｍビットのディジタルデータ信号をディジタル−アナログ変換した値をｘとし、逆余弦関数ｙ＝ｃｏｓ^−１（ｘ）で与えられる値ｙを計算し、ｍより大きな整数であるｋビットの出力並列バイテリデータ信号にｙをアナログ−ディジタル変換するとき、ｍビットの全ての可能な組み合わせの各々に対応するｋビットの出力並列バイナリデータ信号の対応テーブルを予めメモリ手段に保持しており、入力並列バイナリデータ信号の値に応じて対応テーブルを参照して出力並列バイナリデータ信号を出力することにより信号波形歪が予め補正される請求項１０記載の光直交振幅変調方法。
13. 入力バイナリデータ信号を同相成分および直交成分それぞれが２系列となるように並列バイナリデータ信号にシリアル−パラレル変換し、同相成分および直交成分それぞれに対して、各々のバイナリ信号を減衰させ、減衰された２系列の信号を電気的に加算することにより信号波形歪が予め補正される請求項１０記載の光直交振幅変調方法。
14. 同相成分および直交成分それぞれ２系統のバイナリデータ信号に対して、振幅減衰率の比を約２：３とする請求項１３記載の光直交振幅変調方法。
15. 入力バイナリデータ信号を２以上の整数であるｎ個の系列の並列バイナリデータ信号２組にシリアル−パラレル変換し、同相成分および直交成分がそれぞれ２ⁿレベルの変調信号により変調される請求項１０ないし１４のいずれかに記載の光直交振幅変調方法。
16. シリアル−パラレル変換された並列バイナリデータ信号のビットレートと同じ周波数で光の強度が変調される請求項１０ないし１５のいずれかに記載の光直交振幅変調方法。
17. パワー一定の連続光を出力するＣＷ光源からの連続光を用いる請求項１０ないし１６のいずれかに記載の光直交振幅変調方法。
18. シリアル−パラレル変換後の並列バイナリデータ信号のビットレート信号と同じ周波数で発振するパルス光を前記ＣＷ光源からの連続光に代えて用いる請求項１０ないし１６のいずれかに記載の光直交振幅変調方法。

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