JPH06232641A - 無線周波増幅装置 - Google Patents
無線周波増幅装置Info
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- JPH06232641A JPH06232641A JP1900493A JP1900493A JPH06232641A JP H06232641 A JPH06232641 A JP H06232641A JP 1900493 A JP1900493 A JP 1900493A JP 1900493 A JP1900493 A JP 1900493A JP H06232641 A JPH06232641 A JP H06232641A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 無線周波帯の信号を線形に効率よく増幅で
き、相互変調歪みが低く、かつ大出力レベルで使用でき
る無線周波増幅装置を提供する。 【構成】 制御部１５により主増幅器１３の出力信号を
入力信号と比較して同相成分の誤差信号Ｅc (t) と直交
成分の誤差信号Ｅc (t) とを生成し、これらの誤差信号
に基づいて、変調器１１により、主増幅器１３の入力信
号の一部の振幅および位相を補正する。
き、相互変調歪みが低く、かつ大出力レベルで使用でき
る無線周波増幅装置を提供する。 【構成】 制御部１５により主増幅器１３の出力信号を
入力信号と比較して同相成分の誤差信号Ｅc (t) と直交
成分の誤差信号Ｅc (t) とを生成し、これらの誤差信号
に基づいて、変調器１１により、主増幅器１３の入力信
号の一部の振幅および位相を補正する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は無線信号の送信に利用す
る。特に、無線周波帯の信号を線形に増幅する無線周波
増幅装置に関する。本発明はＳＳＢあるいは１６ＱＡＭ
信号の送信に利用するに適する。
る。特に、無線周波帯の信号を線形に増幅する無線周波
増幅装置に関する。本発明はＳＳＢあるいは１６ＱＡＭ
信号の送信に利用するに適する。
【０００２】
【従来の技術】無線周波帯の信号を歪みなく線型に増幅
するには、増幅素子の線形性が維持できる領域で直流バ
イアスを加えて用いるＡ級動作が従来から知られてい
る。また、Ａ級動作の効率の低さを解決するため、無線
周波帯の信号の半周期だけ増幅素子を動作させるように
したＢ級動作も知られている。しかし、Ｂ級動作では、
線形性を確保するために同調回路が必要となり、その結
果、動作帯域幅が狭くなる問題がある。このような問題
を解決するため、Ｂ級プッシュプルあるいはＡＢ級プッ
シュプルを用い、さらに、相互変調歪みレベルを低くす
るために負帰還を施す構成もよく用いられている。しか
し、効率および出力の点で十分とはいえない。
するには、増幅素子の線形性が維持できる領域で直流バ
イアスを加えて用いるＡ級動作が従来から知られてい
る。また、Ａ級動作の効率の低さを解決するため、無線
周波帯の信号の半周期だけ増幅素子を動作させるように
したＢ級動作も知られている。しかし、Ｂ級動作では、
線形性を確保するために同調回路が必要となり、その結
果、動作帯域幅が狭くなる問題がある。このような問題
を解決するため、Ｂ級プッシュプルあるいはＡＢ級プッ
シュプルを用い、さらに、相互変調歪みレベルを低くす
るために負帰還を施す構成もよく用いられている。しか
し、効率および出力の点で十分とはいえない。
【０００３】線形性に優れ、効率が良く、相互変調歪み
レベルが低く、かつ大出力が得られる無線周波増幅装置
に関する研究は古くから行われており、１９５２年の
Ｌ．Ｒ．カーンの論文（文献１）まで遡ることができ、
これを改良したものとして、発振器による注入同期現象
を用いた１９７９年のポーラ・ループ送信機（文献２）
が知られている。また、１９７４年には、コックスによ
って、振幅変調を角度変調波に写像するリンク（ＬＩＮ
Ｃ）と呼ばれる方法（文献３）が提案された。
レベルが低く、かつ大出力が得られる無線周波増幅装置
に関する研究は古くから行われており、１９５２年の
Ｌ．Ｒ．カーンの論文（文献１）まで遡ることができ、
これを改良したものとして、発振器による注入同期現象
を用いた１９７９年のポーラ・ループ送信機（文献２）
が知られている。また、１９７４年には、コックスによ
って、振幅変調を角度変調波に写像するリンク（ＬＩＮ
Ｃ）と呼ばれる方法（文献３）が提案された。
【０００４】さらに、最近になって、ディジタル移動通
信用に高能率の線形増幅装置が開発されている。例え
ば、ＦＥＴ素子を用いた非線形増幅器において、そのド
レイン電圧を入力信号の包絡線に追従するように制御し
て線形化する方法が報告されている（文献４）。 文献１：L.R.Kahn, "Single-sideband transmission by
envelope eliminationand restoration", Proc.IRE, V
ol.40, pp.803-806, July 1952 文献２：V.Petvic and W.Gosling, "Polar-loop transm
itter", Electronics Letters, Vol.15, No.10, pp.286
-288, May 1979 文献３：D.C.Cox, "Linear amplification with nonlin
ear components", IEEETrans. on Communi. Vol.COM-2
2, pp.1042-1045, Dec.1974 文献４：千葉、野島、冨里、「双方向フィード形ドレイ
ン電圧制御増幅器（ＢＤＦ−ＤＶＣＡ）」、信学技報、
RCS89-33
信用に高能率の線形増幅装置が開発されている。例え
ば、ＦＥＴ素子を用いた非線形増幅器において、そのド
レイン電圧を入力信号の包絡線に追従するように制御し
て線形化する方法が報告されている（文献４）。 文献１：L.R.Kahn, "Single-sideband transmission by
envelope eliminationand restoration", Proc.IRE, V
ol.40, pp.803-806, July 1952 文献２：V.Petvic and W.Gosling, "Polar-loop transm
itter", Electronics Letters, Vol.15, No.10, pp.286
-288, May 1979 文献３：D.C.Cox, "Linear amplification with nonlin
ear components", IEEETrans. on Communi. Vol.COM-2
2, pp.1042-1045, Dec.1974 文献４：千葉、野島、冨里、「双方向フィード形ドレイ
ン電圧制御増幅器（ＢＤＦ−ＤＶＣＡ）」、信学技報、
RCS89-33
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、ポーラ・ルー
プ送信機は、発振器による注入同期現象を用いているの
で、無信号時には注入同期が効かず、発振器が自走する
とともにその信号が漏れてしまう問題がある。また、リ
ンクと呼ばれる方法では、振幅変調波を角度変調波に写
像する回路を精度よく実現することが困難である問題が
ある。さらに、上述の文献４に記載されたＢＤＦ−ＤＶ
ＣＡでは、相互変調歪みレベルを十分に低く抑えること
が困難である問題があった。
プ送信機は、発振器による注入同期現象を用いているの
で、無信号時には注入同期が効かず、発振器が自走する
とともにその信号が漏れてしまう問題がある。また、リ
ンクと呼ばれる方法では、振幅変調波を角度変調波に写
像する回路を精度よく実現することが困難である問題が
ある。さらに、上述の文献４に記載されたＢＤＦ−ＤＶ
ＣＡでは、相互変調歪みレベルを十分に低く抑えること
が困難である問題があった。
【０００６】本発明は、このような課題を解決し、無線
周波帯の信号を線形に効率よく増幅でき、相互変調歪み
が低く、かつ大出力レベルで使用できる無線周波増幅装
置を提供することを目的とする。
周波帯の信号を線形に効率よく増幅でき、相互変調歪み
が低く、かつ大出力レベルで使用できる無線周波増幅装
置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の無線周波増幅装
置は、無線周波数帯の信号を増幅する主増幅器と、この
主増幅器で増幅しようとする入力信号を分岐する入力分
配手段と、この主増幅器の出力信号を分岐する出力分配
手段と、入力分配手段からの信号と出力分配手段からの
信号とを比較して誤差信号を発生する手段と、この誤差
信号により主増幅器に入力される信号を補正する手段と
を備えた無線周波増幅装置において、入力分配手段は入
力信号を３分岐してその第一の信号を誤差信号を発生す
る手段に供給する構成であり、誤差信号を発生する手段
は、出力分配手段からの信号に含まれる第一の信号とは
異なる成分から同相成分の誤差信号および直交成分の誤
差信号を抽出する手段を含み、入力信号を補正する手段
は、入力分配手段により分岐された第二の信号の振幅お
よび位相を同相成分の誤差信号および直交成分の誤差信
号により変調する変調器と、この変調器の出力信号を入
力分配手段により分岐された第三の信号に加算する加算
器とを含むことを特徴とする。
置は、無線周波数帯の信号を増幅する主増幅器と、この
主増幅器で増幅しようとする入力信号を分岐する入力分
配手段と、この主増幅器の出力信号を分岐する出力分配
手段と、入力分配手段からの信号と出力分配手段からの
信号とを比較して誤差信号を発生する手段と、この誤差
信号により主増幅器に入力される信号を補正する手段と
を備えた無線周波増幅装置において、入力分配手段は入
力信号を３分岐してその第一の信号を誤差信号を発生す
る手段に供給する構成であり、誤差信号を発生する手段
は、出力分配手段からの信号に含まれる第一の信号とは
異なる成分から同相成分の誤差信号および直交成分の誤
差信号を抽出する手段を含み、入力信号を補正する手段
は、入力分配手段により分岐された第二の信号の振幅お
よび位相を同相成分の誤差信号および直交成分の誤差信
号により変調する変調器と、この変調器の出力信号を入
力分配手段により分岐された第三の信号に加算する加算
器とを含むことを特徴とする。
【０００８】同相成分の誤差信号および直交成分の誤差
信号を抽出する手段は、第一の信号から分岐した信号
（Ｂ１0C）にその第一の信号を振幅制限した振幅制限信
号（Ｂ１0LIM）を乗算してその低周波成分を抽出するこ
とにより同相成分の基準信号を生成する第一の回路手段
と、第一の信号（Ｂ１0 ）を分岐してその位相を９０度
シフトさせた信号（Ｂ１0S）に振幅制限信号（Ｂ
１0LIM）を乗算してその低周波成分を抽出することによ
り直交成分の基準信号を生成する第二の回路手段と、出
力分配手段からの信号（Ｂ１0 ）から分岐した信号（Ｂ
２0C）に振幅制限信号（Ｂ１0LIM）を乗算してその低周
波成分を抽出することにより誤差成分の同相成分を抽出
する第三の回路手段と、出力分配手段からの信号（Ｂ１
0 ）を分岐してその位相を９０度シフトさせた信号（Ｂ
２0S）に振幅制限信号（Ｂ１0LIM）を乗算することによ
り誤差成分の直交成分を抽出する第四の回路手段と、第
一の回路手段の出力から第三の回路手段の出力を減算し
て同相成分の誤差信号を生成する第一の減算器と、第二
の回路手段の出力から第四の回路手段の出力を減算して
直交成分の誤差信号を生成する第二の減算器とを含むこ
とがよい。第一および第二の減算器の出力には、利得調
整のための増幅器をそれぞれ備えることがよい。
信号を抽出する手段は、第一の信号から分岐した信号
（Ｂ１0C）にその第一の信号を振幅制限した振幅制限信
号（Ｂ１0LIM）を乗算してその低周波成分を抽出するこ
とにより同相成分の基準信号を生成する第一の回路手段
と、第一の信号（Ｂ１0 ）を分岐してその位相を９０度
シフトさせた信号（Ｂ１0S）に振幅制限信号（Ｂ
１0LIM）を乗算してその低周波成分を抽出することによ
り直交成分の基準信号を生成する第二の回路手段と、出
力分配手段からの信号（Ｂ１0 ）から分岐した信号（Ｂ
２0C）に振幅制限信号（Ｂ１0LIM）を乗算してその低周
波成分を抽出することにより誤差成分の同相成分を抽出
する第三の回路手段と、出力分配手段からの信号（Ｂ１
0 ）を分岐してその位相を９０度シフトさせた信号（Ｂ
２0S）に振幅制限信号（Ｂ１0LIM）を乗算することによ
り誤差成分の直交成分を抽出する第四の回路手段と、第
一の回路手段の出力から第三の回路手段の出力を減算し
て同相成分の誤差信号を生成する第一の減算器と、第二
の回路手段の出力から第四の回路手段の出力を減算して
直交成分の誤差信号を生成する第二の減算器とを含むこ
とがよい。第一および第二の減算器の出力には、利得調
整のための増幅器をそれぞれ備えることがよい。
【０００９】変調器は、入力された信号に対して同相成
分信号とこの同相成分信号に対して位相が９０度ずれた
直交成分信号とを出力する９０度ハイブリッド回路と、
この９０度ハイブリッド回路からの同相成分信号に同相
成分の誤差信号を乗算する第一の乗算器と、９０度ハイ
ブリッド回路からの直交成分信号に直交成分の誤差信号
を乗算する第二の乗算器と、第一の乗算器の出力から第
二の乗算器の出力を減算する減算器とを含むことがよ
い。
分信号とこの同相成分信号に対して位相が９０度ずれた
直交成分信号とを出力する９０度ハイブリッド回路と、
この９０度ハイブリッド回路からの同相成分信号に同相
成分の誤差信号を乗算する第一の乗算器と、９０度ハイ
ブリッド回路からの直交成分信号に直交成分の誤差信号
を乗算する第二の乗算器と、第一の乗算器の出力から第
二の乗算器の出力を減算する減算器とを含むことがよ
い。
【００１０】誤差信号を発生する手段を送信周波数より
低い周波数で動作させるためには、、この手段に、第一
の信号の周波数を低周波数に変換する第一の周波数変換
手段と、この第一の周波数変換手段と共通の局部発振信
号を用いて出力分配手段からの信号の周波数を低周波数
に変換する第二の周波数変換手段とを含むことがよい。
低い周波数で動作させるためには、、この手段に、第一
の信号の周波数を低周波数に変換する第一の周波数変換
手段と、この第一の周波数変換手段と共通の局部発振信
号を用いて出力分配手段からの信号の周波数を低周波数
に変換する第二の周波数変換手段とを含むことがよい。
【００１１】また、誤差信号を発生する手段と変調器と
の双方を低周波数で動作させるためには、入力信号とし
て主増幅器で増幅しようとする周波数に比較して低周波
数の信号を用い、加算器の出力を主増幅器で増幅しよう
とする周波数に変換する第一の周波数変換手段と、出力
分配手段から誤差信号を発生する手段に供給される信号
の周波数を第一の周波数変換手段と共通の局部発振信号
を用いて低周波数に変換する第二の周波数変換手段とを
備えることがよい。
の双方を低周波数で動作させるためには、入力信号とし
て主増幅器で増幅しようとする周波数に比較して低周波
数の信号を用い、加算器の出力を主増幅器で増幅しよう
とする周波数に変換する第一の周波数変換手段と、出力
分配手段から誤差信号を発生する手段に供給される信号
の周波数を第一の周波数変換手段と共通の局部発振信号
を用いて低周波数に変換する第二の周波数変換手段とを
備えることがよい。
【００１２】
【作用】主増幅器の入力信号と増幅後の信号とを比較
し、同相成分の誤差信号および直交成分の誤差信号を生
成する。また、入力信号を二つに分岐し、その一方を二
つの誤差信号で直交変調し、それを他方に加算する。直
交変調により得られる信号は、振幅が誤差信号の振幅に
より変調され、位相が誤差信号の位相により変調された
ものとなる。したがって、これを分岐された他方の入力
信号に加算して主増幅器に入力すれば、その出力歪みを
小さくすることができる。
し、同相成分の誤差信号および直交成分の誤差信号を生
成する。また、入力信号を二つに分岐し、その一方を二
つの誤差信号で直交変調し、それを他方に加算する。直
交変調により得られる信号は、振幅が誤差信号の振幅に
より変調され、位相が誤差信号の位相により変調された
ものとなる。したがって、これを分岐された他方の入力
信号に加算して主増幅器に入力すれば、その出力歪みを
小さくすることができる。
【００１３】
【実施例】図１は本発明の第一実施例を示すブロック構
成図である。
成図である。
【００１４】この実施例装置は、無線周波数帯の信号を
増幅する主増幅器１３を備え、この主増幅器１３で増幅
しようとする入力信号を分岐する入力分配手段として分
配器１０を備え、主増幅器１３の出力信号を分岐する出
力分配手段として分配器１４を備え、分配器１０からの
信号と分配器１４からの信号とを比較して誤差信号を発
生する手段として制御部１５を備え、この誤差信号によ
り主増幅器１３に入力される信号を補正する手段として
変調器１１および加算器１２を備える。
増幅する主増幅器１３を備え、この主増幅器１３で増幅
しようとする入力信号を分岐する入力分配手段として分
配器１０を備え、主増幅器１３の出力信号を分岐する出
力分配手段として分配器１４を備え、分配器１０からの
信号と分配器１４からの信号とを比較して誤差信号を発
生する手段として制御部１５を備え、この誤差信号によ
り主増幅器１３に入力される信号を補正する手段として
変調器１１および加算器１２を備える。
【００１５】ここで本実施例の特徴とするところは、分
配器１０が入力信号を３分岐してその第一の信号を制御
部１５に供給する構成であり、この制御部１５は、分配
器１４からの信号に含まれる上記第一の信号とは異なる
成分から同相成分の誤差信号および直交成分の誤差信号
を抽出する構成であり、入力信号を補正する手段は、分
配器１０により分岐された第二の信号の振幅および位相
を同相成分の誤差信号および直交成分の誤差信号により
変調する変調器１１と、この変調器１１の出力信号を分
配器１０により分岐された第三の信号に加算する加算器
１２とを含むことにある。
配器１０が入力信号を３分岐してその第一の信号を制御
部１５に供給する構成であり、この制御部１５は、分配
器１４からの信号に含まれる上記第一の信号とは異なる
成分から同相成分の誤差信号および直交成分の誤差信号
を抽出する構成であり、入力信号を補正する手段は、分
配器１０により分岐された第二の信号の振幅および位相
を同相成分の誤差信号および直交成分の誤差信号により
変調する変調器１１と、この変調器１１の出力信号を分
配器１０により分岐された第三の信号に加算する加算器
１２とを含むことにある。
【００１６】ここで、主増幅器１３は、 Ａ1(t)＝ cosωｔ なる信号が入力されると、 Ａ0(t)＝Ｇ cosωｔ＋Δ cos（ωｔ＋ε） なる信号を出力するものとする。第２項は主増幅器１３
自身が生成した歪みであり、Δは振幅歪み、εは位相歪
みである。
自身が生成した歪みであり、Δは振幅歪み、εは位相歪
みである。
【００１７】この装置に、入力信号 Ｓ1(t)＝ cosωｔ が入力されると、分配器１０はこの信号を三つに分配す
る。簡単のため、これらの信号がすべて、 Ｂ１0(t)＝ cosωｔ であるとする。また、分配器１４から制御部１５への結
合量を簡単のため１／Ｇとすると、その信号Ｂ２0 (t)
は、 Ｂ２0(t)＝ cosωｔ＋Δ／Ｇ cos（ωｔ＋ε） となる。制御部１５では、分配器１０からの信号Ｂ１0
(t) を基準信号とし、分配器１４からの信号Ｂ２0 (t)
に含まれる誤差成分の同相成分と直交成分とを抽出す
る。これらは、それぞれ、 ＥC(t)＝−Δ／Ｇ cosε ＥS(t)＝−Δ／Ｇ cosε として出力される。これらの誤差信号ＥC (t) 、Ｅ
S (t) を変調器１１に導き、分配器１０の出力信号Ｂ１
0 (t) に変調を加える。その結果は、 ＳM(t)＝−Δ／Ｇ cosε cosωｔ＋Δ／Ｇ sinε sinωｔ ＝−Δ／Ｇ cos（ωｔ＋ε） となる。この変調器１１の出力信号ＳM (t) と分配器１
０の出力信号Ｂ１0 (t)とは、加算器１２で加算され、 ＳSUM(t)＝ cosωｔ−Δ／Ｇ cos（ωｔ＋ε） となる。これを主増幅器１３に入力して増幅すると、 Ａ0(t)＝Ｇ cosωｔ＋０（Δ2 ，２ε） となる。第２項が誤差成分であり、非常に小さい値とな
る。したがって、図１に示した制御ループにより歪みを
除去できる。
る。簡単のため、これらの信号がすべて、 Ｂ１0(t)＝ cosωｔ であるとする。また、分配器１４から制御部１５への結
合量を簡単のため１／Ｇとすると、その信号Ｂ２0 (t)
は、 Ｂ２0(t)＝ cosωｔ＋Δ／Ｇ cos（ωｔ＋ε） となる。制御部１５では、分配器１０からの信号Ｂ１0
(t) を基準信号とし、分配器１４からの信号Ｂ２0 (t)
に含まれる誤差成分の同相成分と直交成分とを抽出す
る。これらは、それぞれ、 ＥC(t)＝−Δ／Ｇ cosε ＥS(t)＝−Δ／Ｇ cosε として出力される。これらの誤差信号ＥC (t) 、Ｅ
S (t) を変調器１１に導き、分配器１０の出力信号Ｂ１
0 (t) に変調を加える。その結果は、 ＳM(t)＝−Δ／Ｇ cosε cosωｔ＋Δ／Ｇ sinε sinωｔ ＝−Δ／Ｇ cos（ωｔ＋ε） となる。この変調器１１の出力信号ＳM (t) と分配器１
０の出力信号Ｂ１0 (t)とは、加算器１２で加算され、 ＳSUM(t)＝ cosωｔ−Δ／Ｇ cos（ωｔ＋ε） となる。これを主増幅器１３に入力して増幅すると、 Ａ0(t)＝Ｇ cosωｔ＋０（Δ2 ，２ε） となる。第２項が誤差成分であり、非常に小さい値とな
る。したがって、図１に示した制御ループにより歪みを
除去できる。
【００１８】図２は制御部１５の詳細を示すブロック構
成図である。
成図である。
【００１９】分配器１０からの信号Ｂ１0 (t) から分岐
した信号Ｂ１0C(t) に信号Ｂ１0 (t) を振幅制限した振
幅制限信号Ｂ１0LIM(t) を乗算してその低周波成分を抽
出することにより同相成分の基準信号Ｅ１CLPF(t) を生
成する第一の回路手段として、分配器２０、振幅制限回
路２１、分配器２２、乗算器２５および低域通過フィル
タ２９を備え、信号Ｂ１0 (t) を分岐してその位相を９
０度シフトさせた信号Ｂ１0S(t) に振幅制限信号Ｂ１
0LIM(t) を乗算してその低周波成分を抽出することによ
り直交成分の基準信号Ｅ１SLPF(t) を生成する第二の回
路手段として、９０度ハイブリッド回路２３、乗算器２
６および低域通過フィルタ３０を備え、分配器１４から
の信号Ｂ２0 (t) から分岐した信号Ｂ２0C(t) に振幅制
限信号Ｂ１0LIM(t) を乗算してその低周波成分を抽出す
ることにより誤差成分の同相成分Ｅ２CLPF(t) を抽出す
る第三の回路手段として、乗算器２７および低域通過フ
ィルタ３１を備え、分配器１４からの信号Ｂ２0 (t) を
分岐してその位相を９０度シフトさせた信号Ｂ２0S(t)
に振幅制限信号Ｂ１0LIM(t) を乗算することにより誤差
成分の直交成分Ｅ２SLPF(t) を抽出する第四の回路手段
として、９０度ハイブリッド回路２４、乗算器２８およ
び低域通過フィルタ３２を備える。さらに、第一の回路
手段の出力Ｅ１CLPF(t) から第三の回路手段の出力Ｅ２
CLPF(t) を減算して同相成分の誤差信号を生成する第一
の減算器３３と、第二の回路手段の出力Ｅ１SLPF(t) か
ら第四の回路手段の出力Ｅ２SLPF(t) を減算して直交成
分の誤差信号を生成する第二の減算器３４を備える。減
算器３３、３４の出力は、それぞれ増幅器３５、３６に
より振幅が調整され、誤差信号ＥC (t) 、ＥS (t) とし
て出力される。
した信号Ｂ１0C(t) に信号Ｂ１0 (t) を振幅制限した振
幅制限信号Ｂ１0LIM(t) を乗算してその低周波成分を抽
出することにより同相成分の基準信号Ｅ１CLPF(t) を生
成する第一の回路手段として、分配器２０、振幅制限回
路２１、分配器２２、乗算器２５および低域通過フィル
タ２９を備え、信号Ｂ１0 (t) を分岐してその位相を９
０度シフトさせた信号Ｂ１0S(t) に振幅制限信号Ｂ１
0LIM(t) を乗算してその低周波成分を抽出することによ
り直交成分の基準信号Ｅ１SLPF(t) を生成する第二の回
路手段として、９０度ハイブリッド回路２３、乗算器２
６および低域通過フィルタ３０を備え、分配器１４から
の信号Ｂ２0 (t) から分岐した信号Ｂ２0C(t) に振幅制
限信号Ｂ１0LIM(t) を乗算してその低周波成分を抽出す
ることにより誤差成分の同相成分Ｅ２CLPF(t) を抽出す
る第三の回路手段として、乗算器２７および低域通過フ
ィルタ３１を備え、分配器１４からの信号Ｂ２0 (t) を
分岐してその位相を９０度シフトさせた信号Ｂ２0S(t)
に振幅制限信号Ｂ１0LIM(t) を乗算することにより誤差
成分の直交成分Ｅ２SLPF(t) を抽出する第四の回路手段
として、９０度ハイブリッド回路２４、乗算器２８およ
び低域通過フィルタ３２を備える。さらに、第一の回路
手段の出力Ｅ１CLPF(t) から第三の回路手段の出力Ｅ２
CLPF(t) を減算して同相成分の誤差信号を生成する第一
の減算器３３と、第二の回路手段の出力Ｅ１SLPF(t) か
ら第四の回路手段の出力Ｅ２SLPF(t) を減算して直交成
分の誤差信号を生成する第二の減算器３４を備える。減
算器３３、３４の出力は、それぞれ増幅器３５、３６に
より振幅が調整され、誤差信号ＥC (t) 、ＥS (t) とし
て出力される。
【００２０】分配器１０から供給された信号Ｂ１0 (t)
は、分配器２０により二つに分割される。分配器２０の
一方の出力は振幅制限回路２１に供給され、他方は９０
度ハイブリッド回路２３に供給される。振幅制限回路２
１は、その信号の振幅を一定値に制限し、分配器２２に
供給する。分配器２２は、振幅が一定に制限された信号
を４分割して乗算器２５、２６、２７および２８に供給
する。９０度ハイブリッド回路２３は、入力された信号
と同相成分の信号Ｂ１0C(t) および位相が９０度ずれた
直交成分の信号Ｂ１0S(t) を生成し、同相成分の信号Ｂ
１0C(t) を乗算器２５に、直交成分の信号Ｂ１0S(t) を
乗算器２６に供給する。乗算器２５は、分配器２２から
の振幅制限された信号Ｂ１0LIM(t) と、同相成分の信号
Ｂ１0C(t) とを掛け合わせる。乗算器２６は、分配器２
２からの振幅制限された信号Ｂ１0LIM(t) と、直交成分
の信号Ｂ１0S(t) とを掛け合わせる。乗算器２５、２６
の出力信号はそれぞれ低域通過フィルタ３１、３２に供
給され、不要波が除去される。
は、分配器２０により二つに分割される。分配器２０の
一方の出力は振幅制限回路２１に供給され、他方は９０
度ハイブリッド回路２３に供給される。振幅制限回路２
１は、その信号の振幅を一定値に制限し、分配器２２に
供給する。分配器２２は、振幅が一定に制限された信号
を４分割して乗算器２５、２６、２７および２８に供給
する。９０度ハイブリッド回路２３は、入力された信号
と同相成分の信号Ｂ１0C(t) および位相が９０度ずれた
直交成分の信号Ｂ１0S(t) を生成し、同相成分の信号Ｂ
１0C(t) を乗算器２５に、直交成分の信号Ｂ１0S(t) を
乗算器２６に供給する。乗算器２５は、分配器２２から
の振幅制限された信号Ｂ１0LIM(t) と、同相成分の信号
Ｂ１0C(t) とを掛け合わせる。乗算器２６は、分配器２
２からの振幅制限された信号Ｂ１0LIM(t) と、直交成分
の信号Ｂ１0S(t) とを掛け合わせる。乗算器２５、２６
の出力信号はそれぞれ低域通過フィルタ３１、３２に供
給され、不要波が除去される。
【００２１】一方、分配器１４から入力された信号Ｂ２
0 (t) は、９０度ハイブリッド回路２４により、同相成
分の信号Ｂ２0C(t) および位相が９０度ずれた直交成分
の信号Ｂ２0S(t) を生成し、同相成分の信号Ｂ２0C(t)
を乗算器２７に、直交成分の信号Ｂ２0S(t) を乗算器２
８に供給する。乗算器２７は、分配器２２からの振幅制
限された信号Ｂ１0LIM(t) と、同相成分の信号Ｂ２
0C(t) とを掛け合わせる。乗算器２８は、分配器２２か
らの振幅制限された信号Ｂ１0LIM(t) と、直交成分の信
号Ｂ２0S(t) とを掛け合わせる。乗算器２７、２８の出
力信号はそれぞれ低域通過フィルタ３１、３２に供給さ
れ、不要波が除去される。
0 (t) は、９０度ハイブリッド回路２４により、同相成
分の信号Ｂ２0C(t) および位相が９０度ずれた直交成分
の信号Ｂ２0S(t) を生成し、同相成分の信号Ｂ２0C(t)
を乗算器２７に、直交成分の信号Ｂ２0S(t) を乗算器２
８に供給する。乗算器２７は、分配器２２からの振幅制
限された信号Ｂ１0LIM(t) と、同相成分の信号Ｂ２
0C(t) とを掛け合わせる。乗算器２８は、分配器２２か
らの振幅制限された信号Ｂ１0LIM(t) と、直交成分の信
号Ｂ２0S(t) とを掛け合わせる。乗算器２７、２８の出
力信号はそれぞれ低域通過フィルタ３１、３２に供給さ
れ、不要波が除去される。
【００２２】低域通過フィルタ２９の出力信号Ｅ１CLPF
(t) から低域通過フィルタ３１の出力信号Ｅ２CLPF(t)
を減算器３３で減算することにより同相成分の誤差信号
が得られ、低域通過フィルタ３０の出力信号Ｅ１
SLPF(t) から低域通過フィルタ３２の出力信号Ｅ２SLPF
(t) を減算器３４で減算することにより直交成分の誤差
信号が得られる。さらに、減算器３３、３４の出力をそ
れぞれ増幅器３５、３６により増幅し、変調器１１に必
要なレベルまで増幅する。
(t) から低域通過フィルタ３１の出力信号Ｅ２CLPF(t)
を減算器３３で減算することにより同相成分の誤差信号
が得られ、低域通過フィルタ３０の出力信号Ｅ１
SLPF(t) から低域通過フィルタ３２の出力信号Ｅ２SLPF
(t) を減算器３４で減算することにより直交成分の誤差
信号が得られる。さらに、減算器３３、３４の出力をそ
れぞれ増幅器３５、３６により増幅し、変調器１１に必
要なレベルまで増幅する。
【００２３】次に、簡単な数式を用いて動作をさらに説
明する。上述したように、分配器１０から入力される信
号Ｂ１0 (t) は、 Ｂ１0(t)＝ cosωｔ であり、分配器１４からの信号は、 Ｂ２0(t)＝ cosωｔ＋Δ／Ｇ cos（ωｔ＋ε） である。振幅制限回路２１で振幅制限されて分配器２２
により分配されたそれぞれの信号Ｂ１OLIM(t）は、簡単
のため、 Ｂ１OLIM(t）＝ cosωｔ であるとする。９０度ハイブリッド回路２３には信号Ｂ
１0 (t) が分岐されて入力されるので、同相成分信号Ｂ
１OC(t）として、 Ｂ１OC(t）＝ cosωｔ が得られ、直交成分信号Ｂ１OS(t）として、 Ｂ１OS(t）＝ sinωｔ が得られる。したがって、低域通過フィルタ２９の出力
信号Ｅ１CLPF(t) として、 Ｅ１CLPF(t) ＝１／２ が得られ、低域通過フィルタ２９の出力信号Ｅ１
SLPF(t) として、 Ｅ１SLPF(t) ＝０ が得られる。
明する。上述したように、分配器１０から入力される信
号Ｂ１0 (t) は、 Ｂ１0(t)＝ cosωｔ であり、分配器１４からの信号は、 Ｂ２0(t)＝ cosωｔ＋Δ／Ｇ cos（ωｔ＋ε） である。振幅制限回路２１で振幅制限されて分配器２２
により分配されたそれぞれの信号Ｂ１OLIM(t）は、簡単
のため、 Ｂ１OLIM(t）＝ cosωｔ であるとする。９０度ハイブリッド回路２３には信号Ｂ
１0 (t) が分岐されて入力されるので、同相成分信号Ｂ
１OC(t）として、 Ｂ１OC(t）＝ cosωｔ が得られ、直交成分信号Ｂ１OS(t）として、 Ｂ１OS(t）＝ sinωｔ が得られる。したがって、低域通過フィルタ２９の出力
信号Ｅ１CLPF(t) として、 Ｅ１CLPF(t) ＝１／２ が得られ、低域通過フィルタ２９の出力信号Ｅ１
SLPF(t) として、 Ｅ１SLPF(t) ＝０ が得られる。
【００２４】一方、９０度ハイブリッド回路２４には分
配器１４からの信号Ｂ２0 (t) が入力されるので、その
同相成分の出力信号Ｂ２0C(t) は、 Ｂ２0C(t) ＝ cosωｔ＋Δ／Ｇ cos（ωｔ＋ε） となり、直交成分の出力信号Ｂ２0S(t) は、 Ｂ２0C(t) ＝ sinωｔ＋Δ／Ｇ sin（ωｔ＋ε） となる。したがって、低域通過フィルタ３１の出力信号
Ｅ２CLPF(t) は、 Ｅ２CLPF(t) ＝１／２＋Δ／２Ｇ cosε となる。また、低域通過フィルタ３２の出力信号Ｅ２
SLPF(t) は、 Ｅ２SLPF(t) ＝Δ／２Ｇ sinε となる。
配器１４からの信号Ｂ２0 (t) が入力されるので、その
同相成分の出力信号Ｂ２0C(t) は、 Ｂ２0C(t) ＝ cosωｔ＋Δ／Ｇ cos（ωｔ＋ε） となり、直交成分の出力信号Ｂ２0S(t) は、 Ｂ２0C(t) ＝ sinωｔ＋Δ／Ｇ sin（ωｔ＋ε） となる。したがって、低域通過フィルタ３１の出力信号
Ｅ２CLPF(t) は、 Ｅ２CLPF(t) ＝１／２＋Δ／２Ｇ cosε となる。また、低域通過フィルタ３２の出力信号Ｅ２
SLPF(t) は、 Ｅ２SLPF(t) ＝Δ／２Ｇ sinε となる。
【００２５】したがって、減算器３３により低域通過フ
ィルタ２９の出力信号Ｅ１CLPF(t)から低域通過フィル
タ３１の出力信号Ｅ２CLPF(t) を減算し、増幅器３５で
利得を調整することにより、同相成分の誤差信号Ｅ
C (t) が、 ＥC (t) ＝−Δ／Ｇ cosε として得られる。同様に直交成分の誤差信号ＥS (t)
は、 ＥS (t) ＝−Δ／Ｇ sinε として得られる。これらの信号が図１に示した変調器１
１に供給される。
ィルタ２９の出力信号Ｅ１CLPF(t)から低域通過フィル
タ３１の出力信号Ｅ２CLPF(t) を減算し、増幅器３５で
利得を調整することにより、同相成分の誤差信号Ｅ
C (t) が、 ＥC (t) ＝−Δ／Ｇ cosε として得られる。同様に直交成分の誤差信号ＥS (t)
は、 ＥS (t) ＝−Δ／Ｇ sinε として得られる。これらの信号が図１に示した変調器１
１に供給される。
【００２６】図３は変調器１１の詳細を示すブロック構
成図である。
成図である。
【００２７】この変調器１１は、入力された信号Ｂ１0
(t) に対して同相成分信号Ｂ１0C(t) とこの同相成分信
号Ｂ１0C(t) に対して位相が９０度ずれた直交成分信号
Ｂ１0S(t) とを出力する９０度ハイブリッド回路４０
と、この同相成分信号Ｂ１0C(t) に同相成分の誤差信号
ＥC (t) を乗算する第一の乗算器４１と、直交成分信号
Ｂ１0S(t) に直交成分の誤差信号ＥS (t) を乗算する第
二の乗算器４２と、第一の乗算器４１の出力から第二の
乗算器４２の出力を減算する減算器４３とを備える。
(t) に対して同相成分信号Ｂ１0C(t) とこの同相成分信
号Ｂ１0C(t) に対して位相が９０度ずれた直交成分信号
Ｂ１0S(t) とを出力する９０度ハイブリッド回路４０
と、この同相成分信号Ｂ１0C(t) に同相成分の誤差信号
ＥC (t) を乗算する第一の乗算器４１と、直交成分信号
Ｂ１0S(t) に直交成分の誤差信号ＥS (t) を乗算する第
二の乗算器４２と、第一の乗算器４１の出力から第二の
乗算器４２の出力を減算する減算器４３とを備える。
【００２８】ここで、変調器１１に入力される信号Ｂ１
0 (t) は、 Ｂ１0 (t) ＝ cosωｔ である。したがって、９０度ハイブリッド回路４０によ
り得られる同相成分信号Ｂ１0C(t) および直交成分信号
Ｂ１0S(t) は、 Ｂ１0C(t) ＝ cosωｔ Ｂ１0S(t) ＝ sinωｔ である。したがって、それぞれに誤差信号ＥC (t) 、Ｅ
S (t) を乗算して減算すると、 ＳM(t)＝−Δ／Ｇ cosε cosωｔ＋Δ／Ｇ sinε sinωｔ ＝−Δ／Ｇ cos（ωｔ＋ε） が得られる。
0 (t) は、 Ｂ１0 (t) ＝ cosωｔ である。したがって、９０度ハイブリッド回路４０によ
り得られる同相成分信号Ｂ１0C(t) および直交成分信号
Ｂ１0S(t) は、 Ｂ１0C(t) ＝ cosωｔ Ｂ１0S(t) ＝ sinωｔ である。したがって、それぞれに誤差信号ＥC (t) 、Ｅ
S (t) を乗算して減算すると、 ＳM(t)＝−Δ／Ｇ cosε cosωｔ＋Δ／Ｇ sinε sinωｔ ＝−Δ／Ｇ cos（ωｔ＋ε） が得られる。
【００２９】図４は本発明の第二実施例を示すブロック
構成図である。
構成図である。
【００３０】第一実施例の構成では、入力信号の周波数
が非常に高い場合に、制御部１５を実現することが困難
となることがある。そこで本実施例では、分配器１０、
１４からの信号の周波数を低い周波数に変換して制御部
１５を動作させる。すなわち本実施例の特徴とするとこ
ろは、分配器１０から制御部１５に供給される信号の周
波数を低周波数に変換する第一の周波数変換手段として
周波数変換器５０および局部発振器５２を備え、この周
波数変換器５０と共通の局部発振信号を用いて分配器１
４からの信号の周波数を低周波数に変換する第二の周波
数変換手段として周波数変換器５１を備えたことにあ
る。
が非常に高い場合に、制御部１５を実現することが困難
となることがある。そこで本実施例では、分配器１０、
１４からの信号の周波数を低い周波数に変換して制御部
１５を動作させる。すなわち本実施例の特徴とするとこ
ろは、分配器１０から制御部１５に供給される信号の周
波数を低周波数に変換する第一の周波数変換手段として
周波数変換器５０および局部発振器５２を備え、この周
波数変換器５０と共通の局部発振信号を用いて分配器１
４からの信号の周波数を低周波数に変換する第二の周波
数変換手段として周波数変換器５１を備えたことにあ
る。
【００３１】分配器１０からの信号は周波数変換器５０
に導かれ、局部発振器５２の出力信号によって制御部１
５が動作できる周波数まで周波数変換される。分配器１
４により分岐された信号もまた、周波数変換器５１にお
いて、局部発振器５２の出力信号によって制御部１５が
動作できる周波数まで周波数変換される。
に導かれ、局部発振器５２の出力信号によって制御部１
５が動作できる周波数まで周波数変換される。分配器１
４により分岐された信号もまた、周波数変換器５１にお
いて、局部発振器５２の出力信号によって制御部１５が
動作できる周波数まで周波数変換される。
【００３２】図５は本発明の第三実施例を示すブロック
構成図である。
構成図である。
【００３３】この実施例は、送信周波数が非常に高いた
めに変調器１１および制御部１５を実現することが困難
な場合に適した構成である。すなわち、入力信号として
主増幅器１３で増幅しようとする周波数（送信周波数）
に比較して低周波数の信号を用い、これを主増幅器１３
の前段で送信周波数に変換する。このため本実施例で
は、加算器１２の出力を主増幅器１３で増幅しようとす
る周波数に変換する第一の周波数変換手段として周波数
変換器６０および局部発振器６２を備え、分配器１４か
ら制御部１５に供給される信号の周波数を周波数変換器
６２と共通の局部発振信号を用いて低周波数に変換する
第二の周波数変換手段として周波数変換器６１を備え
る。
めに変調器１１および制御部１５を実現することが困難
な場合に適した構成である。すなわち、入力信号として
主増幅器１３で増幅しようとする周波数（送信周波数）
に比較して低周波数の信号を用い、これを主増幅器１３
の前段で送信周波数に変換する。このため本実施例で
は、加算器１２の出力を主増幅器１３で増幅しようとす
る周波数に変換する第一の周波数変換手段として周波数
変換器６０および局部発振器６２を備え、分配器１４か
ら制御部１５に供給される信号の周波数を周波数変換器
６２と共通の局部発振信号を用いて低周波数に変換する
第二の周波数変換手段として周波数変換器６１を備え
る。
【００３４】したがって、分配器１４により分岐された
信号は周波数変換器６１に導かれ、局部発振器６２から
の局部発振信号により、制御部１５が動作できる周波数
まで周波数変換される。また、加算器１２の出力信号は
周波数変換器６０に導かれ、局部発振器６２からの局部
発振信号により、送信周波数まで周波数変換される。
信号は周波数変換器６１に導かれ、局部発振器６２から
の局部発振信号により、制御部１５が動作できる周波数
まで周波数変換される。また、加算器１２の出力信号は
周波数変換器６０に導かれ、局部発振器６２からの局部
発振信号により、送信周波数まで周波数変換される。
【００３５】
【発明の効果】本発明の無線周波増幅装置は、出力信号
の誤差から入力信号を制御するので、主増幅器の構成に
無関係に実施でき、主増幅器の設計自由度が高められ
る。すなわち、Ｂ級プッシュプル、ＡＢ級プュッシュプ
ルあるいは入力信号の包絡線情報でバイアス点を制御す
る効率の高い増幅と組み合わせて実施できる。また、高
出力レベルの増幅装置を実現するには、主増幅器として
高出力レベルの増幅が可能なものを用いればよい。本発
明の構成によれば、増幅装置の効率すなわち消費する全
直流電圧に対する利用できる無線周波電力の百分率は、
数十パーセント以上になる。また、高出力レベルでかつ
高効率な状態で用いた場合でも、相互変調歪みレベルを
ＳＳＢ通信その他の移動通信で規定されているレベルま
で下げることができる。
の誤差から入力信号を制御するので、主増幅器の構成に
無関係に実施でき、主増幅器の設計自由度が高められ
る。すなわち、Ｂ級プッシュプル、ＡＢ級プュッシュプ
ルあるいは入力信号の包絡線情報でバイアス点を制御す
る効率の高い増幅と組み合わせて実施できる。また、高
出力レベルの増幅装置を実現するには、主増幅器として
高出力レベルの増幅が可能なものを用いればよい。本発
明の構成によれば、増幅装置の効率すなわち消費する全
直流電圧に対する利用できる無線周波電力の百分率は、
数十パーセント以上になる。また、高出力レベルでかつ
高効率な状態で用いた場合でも、相互変調歪みレベルを
ＳＳＢ通信その他の移動通信で規定されているレベルま
で下げることができる。
【００３６】一般に、出力レベルが高く、相互変調歪み
レベルが低く、しかも効率の高い増幅装置は高価である
が、本発明により低廉な価格で実現できる。
レベルが低く、しかも効率の高い増幅装置は高価である
が、本発明により低廉な価格で実現できる。
【００３７】さらに、周波数変換を利用して送信周波数
より低い周波数で誤差信号の抽出を行う場合には、その
ための回路を送信周波数が異なる増幅装置どうしで共通
化でき、装置価格の低廉化に役立つ。
より低い周波数で誤差信号の抽出を行う場合には、その
ための回路を送信周波数が異なる増幅装置どうしで共通
化でき、装置価格の低廉化に役立つ。
【図１】本発明の第一実施例を示すブロック構成図。
【図２】制御部の詳細を示すブロック構成図。
【図３】変調器の詳細を示すブッロク構成図。
【図４】本発明の第二実施例を示すブロック構成図。
【図５】本発明の第三実施例を示すブロック構成図。
１０、１４、２０、２２ 分配器 １１ 変調器 １２ 加算器 １３ 主増幅器 １５ 制御部 ２１ 振幅制限回路 ２３、２４、４０ ９０度ハイブリッド回路 ２５〜２８、４１、４２ 乗算器 ２９〜３２ 低域通過フィルタ ３３、３４、４３ 減算器 ３５、３６ 増幅器 ５０、５１、６０、６１ 周波数変換器 ５２、６２ 局部発振器
Claims (5)
- 【請求項１】 無線周波数帯の信号を増幅する主増幅器
と、 この主増幅器で増幅しようとする入力信号を分岐する入
力分配手段と、 この主増幅器の出力信号を分岐する出力分配手段と、 上記入力分配手段からの信号と上記出力分配手段からの
信号とを比較して誤差信号を発生する手段と、 この誤差信号により上記主増幅器に入力される信号を補
正する手段とを備えた無線周波増幅装置において、 上記入力分配手段は上記入力信号を３分岐してその第一
の信号を上記誤差信号を発生する手段に供給する構成で
あり、 上記誤差信号を発生する手段は、上記出力分配手段から
の信号に含まれる上記第一の信号とは異なる成分から同
相成分の誤差信号および直交成分の誤差信号を抽出する
手段を含み、 上記入力信号を補正する手段は、 上記入力分配手段により分岐された第二の信号の振幅お
よび位相を上記同相成分の誤差信号および直交成分の誤
差信号により変調する変調器と、 この変調器の出力信号を上記入力分配手段により分岐さ
れた第三の信号に加算する加算器とを含むことを特徴と
する無線周波増幅装置。 - 【請求項２】 上記抽出する手段は、 上記第一の信号から分岐した信号（Ｂ１0C）にその第一
の信号を振幅制限した振幅制限信号（Ｂ１0LIM）を乗算
してその低周波成分を抽出することにより同相成分の基
準信号（Ｅ１CLPF）を生成する第一の回路手段と、 上記第一の信号（Ｂ１0 ）を分岐してその位相を９０度
シフトさせた信号（Ｂ１0S）に上記振幅制限信号（Ｂ１
0LIM）を乗算してその低周波成分を抽出することにより
直交成分の基準信号（Ｅ１SLPF）を生成する第二の回路
手段と、 上記出力分配手段からの信号（Ｂ２0 ）から分岐した信
号（Ｂ２0C）に上記振幅制限信号（Ｂ１0LIM）を乗算し
てその低周波成分を抽出することにより上記誤差成分の
同相成分を抽出する第三の回路手段と、 上記出力分配手段からの信号（Ｂ２0 ）を分岐してその
位相を９０度シフトさせた信号（Ｂ２0S）に上記振幅制
限信号（Ｂ１0LIM）を乗算することにより上記誤差成分
の直交成分を抽出する第四の回路手段と、 上記第一の回路手段の出力から上記第三の回路手段の出
力を減算して同相成分の誤差信号を生成する第一の減算
器と、 上記第二の回路手段の出力から上記第四の回路手段の出
力を減算して直交成分の誤差信号を生成する第二の減算
器とを含む請求項１記載の無線周波増幅装置。 - 【請求項３】 上記変調器は、 入力された信号に対して同相成分信号とこの同相成分信
号に対して位相が９０度ずれた直交成分信号とを出力す
る９０度ハイブリッド回路と、 上記同相成分信号に上記同相成分の誤差信号を乗算する
第一の乗算器と、 上記直交成分信号に上記直交成分の誤差信号を乗算する
第二の乗算器と、 上記第一の乗算器の出力から上記第二の乗算器の出力を
減算する減算器とを含む請求項１記載の無線周波増幅装
置。 - 【請求項４】 誤差信号を発生する手段は、 上記第一の信号の周波数を低周波数に変換する第一の周
波数変換手段と、 この第一の周波数変換手段と共通の局部発振信号を用い
て上記出力分配手段からの信号の周波数を低周波数に変
換する第二の周波数変換手段とを含む請求項１ないし３
のいずれかに記載の無線周波増幅装置。 - 【請求項５】 上記入力信号は上記主増幅器で増幅しよ
うとする周波数に比較して低周波数の信号であり、 上記加算器の出力を上記主増幅器で増幅しようとする周
波数に変換する第一の周波数変換手段と、 上記出力分配手段から上記誤差信号を発生する手段に供
給される信号の周波数を上記第一の周波数変換手段と共
通の局部発振信号を用いて低周波数に変換する第二の周
波数変換手段とを備えた請求項１ないし３のいずれかに
記載の無線周波増幅装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1900493A JPH06232641A (ja) | 1993-02-05 | 1993-02-05 | 無線周波増幅装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1900493A JPH06232641A (ja) | 1993-02-05 | 1993-02-05 | 無線周波増幅装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06232641A true JPH06232641A (ja) | 1994-08-19 |
Family
ID=11987380
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1900493A Pending JPH06232641A (ja) | 1993-02-05 | 1993-02-05 | 無線周波増幅装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06232641A (ja) |
-
1993
- 1993-02-05 JP JP1900493A patent/JPH06232641A/ja active Pending
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