JP2018151313A

JP2018151313A - レーダ装置及びレーダ方法

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Publication number: JP2018151313A
Application number: JP2017048889A
Authority: JP
Inventors: 岸上　高明; Takaaki Kishigami; 高明岸上
Original assignee: Panasonic Corp
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 2017-03-14
Filing date: 2017-03-14
Publication date: 2018-09-27
Anticipated expiration: 2037-03-14
Also published as: JP6909023B2; US20180267158A1; US10732272B2

Abstract

【課題】回路誤差によるレーダ検出性能の劣化を抑えること。【解決手段】レーダ装置１０は、レーダ信号を送信するレーダ送信部１００と、レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を受信するレーダ受信部２００と、を備える。レーダ送信部１００において、サブパルス毎に所定の位相シフトが付与された送信符号からなるレーダ信号を生成するレーダ送信信号生成部１０１と、所定の送信周期にて前記レーダ送信信号生成部１０１にて生成されたレーダ信号を送信する送信無線部１０６と、を具備する。送信無線部１０６が送信する所定回数の送信周期において、各送信周期で送信されるレーダ信号に含まれる送信符号を構成する複数のサブパルスのIQ位相平面上にマッピングされる位置の偏りである符号偏りが、IQ位相平面の４象限の全てに含まれる。【選択図】図１

Description

本開示は、レーダ装置及びレーダ方法に関する。

近年、高分解能が得られるマイクロ波又はミリ波を含む波長の短いレーダ送信信号を用いたレーダ装置の検討が進められている。また、屋外での安全性を向上させるために、車両以外にも、歩行者を含む物体（ターゲット）を広角範囲で検知するレーダ装置（広角レーダ装置）の開発が求められている。

例えば、レーダ装置として、パルス圧縮レーダ装置が知られている。パルス圧縮レーダ装置において車両／歩行者を検知する際、車両からの反射波と比較して、歩行者からの反射波は微弱である。このため、レーダ送信部では、低いレンジサイドローブとなるパルス圧縮波を送信する送信構成が要求され、レーダ受信部では、広い受信ダイナミックレンジを有する受信構成が要求される。

低レンジサイドローブ特性を得るためのパルス圧縮符号として、例えば、Barker符号、PN系列符号又は相補符号等を用いることが知られている。以下では、一例として、相補符号を用いる場合について説明する。相補符号は、ペアを構成する符号（以下、相補符号a_n、b_ｎとする。ここで、n=1,…,L。Lは符号長）からなる。２つの符号の各々の自己相関演算は次式（１）、（２）で表される。

式（１）、（２）において、n>L，n<1ではa_n=0、b_ｎ=0である。相補符号は、２つの符号の各々の自己相関演算結果を、それぞれシフト時間τを一致させて加算することにより、次式（３）に示すように、τ=0以外の相関値がゼロとなり、レンジサイドローブがゼロとなる性質を有する。

このような相補符号a_n、b_ｎを、所定のレーダ送信周期毎に時分割送信するパルス圧縮レーダが知られている。

相補符号の生成方法については、非特許文献１に開示されている。非特許文献１によれば、例えば、要素‘１’又は‘−１’からなる相補性を有するA=[a_1，a₂]=[1 1], B=[b_1，b₂]=[1 -1]の符号に基づいて、符号長L=4, 8, 16, 32, …, 2^Pの相補符号を順次生成することができる。パルス圧縮レーダは、上述したパルス圧縮符号を、レーダ送信周期毎に所定の回数分を繰り返し送信することで、レーダ反射波の受信信号レベルを高めることができる。

特開２０１３−１８５９４５号公報

Budisin, S.Z., "New complementary pairs of sequences," Electron. Lett., 1990, 26, (13), pp.881-883 江頭他,"OFDMシステムにおけるパイロット信号を用いたIQインバランス補償方式," 電子情報通信学会論文誌B Vol.J91-B No.5 pp.558-565, 2008 E. Spano and O. Ghebrebrhan, "Sequences of complementary codes for the optimum decoding of truncated ranges and high sidelobe suppression factors for ST/MST radar systems, " IEEE Transactions on Geoscience and Remote Sensing, Vol.34, No.2, pp.330-345,1996

上述したパルス圧縮レーダをミリ波などの無線周波数帯（RF: Radio Frequency）を用いて実現しようとする場合、レーダ装置のレーダ送信部又はレーダ受信部におけるRF回路、アナログベースバンド回路に回路誤差が混入し、回路誤差の無い場合の理想的な特性と比較してレーダ検出性能（又はレーダ測距性能）が劣化してしまう。

本開示の一態様は、回路誤差によるレーダ検出性能の劣化を抑えることができるレーダ装置及びレーダ方法を提供する。

本開示の一態様に係るレーダ装置は、レーダ信号を送信するレーダ送信部と、前記レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を受信するレーダ受信部と、を備えるレーダ装置であって、前記レーダ送信部は、サブパルス毎に所定の位相シフトが付与された送信符号からなるレーダ信号を生成する生成部と、所定の送信周期にて前記生成部にて生成された前記レーダ信号を送信する送信無線部と、を具備し、前記送信無線部が送信する所定回数の前記送信周期において、各送信周期で送信される前記レーダ信号に含まれる前記送信符号を構成する複数の前記サブパルスのIQ位相平面上にマッピングされる位置の偏りである符号偏りが、IQ位相平面の４象限の全てに含まれる。

本開示の一態様に係るレーダ方法は、レーダ信号を送信し、前記レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を受信するレーダ方法であって、サブパルス毎に所定の位相シフトが付与された送信符号からなるレーダ信号を生成し、所定の送信周期にて前記生成されたレーダ信号を送信し、所定回数の前記送信周期において、各送信周期で送信される前記レーダ信号に含まれる前記送信符号を構成する複数の前記サブパルスのIQ位相平面上にマッピングされる位置の偏りである符号偏りが、IQ位相平面の４象限の全てに含まれる。

なお、これらの包括的または具体的な態様は、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラム、または、記録媒体で実現されてもよく、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。

本開示の一態様によれば、回路誤差によるレーダ検出性能の劣化を抑えることができる。

本開示の一態様における更なる利点および効果は、明細書および図面から明らかにされる。かかる利点および／または効果は、いくつかの実施形態並びに明細書および図面に記載された特徴によってそれぞれ提供されるが、１つまたはそれ以上の同一の特徴を得るために必ずしも全てが提供される必要はない。

本開示の実施の形態１に係るレーダ装置の構成例を示すブロック図本開示の実施の形態１に係るレーダ送信信号の一例を示す図 IQ誤差が含まれるIQ位相平面上の２値符号のマッピング例を示す図 IQ誤差が含まれるIQ位相平面上の２値符号に対してπ／２シフト変調をさらに施した場合のマッピング例を示す図本開示の実施の形態１に係るレーダ送信信号生成部の他の構成を示すブロック図変調符号偏りを補正する位相シフトを行わない場合のドップラ解析部の出力の計算機シミュレーション結果の一例を示す図変調符号偏りを補正する位相シフトを行わない場合のドップラ解析部の出力の計算機シミュレーション結果の一例を示す図本開示の実施の形態１に係る変調符号偏りを補正する位相シフトを行う場合のドップラ解析部の出力の計算機シミュレーション結果の一例を示す図本開示の実施の形態１に係る変調符号偏りを補正する位相シフトを行う場合のドップラ解析部の出力の計算機シミュレーション結果の一例を示す図本開示の実施の形態１に係るレーダ装置の他の構成例を示す図本開示の実施の形態２に係るレーダ装置の構成例を示すブロック図本開示の実施の形態３に係るレーダ装置の構成例を示すブロック図本開示の実施の形態３に係るレーダ装置の他の構成例を示すブロック図本開示の実施の形態４に係るレーダ装置の構成例を示すブロック図本開示の実施の形態４に係るレーダ装置の他の構成例を示すブロック図

レーダ装置では、回路誤差として、直交変調回路/直交復調回路においてIQミスマッチ（Mismatch）、DCオフセット(offset)等が発生し、周波数変換部において位相雑音（Phase Noise）が発生し、AD変換器、DA変換器において量子化雑音（Quantization Noise）が発生する。

直交復調器におけるIQミスマッチ（以下、「IQ誤差」と呼ぶ）は、振幅誤差及び直交角度誤差（位相誤差）を用いて表現される。IQ誤差が発生すると、直交復調器に入力された受信信号は、振幅誤差及び位相誤差が含まれる同相（In-phase）信号（I信号）及び直交（Quadrature）信号（Q信号）として出力される。例えば、IQ誤差を含む直交復調器に正弦波信号が入力されると、入力信号の振幅位相状況に応じて、振幅誤差及び位相誤差が発生するため、入力した正弦波信号の周波数成分以外にも周波数成分が発生する現象が発生する。

このため、レーダ装置において、複数のパルス圧縮信号を送信し、送信したパルス圧縮信号の反射波信号である受信信号の位相変動に基づいて、物標（測定ターゲット）のドップラ周波数を推定する際、直交復調器にIQ誤差が含まれると、測定ターゲットのドップラ周波数成分だけでなく、誤ったドップラ周波数成分が検出されることになる。これにより、レーダ装置において誤検出が増加し、レーダ検出性能（測距性能）が劣化する。

この問題に対して、特許文献１には、直交復調器（IQミキサ）に調整用の信号を入力し、IQ誤差を検出する構成が開示されている。また、非特許文献２には、IQ誤差（IQインバランス回路誤差）の補正を行う回路構成が開示されている。

しかしながら、IQ誤差の検出又は補正を行う回路を設けた場合でも、IQ誤差を完全に取り除くことができずに回路誤差成分が残留すると、レーダ受信処理におけるコヒーレント積分処理によって回路誤差成分も積算されることから、レーダ検出性能が劣化してしまう。例えば、回路誤差の残留成分が微小でも含まれると、積算効果により30〜40dB程度に残留成分が増大するため、高精度な誤差検出機構が必要となり、レーダ装置のハード構成が複雑化してしまう。

そこで、本開示の一態様では、パルス圧縮レーダにおいて、直交復調器にIQ誤差が含まれる場合でも、回路誤差補正のための高精度な補正回路を付加することなく、簡易な構成でレーダ検出性能の劣化を抑える方法について説明する。

以下、本開示の一態様に係る実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。

［実施の形態１］
［レーダ装置の構成］
図１は、本実施の形態に係るレーダ装置１０の構成を示すブロック図である。

レーダ装置１０は、レーダ送信部１００と、レーダ受信部２００と、を有する。

レーダ送信部１００は、高周波（無線周波数：Radio Frequency）のレーダ信号（レーダ送信信号）を生成する。そして、レーダ送信部１００は、所定の送信周期にてレーダ送信信号を送信する。

レーダ受信部２００は、測定ターゲットにおいて反射したレーダ送信信号である反射波信号を受信する。レーダ受信部２００は、例えば、リファレンス信号（図示せず）を用いて、レーダ送信部と同期した処理を行う。また、レーダ受信部２００は、受信した反射波信号を信号処理し、例えば、ターゲットの有無検出、方向推定等の処理を行ってもよい。なお、測定ターゲットはレーダ装置１０が検出する対象の物体であり、例えば、車両（４輪及び２輪を含む）又は人を含む。

［レーダ送信部１００の構成］
レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１と、偏り検出部１０４と、位相シフト部１０５と、送信無線部１０６と、送信アンテナ１０７と、を有する。

レーダ送信信号生成部１０１は、レーダ送信周期（T_r）毎に、符号長Lの符号を変調したベースバンドのレーダ送信信号（パルス圧縮信号）を生成する。偏り検出部１０４は、レーダ送信信号の変調符号偏り（詳細は後述する）を検出する。位相シフト部１０５は、レーダ送信信号に対して、変調符号偏りを補正する位相シフトを付与する。

レーダ送信信号生成部１０１は、リファレンス信号（図示せず）を所定倍した送信基準クロックに基づいて動作する。以下、送信基準クロック周波数をｆ_TｘBBとする。ここで、レーダ送信周期（T_r）は、リファレンス信号を所定倍した送信基準クロック周波数（ｆ_TｘBB）で定まる離散時間間隔（１/ｆ_TｘBB）の整数N_r倍（N_r×（１/ｆ_TｘBB））とする。

レーダ送信信号生成部１０１は、符号生成部１０２と、π／２シフト変調部１０３と、を含む。

具体的には、符号生成部１０２は、レーダ送信周期（T_r）毎に、符号長Lの送信符号を生成する。具体的には、符号生成部１０２は、第m番目のレーダ送信周期において、符号長Lの送信符号Code(m)を生成する。

以下、送信符号Code(m)の各要素（「サブパルス」と呼ぶこともある）をC_n（m）と表記する。すなわち、送信符号Code(m)は、L個の要素{ C₁(m), C₂(m),…,C_L(m)}からなる。また、送信符号の要素C_n（m）は、{−1,1}等の２値からなる２相符号（binary phase codes）である。ここで、n=1,2,…,Lであり、m=1,2,…, Qである。Qはレーダ装置１０が距離、ドップラ及び到来方位等の測定を行う際に用いるレーダ送信周期の回数を表す。

また、送信符号としては、例えば、低レンジサイドローブ特性が得られるBarker符号、相補符号、M系列符号、ゴールド符号等の適用が好適である。また、送信符号として、複数の符号を組み合わせてもよい。複数の符号を組み合わせた送信符号が送信されることで、ドップラ変動が存在する場合でも低レンジサイドローブ特性を得られ、複数のレーダ装置間の干渉を低減することができる。例えば、非特許文献３では、送信符号として、複数の相補符号を組み合わせて送信されるSpano符号が提案されており、ドップラ変動が存在しても低レンジサイドローブ特性を実現している。

π／２シフト変調部１０３は、符号生成部１０２から出力される送信符号に対してπ／２シフト変調を施す。具体的には、π／２シフト変調部１０３は、送信符号Code(m)のL個の要素{ C₁(m), C₂(m),…,C_L(m)}に対して、次式（４）に示すように、送信符号Code(m)のサブパルス（つまり、送信符号の符号要素）毎にπ／２の位相シフトを施すことにより変調符号MC(m)を生成する。以下、変調符号MC(m)のL個の要素を{MC₁(m), MC₂(m),…,MC_L(m)}と表す。
MC(m) ={ MC₁(m), MC₂(m),…,MC_L(m)}
={ C₁(m)e^j0, C₂(m)e^jπ/2,…,C_L(m)e^j(L-1)π/2}
={ C₁(m), jC₂(m),…, j^(L-1)C_L(m) } (4)

ここで、m=1,…,Qである。また、jは虚数単位であり、ｊ＝exp(jπ/2)である。

すなわち、送信符号Code(m)のn番目の要素C_n(m)に対して、変調符号MC(m)のn番目の要素MC_n(m)は、次式（５）に示すように、π／２シフト変調によってマッピングされる。
MC_n(m)= exp[j(n-1)π/2] C_n(m) (5)

そして、π／２シフト変調部１０３は、変調符号に対して、所定のアップサンプリングを行い、帯域制限フィルタ（例えば、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）。図示せず）を通すことで、所定の帯域内で制限した変調信号を出力する。

ここで、変調信号の同相成分（In−phase成分）をI(n_ｓ)と表し、直交成分（Quadrature成分）をQ（n_ｓ）と表すと、変調信号G(n_ｓ)は次式（６）のように表すことができる。

ここで、n_ｓは自然数であり、離散時間を表す。また、離散時間間隔は（１/ｆ_TｘBB）であり、ｆ_TｘBBは、リファレンス信号を所定倍した送信基準クロック周波数である。

また、π／２シフト変調部１０３は、符号生成部１０２から出力される送信符号に対する１つの符号あたり、送信基準クロックのNo個のサンプルを用いた変調を施す。これにより、符号長Lの送信符号に対し、レーダ信号区間Twにおいて、Nw=No×Lのサンプルが含まれる。また、レーダ送信周期（T_r）における無信号区間（T_r−Tw）は、送信基準クロックNu個(=N_r−Nw)分のサンプルが含まれる（例えば、図２を参照）。従って、第m番目のレーダ送信周期における変調信号は次式（７）のように表せる。ここで、k_s=1,…,N_rである。

このように、π／２シフト変調部１０３により、送信符号Code(m)のサブパルス毎（送信符号Codeの符号要素C_n(m)毎）にπ/2の位相シフトが施される。すなわち、レーダ送信信号生成部１０１は、サブパルス毎に所定の位相シフト（π／２の位相シフト）が付与された送信符号からなるレーダ送信信号を生成する。

これにより、送信符号内において、IQ位相平面の４象限の各々にマッピングされる信号を増加させることができる。よって、後述するレーダ受信部２００における相関演算部２０５において相関処理を行うことによりIQ誤差が平滑化されるので、IQ誤差による振幅誤差及び位相誤差の影響を低減することができる。

図３ＡはIQ誤差が含まれるIQ位相平面上の２値符号のマッピングを示し、図３ＢはIQ誤差が含まれるIQ位相平面上の２値符号に対してπ／２シフト変調をさらに施した場合のマッピングを示す。図３Ａ及び図３Ｂに示すように、IQ誤差が含まれるIQの位相平面は楕円形状に歪みが生じる。

図３Ａに示すように、２値符号のマッピングは、IQ位相平面上の２象限のマッピングとなる。このため、ドップラ変動に伴い受信位相が変化すると、IQ位相平面の歪み状況に応じて振幅も変動してしまう。一方、図３Ｂに示すように、π／２シフト変調を施した場合２値符号のマッピングは、IQ位相平面上の４象限のマッピングとなる。このため、４象限にマッピングされる成分が平滑化されるので、ドップラ変動に伴い受信位相が変化しても振幅変動を抑えることができる。

一例として、符号長L=4のSpano符号を用いて説明する。

符号長L=4のSpano符号は、相補符号ペアを構成する符号A,Bと、符号A,Bの要素の逆順となる符号A’,B’とを以下のように組み合わせて8(=2L)回送信される。この場合、符号生成部１０２は、次式（８）のCode(1)〜Code(8)を巡回的に生成する。以下、m=1,…,8を用いて説明する。
[Code(1), Code(2), …,Code(8)] = [A, B, B’, A’, B, A, A’, B’] (8)

ここで、各符号A,Bの要素は、A={-1, -1, -1, 1}, B={1, -1, 1, 1}である。また、符号A’及びB’は、符号A,Bの各要素を逆順にした符号であり、A’={1, -1, -1, -1}、B’={1, 1, -1, 1}である。

π／２シフト変調部１０３は、送信符号Code(m)のサブパルス毎（符号要素毎）に、π／２の位相シフトを施すことから、送信符号A,B,B',A'の変調後の送信符号（変調符号）A_MC,B_MC,B'_MC,A'_MCのサブパルス（符号要素）は以下のように表される。
送信符号Aの変調符号： A_MC={-1, -j, 1,-1},
送信符号Bの変調符号： B_MC={1, -j, -1, -j}
送信符号B’の変調符号： B’_MC={1, j, 1, -j},
送信符号A’の変調符号： A’_MC={1, -j, 1, j}

従って、π／２シフト変調部１０３において、符号生成部１０２から出力されるCode(1)〜Code(8)に対するπ／２シフト変調後の送信符号（変調符号）の要素は次式（９）で示される。
[MC(1), MC(2), …, MC(8)] = [A_MC, B_MC, B’_MC, A’_MC, B_MC, A_MC, A’_MC, B’_MC] (9)

ここで、符号長Lが４、８、１６等のように比較的短い場合、送信符号内のサブパルス毎の位相シフト変調による平滑化効果が十分得られにくい場合がある。そこで、本実施の形態では、レーダ送信部１００は、偏り検出部１０４及び位相シフト部１０５を用いて、送信符号に対して複数回数のレーダ送信周期を用いて位相シフトを与えることでIQ誤差の平滑化を図る。

偏り検出部１０４は、π／２シフト変調部１０３で生成した変調符号の各要素を用いて、送信符号（変調符号）毎のIQ位相平面内の偏り（以下、「変調符号偏り」と呼ぶ）を検出する。変調符号偏りは、送信符号を構成する複数のサブパルスのIQ位相平面上にマッピングされる位置の偏りを表す。

例えば、偏り検出部１０４は、変調符号偏りとして、変調符号を構成するサブパルス（要素）の要素和を算出する。例えば、変調符号の各要素がπ／２シフト変調によってマッピングされる{1, j, -1, -j}の値が均一となる場合、要素和はゼロとなり、変調符号偏りが無くバランスがとれているとみなせる。一方、変調符号の各要素がπ／２シフト変調によってマッピングされる{1, j, -1, -j}の値が均一でない場合、要素和はゼロでなく、変調符号偏りの度合いは要素和の値に反映される。なお、算出した要素和を、要素和を求めた要素数（この場合、符号長L）で正規化すると、一般的に重心を算出することと等価となる。そのため、本実施の形態で用いる「変調符号偏り」は、「変調符号の重心」と解釈することもできる。

以下、符号長L=4のSpano符号の場合について説明する。すなわち、各変調符号は式（９）で示される。

この場合、各変調符号MC(m)の変調符号偏り（要素和）S_MC(m)は次式（１０）のように表される。
[S_MC(1), S_MC(2), …, S_MC(8)] = [-2j, -2j, 2, 2, -2j, -2j, 2, 2] (10)

ここで、相補符号の場合、相補符号のペア間(式（９）の場合、送信符号A_MCとB_MC, 送信符号B’_MCとA’_MC, 送信符号B_MCとA_MC, 送信符号A’_MCとB’_MC）でレンジサイドローブをキャンセルする関係である。このため、相補符号ペアは同一位相とすることが好適である。また、相補符号ペアを同一位相とすることから、偏り検出部１０４は、相補符号ペアを構成する変調符号を送信する２回のレーダ送信周期毎に、相補符号ペアとなる２つの変調符号偏りを加えた値（つまり相補符号ペア要素和）を、「相補符号ペアの変調符号偏り」とする。

位相シフト部１０５は、偏り検出部１０４で検出された変調符号偏りを補正する位相シフトを、レーダ送信信号生成部１０１から出力される送信符号（変調符号）に付与する。位相シフト部１０５は、位相シフト付与後の送信符号（レーダ送信信号）を、送信無線部１０６に出力する。

具体的には、送信符号として相補符号を用いる場合、位相シフト部１０５は、相補符号ペア間の２回のレーダ送信周期毎に、以下に示す変調符号偏りを補正した位相シフトPhaseRot(m)を送信符号に付与する。なお、以下では、angle[x]は複素数ｘの偏角を表す。すなわちangle[x]=tan^-1(Im(x)/Re(x)) [rad]である。ここで、Re（ｘ）、Im(x)はそれぞれ複素数ｘの実部及び虚部を表す。ここで、m=1,…,Qである。

mが奇数の場合：

mが偶数の場合：

式（１１）及び式（１２）で示した位相シフトは、送信符号に含まれる「相補符号ペアの変調符号偏り」の偏角、すなわち、mが奇数の場合、angle[S_MC(m)+ S_MC(m+1)]、mが偶数の場合、angle[S_MC(m-１)+ S_MC(m)])に対し、位相共役を施した位相補正（すなわち、mが奇数の場合、angle[{S_MC(m)+ S_MC(m+1)}^*]、mが偶数の場合、angle[{S_MC(m-１)+ S_MC(m)}^*])を与えることで「相補符号ペアの変調符号偏り」の偏角をゼロとする。これにより、式（１１）及び式（１２）で示した位相シフトは、送信符号に含まれる「相補符号ペアの変調符号偏り」を、「相補符号ペアの変調符号偏り」の偏角に依存せずに、相補符号ペア間の２回のレーダ送信周期毎にπ／２位相シフトを与えることができる。すなわち、「相補符号ペアの変調符号偏り」は、送信周期毎に｛ angle[S_MC(1)]exp(j×0) 、angle[S_MC(1)]exp(j×0)、angle[S_MC(1)]exp(j×π/2)、angle[S_MC(1)]exp(j×π/2)、angle[S_MC(1)]exp(j×π) 、angle[S_MC(1)]exp(j×π) 、angle[S_MC(1)]exp(j×3π/2)、angle[S_MC(1)]exp(j×3π/2) ｝となる位相シフトが施されることになる。

なお、式（１１）、式（１２）の代わりに、次式（１３）、式（１４）を用いてもよい。

mが奇数の場合：

mが偶数の場合：

式（１３）及び式（１４）で示した位相シフトは、送信符号に含まれる「相補符号ペアの変調符号偏り」の偏角、すなわち、mが奇数の場合、angle[S_MC(m)+ S_MC(m+1)]、mが偶数の場合、angle[S_MC(m-１)+ S_MC(m)])に対し、位相共役を施した位相補正（すなわち、mが奇数の場合、angle[{S_MC(m)+ S_MC(m+1)}^*]、mが偶数の場合、angle[{S_MC(m-１)+ S_MC(m)}^*])を与えることで「相補符号ペアの変調符号偏り」の偏角をゼロとする。これにより、式（１３）及び式（１４）で示した位相シフトは、送信符号に含まれる「相補符号ペアの変調符号偏り」を、「相補符号ペアの変調符号偏り」の偏角に依存せずに、相補符号ペア間の２回のレーダ送信周期毎にπ／２位相シフトを与えることができる。すなわち、「相補符号ペアの変調符号偏り」は、送信周期毎に｛ exp(j×0) 、exp(j×0)、exp(j×π/2)、exp(j×π/2)、exp(j×π) 、exp(j×π) 、exp(j×3π/2)、exp(j×3π/2) ｝となる位相シフトが施されることになる。式（１３）、式（１４）は、angle[S_MC(1)]に依存しない位相シフトを施す点が式（１１）、式（１２）と異なる。

また、送信符号として相補符号を用いない場合、位相シフト部１０５は、レーダ送信周期毎に、式（１５）のような変調符号偏りを補正する位相シフトPhaseRot(m)を送信符号に付与してもよい。

または、式（１５）の代わりに、次式（１６）を用いてもよい。

以下、符号長L=4のSpano符号の場合について説明する。すなわち、変調符号偏り（要素和）は式（１０）で示される。

この場合、相補符号ペアの変調符号偏り（相補符号ペア要素和）は次式（１７）のように示される。
[S_MC(1)+S_MC(2), …, S_MC(7)+S_MC(8)] = [-4j, 4, -4j, 4] (17)

式（１７）に示す例の場合、相補符号ペアの変調符号偏りは、IQ位相平面上の２点に偏っていることが分かる。

そこで、位相シフト部１０５は、変調符号偏りをIQ位相平面上の４象限で均一化するために、例えば、式（１１）及び式（１２）に従って、変調符号偏りを補正する位相シフトPhaseRot(m)を次式（１８）のように算出する。
{PhaseRot(1), PhaseRot(2), …, PhaseRot(8)} = {1, 1, 1, 1, -1, -1, -1, -1}
(18)

また、位相シフト部１０５は、例えば、式（１３）及び式（１４）に従って、変調符号偏りを補正した位相シフトPhaseRot(m)を次式（１９）のように算出してもよい。
{PhaseRot(1), PhaseRot(2), …, PhaseRot(8)} = {-j, -j, -j, -j, ｊ, j, j, j}
(19)

そして、位相シフト部１０５は、第m番目のレーダ送信周期における変調信号（変調符号）に対して、上述したように算出した変調符号偏りを補正する位相シフトPhaseRot(m)を、次式（２０）のように付与する。

例えば、式（１０）に示す各変調符号MC(m)の変調符号偏りS_MC(m)の状態で、位相シフト部１０５が式（１８）に示す位相シフトPhaseRot(m)を変調符号MC(m)（例えば、式（９）を参照）に付与すると、位相シフト後（補正後）の変調符号MC(m)における変調符号偏りS'_MC(m)は次式（２１）で表され、相補符号ペアの変調符号偏りは次式（２２）で表される。
[S'_MC(1), S'_MC(2), …, S'_MC(8)] = [-2j, -2j, 2, 2, 2j, 2j, -2, -2] (21)
[S_MC'(1)+S_MC'(2), …, S_MC'(7)+S_MC'(8)] = [-4j, 4, 4j, -4] (22)

これにより、所定回数（上記例では８（=2L）回）の送信周期において、各送信周期で送信されるレーダ送信信号に含まれる送信符号Code(m)（変調符号MC(m)）を構成する複数のサブパルス（符号要素）のIQ位相平面上にマッピングされる位置の偏りである変調符号偏りS'_MC(m)は、変調符号偏りの偏角に依存せずに、IQ位相平面の４象限の全てに含めることができる。このため、後述するレーダ受信部２００では、所定回数の送信周期において、４象限にマッピングされる成分が平滑化されるので、ドップラ変動に伴い受信位相が変化しても振幅変動を抑えることができる。

送信無線部１０６は、位相シフト部１０５から出力される信号を直交変調し、周波数変換を施してキャリア周波数（Radio Frequency:RF）帯のレーダ送信信号を生成し、送信増幅器により所定の送信電力に増幅して送信アンテナ１０７に出力する。送信アンテナ１０７は、送信無線部１０６から出力されるレーダ送信信号を空間に放射する。

なお、送信無線部１０６及び後述する受信無線部２０２の局部発振器には、共通のリファレンス信号が加えられる。これにより、送信無線部１０６及び受信無線部２０２の局部発振器間の同期を取ることができる。

また、レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１の代わりに、図４に示すレーダ送信信号生成部１０１ａを備えてもよい。レーダ送信信号生成部１０１ａは、図１に示す符号生成部１０２及びπ／２シフト変調部１０３を有さず、代わりに変調符号記憶部１１１、偏り記憶部１１２、位相シフト部１１３及びＤＡ変換部１１４を備える。変調符号記憶部１１１は、図１に示すレーダ送信信号生成部１０１において生成される符号系列を予め記憶し、記憶している符号系列を巡回的に順次読み出す。偏り記憶部１１２は、変調符号記憶部１１１で記憶されている変調符号偏り（図１に示す偏り検出部１０４で検出される変調符号偏り）を予め記憶し、記憶している変調符号偏りを巡回的に順次読み出す。位相シフト部１１３は、変調符号記憶部１１１及び偏り記憶部１１２の出力に基づいて、変調符号に対して、変調符号偏りを補正する位相シフトを行う。ＤＡ変換部１１４は、位相シフト部１１３から出力される符号系列（デジタル信号）をアナログ信号に変換する。

［レーダ受信部２００の構成］
図１において、レーダ受信部２００は、受信アンテナ２０１と、受信無線部２０２と、信号処理部２０３と、を有する。

受信アンテナ２０１は、レーダ送信部１００から送信されるRF帯のレーダ送信信号が測定ターゲットを含む反射物体に反射した信号（反射波信号）を受信し、受信した反射波信号を受信信号として受信無線部２０２に出力する。

受信無線部２０２は、受信アンテナ２０１から出力される受信信号を所定レベルに増幅し、高周波帯域の受信信号をベースバンド帯域に周波数変換し、ベースバンド帯域の受信信号を、I信号（In-Phase信号成分）及びQ信号（Quadrature信号成分）を含むベースバンド帯域の受信信号に変換する。

信号処理部２０３は、ＡＤ変換部２０４、相関演算部２０５と、逆位相シフト部２０６と、コヒーレント積分部２０７と、ドップラ解析部２０８と、を有する。

なお、信号処理部２０３内の各部は、リファレンス信号（図示せず）を所定倍した受信基準クロックに基づいて動作する。以下では、受信基準クロック周波数をｆ_RｘBBとする。ここで、レーダ送信周期（T_ｒ）は、リファレンス信号を所定倍した受信基準クロック周波数（ｆ_RｘBB）で定まる離散時間間隔（１/ｆ_RｘBB）の整数N_v倍（N_v×（１/ｆ_RｘBB））とする。また以下では、送信基準クロック周波数ｆ_TｘBBは、受信基準クロック周波数ｆ_RｘBBの整数倍N_TRの関係ｆ_TｘBB＝ｆ_RｘBB×N_TRにあるものとする。

ＡＤ変換部２０４は、受信無線部２０２から出力されるI信号及びQ信号を含むベースバンド信号に対して、受信基準クロック周波数ｆ_RｘBBに基づいて離散時間（１/ｆ_RｘBB）でのサンプリングを行うことにより、I信号及びQ信号をデジタルデータに変換する。

以下の説明では、離散時間kにおけるI信号及びQ信号を含むベースバンドの受信信号を複素数信号x(k)＝I_r(k)+j Q_r(k)と表す。また、以下では、離散時刻ｋは、第m番目のレーダ送信周期（T_r）の開始するタイミングを基準（k=1）とし、信号処理部２０３は、レーダ送信周期T_rが終了するまでの計測を周期的に行う。すなわち、ｋ＝１,…,N_vとなる。ここで、ｊは虚数単位である。

従って、第m番目のレーダ送信周期におけるＡＤ変換部２０４の出力信号は次式（２３）のように表せる。以下、X（k）を複素ベースバンド信号と呼ぶ。

相関演算部２０５は、レーダ送信周期T_r毎に、ＡＤ変換部２０４から出力される複素ベースバンド信号X（N_v(m−1)+k）と、レーダ送信部１００において送信される第m番目の変調符号MC_n(m)との相関演算を行う。ここで、n＝１,…,Lである。例えば、第m番目のレーダ送信周期における離散時刻kのスライディング相関演算の相関演算値AC(k, m)は、次式（２４）に基づき算出される。

式（２４）において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子を表す。また、k＝１，…,N_vである。

なお、相関演算部２０５は、k＝1，…,N_vに対して相関演算を行う場合に限定されず、レーダ装置１０の測定対象となるターゲットの存在範囲に応じて、測定レンジ（すなわち、kの範囲）を限定してもよい。これにより、レーダ装置１０では、相関演算部２０５の演算処理量の低減が可能となる。例えば、相関演算部２０５は、ｋ＝Nw/N_TR+1，…, (Nu - Nw)/N_TRに測定レンジを限定してもよい。この場合、レーダ装置１０は、符号送信区間Twに相当する時間区間では測定を行わない。

これにより、レーダ装置１０は、レーダ送信信号がレーダ受信部２００に直接的に回り込むような場合でも、レーダ送信信号が回り込む期間では相関演算部２０５による処理が行われないので、回り込みの影響を排除した測定が可能となる。また、測定レンジ（ｋの範囲）を限定する場合、以下で説明する逆位相シフト部２０６、コヒーレント積分部２０７及びドップラ解析部２０８の処理に対しても、同様に測定レンジ（ｋの範囲）を限定した処理を適用すればよい。これにより、各構成部での処理量を削減でき、レーダ受信部２００における消費電力を低減できる。

逆位相シフト部２０６は、レーダ送信周期（T_ｒ）毎に、レーダ送信部１００の位相シフト部１０５で付与された位相シフトと逆方向（打ち消す方向）の位相シフトexp[-jPhaseRot(m)]を、相関演算部２０５から出力される信号（相関演算値）に付与する。すなわち、第m番目のレーダ送信周期（T_ｒ）において、逆位相シフト部２０６は、次式（２５）に示すように、相関演算部２０５の出力AC(k, m)に対して位相シフトを付与した信号ACP(k, m)を出力する。

コヒーレント積分部２０７は、第m番目のレーダ送信周期の離散時刻k毎に逆位相シフト部２０６から出力される相関演算値ACP(k，m)を用いて、所定回数N_eのレーダ送信周期の期間に渡って、相関演算値ACP(k，m)を離散時刻ｋ毎に加算（コヒーレント積分）し、離散時刻ｋ毎のコヒーレント積分値ACC(k，v)を算出する。ここで、ｋ＝１，…, N_vである。

具体的には、第v番目のコヒーレント積分値ACC(k，v)は次式（２６）のように算出される。

ここで、所定回数N_e回は４の倍数に設定される。また、送信符号として相補符号を用いる場合、所定回数N_e回は８の倍数に設定される。これにより、受信無線部２０２にIQ誤差が含まれる場合でも、コヒーレント積分部２０７において、IQ位相平面上の４象限に含まれる受信信号を一つの単位として、１回又は複数回加算することでIQ誤差を平滑化することができるので、IQ位相平面内の振幅誤差及び位相誤差に起因するレーダ性能劣化を抑えることができる。

ドップラ解析部２０８は、コヒーレント積分部２０７の出力信号に対してドップラ周波数解析を行う。具体的には、ドップラ解析部２０８は、離散時刻ｋ毎に得られたコヒーレント積分部２０７のN_d個の出力ACC(k, 1)〜ACC（k，N_d）を一単位として、離散時刻ｋのタイミングを揃えてドップラ周波数解析を行う。具体的には、ドップラ解析部２０８は、次式（２７）に示すように、2N_f個の異なるドップラ周波数f_sΔΨに応じた位相変動Ψ(f_s)＝2πf_s（T_r×N_e）ΔΨを補正した後に、コヒーレント積分を行う。

ここで、FT_CI(k, f_s)は、ドップラ解析部２０８の離散時刻ｋでのドップラ周波数f_sΔΨのコヒーレント積分結果を示す。なお、f_s=-N_f+1,…,0,…,N_fであり、k＝１，…, （N_r＋N_u）N_s/N_oであり、ΔΨは位相回転単位である。

これにより、信号処理部２０３は、離散時刻ｋ毎の2N_f個のドップラ周波数成分に応じたコヒーレント積分結果であるFT_CI(k, -N_f+1),…, FT_CI(k, N_f-1)を、レーダ送信周期間T_rの複数回N_e×N_dの期間（T_r×N_e×N_d＝T_r×Q）毎に得る。なお、ｊは虚数単位である。

ΔΨ＝1/N_dとした場合、ドップラ解析部２０８の処理は、サンプリング間隔（T_r×N_e）、サンプリング周波数1/（T_r×N_e）でコヒーレント積分部２０７の出力を離散フーリエ変換（ＤＦＴ）処理していることと等価である。

また、N_fを２のべき乗の数に設定することで、ドップラ解析部２０８では、高速フーリエ変換（ＦＦＴ:Fast Fourier Transform）処理を適用でき、演算処理量を削減できる。なお、N_f>N_dでは、q＞N_dとなる領域においてACC（k、N_d(w-1)+q+1）=0とするゼロ埋め処理を行うことで、同様にＦＦＴ処理を適用でき、演算処理量を削減できる。

レーダ装置１０は、ドップラ解析部２０８の出力FT_CI(k, f_s)に基づいて、レーダ測定ターゲットの距離/ドップラ周波数（相対速度）を推定する。

すなわち、ドップラ解析部２０８の出力FT_CI(k, f_s)の絶対値の自乗値｜FT_CI(k, f_s)｜^２は、離散時刻ｋ毎、ドップラ周波数f_s毎のターゲットからの反射波受信レベルに相当する。このことから、レーダ装置１０は、雑音レベルから所定以上のピーク電力値となる離散時刻ｋ、ドップラｆに基づいて、ターゲットまでの距離R(k)を、ドップラ周波数に基づく相対速度v_d(f_s)を次のように推定することができる。なお、f_s=-N_f+1,..,0,...,N_fでありk＝１，…, （N_r＋N_u）N_s/N_oである。

時刻情報ｋを距離情報R(k)に変換する際には次式（２８）を用いる。ここで、Twは符号送信区間、Lはパルス符号長、C₀は光速度を表す。

また、ドップラ周波数情報f_sを相対速度成分v_d(f_s)に変換する際には次式（２９）を用いる。ここで、λは送信無線部１０６から出力されるRF帯のレーダ送信信号のキャリア周波数の波長である。

以上説明した偏り検出部１０４、位相シフト部１０５及び逆位相シフト部２０６の動作による効果を、計算機シミュレーションを用いて確認した結果を以下に示す。

図５Ａ，図５Ｂ及び図６Ａ，図６Ｂは、１つの測定ターゲットが距離５ｍ地点に時速70km/hでレーダ装置１０から離れる方向に移動する条件における、ドップラ解析部２０８の出力（受信レベル）を示す。図５Ｂ及び図６Ｂは、距離５ｍ地点のドップラ解析部２０８の出力を抜き出してプロットした図である。

なお、図５Ａ，図５Ｂ及び図６Ａ，図６Ｂでは、受信無線部２０２におけるIQ誤差として、IQ振幅誤差が0.1[dB]、IQ角度誤差が5°存在する条件とする。また、図５Ａ，図５Ｂ及び図６Ａ，図６Ｂは、レーダ送信符号として、Spano符号（符号長L=4）、コヒーレント積分部２０７の加算回数N_e=16、ドップラ解析部２０８におけるサンプル数N_d=512を用いて計算機シミュレーションを行った結果を示す。

また、図５Ａ及び図５Ｂは、変調符号偏りを補正する位相シフトが施されない場合のドップラ解析部２０８の出力を示し、図６Ａ及び図６Ｂは、本実施の形態において説明したように変調符号偏りを補正する位相シフトが施された場合のドップラ解析部２０８の出力を示す。なお、ドップラ周波数成分は、式（２９）に基づき、相対速度成分に変換して表示している。

図５Ａ及び図５Ｂに示すように、変調符号偏りを補正する位相シフトが施されない場合、測定ターゲットの移動速度である-70km/h（レーダ装置１０から離れる方向）のドップラ周波数成分のピークに加え、他のドップラ周波数成分（ドップラピーク）が発生していることが分かる。このように、図５Ａ及び図５Ｂのように変調符号偏りを補正する位相シフトが施されない場合、IQ誤差に起因して偽のドップラピークが発生し、レーダ検出性能の劣化が生じてしまう。

これに対して、図６Ａ及び図６Ｂに示すように、変調符号偏りを補正する位相シフトが施される場合、図５Ａ及び図５Ｂのような偽のドップラピークが発生せず、測定ターゲットの移動速度である-70km/hのドップラ周波数成分のピークが正しく検出されていることが確認できる。つまり、本実施の形態によれば、受信無線部２０２でのIQ誤差が存在する条件でも、誤検出の要因となるレーダ性能の劣化が無いことが確認できる。

以上のように、レーダ装置１０は、サブパルス毎に所定の位相シフトが付与された送信符号からなるレーダ送信信号を生成するレーダ送信信号生成部１０１と、所定の送信周期にてレーダ送信信号を送信する送信無線部１０６と、を備える。また、レーダ装置１０は、送信符号毎の変調符号偏りを検出する偏り検出部１０４と、検出された変調符号偏りを補正する位相シフト（第１の位相シフト）を送信符号に付与する位相シフト部１０５と、レーダ送信信号がターゲットにおいて反射された反射波信号に対して、上記第１の位相シフトと逆方向の第２の位相シフトを付与する逆位相シフト部２０６と、を備える。

上記偏り検出部１０４、位相シフト部１０５及び逆位相シフト部２０６の動作により、レーダ装置１０は、符号長Lの送信符号において変調符号偏りがIQ位相平面上の４象限に均一化されるように送信符号に位相シフトを施す。これにより、レーダ装置１０では、所定回数の送信周期において、各送信周期で送信されるレーダ送信信号に含まれる送信符号を構成する複数のサブパルスのIQ位相平面上にマッピングされる位置の偏りである変調符号偏りがIQ位相平面の４象限の全てに含まれることになる。

こうすることで、レーダ装置１０において、受信無線部２０２（直交復調器）にIQ誤差が含まれる場合でも、IQ誤差を平滑化することができる。よって、ドップラ解析部２０８における出力において、IQ誤差に起因して発生する偽のドップラピークを抑圧することができ、レーダ検出性能の劣化を抑えることができる。よって、本実施の形態によれば、回路誤差によるレーダ検出性能の劣化を抑えることができる。

また、本実施の形態によれば、レーダ装置１０は、変調符号偏りを補正するための位相シフトを施すことにより、受信無線部２０２で発生するIQ誤差の影響を抑圧するので、IQ誤差を検出又は補正するための回路が不要となる。よって、本実施の形態によれば、レーダ装置１０は、簡易な構成でIQ誤差に起因して発生する偽のドップラピークを抑圧することができる。

以上より、本実施の形態によれば、直交復調器にIQ誤差が含まれる場合でも、回路誤差補正のための高精度な補正回路を付加することなく、簡易な構成でレーダ検出性能の劣化を抑えることができる。

なお、図１では、レーダ装置１０の逆位相シフト部２０６が相関演算部２０５の後段に配置される場合を示すが、図７に示すように、逆位相シフト部２０６は、相関演算部２０５の前段に配置されても、上記実施の形態と同様の結果を得ることができる。

［実施の形態２］
図８は、本実施の形態に係るレーダ装置２０の構成例を示すブロック図である。なお、図８において、実施の形態１に係るレーダ装置１０（図１）と同様の構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。

具体的には、図８に示すレーダ装置２０は、レーダ送信部３００と、レーダ受信部４００とを備える。実施の形態１では、レーダ送信部１００（図１）は、変調符号偏りを検出し、変調符号偏りを補正する位相シフトを当該変調符号に施した。これに対して、本実施の形態に係るレーダ送信部３００は、π／２シフト変調部１０３におけるπ／２シフト変調後の変調符号偏りS_MCがIQ位相平面の互いに異なる象限（４つの象限）となる少なくとも４個の複数の符号を予め選定し、レーダ送信周期毎に符号を順次切り替えて送信する。

また、本実施の形態に係るレーダ受信部４００は、逆位相シフト部２０６を備えない。

具体的には、レーダ送信部３００のレーダ送信信号生成部３０１は、第１符号生成部３０２−１、第２符号生成部３０２−２、第３符号生成部３０２−３、第４符号生成部３０２−４、符号切替部３０３、及び、π／２シフト変調部１０３を備える。

第１符号生成部３０２−１、第２符号生成部３０２−２、第３符号生成部３０２−３及び第４符号生成部３０２−４の各々は、π／２シフト変調後の変調符号偏りS_MCが、IQ位相平面の互いに異なる象限に位置するa, ja, -a, -jaとなる符号を予め選定する。ここで、aは定数値である。ｊは虚数単位である。

符号切替部３０３は、レーダ送信周期毎に、第１、第２、第３及び第４符号生成部３０２−１〜３０２−４の出力を巡回的に順次切り替える。例えば、符号切替部３０３は、第４符号生成部３０２−４の出力後の後続するレーダ送信周期では、再び、第１、第２、第３及び第４符号生成部３０２−１〜３０２−４の出力を順次切り替える。

なお、送信符号として相補符号を用いる場合、レーダ送信信号生成部３０１は、８個の符号生成部３０２、例えば、第１、第２、… 、第８符号生成部３０２−１〜３０２−８（図示せず）を備えてもよい。具体的には、第１、第２符号生成部３０２−１，３０２−２、第３、第４符号生成部３０２−３，３０２−４、第５、第６符号生成部３０２−５，３０２−６、第７、第８符号生成部３０２−７，３０２−８は、それぞれ相補符号ペアとなる符号を予め選定する。

例えば、第１、第２符号生成部３０２−１，３０２−２は、π／２シフト変調後の変調符号偏りS_MCがaとなる符号を予め選定する。

同様に、第３、第４符号生成部３０２−３，３０２−４は、π／２シフト変調後の変調符号偏りS_MCがjaとなる符号を予め選定する。

また、第５、第６符号生成部３０２−５，３０２−６は、π／２シフト変調後の変調符号偏りS_MCが-aとなる符号を予め選定する。

また、第７、第８符号生成部３０２−７，３０２−８は、π／２シフト変調後の変調符号偏りS_MCが-jaとなる符号を予め選定する。

ここで、aは定数値である。

そして、符号切替部３０３は、レーダ送信周期毎に、第１、第２、… 、第８符号生成部３０２−１〜３０２−８の出力を巡回的に順次切り替える。

符号切替部３０３から順次出力される送信符号は、π／２シフト変調部１０３によってπ／２シフト変調が施される。

これにより、レーダ装置２０では、実施の形態１と同様、所定回数の送信周期において、各送信周期で送信されるレーダ送信信号に含まれる送信符号の変調符号偏りS_MCがIQ位相平面の４象限の全てに含まれることになる。

一方、レーダ受信部４００のコヒーレント積分部４０１は、離散時刻ｋ毎の相関演算部２０５の出力である相関値AC（k，m）（例えば、式（２４）を参照）を用いて、所定回数N_eのレーダ送信周期の期間に渡って、相関演算値AC（k，m）を離散時刻ｋ毎に加算し、離散時刻ｋ毎のコヒーレント積分値ACC（k，v）を算出する。ここで、ｋ＝１，…, N_vである。

具体的には、第v番目のコヒーレント積分値ACC(k，v)は次式（３０）のように算出される。

ここで、所定回数N_eは４の倍数に設定される。また、相補符号を送信符号として用いる場合、所定回数N_eは８の倍数に設定される。

以上のように、本実施の形態では、レーダ装置２０は、π／２シフト変調後の変調偏りがIQ位相平面上の４象限に均一となるような符号を予め選定する。

これにより、レーダ装置２０は、受信無線部２０２にIQ誤差が含まれる場合でも、IQ位相平面上の４象限にそれぞれ含まれる受信信号を加算することで、IQ誤差を平滑化することができる。よって、本実施の形態によれば、実施の形態１と同様、IQ位相平面内の振幅誤差及び位相誤差に起因するレーダ性能劣化を抑えることができる。

また、本実施の形態では、変調符号偏りの検出処理、変調符号偏りを補正する位相シフト及び逆位相シフト処理が不要となり、簡易な構成でレーダ検出性能の劣化を抑えることができる。

［実施の形態３］
本実施の形態では、複数の送受信アンテナを用いるMIMO（Multiple Input Multiple Output）レーダの構成について説明する。

図９は、本実施の形態に係るレーダ装置３０の構成例を示すブロック図である。なお、図９において、実施の形態１（図１）と同様の構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。

図９に示すレーダ装置３０は、複数の送信アンテナを時分割で切り替えて、時分割多重される異なるレーダ送信信号を送信し、各レーダ送信信号を分離して受信処理を行う時分割MIMOレーダの構成を示す。なお、レーダ装置の構成は、これに限定されず、レーダ装置３０は、複数の送信アンテナから周波数分割多重、又は、後述する符号分割多重された異なる送信信号を送出し、各送信信号を分離して受信処理を行う構成でもよい。

［レーダ送信部５００の構成］
レーダ装置３０のレーダ送信部５００は、レーダ送信信号生成部１０１と、偏り検出部１０４と、位相シフト部１０５と、切替制御部５０１と、送信切替部５０２と、送信アレーアンテナ部５０３と、を有する。

送信アレーアンテナ部５０３は、Nt個の送信アンテナ（Tx#1〜Tx#Nt）から構成される。

切替制御部５０１は、送信アレーアンテナ部５０３の送信アンテナ（Tx#1〜Tx#Nt）の切替タイミング（つまり、レーダ送信信号の出力切替）を指示する制御信号（以下、切替制御信号と呼ぶ）を、送信切替部５０２、及びレーダ受信部６００（相関演算部２０５及び出力切替部６０３）に出力する。

送信切替部５０２は、切替制御部５０１からの切替制御信号に基づいて、送信アレーアンテナ部５０３のNｔ個の送信アンテナのうち一つを選択して、位相シフト部１０５の出力信号を、選択した送信アンテナへの入力とする。送信切替部５０２は、位相シフト部１０５の出力信号（ベースバンドのレーダ送信信号）を、所定の無線周波数帯に周波数変換して、選択（接続）された送信アンテナに出力する。

送信アレーアンテナ部５０３は、送信切替部５０２から出力されるレーダ送信信号を、送信切替部５０２に選択（接続）された送信アンテナから空間に放射する。

以下、切替制御部５０１による送信切替部５０２に対する制御動作について説明する。なお、切替制御部５０１によるレーダ受信部６００に対する制御動作についてはレーダ受信部６００の動作説明において後述する。

切替制御部５０１は、N_e回のレーダ送信周期毎に、送信アレーアンテナ部５０３の送信アンテナを順次切り替える切替制御信号を送信切替部５０２に出力する。

例えば、切替制御部５０１は、最初のN_e回のレーダ送信周期（N_e×T_r）において、レーダ送信信号生成部１０１の出力信号（高周波信号に変換した信号）を送信アレーアンテナ部５０３の送信アンテナ（Tx#1）に出力させる。

切替制御部５０１は、次のN_e回のレーダ送信周期（N_e×T_r）において、レーダ送信信号生成部１０１の出力信号（高周波信号に変換した信号）を送信アレーアンテナ部５０３の送信アンテナ（Tx#2）に出力させる。

切替制御部５０１は、同様の動作を繰り返し、レーダ送信信号生成部１０１の出力信号（高周波信号に変換した信号）を送信アレーアンテナ部５０３の送信アンテナ（Tx#Nt）に出力させる。

また、切替制御部５０１は、次のN_e回のレーダ送信周期（N_e×T_r）では、再び、レーダ送信信号生成部１０１の出力信号（高周波信号に変換した信号）を送信アレーアンテナ部５０３の送信アンテナ（Tx#1）に出力させる。

切替制御部５０１は、以上の動作を所定の回数（N_d×N_t回）繰り返す。

［レーダ受信部６００の構成］
レーダ装置３０のレーダ受信部６００は、受信アレーアンテナ部６０１と、アンテナ系統処理部６０２と、方向推定部６０４と、を有する。

受信アレーアンテナ部６０１は、Na個の受信アンテナ（Rx#1〜Rx#Na）から構成される。Na個の受信アンテナは、レーダ送信部５００から送信されるレーダ送信信号がレーダ測定ターゲットを含む反射物体に反射した信号（反射波信号）をそれぞれ受信する。Na個の受信アンテナで受信された各信号は、各受信アンテナ（Rx#1〜Rx＃Na）に対応するアンテナ系統処理部６０２へ受信信号として入力される。

各アンテナ系統処理部６０２は、受信無線部２０２と、信号処理部２０３とを有する。

第ｚ番目のアンテナ系統処理部６０２−ｚの受信無線部２０２は、第ｚ番目の受信アンテナ（Rx#z）からの受信信号を所定レベルに増幅し、高周波帯域の受信信号をベースバンド帯域に周波数変換し、ベースバンド帯域の受信信号を、I信号及びQ信号を含むベースバンド帯域の受信信号に変換する。ここでｚ＝1,…,Naである。

第ｚ番目のアンテナ系統処理部６０２−ｚの信号処理部２０３は、AD変換部２０４、相関演算部２０５、逆位相シフト部２０６、出力切替部６０３、コヒーレント積分部２０７及びドップラ解析部２０８から構成される。なお、信号処理部２０３は、送信アンテナ（Tx#1〜Tx#Nt）にそれぞれ対応するNt個のコヒーレント積分部２０７及びドップラ解析部２０８を備える。

以下、第ｚ番目のアンテナ系統処理部６０２−ｚの信号処理部２０３の各構成部について、主に、実施の形態１と異なる動作の説明を行う。

相関演算部２０５は、AD変換部２０４から出力される複素ベースバンド信号X（N_v(m−1)+k）（例えば、式（２３）を参照）と、N_e回のレーダ送信周期（N_e×T_r）毎にレーダ送信信号生成部１０１において生成された送信符号との相関演算を行う。

逆位相シフト部２０６は、N_e回のレーダ送信周期（N_e×T_r）毎に、偏り検出部１０４で検出された変調符号偏りを補正する位相シフトと逆方向（打ち消す方向）の位相シフトを、相関演算部２０５から出力される信号（相関演算値）に付与する。

出力切替部６０３は、切替制御部５０１においてN_e回のレーダ送信周期（N_e×T_r）毎に選択された送信アンテナ番号（#1〜#Nt）にそれぞれ対応するコヒーレント積分部２０７−１〜２０７−Ｎｔに出力を切り替える。

例えば、切替制御部５０１で送信アンテナ（Tx#1）が選択された場合、出力切替部６０３は、逆位相シフト部２０６からの信号を、送信アンテナ（Tx#1）に対応するコヒーレント積分部２０７−１に切り替えて出力する。

また、切替制御部５０１で送信アンテナ（Tx#2）が選択された場合、出力切替部６０３は、逆位相シフト部２０６からの信号を、送信アンテナ（Tx#2）に対応するコヒーレント積分部２０７−２に切り替えて出力する。

出力切替部６０３は、同様の動作を繰り返し、切替制御部５０１で送信アンテナ（Tx#Nt）が選択された場合、逆位相シフト部２０６からの信号を、送信アンテナ（Tx#Nt）に対応するコヒーレント積分部２０７−Ｎｔに切り替えて出力する。

第N_D番目のコヒーレント積分部２０７−Ｎ_Ｄは、切替制御部５０１においてN_e回のレーダ送信周期（N_e×T_r）毎に選択された逆位相シフト部２０６の出力に対して、複数N_e回の期間（T_r×N_e）を単位としてコヒーレント積分処理を行う。ここで、N_D=1,…,Ntである。

ドップラ解析部２０８は、コヒーレント積分部２０７の出力信号に対してドップラ周波数解析を行う。すなわち、ドップラ解析部２０８は、離散時刻ｋ毎に得られたコヒーレント積分部２０７からのN_d個の出力を用いて、離散時刻ｋのタイミングを揃えてドップラ周波数解析を行う。

以下の説明では、アンテナ系統処理部６０２−１からアンテナ系統処理部６０２−Ｎａの各々において同様の処理を施して得られた、ドップラ解析部２０８からの離散時刻ｋ毎のｗ番目の出力FT_CI_(z) ⁽¹⁾(ｋ,fs, w),…, FT_CI_(z) ^(Na)(ｋ, fs, w)をまとめて次式（３１）、（３２）に示すように仮想受信アレー相関ベクトルh（ｋ、fs, w）として表記する。仮想受信アレー相関ベクトルh（ｋ、fs, w）は、送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積であるNt×Na個の要素を含む。仮想受信アレー相関ベクトルh（ｋ、fs, w）は、後述する、ターゲットからの反射波信号に対して受信アンテナ間の位相差に基づく方向推定を行う処理の説明に用いる。ここで、ｚ＝1,…,Nt、N_D=1,..,, Naである。なお、f_s=−N_f+1,..,0,...,N_fである。

以上、アンテナ系統処理部６０２−ｚの信号処理部２０３の各構成部における処理について説明した。

方向推定部６０４は、アンテナ系統処理部６０２−１〜アンテナ系統処理部６０２−Ｎａから出力される離散時刻ｋ毎のｗ番目のドップラ解析部２０８からの仮想アレー相関ベクトルh（ｋ、fs, w）に対して、送信アレーアンテナ部５０３の送信アンテナ間及び受信アレーアンテナ部６０１の受信アンテナ間の移相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値h_cal_[b]を乗算することで、アンテナ間偏差を補正した仮想受信アレー相関ベクトルｈ_{_after_cal}（ｋ、fs, w）を算出する。仮想受信アレー相関ベクトルh_{_after_cal}（k, fs, w）は次式（３３）で表される。なお、b=1,.., (Nt×Na)である。

アンテナ間偏差を補正した仮想受信アレー相関ベクトルh_{_after_cal}（k, fs, w）は、Na×N_r個の要素からなる列ベクトルである。以下では、仮想受信アレー相関ベクトルh_{_after_cal}（k, fs, w）の各要素をh₁（k, fs, w）,…,h_Na×Nr（k, fs, w）と表記して、方向推定処理の説明に用いる。

そして、方向推定部６０４は、仮想受信アレー相関ベクトルh_{_after_cal}（k, fs, w）を用いて、受信アンテナ間の反射波信号の位相差に基づいて方向推定処理を行う。

方向推定部６０４は、方向推定評価関数値P_H(θ, k, fs, w）における方位方向θを所定の角度範囲内で可変として空間プロファイルを算出し、算出した空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの方位方向を到来方向推定値とする。

なお、評価関数値P_H(θ, k, fs, w）は、到来方向推定アルゴリズムによって各種のものがある。例えば参考非特許文献１に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。

（参考非特許文献１）Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A.; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28 , Issue: 1 Publication Year: 1992 , Page(s): 64 - 79

例えばビームフォーマ法は次式（３４）、（３５）のように表すことができる。他にも、Capon, MUSICといった手法も同様に適用可能である。

ここで、上付き添え字Ｈはエルミート転置演算子である。また、a_H(θ_u)は、方位方向θ_uの到来波に対する仮想受信アレーの方向ベクトルを示す。また、θ_uは到来方向推定を行う方位範囲内を所定の方位間隔β₁で変化させたものである。例えば、θ_uは以下のように設定される。
θ_u＝θmin + uβ₁、u=0,…, NU
NU=floor[(θmax-θmin)/β₁]+1

ここでfloor（ｘ）は、実数ｘを超えない最大の整数値を返す関数である。

以上、レーダ受信部６００の構成について説明した。

以上のように、本実施の形態では、MIMOレーダであるレーダ装置３０において、複数の送信アンテナを切り替えてレーダ送信信号を送信する際、IQ位相平面上の４象限に含まれる受信信号が一つの単位となるように、所定回数N_e回は４の倍数（送信符号として相補符号を用いる場合、所定回数N_e回は８の倍数）に設定される。つまり、レーダ装置３０（送信切替部５０２）は、送信アレーアンテナ部５０３の複数の送信アンテナのうち、レーダ送信信号を送信する送信アンテナを、所定回数N_e回の送信周期に相当する期間（N_e×T_r）毎に切り替える。

これにより、本実施の形態によれば、実施の形態１と同様、受信無線部２０２にIQ誤差が含まれる場合でも、１回又は複数回加算することでIQ誤差を平滑化することができるので、IQ位相平面内の振幅誤差及び位相誤差に起因するレーダ性能劣化を抑えることができる。よって、本実施の形態によれば、IQ位相平面内の振幅誤差及び位相誤差によるレーダ性能劣化を抑えることができる。

なお、本実施の形態では、図９に示すレーダ装置３０が、実施の形態１と同様、変調符号偏りを補正する位相シフトを付与する構成について説明したが、これに限定されるものではない。例えば、本実施の形態では、図１０に示すように、時分割MIMOレーダであるレーダ装置３０ａは、実施の形態２と同様、π／２シフト変調後の変調偏りがIQ位相平面上の４象限に均一となるような符号を予め選定する構成を備えてもよい。図１０に示すレーダ装置３０ａでも、複数の送信アンテナを切り替えてレーダ送信信号を送信する際、IQ位相平面上の４象限に含まれる受信信号が一つの単位となるように、所定回数N_e回は４の倍数（送信符号として相補符号を用いる場合、所定回数N_e回は８の倍数）に設定されればよい。

（実施の形態４）
実施の形態３では、時分割多重される異なるレーダ送信信号を送信するMIMOレーダについて説明したのに対して、本実施の形態では、符号分割多重される異なるレーダ送信信号を送信するMIMOレーダの構成について説明する。

図１１は、本実施の形態に係るレーダ装置４０の構成例を示すブロック図である。なお、図１１において、実施の形態１（図１）又は実施の形態３（図９）と同様の構成には同一の符号を付し、その説明を省略する。

図１１に示すレーダ装置４０は、直交符号を用いて、送信アンテナから符号分割多重される異なるレーダ送信信号を送信し、各レーダ送信信号を分離して受信処理を行う符号分割MIMOレーダの構成を示す。

［レーダ送信部７００の構成］
レーダ装置４０のレーダ送信部７００は、レーダ送信信号生成部１０１と、偏り検出部１０４と、位相シフト部１０５と、直交符号生成部７０１と、送信処理部７０２と、を有する。

直交符号生成部７０１は、Nt個の互いに直交する直交符号を生成する。直交符号は、Walsh-Hadamard符号又はM系列符号を用いてもよい。ここで、Nt本の送信アンテナのうち、第ｇ番目の送信アンテナから送信されるレーダ送信信号に用いられる直交符号OC^(ｇ)の符号長Locであり、直交符号OC^(ｇ)の各要素はOC^(ｇ)= { OC₁ ^(ｇ), OC₂ ^(ｇ),…, OC_Loc ^(ｇ)}からなる。ここで、ｇ＝1,…,Ntであり、直交符号の符号長Locは、2^ceil(log ₂ ^(Nt))以上の2のべき数に設定される。ここでceil(x)はｘを超えない最大の整数値を出力する演算子を示す。

送信処理部７０２は、送信アレーアンテナ部５０３の送信アンテナ（Tx#1〜Tx#Nt）にそれぞれ対応して備えられる。各送信処理部７０２は、直交符号重畳部７０３と、送信無線部１０６と、を有する。

直交符号重畳部７０３は、位相シフト部１０５から出力されるNoc回のレーダ送信周期の出力毎に、直交符号生成部７０１から出力される直交符号要素を乗算して出力する。

第ｇ番目の送信処理部７０２−ｇの直交符号重畳部７０３は、第１から第Noc番目(m=1,…,Noc)の位相シフト部１０５の出力に対して、次式（３６）に示すように第１番目の直交符号要素OC₁ ^(ｇ)を乗算して出力する。

また、第ｇ番目の送信処理部７０２−ｇの直交符号重畳部７０３は、続く、第（Noc＋１）から第（２Noc）番目(m= Noc +1,…,2Noc)の位相シフト部１０５の出力に対して、次式（３７）に示すように第２番目の直交符号要素OC_２ ^(ｇ)を乗算して出力する。

以下、同様にして、第ｇ番目の送信処理部７０２−ｇの直交符号重畳部７０３は、第（(Loc−１)×Noc＋１）から第(Loc×Noc)番目(m= (Loc−１)×Noc＋１,…, (Loc×Noc))の位相シフト部１０５の出力に対して、次式（３８）に示すように第Loc番目の直交符号要素OC_Loc ^(ｇ)を乗算して出力する。

また、第Loc番目の直交符号要素OC_Loc ^(ｇ)の乗算後、第ｇ番目の送信処理部７０２−ｇの直交符号重畳部７０３は、直交符号要素をOC₁ ^(ｇ)から巡回的に呼び出して乗算する。すなわち、第ｇ番目の送信処理部７０２−ｇの直交符号重畳部７０３は、続く、第（(Loc×Noc)＋１）から第（(Loc＋１)×Noc)番目(m= Loc×Noc＋１,…, （(Loc＋１)×Noc))の位相シフト部１０５の出力に対して、第１番目の直交符号要素OC_１ ^(ｇ)を乗算して出力する。以下、直交符号重畳部７０３は、同様の動作を繰り返す。

なお、レーダ送信部７００では、所定回数Noc回は４の倍数に設定される。また、送信符号として相補符号を用いる場合、所定回数Noc回は８の倍数に設定される。すなわち、送信処理部７０２−ｇ（ｇ=1〜Nt）は、直交符号OC^(ｇ)を構成する複数の直交符号要素OC_Loc ^(ｇ)のうち、レーダ送信信号に乗算する直交符号要素を、所定回数Nocの送信周期に相当する期間（Noc×T_r）毎に切り替える。

これにより、受信無線部２０２にIQ誤差が含まれる場合でも、コヒーレント積分部２０７において、IQ位相平面上の４象限に含まれる受信信号を一つの単位として、１回又は複数回加算することでIQ誤差を平滑化することができるので、IQ位相平面内の振幅誤差及び位相誤差に起因するレーダ性能劣化を抑えることができる。

［レーダ受信部８００の構成］
レーダ装置４０のレーダ受信部８００は、受信アレーアンテナ部６０１と、アンテナ系統処理部６０２と、方向推定部６０４と、を有する。

また、第ｚ番目のアンテナ系統処理部６０２−ｚの信号処理部２０３は、A/D変換部２０４、相関演算部２０５、逆位相シフト部２０６、直交符号分離部８０１、コヒーレント積分部２０７及びドップラ解析部２０８から構成される。

第ｚ番目のアンテナ系統処理部４０２−ｚの信号処理部２０３における直交符号分離部８０１は、逆位相シフト部２０６の出力ACP_ｚ(k,m)（式（２５）を参照）に対して、Noc回のレーダ送信周期（Noc×Tr）毎に直交符号重畳部７０３で乗算された符号要素を乗算することにより、Nt個の送信アンテナから符号多重されたレーダ送信信号をそれぞれ分離する。

すなわち、直交符号分離部８０１は、第１から第Noc番目(m=1,…,Noc)の逆位相シフト部２０６の出力に対して、第g番目の送信アンテナから符号多重されたレーダ送信信号を取り出すために、次式（３９）に示すように第１番目の直交符号要素OC₁ ^(ｇ)を出力ACP_ｚ(k,m)に乗算したOC_ACP_ｚ ^(g)(k,m)出力する。

また、直交符号分離部８０１は、続く第Noc＋１から第２Noc番目(m= Noc +1,…,2Noc)の逆位相シフト部２０６の出力に対して、第g番目の送信アンテナから符号多重されたレーダ送信信号を取り出すために、次式（４０）に示すように第２番目の直交符号要素OC₂ ^(ｇ)を出力ACP_ｚ(k,m)乗算したOC_ACP_ｚ ^(g)(k,m)出力する。

以下、同様にして、直交符号分離部８０１は、第(Loc−１)×Noc＋１から第(Loc×Noc)番目(m= (Loc−１)×Noc＋１,…, (Loc×Noc))の逆位相シフト部２０６の出力に対して、第ｇ番目の送信アンテナから符号多重されたレーダ送信信号を取り出すために、次式（４１）に示すように第Loc番目の直交符号要素OC_Loc ^(ｇ)を出力ACP_ｚ(k,m)乗算したOC_ACP_ｚ ^(g)(k,m)出力する。

また、第Loc番目の直交符号要素OC_Loc ^(ｇ)の乗算後、直交符号分離部８０１は、直交符号要素をOC₁ ^(ｇ)から巡回的に呼び出して乗算する。すなわち、直交符号分離部８０１は、続く、第(Loc×Noc)＋１から第（(Loc＋１)×Noc)番目(m= Loc×Noc＋１,…, （(Loc＋１)×Noc))の逆位相シフト部２０６の出力に対して、第g番目の送信アンテナから符号多重されたレーダ送信信号を取り出すために、次式（４２）に示すように第１番目の直交符号要素OC₁ ^(ｇ)を乗算したOC_ACP_ｚ ^(g) (k,m)出力する。以下、直交符号分離部８０１は、同様の動作を繰り返す。

以上のように、本実施の形態では、MIMOレーダであるレーダ装置４０において、複数の送信アンテナから符号多重してレーダ送信信号を送信する際、IQ位相平面上の４象限に含まれる受信信号が一つの単位となるように、所定回数Noc回は４の倍数（送信符号として相補符号を用いる場合、所定回数Noc回は８の倍数）に設定される。つまり、レーダ装置４０（送信処理部７０２）は、送信アレーアンテナ部５０３の複数の送信アンテナからそれぞれ送信されるレーダ送信信号に乗算する直交符号要素を、所定回数Noc回の送信周期に相当する期間（Noc×T_r）毎に切り替える。

なお、本実施の形態では、図１１に示すレーダ装置４０が、実施の形態１と同様、変調符号偏りを補正する位相シフトを付与する構成について説明したが、これに限定されるものではない。例えば、本実施の形態では、図１２に示すように、符号分割MIMOレーダであるレーダ装置４０ａは、実施の形態２と同様、π／２シフト変調後の変調偏りがIQ位相平面上の４象限に均一となるような符号を予め選定する構成を備えてもよい。図１２に示すレーダ装置４０ａでも、複数の送信アンテナで符号多重してレーダ送信信号を送信する際、IQ位相平面上の４象限に含まれる受信信号が一つの単位となるように、所定回数Noc回は４の倍数（送信符号として相補符号を用いる場合、所定回数Noc回は８の倍数）に設定されればよい。

以上、本開示の一態様に係る実施の形態について説明した。

なお、上記実施の形態、及び、各バリエーションに係る動作を適宜組み合わせて実施してもよい。

［他の実施の形態］
（１）上記実施の形態では、π／２シフト変調を行う場合について説明したが、変調方式はπ／２シフト変調に限定されず、送信符号を構成するサブパルス（符号要素）毎に所定の位相シフトが付与される変調処理であればよく、例えば、π／４シフト変調又はπ／８シフト変調を用いても上記実施の形態と同様な効果を得ることができる。

例えば、π／２シフト変調の代わりに、π／４シフト変調を用いる場合、レーダ送信信号生成部１０１は、次式（４３）に示すように、送信符号Code(m)のL個の要素{C₁(m), C₂(m),…,C_L(m)}に対して、送信符号のサブパルス毎（送信符号の符号要素毎）にπ／４の位相シフトを施すことで変調符号MC(m)を生成する。
MC_n(m)= exp[j(n-1)π/4] C_n(m) (43)

ここで、m=1,…, Qである。なお、ｊは虚数単位であり、ｊ＝exp(jπ/2)である。すなわち、送信符号Code(m)のｎ番目の要素C_n(m)に対して、変調符号MC(m)のn番目の要素は、式（４３）に示すようにπ/４シフト変調によってマッピングされる。

なお、π／４シフト変調を用いる場合は、IQ位相平面を１周するには、少なくとも８つのサブパルスが必要であるため、送信符号の符号長Lは８以上であることがより好適である。

また、例えば、π／8シフト変調を用いる場合、レーダ送信信号生成部１０１は、次式（４４）に示すように、送信符号Code(m)のL個の要素{ C₁(m), C₂(m),…,C_L(m)}に対して、送信符号のサブパルス毎（送信符号の符号要素毎）にπ／８の位相シフトを施すことで変調符号MC(m)を生成する。
MC_n(m)= exp[j(n-1)π/8] C_n(m) (44)

ここで、m=1,…, Qである。なお、ｊは虚数単位であり、ｊ＝exp(jπ/2)である。すなわち、送信符号Code(m)のｎ番目の要素C_n(m)に対して、変調符号MC(m)のn番目の要素は、式（４４）に示すように、π／８シフト変調によってマッピングされる。

なお、π／8シフト変調を用いる場合は、IQ位相平面を１周するには、少なくとも１６個のサブパルスが必要であるため、送信符号の符号長Lは16以上であることがより好適である。

（２）上記実施の形態では、符号生成部１０２が生成する送信符号Code(m)の要素C_n（m）が−1又は1の２値の要素からなる２相符号（binary phase codes）である場合について説明したが、これに限定されない。送信符号Code(m)の要素C_n（m）は、例えば、４相符号、又は、Frank符号、P1符号、P2符号、P3符号、P4符号等の多相符号(poly-phase codes)であってもよい。

また、符号生成部１０１が生成する送信符号として、４相符号又は多相符号を用いる場合、４相符号又は多相符号のマッピングでは、IQ位相平面上の４象限のマッピングとなり、送信符号が平滑化されるため、ドップラ変動に伴い受信位相が変化しても振幅変動を抑えることができる。このため、レーダ送信部においてπ／２シフト変調部１０３を省く構成としてもよい。

（３）図１、図７〜図１２に示すレーダ装置１０，２０，３０（３０ａ），４０（４０ａ）において、レーダ送信部１００，３００，５００（５００ａ），７００（７００ａ）及びレーダ受信部２００，４００，６００（６００ａ），８００（８００ａ）は、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。

（４）レーダ装置１０，２０，３０（３０ａ），４０（４０ａ）は、図示しないが、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、制御プログラムを格納したＲＯＭ（Read Only Memory）等の記憶媒体、およびＲＡＭ（Random Access Memory）等の作業用メモリを有する。この場合、上記した各部の機能は、ＣＰＵが制御プログラムを実行することにより実現される。

以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。また、開示の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。

上記各実施形態では、本開示はハードウェアを用いて構成する例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現することも可能である。

また、上記各実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。集積回路は、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックを制御し、入力端子と出力端子を備えてもよい。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサを用いて実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続又は設定を再構成可能なリコンフィギュラブルプロセッサ（Reconfigurable Processor）を利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術により、ＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックを集積化してもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。

＜本開示のまとめ＞
本開示のレーダ装置は、レーダ信号を送信するレーダ送信部と、前記レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を受信するレーダ受信部と、を備えるレーダ装置であって、前記レーダ送信部は、サブパルス毎に所定の位相シフトが付与された送信符号からなるレーダ信号を生成する生成部と、所定の送信周期にて前記生成部にて生成された前記レーダ信号を送信する送信無線部と、を具備し、前記送信無線部が送信する所定回数の前記送信周期において、各送信周期で送信される前記レーダ信号に含まれる前記送信符号を構成する複数の前記サブパルスのIQ位相平面上にマッピングされる位置の偏りである符号偏りが、IQ位相平面の４象限の全てに含まれる。

本開示のレーダ装置において、前記レーダ送信部は、前記送信無線部が送信する前記レーダ信号に含まれる前記送信符号毎の前記符号偏りを検出する検出部と、前記検出部で前記検出された符号偏りを補正する第１の位相シフトを前記送信符号に付与する位相シフト部と、をさらに具備し、前記レーダ受信部は、前記反射波信号に対して、前記第１の位相シフトと逆方向の第２の位相シフトを付与する逆位相シフト部、を具備する。

本開示のレーダ装置において、前記生成部は、前記符号偏りがIQ位相平面の互いに異なる象限となる少なくとも４個の前記送信符号を生成し、前記送信無線部は、前記少なくとも４個の前記送信符号を、前記送信周期毎に順に送信する。

本開示のレーダ装置において、複数の送信アンテナと、前記複数の送信アンテナのうち、前記レーダ信号を送信する送信アンテナを、前記所定回数の送信周期に相当する期間毎に切り替える送信切替部と、をさらに具備する。

本開示のレーダ装置において、複数の送信アンテナと、前記複数の送信アンテナの数と同数の互いに直交する直交符号を生成する直交符号生成部と、をさらに具備し、前記送信無線部は、前記直交符号を構成する複数の要素のうち、前記レーダ信号に乗算する要素を、前記所定回数の前記送信周期に相当する期間毎に切り替える。

本開示のレーダ装置において、前記所定回数は４の倍数である。

本開示のレーダ装置において、前記送信符号は相補符号であり、前記所定回数は８の倍数である。

本開示のレーダ方法は、レーダ信号を送信し、前記レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を受信するレーダ方法であって、サブパルス毎に所定の位相シフトが付与された送信符号からなるレーダ信号を生成し、所定の送信周期にて前記生成されたレーダ信号を送信し、所定回数の前記送信周期において、各送信周期で送信される前記レーダ信号に含まれる前記送信符号を構成する複数の前記サブパルスのIQ位相平面上にマッピングされる位置の偏りである符号偏りが、IQ位相平面の４象限の全てに含まれる。

本開示は、広角範囲を検知するレーダ装置として好適である。

１０，２０，３０，３０ａ，４０，４０ａレーダ装置
１００，３００，５００，５００ａ，７００，７００ａレーダ送信部
１０１，１０１ａ，３０１レーダ送信信号生成部
１０２符号生成部
１０３ π／２シフト変調部
１０４偏り検出部
１０５，１１３位相シフト部
１０６送信無線部
１０７送信アンテナ
１１１変調符号記憶部
１１２偏り記憶部
１１４ＤＡ変換部
２００，４００，６００，６００ａ，８００，８００ａレーダ受信部
２０１受信アンテナ
２０２受信無線部
２０３信号処理部
２０４ＡＤ変換部
２０５相関演算部
２０６逆位相シフト部
２０７，４０１コヒーレント積分部
２０８ドップラ解析部
３０２−１第１符号生成部
３０２−２第２符号生成部
３０２−３第３符号生成部
３０２−４第４符号生成部
３０３符号切替部
５０１切替制御部
５０２送信切替部
５０３送信アレーアンテナ部
６０１受信アレーアンテナ部
６０２アンテナ系統処理部
６０３出力切替部
６０４方向推定部
７０１直交符号生成部
７０２送信処理部
７０３直交符号重畳部
８０１直交符号分離部

Claims

レーダ信号を送信するレーダ送信部と、前記レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を受信するレーダ受信部と、を備えるレーダ装置であって、
前記レーダ送信部は、
サブパルス毎に所定の位相シフトが付与された送信符号からなるレーダ信号を生成する生成部と、
所定の送信周期にて前記生成部にて生成された前記レーダ信号を送信する送信無線部と、
を具備し、
前記送信無線部が送信する所定回数の前記送信周期において、各送信周期で送信される前記レーダ信号に含まれる前記送信符号を構成する複数の前記サブパルスのIQ位相平面上にマッピングされる位置の偏りである符号偏りが、IQ位相平面の４象限の全てに含まれる、
レーダ装置。
前記レーダ送信部は、
前記送信無線部が送信する前記レーダ信号に含まれる前記送信符号毎の前記符号偏りを検出する検出部と、
前記検出部で前記検出された符号偏りを補正する第１の位相シフトを前記送信符号に付与する位相シフト部と、をさらに具備し、
前記レーダ受信部は、
前記反射波信号に対して、前記第１の位相シフトと逆方向の第２の位相シフトを付与する逆位相シフト部、を具備する、
請求項１に記載のレーダ装置。
前記生成部は、前記符号偏りがIQ位相平面の互いに異なる象限となる少なくとも４個の前記送信符号を生成し、
前記送信無線部は、前記少なくとも４個の前記送信符号を、前記送信周期毎に順に送信する、
請求項１に記載のレーダ装置。
複数の送信アンテナと、
前記複数の送信アンテナのうち、前記レーダ信号を送信する送信アンテナを、前記所定回数の送信周期に相当する期間毎に切り替える送信切替部と、
をさらに具備する、
請求項１に記載のレーダ装置。
複数の送信アンテナと、
前記複数の送信アンテナの数と同数の互いに直交する直交符号を生成する直交符号生成部と、
をさらに具備し、
前記送信無線部は、前記直交符号を構成する複数の要素のうち、前記レーダ信号に乗算する要素を、前記所定回数の前記送信周期に相当する期間毎に切り替える、
請求項１に記載のレーダ装置。
前記所定回数は４の倍数である、
請求項１に記載のレーダ装置。
前記送信符号は相補符号であり、
前記所定回数は８の倍数である、
請求項１に記載のレーダ装置。
レーダ信号を送信し、前記レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を受信するレーダ方法であって、
サブパルス毎に所定の位相シフトが付与された送信符号からなるレーダ信号を生成し、
所定の送信周期にて前記生成されたレーダ信号を送信し、
所定回数の前記送信周期において、各送信周期で送信される前記レーダ信号に含まれる前記送信符号を構成する複数の前記サブパルスのIQ位相平面上にマッピングされる位置の偏りである符号偏りが、IQ位相平面の４象限の全てに含まれる、
レーダ方法。