JP4910388B2 - 光変調装置、光送信器、及び光伝送装置 - Google Patents

Description

本発明は、光ファイバを用いた光情報伝送に関わるものである。

近年、光ファイバを用いた高速大容量通信の速度は１０〜４０Ｇｂｉｔ／ｓに達し、さらなる伝送速度や伝送距離の拡大が限界に近づきつつある。その主たる要因は「波長分散（ＣＤ：Ｃｈｒｏｍａｔｉｃ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）」や「光ファイバ非線形効果」である。波長分散は、波長の異なる光が光ファイバ中で異なる速度で伝送される現象であり、高速で変調された光信号の光スペクトルは異なる波長成分を含むため、伝送路となる光ファイバの波長分散によってそれぞれの波長成分は異なった時刻に受信端に到着する。その結果、伝送後の光波形は大きな波形歪を引き起こすことが知られている。また光ファイバ非線形効果は、光信号が自分自身の持つ強度変調成分によって光ファイバを伝送中に自分自身もしくは並進する光信号に余分な位相変調（周波数チャープ）を印加してしまう現象であり、この位相変調成分が上述の波長分散と相互作用することでさらに大きな波形歪が発生する。

従来より光通信でデジタル情報を伝送する際は、２.５〜４０Ｇｂｉｔ／ｓという高速の電気デジタル信号を光変調器や光源に入力し、光信号をそのままオン・オフする、２値ＮＲＺ変調（Ｎｏｎ−Ｒｅｔｕｒｎ−ｔｏ−Ｚｅｒｏ）が広く用いられている。しかしながら、ＮＲＺ信号は上記の波長分散や非線形効果を受けやすいため、これらの影響を低減し伝送速度や伝送距離を拡大することを目的に、さまざまな新しい変調方式が検討されている。このような変調方式としては、例えば非特許文献１にＣＳＲＺ（キャリア抑圧Ｒｅｔｕｒｎ−ｔｏ−Ｚｅｒｏ）変調や、非特許文献２に光デュオバイナリ変調が示されている。前者は光信号をパルス化するとともに、隣接するパルス間で光位相が０もしくはπの２値を交互に変化するように変調することによって長距離伝送で問題となる非線形効果への耐力を増す変調方式である。また後者は、光信号の強度がマーク・スペース・マークと変化する際に光位相を１８０度変化させることによって波長分散耐力を大幅に向上した光変調方式である。

このような光信号の変調の際には、光波形や光の位相変調量を厳密に管理する必要が生じ、光変調器のバイアス電圧の安定化制御が非常に重要となる。従来例としては例えば特許文献１が開示されている。図４はこのような従来のバイアス電圧の安定化制御を用いたＣＳＲＺ光送信器の構成図である。本例ではレーザ光源１０１から出力された信号光は、経路１１２にしたがって進み、まず従来の光変調装置１１４によって２０ＧＨｚのＣＳＲＺパルスに変換されたのちＮＲＺ光変調器１２３を通過する際にデータ信号入力端子１２４から入力される電気信号である、２０Ｇｂｉｔ／ｓＮＲＺデータ信号によって強度変調され、２０Ｇｂｉｔ／ｓＣＳＲＺ光波形として出力される。光変調器１０２としてはリチウムニオベイト（ＬＮ）などの材料を導波路基板とするマッハツェンダ（ＭＺ）型の光変調器を用いるのが一般的である。光変調器１０２の前後には光入力経路１０３と光出力経路１０４が設けられており、光変調器１０２は２つの進行波電極入力端子１０７−１、１０７−２にそれぞれ位相の反転した１０ＧＨｚクロック信号が印加される両相駆動型である。進行波電極入力端子１０７−２の途中には、バイアスティー１１０を介して低速（直流〜たかだか数ＭＨｚ程度）のバイアス電圧Ｖｂを印加するためのバイアス信号入力端子１１１が設けられている。バイアス電圧Ｖｂは後述のように光変調器の動作点を設定するために用いられる。

図５に両相駆動ＭＺ型光変調器を用いたＣＳＲＺ光パルスの生成原理を示す。図５（ｂ）は両相駆動型のＭＺ変調器の光透過特性であり、縦軸は光透過率、また横軸は２つの電極に印加される差電圧である。両者は図のように正弦波状の関係にあり、その１周期となる電圧幅をＶ２πと表記する。ＣＳＲＺ光パルスを生成するには、２つの電極に位相が互いに反転した正弦波状のクロック電圧（周波数１０ＧＨｚ）を印加する。両電極の差電圧も図のように正弦波となり、その電圧振幅を以下では単にクロック振幅と呼ぶ。このクロック振幅をおよそＶ２π、またその中心となるバイアス電圧（Ｖｂ）を光透過率が最小となる正弦波の底（最適点）に合致するように設定する。バイアス電圧が最適点に合致している場合、ＭＺ変調器の透過率は印加したクロック電圧の周波数の２倍の２０ＧＨｚの周期でオン・オフを繰り返し、図４の光出力経路１０４からは図５（ｄ）のようなＣＳＲＺ光パルスが出力される。一方、このようなＬＮ−ＭＺ変調器は製造ばらつきや温度や経年変化などによって最適点の電圧がばらつき、また時間的にもドリフトすることが知られている。バイアス電圧が最適点からずれた場合には、図５（ｃ）のように隣接光パルスの高さが揃わなくなり、大きな波形歪と伝送特性（受信感度や伝送距離）の劣化が生じ、情報伝送が不可能となる。そこで常にバイアス電圧が最適点に合致するように自動制御を行う必要がある。

以下では従来のバイアス電圧の自動制御について説明する。このためには図４では、クロック振幅をＭＺ変調器のＶ２πに等しくし、ＣＳＲＺ光パルスの一部を光カプラ１０６によって低速光検出器１０８に導き、時間平均された光強度（平均光強度）を測定し、その情報を光強度信号出力端子１０９から出力する。平均光強度の測定に必要な光検出器の帯域はたかだか数Ｈｚ〜数ＭＨｚで十分である。図６は従来のＣＳＲＺ光変調器におけるバイアス電圧とＣＳＲＺ光信号の平均光強度の関係を示す図である。図６（ａ)はＭＺ変調器の直流電圧に対する光透過率（消光カーブ）を示しており、また（ｂ）は低速光検出器１０８から得られた平均光出力強度である。平均光出力はバイアス電圧Ｖｂの変化に伴い、正弦波状に変化し、ちょうど（ａ）の光透過率が最小となるバイアス電圧（点線の最適点）のときに最大となる。この理由は、クロック振幅がＶ２πの場合には、バイアス電圧を最適点に設定するとちょうどクロック電圧の最大値・最小値が（ａ）の光透過率の最大点と合致するためであり、この点からバイアス電圧が大・小のどちらかにずれると一方の出力波形の波高が減少し光強度が低下するためである。よって、光強度信号出力端子１０９から得られる平均光強度が常に最大となるように、バイアス信号入力端子に印加するバイアス電圧Ｖｂを制御する最大化制御を行えば、常に良好な光ＣＳＲＺパルスが得られる。

なお上記の特許文献１には、上記の最大化制御はクロック信号の振幅がＶ２πの８０％以上（＝Ｖπの１．６倍）の場合に適用可能であることが記載されている。図６（ｃ）はクロック振幅をＶ２πより低減した場合のＣＳＲＺ光パルスの平均強度であり、クロック振幅が小さくなるに従い平均強度の振幅が小さくなり、振幅がＶ２πの７０％程度でその位相が反転し、クロック振幅がＶ２πの４０％などになると逆に最適バイアス電圧で平均光強度が最小となる。このため上記の特許文献１においては、クロック振幅が小となる場合には、最小化制御を適用する例が記載されている。

A. Hirano, Y. Miyamoto, K. Yonenaga, A. Sano and H. Toba, "40Gbit/s L-band transmission experiment using SPM-tolerant carrier-suppressed RZ format," IEE ELECTRONICS LETTERS, 9th December 1999, Vol. 35, No. 25.

K. Yonenaga and S. Kuwano, "Dispersion-Tolerant Optical Transmission Using Duobinary Transmitter and Binary Receiver," JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, VOL. 15, NO. 8, AUGUST 1997, pp.1530-1537. 特開２００３−２８３４３２号公報

前記の従来例においては、クロック振幅がＶ２πにほぼ等しい場合には最大化制御、およびクロック振幅が６０％程度以下となった場合には最小化を適用することでバイアス安定化が実現可能であるが、これには以下の問題点がある。

第一に、クロック振幅によって安定化制御が適用できない領域が存在するという問題がある。一般的に用いられるＬＮ−ＭＺ変調器ではＶ２πが１０Ｖ程度（両相駆動でも片側５Ｖ以上）と極めて高電圧であり、一般的な光通信で用いられる１０ＧＨｚを越える周波数帯ではこのような高電圧を出力するＩＣやドライバアンプは高価で入手困難なものとなる。よって低コスト化や部品調達の観点からはクロック振幅をできるだけ低減することが望ましいが、従来方式ではクロック振幅が８０％〜６０％の領域では自動制御が適用できない。この領域外であってもこの付近（例えば９０％〜５０％の領域）では、図６（ｃ）の平均光強度特性がほとんど平坦に近いため、バイアス電圧が変化しても平均光強度の変化が小さく現実には制御精度が極めて悪くなり実用に適さないという問題点がある。またクロック振幅を４０％以下とすると、変調度が低下し、光送信器からの光出力強度が激減ししまうという問題点がある。このため、従来例ではＭＺ変調器に印加するクロック振幅を自由に設定することができず、低コスト化や部品調達の障害となる。

第二に部品のばらつきに対する許容マージンが小さく、光送信器の製造が困難という問題がある。数ＧＨｚを越える高周波電気信号は、増幅器の利得のリップル特性（通常１ｄＢ＝２０％程度）や、高周波ケーブルやコネクタの損失ばらつき、ＭＺ変調器そのものの高周波変調特性のばらつきなどにより、印加する電圧振幅や変調器のＶ２πを高精度に管理することは極めて困難である。しかしながら従来例では、両者が相対的に１５〜２０％も変化すると自動制御が動作しなくなってしまう。このため個々の光変調器に用いる部品を実測して選別したり、クロック電圧振幅を自動制御して常に一定値に保つなど余分な制御を行う必要が生じ、光変調装置が高価で複雑になる。

第三にＣＳＲＺ波形を可変にしたり、将来の部品変更に対応することができないという問題点がある。ＣＳＲＺ変調器においてクロック振幅を自由に変えることができれば、波形やデューティ比（オン・オフ時間の比率）を変更し、光ファイバ伝送路の特性に合わせてその伝送特性を適正に調整することが可能である。従来の制御法では、一旦クロック振幅と制御方法（最大化制御もしくは最小化制御）を設定するとクロック振幅の変更可能な範囲が小さく、可変余地がほとんどなくなってしまう。同じ理由により、一旦光送信器の設計を完了してしまうと、その後安価な光部品が入手可能となったり、採用した部品の仕様（ＭＺ変調器のＶ２πなど）が変更された場合に対応できず再設計が必要となる。このため余分な設計時間やコストがかかる。

このような問題点のない従来例としては文献特許特開２００４−２９４８８３に生成したＣＳ−ＲＺ信号を同程度の帯域を持つ高速の光検出器で受信して高速電気信号に変換し、その周波数スペクトルが所望の形態となるように特定の周波数成分をフィルタで抽出しこれが最大となるようにバイアス電圧を制御する方式が提示されている。しかしながらこのような光検出器の所要帯域は４０ＧＨｚのＣＳＲＺパルスの場合には４０ＧＨｚにも達し、高々１ＭＨｚ程度の低速光検出器に比べると極めて高価となるという問題点がある。また特定のスペクトル成分に対応した高周波フィルタ（４０Ｇｂｉｔ／ｓの場合、４０ＧＨｚ）を用いると光送信器が特定のビットレートでしか動作しなくなり、誤り訂正符合などを用いた際のビットレートの変化（例えば４３Ｇｂｉｔ／ｓ）に対応できなくなってしまう問題点がある。

上記の課題は、光変調器がＬＮ−ＭＺ変調器以外の、例えば半導体型のＭＺ変調器の場合も同様である。半導体型のＭＺ変調器はＬＮ−ＭＺ変調器に比べれば長時間安定性は高いと言われるものの、変調器ごとの高周波特性のばらつきや温度依存性はむしろＬＮ−ＭＺ変調器よりも大きく、同様のバイアス安定化が必要となる。この状況はポリマーなどを用いたＭＺ変調器においても同様である。

また上記とは異なる変調方式であるデュオバイナリ変調、２値位相変調であるＢＰＳＫ変調をＭＺ変調器で実現する際にも、上記のＣＳＲＺ変調同様に透過特性を最小にする点が最適バイアス電圧となっており同様の問題が存在する。広く用いられているＮＲＺ変調やＲＺ変調においても、バイアス安定化制御が必要となるが、複数の変調器を多段に接続した場合に両変調器の制御信号の弁別が困難になったり、光信号の波形のデューティ比など波形を変えると動作点がずれてしまうなどの問題点があった。

本発明の目的は上記の問題点を解決し、安価でかつ広範囲に適用可能で、光変調波形の変化に影響されにくい光変調器のバイアス電圧の制御回路を適用するものである。

上記の課題は、進行波型変調電極を備えた光変調器内部に、制御光を被変調光とは逆方向に伝送しこの制御光強度を光検出器で検出し、この制御光の平均光強度情報を光変調器のバイアス安定化制御に用いることによって達成できる。

特に該制御光は、信号光の一部を反射鏡によって反射することによって、もしくは制御光源を備えることによって得ることができる。

制御光が光変調器に入射する際にはその偏波状態が問題となる点に関しては、制御光の入力経路に偏波保持機構、もしくは偏波状態調節機構を備えることによって、または制御光源に無偏光光源を用いたり、制御光を偏波スクランブルによって無偏光化することで解決できる。

上記安定化制御用の制御回路は光変調装置や光送信器内部などに備えることができ、その動作は入力信号を最大もしくは最小となるように出力信号を変化させる最小化制御回路もしくは最大化制御回路、もしくは該バイアス信号に周波数ｆのディザリングを施し、該自動制御回路への入力信号中の周波数ｆ成分ないしは２ｆ成分の強度がゼロもしくは最小もしくは最大となるように、もしくは入力信号中の周波数ｆないしは２ｆ成分の位相が一定値となるように制御する自動制御回路などであればよい。

上記の進行波光変調器としては、進行波型マッハツェンダ型変調器、もしくは進行波型吸収型半導体光変調器、進行波型光位相変調器、進行波型光強度変調器、進行波型光強度位相変調器とすることで本発明の効果が発揮できる。また変調方式としては、キャリア抑圧ＲＺ（ＣＳＲＺ）変調、光パルス変調、２値光位相変調、光デュオバイナリ変調の場合に特に本発明の効果が大である。

本発明の制御を安定に実施するには、光検出器の出力信号もしくは該光変調器に入力される制御光の強度、もしくは該光変調器の出力端から入力される制御光の強度を観測し、
これらのいずれかの強度が一定値以下になった場合に該制御動作を停止、また一定値以上になった直後もしくは一定時間後に制御動作を開始すればよい。

また光変調装置が並列もしくは直列に接続した場合でも、最下流の光変調器の出力端から制御光を入力し、おのおのの光変調装置の光検出器で検出することで本発明が適用できる。

本発明を光送信器に適用する場合、変調もしくは無変調のレーザ光を出力する信号光源と本発明の光変調装置を直列に接続することで、もしくは変調もしくは無変調のレーザ光を出力する信号光源と本発明の光変調装置を縦続ないしは並列に配置する構成とすればよい。この際、光検出器から出力された光強度情報、もしくは該光変調器に入力される制御光の光強度情報を測定し外部に出力する情報経路、もしくは制御回路の動作の開始もしくは停止を入力する情報経路を備えることで、外部で光変調装置の状態が把握でき、同時に光変調装置の動作が制御できるようになる。

さらに各光伝送装置、もしくは遠隔制御コンソールから上記情報を入出力可能とすれば、本光変調器の状態を自動的にもしくは遠隔モニタし、その動作をコントロールすることができる効果がある。

本発明では、ＣＳＲＺ変調装置に代表される光変調装置において上記の３つの問題を解決しクロック振幅にかかわらず常に同一の制御アルゴリズム・回路（例えば最小化制御回路など）でバイアス電圧の安定化制御が可能となるという効果がある。このため、従来の制御法の適用できなかった、クロック振幅が光変調器のＶ２πの６０〜８０％の領域でも光送信器を実現することが可能となる。また、変調器や高周波部品の特性ばらつきや仕様変化の許容範囲が広くなり、部品の調達コストが下がる、部品の調達が容易になる、将来の設計変更が容易になるなどの効果がある。またクロック振幅を広い範囲で可変とすることができるため、波形やデューティ比が可変の光送信器を実現できるという利点がある。

また本発明では光変調器を逆方向に透過する制御光を用いてバイアス制御を行うことによって、制御光が高周波信号ではほとんど変調されなくなるため、バイアス点が変調波形の変調方式や、波形のデューティ比など波形形状の変化を受けにくくなるという効果がある。このため本発明の制御方式や回路は、異なるビットレートや光変調方式の複数の光送信器で共通に用いることができ低コスト化や共用化の効果があるとともに、一台の光送信器でも送信波形が容易に可変できるようになるなどの効果がある。

また従来は信号光をそのまま各光変調器のバイアス制御に用いていたため複数の光変調器を多段にした際に制御信号の分離が困難となる問題があったが、本発明では逆進する制御光を用いるために、各段ごとに制御光を取り出したり、それぞれ波長の異なる制御光を用いたり、従来の制御方法と混在して用いることが可能となり、制御信号の分離が容易になるという利点がある。

また本発明の反射光を用いた構成には制御光源が不要になるという効果がある。本構成においては、反射鏡の接続に偏波保持ファイバや偏波スクランブラを用いることによって、また反射鏡として信号光経路に配置された部分反射ミラーを用いることで光ファイバの曲げによる偏波状態の変動の影響を受けなくなるという効果がある。

一方、信号光とは別の制御光源を用いた場合には、信号光の損失による雑音の影響や、迷光の干渉の影響を避けることができるという効果がある。さらに偏波無依存光源や偏波スクランブル構成を用いることで、信号経路となる光ファイバの曲げによる偏波状態の変動の影響を受けなくなるという効果がある。

本発明を実施する最良の形態は、下記の第一の実施例に示す図１の形態である。本形態では、レーザ光源１０１から出力されたレーザ光は光入力経路１０３−１から光変調器１０２に入力され、光出力経路１０４からＣＳＲＺ光パルスとして出力される。光変調器１０２の２つの進行波電極入力端子１０７−１、１０７−２には周波数１０ＧＨｚで位相が互いに反転した正弦波のクロック信号が印加されており、バイアス電圧Ｖｂがバイアスティー１１０を介して進行波電極入力端子１０７−２に接続されている。光入力経路１０３の途中に光カプラ１０６−１、光出力経路１０４の途中には光カプラ１０６−２が設けられている。光カプラ１０６−２で分岐された経路は制御光入力経路として用いられ、ここから信号光の経路１１２と逆向きに制御光が入力される。入力された制御光は制御光経路１１３に沿って、光変調器１０２を逆向きに通過し、その一部が光カプラ１０６−１によって分離され、その先に配置された低速光検出器１０８に導かれ、平均光強度が測定される。この平均光強度が最小となるように、バイアス電圧Ｖｂを自動制御すればよい。

図１は本発明の第１の実施例を示す構成図であり、本発明の光変調装置１００をＣＳＲＺ光パルスの生成に適用する例である。レーザ光源１０１から出力されたレーザ光は図中の信号光の経路１１２に従って進行し、光入力経路１０３−１から光変調器１０２に入力され、光出力経路１０４からＣＳＲＺ光パルスとして出力される。光変調器１０２としては、一般的な両相駆動型のＬＮ−ＭＺ変調器が用いられ、２つの進行波電極入力端子１０７−１、１０７−２には周波数１０ＧＨｚで位相が互いに反転した正弦波のクロック信号が印加されている。ＣＳＲＺ光パルスの生成原理は前述の従来例と同様であり、クロック信号のバイアス電圧を最適点に制御するため、低速（直流〜たかだか数ＭＨｚ程度）のバイアス電圧Ｖｂがバイアスティー１１０を介して進行波電極入力端子１０７−２に接続されている。

本例では、光入力経路１０３の途中に光カプラ１０６−１、光出力経路１０４の途中に光カプラ１０６−２を設けている。光カプラ１０６−２で分岐された制御光入力経路１０５には、ここから信号光の経路１１２と逆向きに制御光が入力される。入力された制御光は制御光経路１１３に沿って、光変調器１０２を逆向きに通過し、その一部が光カプラ１０６−１によって分離され、その先に配置された低速光検出器１０８に導かれ、測定された制御光の平均光強度情報は、光強度信号出力端子１０９から外部に出力される。

図２は本発明の第１の実施例における光変調器１０２の構成図であり、進行波電極を持つ両相駆動ＬＮ−ＭＺ変調器の内部構造例を示している。ＬＮ−ＭＺ光変調器は、電気光学効果を持つＬＮ結晶の薄膜基板上にＴｉ（チタン）拡散技術等を用いて形成された導波路（光経路）で形成されている。ＭＺ変調器は一般には２入力２出力の２x２光カプラ１２０−１の２つの出力光経路と、２x２光カプラ１２０−２の２本の光入力経路をそれぞれ接続し、これらの経路に隣接して進行波光電極１２１−１、１２１−２を配置したものである。光カプラの残った入力端子が光入出力経路となるため、ＭＺ光変調器は本来は図のように２つの光入力経路（図の１０３−１、１０３−２）、２つの光出力経路（１０４−１、１０４−２）を持つ多入力・多出力デバイスであるが、通常はそのうち一本の光入力経路１０３−１を光入力、一本の光出力経路１０４−１を光出力として用いる。全体では光を２分岐したのちに位相差を与えて合成するマッハツェンダ型光干渉計を構成している。本光変調器の光透過特性は、両電極に電圧差を与え干渉計に位相差を生成することで変化させることが可能であり、位相差が０の時に透過率最大、また位相差がπとなると透過率が最小（〜０）となる。このような光変調器においては、電極に印加する電気信号の周波数を数ＧＨｚ以上に高速化すると電極の寄生容量によって変調効率が大きく低下し動作しなくなってしまう。このためまず図中の１２２−１、１２２−２のように電極の終端抵抗を配置し、電極インピーダンスを調整して電極全体を寄生容量の影響しない分布定数線路としている。さらに、電極内を進む電気信号の速度と導波路内を進む光信号の速度が合致するように設計した進行波形電極を採用することで、１０〜４０ＧＨｚ以上の高速信号でも変調効率を低下を防止し光変調動作が可能となる。

このような光変調器は逆方向にも光透過率を持ち、光出力経路１０４−１、１０４−２のいずれかから光信号を入力し、光入力経路１０３−１、１０３−２から出力させることが可能であるが、逆進する光に対しては進行波電極の効果が働かず、変調帯域がたかだか１〜数ＧＨｚ程度に低下してしまうという特徴がある。すなわち特にＲＺ波形やＣＳＲＺ波形、アナログ変調のように電極に数〜数１０ＧＨｚの正弦波クロック信号を印加する場合、逆方向に進行する光にはほとんど高周波変調がかからず、直流的なバイアス電圧の変化で光透過率が決まる。

この様子を図３に示す。図３は本発明のバイアス安定化制御の原理を示す図であり、（ａ）はＭＺ変調器の光透過率のバイアス電圧依存性（直流消光カーブ）である。前述のように、制御光は高周波変調を受けないため、その図３（ｂ）に示す光透過率はバイアス電圧Ｖｂだけで一意に決まり、その特性は（ａ）の直流消光カーブと合致する。したがって制御光の強度が常に最小となるようにバイアス電圧Ｖｂを印加する最小化制御によって、バイアス電圧Ｖｂを常に消光カーブの最小点に安定化制御することが可能となる。

図３（ｃ）には上記最小化制御のアルゴリズムの例を示す。まず、バイアス電圧Ｖｂを微小値ΔＶだけ増加し、光強度信号出力端子１０９から得られる光強度情報がどう変化するかを観測する。光強度が減少するようであれば引き続きバイアス電圧Ｖｂを減少させるが、光強度が増加するようであれば逆にバイアス電圧Ｖｂを微小値ΔＶだけ増やすという作業を繰り返すことで、最小化制御が実現できる。

なお最小化制御（もしくは最大化制御）のアルゴリズムは本例で示すものに限定されず、一般的な最小化（最大化）アルゴリズムであればどのようなものでも適用可能である。すなわちニュートン法や二分探索法を用いたり、光強度信号の微分値がゼロとなるようにバイアス電圧を制御するなどの手法が適用可能である。また制御回路もアナログ回路やデジタル制御であっても、またコンピュータを利用した制御であっても構わない。

また現実の電気信号源や光デバイスを用いる場合、図３（ｃ）のような最小化（最大化）制御を行うと、バイアス電圧Ｖｂが出力可能な電圧範囲の限界に到達してしまったり、光デバイスやＩＣの電極耐圧を越えてしまう可能性がある。このような場合には、バイアス電圧を短時間のうちに直流消光カーブ１周期分（Ｖ２π）だけシフトして再び制御動作を再開したり、あらかじめ最も電圧範囲に余裕のある最適点を選択してから制御を開始するなどの対策が考えられる。

なお本実施例では電圧入力型の光変調器を対象としてバイアス電圧制御という単語を使用しているが、本発明は異なる物理量でバイアス点を制御する光変調器にも広く適用できる。例えば、光導波路の温度や圧力、ヒータに流す電流、半導体位相変調器に流す電流などでバイアス点を制御する光変調器であっても問題はない。

なお本図では光信号の経路（入力経路１０３、光出力経路１０４など）は太線で示しているが、この部分は光ファイバや、ガラス基板などの光導波路、空間中の光ビームなどさまざまな形態で実現可能である。

図７は本発明の第２の実施例を示す構成図であり、信号光の一部を反射鏡で反射し、この反射光を制御光として用いると共に、自動制御回路を本発明の光変調装置１００の内部に配置した例である。図７（ａ）では制御光入力経路１０５の先に反射鏡１３０を接続している。これによって、光カプラ１０６−２で制御光入力経路１０５側に分岐された信号光（経路１１２−２）の一部が反射されて、逆方向に進行するためこれを制御光として用いることができる。信号光は最初に光変調器１０２を順方向に通過した際にＣＳＲＺパルス変調を受けており、その最適点での平均強度は図６（ｃ）のようにクロック振幅によって大きく変わってしまう。しかしながら本信号は制御光として光変調器１０２を逆進した際に図３（ｂ）のように最適点で最小（〜０）となる特性の変調を重畳される。その結果、最終的にはより変調度の大きな図３（ｂ）の変調特性が現れ、平均光強度は常に最適点で最小となる。このため、光検出器１０８で測定した制御光の平均光強度が常に最小となるように最小化制御回路１３２でバイアス電圧Ｖｂを制御して、バイアス信号入力端子１３１に印加することで、クロック振幅に依存しないバイアス安定化制御が可能となる。

なお本例では、単一の進行波電極入力端子１０７を持つＸ−Ｃｕｔ（もしくはＺ−Ｃｕｔ型）のＬＮ−ＭＺ変調器を用い１系統の１０ＧＨｚクロックを印加し、また専用に設けられたバイアス信号入力端子１３１にバイアス電圧Ｖｂを印加する構成を示しているが、本発明の適用には本質的に違いはない。バイアス電圧印加方法としては、さらには高周波電気信号を生成する駆動回路の内部にバイアス電圧の加算回路を設けるなどの方式もあるが、高周波信号の直流レベルを変化させる手法であればどのような手法も問題なく適用可能である。

なお、光変調器１０２がＬＮ−ＭＺ変調器などの場合、変調器自身が偏光依存性を持ち、特定の偏波の光信号にしか光変調がかからないという問題がある。このような場合には、光変調器１０２の光出力経路１０４から、光カプラ１０６−２および制御光入力経路１０５の反射鏡までの光経路を偏波保持ファイバや、空間光学系、導波路基板などの偏光状態が変化しない構成とすることによって、制御光が光変調器１０２によって常に変調され、正しい制御信号が得られるようにできる。またこれらの経路をシングルモード光ファイバのような一般の光ファイバで結合する場合、制御光入力経路１０５の途中に手動もしくは自動の偏波状態コントローラを配置し、光ファイバの実装状態に合わせて制御光が最適な偏光状態で光変調器に入力するような偏波状態で固定したり、もしくは常に最適な偏光状態となるように自動制御を行う方法も適用可能である。

また図７（ｂ）の形態は、光出力経路１０４の途中に反射鏡として誘電体多層膜ミラー１３８を直接配置し、信号光の一部を反射してそのまま制御光として用いる構成である。このような反射鏡としては、誘電体多層膜ミラーや光ファイバグレーティングがあり、これらは光ファイバの途中に直接配置でき、光信号の偏光状態を変化させず、また反射率を自由に設定することが可能である。このため偏波コントローラや偏波保持ファイバを必要とせずに安価で単純な構成で本発明が実現できる。

また本形態では、バイアス信号入力端子１３１の途中にバイアスティー１１０によって低周波正弦波信号源を接続し、バイアス電圧Ｖｂに微小振幅の周波数ｆ（例えば数ＫＨｚ）を重畳し、この周波数成分を利用して高精度のバイアス安定化制御を実現している。本例では制御光（反射光）を低速光検出器１０８で検出し、得られた信号から周波数２ｆの成分を検出し、この成分が最大となるように最大化制御回路１３７でバイアス電圧Ｖｂを自動制御する。すなわち、図３（ｂ）の最適点での光強度特性は上に凸であり２次の非線形が大きな点であるため、バイアス電圧Ｖｂが最適点にあれば周波数ｆの微小正弦波変調は最も強く周波数２ｆの成分に変換される。そこで周波数２ｆの成分をバンドパスフィルタ１４７で抽出し、この成分が最大となるように制御することで高感度なバイアス安定化制御が可能となる。さらに高感度な制御方法としては、周波数２ｆ成分の位相が一定となるような制御も可能である。

図８は図７（ａ）の構成を用いて、実際に本発明の効果を実験で確認した結果である。図８（ａ）はクロック振幅がＶ２πのおよそ７７％の場合である。図中の「透過光強度」は図７（ａ）の光経路１１２−１に出力されたＣＳＲＺ光パルスの平均光強度、また「反射光強度」は低速光検出器１０８で検出された光強度である。制御光入力経路１０５の途中には手動の偏波状態コントローラが配置されており、反射光が光変調器１０２で正しく変調されるように偏光状態を調整している。図８（ａ）からは、バイアス電圧Ｖｂ（横軸）が変化しても透過光の平均強度はほとんど変化せず振幅はわずかに１ｄＢ程度であること、一方で反射光の強度は最大振幅１５ｄＢと非常に大きく変化することがわかる。バイアス電圧の最適点はＶｂ＝７.７５Ｖでありこの点で出力されるＣＳＲＺ光パルスは最も対称性の高い図８（ｃ）の波形となる。従来例の透過光強度はこの点で最大値を、また本発明の反射光強度はこの点で最小値を取る。一方、図８（ｂ）および（ｄ）はそれぞれ、最適点からバイアス電圧を０．７５Ｖおよび０．２５Ｖだけ変化させた際のＣＳＲＺ光波形である。前者の方がずれが大きいため大きな波形変化が見られるが、後者のようにわずか０．２５Ｖ（Ｖ２π＝１０.６７Ｖに対して２.３％に相当）ずれただけでも隣接するパルスにわずかな高さの差が生じていることがわかる。したがって伝送特性の劣化を防ぐには、Ｖ２πの２％もしくはこれ以上の精度でバイアス電圧を安定化する必要がある。一方、従来例の透過光強度の場合、０．７５Ｖ（６％）のバイアス電圧の変化に対する平均光強度の変化はわずか０．０５ｄＢに過ぎず（通常０．１ｄＢ以下の測定は極めて困難）、高精度のバイアス電圧安定化は実施できない。これに対し、本発明の反射光強度ではバイアス電圧０．２５Ｖの変化に対し１ｄＢ以上の信号強度を生じており、はるかに高精度な制御が実現できる。

また図８（ｅ）はクロック電圧をＶ２πの５８％に低減した例である。本例では良好なＣＳＲＺ波形の得られる最適バイアス電圧は７．０Ｖであり、透過光の強度は図８（ａ）と逆に最適点で最小になっていることがわかる。すなわち前述のようにクロック振幅に応じて最小化制御か最大化制御化を切り替える必要があることがわかる。これに対し、本発明の反射光強度の場合、バイアス電圧の変化に対し図８（ａ）と同様に最適点で反射光強度が最小となる特性が維持されている。このため、クロック振幅に依らず常に最小化制御を適用すればよいことが確認できる。またバイアス変化に伴う信号強度の変化幅は、従来の透過強度の場合で４ｄＢ、また本発明の反射光強度の場合で２３ｄＢと高精度の制御に必要な大きなダイナミックレンジが確保されており、本発明の効果が確認できる。

図９は本発明の第３の実施例を示す構成図であり、電気制御偏波コントローラを用いて制御光の偏波状態を時間的にスクランブルして偏波依存性を解消した例である。本例では、制御光入力経路１０５の先に光サーキュレータ１３９を接続し、その先に光ファイバをループ上に接続することによって、光経路１１２−２に沿って入力されたＣＳＲＺ光信号を一周させて元の経路に戻して制御光とする、ループ型のミラーを用いた例である。ループの一部には電気制御偏波コントローラ１３４が配置され、低周波正弦波信号源１３３から得られる周波数ｆ（例えば数ｋ〜１０ｋＨｚ）の正弦波電気信号が印加され、制御光経路１１３に沿って通過した制御光の偏光度が０．５程度に低下するような偏波スクランブラとして用いられている。このように制御光の偏光度を低下させれば、ＭＺ変調器が偏光依存性を持っていたり、内部に偏光子が内蔵されている場合でもおよそ５０％の制御光が光変調器１０２で変調され、低速光検出器１０８に到達する。制御光中の周波数ｆの成分は、低速光検出器１０８の積分時間をｆより十分に長く取れば時間平均されてしまうため、光ファイバ経路の偏波状態の変動の影響を受けることなくバイアス電圧の自動制御が実現できる。

なお本例では、本発明の光変調装置１００の信号入力部、および信号出力部に光アイソレータ１３５−１、１３５−２を配置している。光アイソレータは光信号の逆進を防ぐ素子であり、前者は制御光の光入力経路１０３の上流への漏れを防止するものである。これによって、信号光と同一波長の制御光が上流の光素子に入射したり、コネクタ等で反射して信号光と予期せぬ干渉を起こして生じる信号劣化を防止することができる。また後者は、低速光検出器１０８などに対し、外光の影響を避けるためのものである。万が一外部から強い光信号が入射されたり、出力光の一部が反射されて光変調装置１００の内部に逆進した場合、低速光検出器１０８に入力され最小化制御回路１３２を誤動作させる可能性がある。これらを防ぐには光アイソレータ１３５−２が効果的である。

図１０は本発明の第４の実施例を示す構成図である。本例は光変調器１０２の複数の入出力経路のうち、未使用の経路に光検出器や反射鏡を配置することで構成の簡略化を図った例である。本実施例では、光変調器１０２はＬＮ基坂上に導波路を用いて形成されたマッハツェンダ型の光変調器であり、信号光が入力される光入力経路１０３−１のほかに未使用の光入力経路１０３−２、また信号光が出力される光出力経路１０４−１の他に未使用の光出力経路１０４−２を持ち、光出力経路１０４−１には出力偏波の調整に用いる偏光子１３６が配置されている。本例では光出力経路１０４−２の出口に反射鏡１３０を配置し、経路１１２−２に沿って入射された光信号をそのまま反射して制御光として戻し、また光入力経路１０３−２に直接、低速光検出器１０８を配置し、光変調器１０２を通過した制御光の平均光強度を測定している。このように反射鏡や光検出器を入力・出力経路に直接配置することによって、小型化・集積化・低コスト化が可能になるとともに、また光ファイバによる接続が不要となり偏波状態の変化が生じなくなるという利点がある。

なおこのように反射鏡と光検出器をそれぞれ空き光入力経路である１０３−２、空き光出力光経路に配置した場合、進行波電極入力端子１０７−１もしくは１０７−２に印加するバイアス電圧Ｖｂは上記平均光強度が最小となるように制御すればよい。他のバリエーションとしては、光検出器か反射鏡のどちらか一方を信号光の経路１０３−１もしくは１０４−１に配置することも可能であり、この場合にはマッハツェンダ型光変調器の特性により光信号の透過特性が反転してしまうため、最小化制御ではなく最大化制御を適用する必要がある。この点を除けば未使用・使用済みの光経路にどのような組み合わせで、低速光検出器１０８、反射鏡１３０を配置しても問題なくバイアス電圧の安定化制御を行うことができる。

図１１は本発明の第５の実施例を示す構成図であり、信号光源として変調器集積化レーザ光源１４１を用い、本発明の光送信器１４０を構成した例である。高周波デジタル電気信号の入力経路１４２には、２値の４０Ｇｂｐｓデータ信号が入力されており、これによって変調器集積化レーザ光源１４１の出力光をオン・オフ変調して４０Ｇｂｐｓの光ＮＲＺ波形を生成する。本発明の光変調装置１００は上記光ＮＲＺ波形を入力とし、これにＣＳＲＺ変調を印加して、４０Ｇｂｐｓ光ＣＳＲＺ波形に変換して出力している。

本実施例の光送信器１４０は制御コマンド入力端子１５０を持ち、外部からこの制御端子を通じて制御回路の動作を指定することができる。例えば光送信器１４０の異常や故障を外部で検知した場合に最小化制御回路１３２の動作を停止したり、また光送信器１４０を伝送装置などに挿入した際などに制御光の強度が安定するまで一定時間だけ待ち、その後に制御動作を開始させることで安定な制御動作を実現することが可能となる。

また本例では制御光入力経路１０５の端に専用の制御光源１４４を設け、出力される制御光を制御光経路１１３に沿って光変調器１０２を逆方向に透過させた後にその平均光強度を低速光検出器１０８で測定する例である。本構成では、制御光が光変調器１０２を逆方向のみにしか通過しないため光損失が少なく、またクロック信号による高周波変調の影響をさらに受けにくいという特徴がある。

制御光源１４４の波長は、光変調器の特性が影響を受けない範囲であれば自由に選ぶことが可能であり、例えば変調器集積化レーザ光源の波長が１．５５μｍであり、光変調器が進行波型電極を持った吸収型光変調器であればこの波長のごく近辺（〜数ｎｍ）に、また広い波長帯域で動作するＬＮ−ＭＺ変調器の場合１.３μｍ、さらに広帯域の変調器であれば１．６μｍ、０．９８μｍなどのさまざまな波長の使用が考えられる。同じ１．５５μｍ帯であっても信号光のスペクトル広がりよりも、波長の差が大きくなるように制御光の波長を選定することで両者の干渉が防ぐ効果がある。

制御光の波長と信号光の波長が異なる場合には、信号光と制御光の経路の分離・合成には低損失の波長分離素子（光合分波器）を用いることができる。本例では、波長分離素子１４３−２を用いて制御光を信号光の経路に合成し、ついで波長分離素子１４３−１によって制御光を信号光の経路から分離し、低速光検出器１０８に導いている。このような波長分離素子を用いると、光変調器や出力コネクタなどで反射した信号光の一部や外部から入力された外乱光が、低速光検出器１０８に漏れこんで制御動作に悪影響を及ぼす問題を防ぐことができる。このような漏れこみは、光アイソレータを用いても防ぐことが可能である。

なお制御光源１４４にレーザ光源を用い制御光入力経路１０５などを光ファイバで実現した場合には、制御光の光結合効率が高くなりＳＮ比が上昇するものの、光ファイバ中での光信号の偏波状態の変化が生じ、制御光が光変調器で変調されなくなる問題がある。この問題を回避するには、制御光源から光変調器１０２までの光経路を偏波保持ファイバや光導波路、空間光学系などの偏波変動の生じない光素子を用いて実現すればよい。また本例のように、制御光入力経路１０５の途中に偏波コントローラ１４５を設け、制御光が適切な偏波状態で光変調器１０２に入力されるように調整してもかまわない。このような調整を行った後に光ファイバと調整器の状態が変化しないように固定したり、また常に最適な入力状態となるように自動制御を行ってもよい。

また本例の光変調装置１００は、制御光源の光強度情報の出力端子を設け、制御光源内部で測定した制御光の光強度を最小化制御回路１３２に引渡し、その強度に従って制御動作のオン・オフ切替を行っている。すなわち制御光がある一定強度以下に低下した場合は、制御光源１４４が劣化したもののとみなし最小化制御回路１３２の制御動作を停止し、現在のバイアス電圧Ｖｂを一定値に保つことで制御回路の暴走による光信号の劣化を防ぐことができる。また、光変調装置立ち上げ時には制御光源１４４の出力強度がある一定値以上に到達してから最小化制御回路１３２の動作を開始することで初期引き込み動作の失敗などを防ぐことが可能となる。

図１２は本発明の第６の実施例を示す構成図であり、本発明の光送信器１４０において光変調装置１００の後ろにＮＲＺ光変調器１２３を配置するとともに、制御光源としてＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）などの広帯域光源１４６を用いた例である。信号光源１０１から出力された信号光は本発明の光変調装置１００を通過して２０ＧＨｚのＣＳＲＺ光パルスに変換され、その後、２０Ｇｂｐｓの電気ＮＲＺ信号が印加されたＮＲＺ光変調器１２３を通過して２０ＧｂｐｓＣＳＲＺ光波形に変換されて出力される。このように本発明の光変調装置の位置は他の光源や光変調器と自由に交換することが可能であり、自由に縦続・並列に配置することが可能である。２つの変調器を並列に接続する例としては、光ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ）変調や光ＳＳＢ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｓｉｄｅ Ｂａｎｄ）変調などが上げられる。

また本実施例のようにＬＥＤなどの広帯域光源１４６を制御光源に用いた場合、光源の周波数帯域が広がり、信号光と干渉するなどの悪影響を起こしにくくなる、またコヒーレンシーが低いため光部品の反射や干渉の影響を受けにくいなどの利点が生じる。このように干渉性の低い制御光源としては例えば、ＳＬＤ（Ｓｕｐｅｒ Ｌｕｍｉｎｅｃｅｎｔ Ｄｉｏｄｅ）、ＥＤＦＡやラマンアンプなどの光ファイバアンプの自然放出光（ＡＳＥ）を利用したＡＳＥ光源、ファブリーペロー型のマルチモードレーザなどが知られており、これらを広く適用可能である。また干渉性の高いＤＦＢレーザ光源やファブリーペロー型のマルチモードレーザであっても、意図的に正弦波や雑音信号で変調したり、光フィードバック等の技術で自立発振させることで光スペクトル幅を拡大して干渉性を低減した光源を使用することも可能である。

なお光変調器１０２の波長依存性が大きい場合、広帯域光源１４６を用いた場合、その中心波長は信号光と大きく異なる可能性があり、信号光の波長によって制御光の強度を元に制御を行っても必ずしも最適な信号波形が得られない可能性がある。このような場合、広帯域光源１４６の出力から光変調器１０２の間に中心波長が信号波長に合致した光フィルタを配置し、広帯域光の中心波長を信号光に略一致させることで常に最適な信号波形を保つことが可能となる。また、この光フィルタは、波長多重光送信装置内の光合波器で代用することも可能である。すなわち光合波器の出力部に一個の広帯域光源１４６を配置すし、広帯域光を光合波器の出力端から逆方向に入力することで、広帯域光は波長成分ごとに分離されて光合波器の複数の入力端から出力される。このため、この各波長成分ごとに分離された広帯域光を、光合波器の各入力端に接続される光変調器のバイアス点制御に用いる構成が可能である。本構成によって、複数の光送信器の制御に一個の広帯域光源１４６を共用することが可能となる。

また制御光源として偏波依存性のない無偏光光源を用いれば、光変調器１０２の変調特性に偏光依存性があってもその影響を受けなくなるという利点がある。すなわち、無偏光光源にはすべての偏光成分が含まれているため、偏光依存性のある光変調器１０２を通過する際に少なくとも５０％の成分が変調されるためである。この際、光変調器１０２が変調特性を持つ偏波だけを通過するように光変調器の前後などに偏光子を配置すると、制御光のうち変調されない成分がすべて偏光子で除去されるため、制御動作のＳＮ比が大きく改善する。本手法は、図１０の偏光子１３６のようにあらかじめ光変調器１０２内に配置された偏光子がある場合にとくに有効である。このような無偏光光源の例としては、前述のＬＥＤやＳＬＤ、ＡＳＥ光源などが適用可能である。また制御光の経路に無偏光素子（デポラライザ）を配置したり、また前述の例のように制御光の偏波状態を高速に時間的にスクランブルして偏光依存性をなくす手法も適用可能である。

なお光送信器１４０は制御コマンド入力端子１５０および、光強度情報の出力端子１５１、制御光源の光強度情報の出力端子１５２を備え、光変調装置の内部状態を外部に伝えるとともに外部から制御回路の動作を指定することができる。制御光源の故障や劣化は出力端子１５２から得られる制御光源の光強度情報から判定が可能である。また低速光検出器１０８や光変調器１０２の故障や劣化、もしくは自動制御の引き込み完了などの状態は出力端子１５１から得られる光強度情報から判定可能である。特に、これらの情報を利用して最小化制御回路１３２の状態を設定する、すなわち例えば低速光検出器１０８や広帯域光源１４６が故障した場合には最小化制御回路の動作を停止し、バイアス電圧Ｖｂを現在の電圧に固定することで誤った自動制御によりバイアス電圧が大幅にずれ、光送信器の動作が停止し情報伝送ができなくなるなどの事態を避けることが可能になる。また光送信器１４０を伝送装置などに挿入した際などに制御光の強度が安定するまで一定時間だけ待ち、その後に制御動作を開始させることで安定な制御動作を実現することが可能となる。

図１３は本発明の第７の実施例を示す構成図であり、制御光源１４４を本発明の光変調器の未使用の光出力経路１０４−２に配置した、本発明のＣＳＲＺ光変調装置１００の構成例である。また光変調器１０２を通過して出力された制御光を光入力経路１０３−１の途中に配置した光カプラ１０６で分離し、低速光検出器１０８に導いている。本例の場合、制御光源のみを未使用の光入出力経路に配置しているため、低速光検出器１０８で測定した平均光強度が最大となるよう、最大化制御回路１３７を用いてバイアス電圧Ｖｂを制御してバイアス信号の入力端子１３１に印加することで、常にＣＳＲＺ変調のバイアス電圧を最適点に維持することが可能となる。

なお本例のように制御光源や光検出器の配置は、信号光の経路に光カプラや光波長分離素子等を介して配置したり、光変調器１０２の未使用の入出力経路に配置するなどを適宜組み合わせて構わない。特に低速光検出器１０８や制御光源１４４や未使用の光経路に配置する場合には、これらを光変調器と集積化して製造したり、同一のパッケージに内蔵して配置することで小型の光変調装置が実現できる。

図１４は本発明の第８の実施例を示す構成図であり、本発明の光変調装置内に、２つの光変調器１０２−１および１０２−２を集積して配置し、一個の制御光源１４４を両者のバイアス電圧制御に共用した例である。

本例では光入力経路１０３−１から入力された信号光は、光変調器１０２−１を通過する際に２０Ｇｂｉｔ／ｓのＮＲＺデータ信号によって２値の位相変調（ＢＰＳＫ）を印加された後に光出力経路１０４−１に出力され、ついで光変調器１０２−２の入力経路１０３−３に入力され、光変調器１０２−２を通過する際に１０ＧＨｚのクロック信号によって２０ＧＨｚのＣＳＲＺパルス変調を重畳されて２０Ｇｂｐｓ光ＣＳＲＺ−ＢＰＳＫ波形に変換され、光出力経路１０４−３から外部に出力される。制御光源１４４から出力された制御光は、下流側の光変調器１０２−２の未使用の光出力経路１０４−４から入力され、光変調器１０２−２に逆向きに透過した後に２つの光入力経路１０３−３、１０３−４に出力される。未使用の光入力経路１０３−４には低速光検出器１０８−２が配置されており、最小化制御回路１３２は低速光検出器１０８−２で計測される制御光の平均光強度が最小になるように光変調器１０２−２に印加するバイアス電圧Ｖｂを自動制御する。このような制御は光変調器１０２−２を常に最適バイアスに保つとともに、光出力経路１０４−１から上流の光変調器１０２−１に入力される制御光の強度を常に最大値に保つ効果がある。これは、ＭＺ変調器においては、出力される光信号の強度の和は一定になる性質があるためである。このため、上流の光変調器１０２−１にも常に十分な強度の制御光が入力される。

光変調器１０２−１を逆向きに通過した制御光は、未使用の光入力経路１０３−２に配置された低速光検出器１０８−１で受光される。最大化制御回路１３７は、低速光検出器１０８−１から得られる制御光の平均光強度情報を用いて、この平均光強度が最大となるように光変調器１０２−１に印加するバイアス電圧Ｖｂを自動制御する。本例では２つの変調器の制御に独立の最小化制御回路１３２、最大化制御回路１３７を用いる例を示したが、これは複数の入出力制御機能を持った共通の制御回路で実現しても構わない。また低速光検出器に関しても１０８−２を配置せず１０８−１から得られる平均光強度情報のみを用い、この平均光強度が最大となるように光変調器１０２−２に印加するバイアス電圧を、また平均光強度が最小となるように光変調器１０２−１に印加するバイアス電圧を制御する、２入力パラメータ１出力パラメータの多次元最適化制御を行っても構わない。

また必ずしも両光変調器の制御に本発明を適用する必要もなく、例えば光変調器１０２−１の未使用の光出力経路１０４−２から出力される信号光の強度を光検出器で測定し、この値が最小・最大・一定値などとなるように光変調器１０２−１のバイアス信号入力端子１３１−１に印加するバイアス電圧Ｖｂを自動制御しても構わない。

なお本例で示す２つの光変調器１０２−１、１０２−２は、単に２つの光変調器が光ファイバなどで接続されたものであっても、また実際に一つの基板上に２つの変調器がモノリシック集積された構造であっても問題はない。

なお本例の光変調器１０２−１のように、本発明が適用可能な変調方式はＣＳＲＺ変調のみに限定するものではない。一般に、光２値位相変調であるＢＰＳＫ変調やデュオバイナリ変調など、ＭＺ変調器の最大消光点を最適バイアス電圧とする変調は従来例で述べたＣＳＲＺ変調と同様のバイアス電圧の制御の問題点を有しており、本発明の適用がとくに有効である。また本発明は信号光がない場合でもバイアス電圧制御が可能であり変調装置の立ち上げ時間が短い、外乱の影響を受けにくい、高周波信号の波形の変化や変調方式の影響を受けにくいなどの効果も持ち、通常のＮＲＺ変調やアナログ変調などの一般的な光変調に適用した際にも十分な効果が得られる。すなわち、本発明は光変調器が進行波型電極を持ち、かつ光変調器を透過した制御光の強度を利用してバイアス制御が可能な変調方式であれば原則としてどのようなデバイス、変調方式であっても適用可能である。このような例としては例えば、ＬＮ−ＭＺ光変調器や進行波形電極を持った吸収型光変調器で、ＮＲＺ変調や多値変調などを行う場合などにも広く適用可能である。

図１５は本発明の第９の実施例を示す構成図であり、縦続配置された２つの光変調器１０２−１および１０２−２のそれぞれに制御光源１４４−１、１４４−２を配置し、両者に独立にバイアス電圧制御を適用する例である。すなわち前段の光変調器１０２−１の未使用の光出力経路１０４−２に制御光源１４４−１を配置し、制御光を逆向きに入力し、未使用の光入力経路１０３−２から出力された制御光を低速光検出器１０８−１で検出している。また後段の光変調器１０２−２の未使用の光出力経路１０４−４に制御光源１４４−２を配置し、制御光を逆向きに入力し、未使用の光入力経路１０３−４から出力された制御光を低速光検出器１０８−２で検出している。本構成では、低速光検出器１０８−１に対し、制御光源１４４−２の制御光が漏れこんで制御動作に悪影響を及ぼす可能性がある。これを防ぐため、本例では制御光源１４４−１、１４４−２をそれぞれ低周波正弦波信号源１３３−１、１３３−２から出力される互いに異なる周波数ｆ１、ｆ２の電気信号で変調し、この周波数成分を用いて両者を弁別している。すなわち例えば低速光検出器１０８−１から出力された電気信号のうち、周波数が２ｆ１になる成分のみをバンドパスフィルタ１４７−１（透過中心周波数２ｆ１）で抽出してこの成分が最大になるように最大化制御回路１３７−１でバイアス電圧Ｖｂを制御することで、他の変調器からの制御光の漏れこみがあっても問題なくバイアス電圧の最適化制御が実現できる。

また、さらに異なる構成としては、低速光検出器１０８−２を使用せず、低速光検出器１０８−１から得られる光強度信号を２分岐し、それぞれ透過中心周波数が２ｆ１、２ｆ２に対応したバンドパスフィルタで抽出し、これらの成分がそれぞれ独立に最大となるように光変調器１０２−１と光変調器１０２−２のバイアス電圧をそれぞれ自動制御するという構成を取ってもかまわない。

このような他の制御光の影響を排除するには、上記のように異なる周波数の低周波変調を用いるほかに、制御光源の波長を互いに異なる波長とし、必要な波長のみを光検出器の直前に配置した光フィルタで抽出するなどの手法でもかまわない。また下流側の光変調器１０２−２において未使用の光入力経路１０３−４に出力される制御光の平均強度が最大となるような制御を行えば、すなわち、光出力経路経路１０４−１を介して前段の光変調器１０２−１に入力される制御光の強度をほぼゼロに抑えることができ、低速光検出器１０８−１への漏れこみを避けることができる。これは例えば、後段の光変調器１０２−２をＣＳＲＺ変調やデュオバイナリ変調のように透過率が最小となるバイアス電圧で動作させる場合、制御光を光出力経路１０４−３から入力することで実現できる。

図１６は本発明の第１０の実施例を示す構成図であり、本発明の光伝送装置１６０−１および１６０−２の構成とこれを用いた光伝送システムの構成を示している。一方の光伝送装置１６０−１には、本発明の光送信器１４０−１〜１４０−２およびこれと対になる光受信器１６１−１、１６１−２が配置されている。各光送信器から出力された波長の異なる光信号は、光合波器１６２−１で合成されて波長多重信号となり、上り光ファイバ伝送路１６６を通って数ｋｍ〜数１０００ｋｍ離れて配置された、もう一方の光伝送装置１６０−２で受信される。その内部では受信された波長多重信号は光分波器１６３−１で波長ごとに分離されたのちに、それぞれ光受信器１６１−３、１６１−４で受信される。これらの光受信器には対になる本発明の光送信器１４０−３、１４０−４が隣接して配置され、これらの光信号も光合波器１６２−２で波長多重化され、下り光ファイバ伝送路１６７を伝送されて光伝送装置１６０−１で受信される。光伝送装置１６０−１には伝送装置制御回路１６４−１が配置されており、各光送信器１４０−１、１４０−２とそれぞれ、制御コマンド入力端子１５０−１、１５０−２、および光強度情報の出力端子１５１−１、１５１−２、および制御光源の光強度情報の出力端子１５２−１、１５２−２を介して接続されている。伝送装置制御回路１６４−１は、制御情報経路１６５−１によって外部からの指令を受けたり、外部に情報を送信することができる。本構成によって伝送装置制御回路１６４は、各送信器の故障状態や実装状態を把握・判定したり、外部からの指令を受け、適切な制御コマンドを各送信器に送りその状態を管理することができる。

図１７は本発明の第１０の実施例における伝送装置制御回路１６４の動作のフローチャートである。各制御回路は、制御情報経路１６５から特定の光送信器１４０の起動命令が入力されたか、もしくは新しい光送信器１４０が伝送装置に実装されたかを判定し、これらが生じた場合には、対象となる送信器を起動し、一定時間経過後に本発明の光変調器制御回路を起動する。また特定の光送信器１４０の遮断命令が入力された場合、もしくは出力端子１５１、１５２の情報から特定の光送信器の異常を検出した場合、対象となる光送信器の光変調動作を止めた後に、光送信器の遮断を実行する。これによって、光送信器が増設されたり、故障した場合や起動・遮断命令を受けた場合にも、本発明を問題なく適用できるようになる。

図１８は本発明の第１１の実施例を示す構成図であり、本発明の光伝送装置１６０−１、１６０−２、１６０−３、１６０−４とこれを用いた光ネットワークの構成を示している。各光伝送装置は１対の光ファイバ伝送路（上り光ファイバ伝送路１６６と下り光ファイバ伝送路１６７）より構成される伝送路で、他の光伝送装置１６０と互いに接続されている。これらの光伝送装置のうち１６０−２には、制御コンソール１７０が配置されており、制御情報経路１６５を介して、各光伝送装置に配置された本発明の光送信器に対して制御の停止や故障状態の監視が行えるようになっている。伝送路を介して遠隔に配置された光伝送装置１６０−１、１６０−３、１６０−４に対しては、制御情報経路１６５の信号を光伝送装置間を結ぶ制御情報転送手段を用いて転送すること制御情報を転送し、遠隔制御することが可能となる。このような制御情報転送手段としては、従来の光ファイバ伝送装置で用いられている手法を任意に適用可能であり、例えば伝送路中を伝送される主信号系のＳＯＮＥＴ／ＳＤＨオーバヘッド部に書き込んで転送したり、波長多重信号と束ねて同時に伝送される別波長の監視光を用いて転送したり、別のネットワークを経由して転送するなどの手法がある。

本発明の第１の実施例を示す構成図である。 本発明の第１の実施例における光変調器１０２の構成図である。 本発明の第１の実施例におけるバイアス安定化制御の原理を示す図である。 従来のバイアス電圧の安定化制御を用いたＣＳＲＺ光送信器の構成図である。 両相駆動ＭＺ型光変調器を用いたＣＳＲＺ光パルスの生成原理を示す図である。 従来のＣＳＲＺ光変調器におけるバイアス電圧とＣＳＲＺ光信号の平均光強度の関係を示す図である。 本発明の第２の実施例を示す構成図である。 本発明の手法と従来の手法の実験による比較を示す図である。 本発明の第３の実施例を示す構成図である。 本発明の第４の実施例を示す構成図である。 本発明の第５の実施例を示す構成図である。 本発明の第６の実施例を示す構成図である。 本発明の第７の実施例を示す構成図である。 本発明の第８の実施例を示す構成図である。 本発明の第９の実施例を示す構成図である。 本発明の第１０の実施例を示す構成図である。 本発明の第１０の実施例における伝送装置制御回路１６４の動作のフローチャートである。 本発明の第１１の実施例を示す構成図である。

符号の説明

100・・・本発明の光変調装置、101・・・レーザ光源、102・・・光変調器、
103・・・光変調器への光入力経路、104・・・光変調器からの光出力経路、
105・・・制御光入力経路、106・・・光カプラ、107・・・進行波電極入力端子、
108・・・低速光検出器、109・・・光強度信号出力端子、
110・・・バイアスティー、111・・・バイアス信号入力端子、
112・・・信号光の経路、113・・・制御光の経路、
114・・・従来の光変調装置、
120・・・２x２光カプラ、121・・・進行波電極、122・・・終端抵抗、
123・・・ＮＲＺ光変調器、124・・・データ信号入力端子、
130・・・反射鏡、131・・・バイアス信号の入力端子、
132・・・最小化制御回路、133・・・低周波正弦波信号源、
134・・・電気制御偏波コントローラ、135・・・光アイソレータ、
136・・・偏光子、137・・・最大化制御回路、
138・・・誘電体多層膜ミラー、139・・・光サーキュレータ、
140・・・本発明の光送信器、141・・・変調器集積化レーザ光源、
142・・・高周波デジタル電気信号の入力経路、143・・・波長分離素子、
144・・・制御光源、145・・・偏波コントローラ、
146・・・広帯域光源、147・・・バンドパスフィルタ
150・・・制御コマンド入力端子、151・・・光強度情報の出力端子、
152・・・制御光源の光強度情報の出力端子、
160・・・本発明の光伝送装置、161・・・本発明の光受信器、
162・・・光合波器、163・・・光分波器、164・・・伝送装置制御回路、
165・・・制御情報経路、166・・・上り光ファイバ伝送路、
167・・・下り光ファイバ伝送路、
170・・・制御コンソール。

Claims (10)

1. 高周波のアナログもしくはデジタル電気信号が印加される進行波型変調電極を備えた光変調器、および該光変調器の入力端のいずれかに接続された被変調光の入力経路、および該光変調器の出力端のいずれかに接続された変調光の出力経路、および該光変調器内部を該被変調光と逆方向に通過して入力端のいずれかから出力される制御光の光強度を検出する光検出器を備え、該入力光にキャリア抑圧ＲＺ（ＣＳＲＺ）変調、光パルス変調、２値光位相変調、光デュオバイナリ変調のいずれかを施して出力する光変調装置において、
   該光検出器から出力される光強度情報を入力信号とする自動制御回路を備え、該自動制御回路から出力された、振幅がＶ２πよりも小さいバイアス信号を該光変調器のバイアス調整端子に入力し、
   該自動制御回路は、
   前記入力信号を最大もしくは最小となるように前記バイアス信号を変化させる最大化制御回路もしくは最小化制御回路であることを、
   もしくは該バイアス信号に周波数ｆのディザリングを施し、前記入力信号中の周波数ｆ成分ないしは２ｆ成分の強度がゼロもしくは最小もしくは最大となるように、もしくは前記入力信号中の周波数ｆないしは２ｆ成分の位相が一定値となるように制御することを特徴とする光変調装置。
2. 請求項１記載の光変調装置であって、該光変調器が進行波型マッハツェンダ型変調器、進行波型吸収型半導体光変調器、進行波型光位相変調器、進行波型光強度変調器、または進行波型光強度位相変調器のうちのいずれか一つであることを特徴とする光変調装置。
3. 請求項１記載の光変調装置であって、
   該光変調器の出力端に接続され、該光変調器で変調された光の一部を折り返し、再び該光変調器の出力端に向けて入射する反射鏡を備え、
   前記制御光は、最初に前記光変調器を順方向に通過した際に変調を受けた信号光の一部が前記反射鏡で反射され、前記光変調器を逆方向に進行する光であり、
   前記光変調器の信号光入力端から出射した前記制御光の平均光強度が最小となるように、前記光変調器に入力されるバイアス信号を制御することを特徴とする光変調装置。
4. 請求項３記載の光変調装置であって、該光変調器と該反射鏡の間に無偏光化素子が配置されていることを、もしくは該光変調器の出力端と該反射鏡の間の経路が偏波保持手段ないしは偏波状態調節手段を介して接続されることを特徴とする光変調装置。
5. 請求項１記載の光変調装置であって、該光変調器の出力端に接続されかつ被変調光と干渉性の低い制御光を出力する制御用光源を備え、該制御光が該光変調器の出力端から該光変調器に入射され該光変調器の入力端から出力されたのちに該光検出器に導かれることを特徴とする光変調装置。
6. 請求項５記載の光変調装置であって、該制御用光源が無偏光光源であること、該制御用光源の出力端に無偏光化素子を備えること、または該光変調器の出力端から該制御用光源が偏波保持手段ないしは偏波状態調節手段を介して接続されていることを特徴とする光変調装置。
7. 請求項１記載の光変調装置であって、該光検出器の出力信号もしくは該光変調器に入力される該制御光の強度、もしくは該光変調器の入力端から出力される該制御光の強度を観測し、これらのうち少なくともいずれか一つの強度が一定値以下になった場合に該制御動作を停止、また一定値以上になった直後もしくは一定時間後に制御動作を開始することを特徴とする光変調装置。
8. 請求項１記載の光変調装置を複数個並列もしくは直列に接続した光変調装置であって、
   その最下流の該光変調器の出力端から出力される該変調光の一部を折り返し、該制御光として再び該光変調器の出力端に向けて入射する反射鏡、もしくは該最下流の光変調器の出力端に接続された該制御光を出力する制御用光源を備え、
   該制御光をおのおのの光変調装置に付随して配置された該光検出器で検出することを特徴とする光変調装置。
9. 変調もしくは無変調のレーザ光を出力する信号光源と、
   請求項１記載の光変調装置を直列に接続したこと、または、変調もしくは無変調のレーザ光を出力する信号光源と、少なくともひとつの請求項１記載の光変調装置を含む複数の光変調装置を縦続ないしは並列に接続したことを、特徴とする光送信器。
10. 請求項９記載の光送信器において、該光検出器から出力された光強度情報、もしくは該光変調器に入力される該制御光の光強度情報を測定し外部に出力する情報経路を備えたこと、
    または、制御回路の動作の開始もしくは停止を入力する情報経路を備えたことを特徴とする光送信器。

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