JP5374709B2 - 光送信器 - Google Patents

Description

本発明は、長距離高速光通信に適した光送信器に関する。

現在の光通信システムには、光信号の強度によってデータを伝送する強度変調方式が適用されている。具体的には、２．５〜４０Ｇｂｉｔ／ｓという高速の電気デジタル信号を光変調器又は光源に入力し、光信号をそのままオン・オフして伝送する方式である。

近年、光ファイバを用いた高速大容量通信の速度は１０〜４０Ｇｂｉｔ／ｓに達し、さらなる伝送速度及び伝送距離の拡大が求められている。しかし、従来の強度変調方式で高速化を行う場合、以下二つの課題のため、伝送速度及び伝送距離の拡大が困難となる。

第１の課題は、波長分散である。波長分散は、波長の異なる光が光ファイバ中で異なる速度で伝送される現象である。高速で変調された光信号の光スペクトルは異なる波長成分を含むため、伝送路である光ファイバの波長分散によってそれぞれの波長成分は異なった時刻に受信端に到着する。その結果、伝送後の光波形は大きな波形歪を引き起こすことが知られている。例えば、ビットレートが２倍になると、光ファイバの波長分散によって、伝送可能な距離は１／４に制限されてしまう。

第２の課題は、光ファイバ非線形効果である。光ファイバ非線形効果は、光信号が、自分自身の持つ強度変調成分によって、光ファイバを伝送中に自分自身又は並進する光信号に余分な位相変調（周波数チャープ）を印加してしまう現象である。この位相変調成分が上述の波長分散と相互作用することでさらに大きな波形歪が発生する。

第１の課題に対し、光通信システムの高速化及び長距離化を実現させるための変調方式として，光の位相を使った変調方式、特にＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying）が注目されている。ＤＱＰＳＫでは、シンボルレートがビットレートの半分となるため、波長分散によって制限される伝送距離は、従来の２値変調と比較すると４倍に延長可能となる。

一方、第２の課題に対し、信号の各ビットをＲＺ（Return to Zero）パルス化して伝送する方式が採用されている。ＲＺ方式は光送信器の構成が複雑になる代わりに、ビット境界で光パワーが必ず０レベルに戻るので、信号のレベルが同じ場合、平均光パワーが小さくなる。よって、ＲＺ方式は受信感度に優れた変調方式である。さらに、ＲＺ方式はビット間のパルス干渉を抑制する効果があるため、非線形効果に強い。

これらの結果、以上二つの課題を克服するために、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調方式が、長距離伝送を可能とする方式として近年急速に認知されるようになった。

図６は、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ送信器の構成を示すブロック図である。

図６の例において、レーザ光源１１から出力された信号光は、ＩＱ変調器２７に入力される。ＩＱ変調器２７は、光カプラ１２、位相変調器１３、位相変調器１４、位相器１９及び光カプラ２３を備える。

ＩＱ変調器２７に入力された信号光は、１×２の光カプラ１２で分岐される。分岐された光は２値の位相変調器１３及び１４に入力されて変調される。変調器１４で変調された光は、位相器１９に入力される。位相器１９には、バイアス電圧Ｖｂ２を印加するためのバイアス信号入力端子２０が設けられている。位相器１９は、このバイアス電圧Ｖｂ２に応じて光の位相を変える。理想的にはこの位相はπ／２である。

位相変調器１３及び１４としては、一般に、リチウムニオベイト（ＬＮ）などの材料を導波路基板とするマッハツェンダ（ＭＺ）型の光変調器が用いられている。

位相変調器１３及び１４は、２つの進行波電極入力端子１５及び１６にそれぞれ位相の反転したクロックが印加される両相駆動型である。進行波電極入力端子１６の途中には、バイアスティー１７を介して低速のバイアス電圧Ｖｂ１を印加するためのバイアス信号入力端子１８が設けられている。

バイアス電圧Ｖｂ１は後述のように光変調器１４の動作点を設定するために用いられる。位相変調器１３から出力された光２１及び位相器１９から出力された光２２は、光カプラ２３で合成される。合成された光は光出力経路２４からＮＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号として出力される。

そして、ＮＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号は、光出力経路２４を介して光変調器（ＲＺ変調器）２５に入力される。クロック２６が印加される光変調器２５の位相関係を合わせることによって、シンボルレート（Ｂ／２、Ｂ：ビットレート）の半分の周波数でＲＺパルスに変換されて、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ光波形として出力される。

ここで、図７を参照して、両相駆動型ＭＺ型光変調器を用いたＮＲＺ−ＤＱＰＳＫ光パルスの生成原理を示す。

図７（ｂ）は両相駆動型のＭＺ変調器の光透過特性であり、縦軸は光透過率、横軸は２つの電極に印加される差電圧である。光透過率の１周期に対応する電圧幅を２Ｖπと表記する。ＮＲＺ−ＤＱＰＳＫ光パルスを生成するには、２つの電極に位相が互いに反転したデータ信号を印加する。

両電極の差電圧の例を図７（ａ）に示す。その電圧振幅を以下ではデータ振幅と記載する。このデータ振幅をおよそ２Ｖπ、またその中心となるバイアス電圧を光透過率が最小となる正弦波の底（最適点）に合致するように設定する。バイアス電圧が最適点に合致している場合、ＭＺ変調器の透過率は印加したデータ電圧の周波数の２倍の周期でオン・オフを繰り返し、図６の光出力経路２４からは図７（ｃ）のようなＮＲＺ−ＤＱＰＳＫ光パルスが出力される。

さて、以上説明したような従来のＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号発生方法には、以下の３つの課題がある。第１の課題は、２台の光変調器（すなわちＩＱ変調器２７及びＲＺ変調器２５）が必要となるため変調器のコストがかかることである。第２の課題は、光変調器を２台用いることによって変調器の損失が大きいため、光源のパワーを高くする必要があることである。第３の課題は、変調器２台の位相関係が常に一定となるように調整が必要であることである。

これに対して、非特許文献１及び特許文献１では、ＲＺ変調器を用いずに、ＲＺ−ＤＰＳＫ信号を生成する方法が開示されている。これらは、本発明の対象としている信号と異なる２値の位相変調信号を生成する方法であるが、基本的には４値位相変調と同じ生成方式である。

特開２００６−２５１５７０号公報

Xiang Liu, Y. Kao, "GENERATION OF RZ-DPSK USING A SINGLE MACH ZENDER MODULATOR AND NOVELDRIVER ELECTRONICS", 30th European Conference on optical Communications (ECOC2004), paper We3.4.2

しかしながら、従来技術に示した信号発生方法には、以下の問題点がある。

ＲＺ信号はＮＲＺ信号の約２倍の信号帯域を持つため、変調器及び変調器駆動回路に従来の２倍程度の広帯域の部品が必要となる。特に伝送速度が４０Ｇｂｉｔ／sのような超高速システムではこのような部品を実現することが困難である。

本発明の目的は、超高速光伝送システムにおいて、上記の問題点を解決し、安価でかつ簡単な構成によって、消費電力を抑え、かつ、高いパワーでのファイバ入力を可能にする送信信号を生成する光送信器を提供することにある。

本発明の光送信機の代表的な一例は、クロック信号及び送信データに基づいてＲＺパルス列を発生させる電子回路と、光源からの光及び前記ＲＺパルス列を入力され、ＲＺ変調された光信号を出力するマッハツェンダ型変調器と、を備えることを特徴とする。

本発明の実施形態によれば、電気回路でＲＺ化された電気信号がマッハツェンダ変調器に印加されるため、従来は必要であったＲＺ変調器２５が不要になる。このため、送信機を小型化することができる。

さらに、本発明の一実施形態によれば、単一のマッハツェンダ変調器のアームにおいて１箇所又は２箇所の変調信号を駆動させることでＲＺパルスを生成することができる。よって、マッハツェンダ変調器を２台使用するのに比べて、光の合波、及び２台の変調器の位相調整が不要となるため、送信機をさらに小型化することができる。

さらに、本発明の一実施形態によれば、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ光信号のＲＺパルスの生成を行うために、クロックをデータ信号の１／２の周波数で動作させればよく、低速の電気回路で光信号を生成できるため、送信機を低消費電力化することができる。

本発明の第１の実施形態の光送信器の構成図である。 本発明の第１の実施形態の光送信器内部の各箇所における信号波形を示すタイミングチャートである。 本発明の第２の実施形態の光送信器の構成図である。 本発明の第２の実施形態のＩ送信データ及びＱ送信データの値と、両相駆動型マッハツェンダ光変調器に印加される電圧値と、の対応を示す説明図である。 本発明の第２の実施形態の光送信器内部の各箇所における信号波形を示すタイミングチャートである。 ＲＺ−ＤＱＰＳＫ送信器の構成を示すブロック図である。 両相駆動型ＭＺ型光変調器を用いたＮＲＺ−ＤＱＰＳＫ光パルスの生成原理を示す説明図である。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態を詳細に説明する。

＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態の光送信器の構成図である。

第１の実施形態は、二つのＮＲＺ送信データ信号に、本発明に係るＲＺ符号化回路による信号処理を加え、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ光パルスを出力する光送受信器の例である。本発明に係るＲＺ符号化回路は、送信データの１／２の周波数を持つクロックで駆動し、ＮＲＺ送信データをＲＺ符号化した電気信号を出力する。

Ｉ送信データ１００及びＱ送信データ１２０は、それぞれＮＲＺデジタル信号である。クロック１０１は、周期的に１と０を繰り返すデジタル信号列であり、その周期は、Ｉ送信データ１００及びＱ送信データ１２０の周期の２倍（すなわち周波数が１／２）である。Ｉ送信データ１００、Ｑ送信データ１２０、及びクロック１０１は，図１の外部にある回路（図示省略）によって生成される。

本実施形態の光送信機は、二つのＲＺ符号化回路を備え、それぞれがＩ送信データ１００及びＱ送信データ１２０をＲＺ符号化する。それらの二つのＲＺ符号化回路の構成は同一であるため、図１において、二つのＲＺ符号化回路の対応する部分には、同一の参照符号を付与した。

クロック１０１は二つに分岐し、一方は遅延１０３に入力され、遅延１０３によってクロック１０１の周期の半分の遅延が与えられて出力される。ＸＯＲ回路１０２は、遅延１０３の出力信号及びクロック１０１を入力され、それらの信号の排他的論理和を出力する。ＡＮＤ回路１０４は、ＸＯＲ回路１０２の出力信号列及びＩ送信データ１００を入力され、それらの論理積を出力する。ＮＯＴ回路１０５は、ＸＯＲ回路１０２の出力を入力され、そのビット反転信号を出力する。ＯＲ回路１０６は、Ｉ送信データ１００及びＮＯＴ回路１０５の出力を入力され、それらの論理和を出力する。パワーコンバイナ１０７は、ＡＮＤ回路１０４及びＯＲ回路１０６の出力を合成することによって、３値のＲＺ信号を出力する。

二つのＲＺ符号化回路のパワーコンバイナ１０７から出力された二つのＲＺ信号は、ＩＱ変調器１１７の位相変調器１１３及び１１４にそれぞれ入力される。図１に示すＩＱ変調器１１７は、図６に示したＩＱ変調器２７と同等である。すなわち、ＩＱ変調器１１７が備える光カプラ１１２、位相変調器１１３、位相変調器１１４、位相器１１５及び光カプラ１１６は、それぞれ、ＩＱ変調器２７が備える光カプラ１２、位相変調器１３、位相変調器１４、位相器１９及び光カプラ２３と同等である。このため、ＩＱ変調器１１７についての詳細な説明は省略する。なお、本実施形態の光源１１１は、従来の光源１１（図６）と同等である。ただし、後述するように、本実施形態の光源１１１の出力は、従来の光源１１の出力より小さくてもよい。

図２は、本発明の第１の実施形態の光送信器内部の各箇所における信号波形を示すタイミングチャートである。

図２に示す（１）〜（７）は、図１に示す（１）〜（７）に対応する。すなわち、図２の（１）〜（７）に示す信号波形は、図１の（１）〜（７）が表示された箇所で観測される。

具体的には、（１）は、Ｉ送信データ１００又はＱ送信データ１２０の信号波形であり、（２）はクロック１０１の信号波形である。（３）は、遅延１０３の出力信号波形であり、半周期分遅延したクロック１０１の信号波形である。（４）は、ＸＯＲ回路１０２の出力信号波形であり、入力された信号（２）及び（３）の排他的論理和の信号波形である。（５）は、ＡＮＤ回路１０４の出力信号波形であり、入力された信号（１）及び（４）の論理積の信号波形である。（６）は、ＯＲ回路１０６の出力信号波形であり、入力された信号（１）及び（４）の論理和の信号波形である。（７）は、パワーコンバイナ１０７の出力信号波形であり、信号（５）及び（６）を合成した信号の波形である。図２に示すように、パワーコンバイナ１０７からは、３値のＲＺ信号に変換されたＩ送信データ１００又はＱ送信データ１２０が出力される。

二つのパワーコンバイナ１０７の出力は、それぞれ、ＩＱ変調器１１７の位相変調器１１３及び１１４に入力される。これらの入力は、図６に示すＤＡＴＡ１及びＤＡＴＡ２に相当する。ただし、図６に示す従来のＤＡＴＡ１及びＤＡＴＡ２が図７に示すような２値のＮＲＺ送信データであるのに対して、本実施形態の位相変調器１１３及び１１４には、それぞれ、パワーコンバイナ１０７から３値のＲＺ送信データが入力される。３値のＲＺ送信データの値「０」が図７のバイアス電圧に相当し、３値のＲＺ送信データの値「１」が例えば図７の位相πに対応する駆動電圧に相当し、３値のＲＺ送信データの値「−１」が例えば図７の位相０に対応する駆動電圧に相当する。

このため、図６に示すＩＱ変調器２７がＮＲＺ−ＤＱＰＳＫ光パルスを出力するのに対して、本実施形態のＩＱ変調器１１７はＲＺ−ＤＱＰＳＫ光パルスを出力する。したがって、本実施形態では従来必要だったＲＺ変調器２５を省略することができる。これによって、ＩＱ変調器１１７とＲＺ変調器との間の位相関係の調整が不要になる。さらに、ＲＺ変調器による損失がないため、従来より出力が小さい光源１１１を用いて、従来と同等のＲＺ−ＤＱＰＳＫ光パルス出力を得ることができる。あるいは、従来と同等の出力の光源１１１を用いれば、従来より大きいＲＺ−ＤＱＰＳＫ光パルス出力を得ることができる。さらに、本実施形態のＲＺ符号化回路は、送信データの半分の周波数のクロックで駆動される。これらによって、光送信機の低コスト化、低消費電力化及び小型化を実現することができる。

＜第２の実施形態＞
図３は、本発明の第２の実施形態の光送信器の構成図である。

図１に示した光送信器は、両相駆動型マッハツェンダ変調器を数台備えるが、両相駆動型マッハツェンダ変調器１台でＤＱＰＳＫ信号を生成することもできる（David J. Krause, "Demonstration of 20-Gb/s DQPSK With a Single Dual-Drive Mach-Zender Modulator", IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS, VOL.20, No.16, AUGUST 15, 2008（以下、非特許文献２と記載）参照）。

そこで、本実施形態は、本発明に係るＲＺ符号化回路によって、二つのＮＲＺ送信データから、それぞれ３値の電気信号を生成し、それらを両相駆動型マッハツェンダ変調器に印加することで、１台のマッハツェンダ光変調器を用いてＲＺ−ＤＱＰＳＫ光信号を出力する例を示す。

本実施形態の光送信器は、ＮＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調された二つの電気信号（Ｉ送信データ３００及びＱ送信データ３０１）から、図３に示す電気回路によって３値（１，０，−１）の電圧値を持つ二つの電気信号を生成し（図中Ｖ１及びＶ２）、それぞれを両相駆動型マッハツェンダ光変調器３１１の電極へ印加することによって、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調された光信号を出力する。

なお、両相駆動型マッハツェンダ光変調器３１１に入力される光信号の光源３１７は、従来の光源１１（図６）と同等である。ただし、第１の実施形態の場合と同様、本実施形態の光源３１７の出力は、従来の光源１１の出力より小さくてもよい。

ここで、前記３値（１，０，−１）は正規化された電圧値であり、それぞれマッハツェンダ光変調器３１１に（π／２，０，−π／２）の位相を発生させる。

Ｉ送信データ３００及びＱ送信データ３０１は、２値（０，１）の電圧値を持つ電気信号である。Ｉ送信データ３００及びＱ送信データ３０１の値と、Ｖ１及びＶ２の電圧値と、の対応については図４を参照して説明する。

図３のＡＮＤ回路３０３、３０４、３０５、３０７、３０８及び３０９は、二入力、一出力のＡＮＤ回路であり、二つの入力信号が共に“１”であれば“１”を出力し、それ以外の場合は“０”を出力する。図３の白丸は、ＮＯＴ回路３１２、３１３、３１４、３１５及び３１６であり、入力信号“０”を“１”に、“１”を“０”に反転させた信号を出力する。パワーコンバイナ３０６及び３１０は、二つの入力信号を合成した出力信号を出力する。パワーコンバイナ３０６の出力信号Ｖ１、及び、パワーコンバイナ３１０の出力信号Ｖ２は、それぞれマッハツェンダ光変調器３１１の電極に印加される。

ＡＮＤ回路３０３は、Ｑ送信データ３０１及びクロック３０２を入力され、それらの論理積を出力する。ＡＮＤ回路３０４は、Ｉ送信データ３００及びＡＮＤ回路３０３の出力信号を入力され、それらの論理積を出力する。ＮＯＴ回路３１２は、Ｉ送信データ３００を入力され、そのビット反転信号を出力する。ＡＮＤ回路３０５は、ＡＮＤ回路３０３の出力信号及びＮＯＴ回路３１２の出力信号を入力され、それらの論理積を出力する。ＮＯＴ回路３１３は、ＡＮＤ回路３０５の出力信号を入力され、そのビット反転信号を出力する。パワーコンバイナ３０６は、ＡＮＤ回路３０４の出力信号及びＮＯＴ回路３１３の出力信号を合成することによって、３値のＲＺ信号を出力する。

ＮＯＴ回路３１４は、Ｑ送信データ３０１を入力され、そのビット反転信号を出力する。ＡＮＤ回路３０７は、ＮＯＴ回路３１４の出力信号及びクロック３０２を入力され、それらの論理積を出力する。ＮＯＴ回路３１５は、Ｉ送信データ３００を入力され、そのビット反転信号を出力する。ＡＮＤ回路３０８は、ＮＯＴ回路３１５の出力信号及びＡＮＤ回路３０７の出力信号を入力され、それらの論理積を出力する。ＡＮＤ回路３０９は、ＡＮＤ回路３０７の出力信号及びＩ送信データ３００を入力され、それらの論理積を出力する。ＮＯＴ回路３１６は、ＡＮＤ回路３０９の出力信号を入力され、そのビット反転信号を出力する。パワーコンバイナ３１０は、ＡＮＤ回路３０８の出力信号及びＮＯＴ回路３１６の出力信号を合成することによって、３値のＲＺ信号を出力する。

図４は、本発明の第２の実施形態のＩ送信データ３００及びＱ送信データ３０１の値と、両相駆動型マッハツェンダ光変調器３１１に印加される電圧値と、の対応を示す説明図である。

図３に示す回路に、Ｉ送信データ３００及びＱ送信データ３０１としてそれぞれ“０”及び“０”が入力された場合、Ｖ１及びＶ２としてそれぞれ“０”及び“１”が出力される。同様に、“０”及び“１”が入力された場合、“−１”及び“０”が出力される。“１”及び“０”が入力された場合、“０”及び“−１”が出力される。“１”及び“１”が入力された場合、“１”及び“０”が出力される。

図５は、本発明の第２の実施形態の光送信器内部の各箇所における信号波形を示すタイミングチャートである。

図５（１）はＩ送信データ３００の信号波形、図５（２）はＱ送信データ３０１の信号波形、図５（３）はクロック３０２の信号波形である。なお、（３）のクロック３０２の周波数は、Ｉ送信データ３００及びＱ送信データ３０１の周波数と同じである。図５（４）は、ＡＮＤ回路３０３の出力信号波形である。図５（５）は、ＡＮＤ回路３０４の出力信号波形である。図５（６）は、ＡＮＤ回路３０５と、その出力信号が入力されるＮＯＴ回路とを通過した後の出力信号波形である。図５（７）は、パワーコンバイナ３０６の出力信号波形、すなわち、信号（５）及び（６）を合成した信号の波形である。図５に示すように、パワーコンバイナ３０６の出力信号波形（７）は、図３及び図４のＶ１に相当する３値のＲＺ信号である。

図５（８）は、ＡＮＤ回路３０７の出力信号波形、図５（９）は、ＡＮＤ回路３０８の出力信号波形である。図５（１０）は、ＡＮＤ回路３０９と、その出力信号が入力されるＮＯＴ回路と、を通過した後の出力信号波形である。図５（１１）は、パワーコンバイナ３１０の出力波形、すなわち、信号（９）及び（１０）を合成した信号の波形である。図５に示すように、パワーコンバイナ３１０の出力信号波形（１１）は、図３及び図４のＶ２に相当する３値のＲＺ信号である。

既に説明したように、Ｖ１及びＶ２の３値（１，０，−１）は、それぞれ、マッハツェンダ光変調器３１１に（π／２，０，−π／２）の位相を発生させる。図４に示すＶ１及びＶ２の組み合わせが入力されると、Ｖ１及びＶ２がいずれもＲＺ信号であるため、マッハツェンダ光変調器３１１は、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ光パルスを出力する。

このように、本実施形態によれば、従来の光送信機（図６参照）において必要だったＲＺ変調器２５を省略することができ、さらに、第１の実施形態のＩＱ変調器１１７において必要だった二つのマッハツェンダ光変調器１１３及び１１４のうち一方と、光カプラ１１２及び１１６と、位相器１１５とを省略することができる。このため、本実施形態によれば、第１の実施形態と比較して、光送信機のさらなる低コスト化、低消費電力化及び小型化を実現することができる。

１１、１１１ レーザ光源
１２、２３、１１２、１１６ 光カプラ
１３、１４、１１３、１１４ 位相変調器
１５、１６ 進行波電極入力端子
１７ バイアスティー
１８、２０ バイアス信号入力端子
１９、１１５ 位相器
２１ 位相変調器の光出力
２２ 位相器の光出力
２４ ＮＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号
２５ ＲＺ変調器
２６ クロック
２７、１１７ ＩＱ変調器
１００、３００ Ｉ送信データ
１０１、３０２ クロック
１０２ ＸＯＲ回路
１０３ 遅延
１０４、３０３、３０４、３０５、３０７、３０８、３０９ ＡＮＤ回路
１０５ ＮＯＴ回路
１０６ ＯＲ回路
１０７、３０６、３１０ パワーコンバイナ
１２０、３０１ Ｑ送信データ
３１１ 両相駆動型マッハツェンダ変調器

Claims (3)

1. クロック信号、前記クロック信号と同じ周期の第１の送信データ、及び、前記クロック信号と同じ周期の第２の送信データに基づいて、第１のＲＺパルス列及び第２のＲＺパルス列を発生させる電子回路と、光源からの光、前記第１のＲＺパルス列及び前記第２のＲＺパルス列を入力され、ＲＺ変調された光信号を出力する、両相駆動型マッハツェンダ型変調器と、を備える光送信器であって、
   前記第１の送信データ及び前記第２の送信データは、第１の論理値及び第２の論理値を含む２値のＮＲＺ符号であり、
   前記第１のＲＺパルス列及び前記第２のＲＺパルス列は、第３の値、第４の値及び第５の値を含む３値のＲＺパルス列であり、
   前記電子回路は、
   前記第１の送信データ及び前記第２の送信データとしていずれも前記第１の論理値が入力された場合、前記第１のＲＺパルス列及び前記第２のＲＺパルス列としてそれぞれ前記第４の値及び前記第３の値を出力し、
   前記第１の送信データ及び前記第２の送信データとしてそれぞれ前記第１の論理値及び前記第２の論理値が入力された場合、前記第１のＲＺパルス列及び前記第２のＲＺパルス列としてそれぞれ前記第５の値及び前記第４の値を出力し、
   前記第１の送信データ及び前記第２の送信データとしてそれぞれ前記第２の論理値及び前記第１の論理値が入力された場合、前記第１のＲＺパルス列及び前記第２のＲＺパルス列としてそれぞれ前記第４の値及び前記第５の値を出力し、
   前記第１の送信データ及び前記第２の送信データとしていずれも前記第２の論理値が入力された場合、前記第１のＲＺパルス列及び前記第２のＲＺパルス列としてそれぞれ前記第３の値及び前記第４の値を出力し、
   前記第３の値、前記第４の値及び前記第５の値は、それぞれ、前記両相駆動型マッハツェンダ型変調器にπ／２、０及び−π／２の位相差を発生させることを特徴とする光送信機。
2. 前記電子回路は、
   前記第２の送信データと前記クロック信号との積を出力する第１の積回路と、
   前記第１の積回路の出力信号と前記第１の送信データとの積を出力する第２の積回路と、
   前記第１の送信データの論理値を反転する第１の反転回路と、
   前記第１の積回路の出力信号と前記第１の反転回路の出力信号との積を出力する第３の積回路と、
   前記第３の積回路の出力信号の論理値を反転する第２の反転回路と、
   前記第２の積回路の出力信号と前記第２の反転回路の出力信号とを電力合成することによって前記第１のＲＺパルス列を出力する第１のパワーコンバイナと、
   前記第２の送信データの論理値を反転する第３の反転回路と、
   前記第３の反転回路の出力信号と前記クロック信号との積を出力する第４の積回路と、
   前記第１の送信データの論理値を反転する第５の反転回路と、
   前記第５の反転回路の出力信号と前記第４の積回路の出力信号との積を出力する第５の積回路と、
   前記第４の積回路の出力信号と前記第１の送信データとの積を出力する第６の積回路と、
   前記第６の積回路の出力信号の論理値を反転する第６の反転回路と、
   前記第５の積回路の出力信号と前記第６の反転回路の出力信号とを電力合成することによって前記第２のＲＺパルス列を出力する第２のパワーコンバイナと、を備えることを特徴とする請求項１に記載の光送信器。
3. 第１の周期のクロック信号と、前記第１の周期の半分の周期である第２の周期の送信データと、に基づいて前記送信データのＲＺパルス列を発生させる電子回路と、光源からの光及び前記ＲＺパルス列を入力され、ＲＺ変調された光信号を出力するマッハツェンダ型変調器と、を備える光送信器であって、
   前記電子回路は、
   前記クロック信号に前記第２の周期と同等の遅延を加える遅延回路と、
   前記遅延回路に入力されるクロック信号と、前記遅延回路から出力されたクロック信号との排他的論理和を出力する第１の排他的論理和回路と、
   前記送信データと前記第１の排他的論理和回路の出力信号との積を出力する第１の積回路と、
   前記第１の排他的論理和回路の出力信号の論理値を反転する第１の反転回路と、
   前記送信データと前記第１の反転回路の出力信号との和を出力する第１の和回路と、
   前記第１の積回路の出力信号と前記第１の和回路の出力信号とを電力合成することによって前記ＲＺパルス列を出力する第１のパワーコンバイナと、を備えることを特徴とする光送信器。

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