JP5937961B2 - 光変調装置、光変調システム、及び光変調方法 - Google Patents

Description

本発明は、多値光ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を採用する光変調装置、光変調システム、及び光変調方法に関する。

光伝送システムに用いる伝送符号として、低いシンボルレートで大容量の光信号を送信可能な多値ＱＡＭ信号が注目を集めている。最も単純な多値ＱＡＭは４値ＱＡＭであり、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）と呼ばれる。本願はＱＰＳＫを含むあらゆる多値数のＱＡＭ変調器に用いることが可能であるが、簡単のため本願では主として１６値ＱＡＭ方式に関して説明を行う。また、本願はＮＲＺ−ＱＡＭ信号においても効果を奏するが、ＲＺ−ＱＡＭにおいて更に大きな効果を奏するため、本願では主として１６値ＲＺ−ＱＡＭ方式に関して説明を行う。

１６値ＱＡＭ信号は、１タイムスロットの中に４種類の２値ディジタル信号を多重化させることができるが、各タイムスロット間の遷移時間は、何の情報も持ってはいない。この遷移時間における光を、強度変調器で消光させることにより、１６値ＲＺ−ＱＡＭ信号を生成することができる。この様な目的で用いる強度変調器をパルスカーバという。ＲＺ−ＱＡＭは、ＮＲＺ−ＱＡＭに比べてスペクトルが約２倍に広がるため、スペクトル利用効率の点では不利となるものの、非線形耐力が増大するため長距離伝送に有利となることが知られている（例えば、非特許文献１を参照。）。

１６値ＲＺ−ＱＡＭ信号を生成する光変調装置３００の構成を図１に示す。
４種類の相異なるデータ列である、２値データ列（＃１〜＃４）は、任意波形発生器１０’に入力される。任意波形発生器１０’の内部で、ソフトウエア的な処理により、２値データ列（＃１〜＃４）は適当な比例係数を乗じた上で加算され、４値データ列＃１および４値データ列＃２の２つに変換されて出力される。

一例として、２値データ列＃１と２値データ列＃２がそれぞれ＋１と−１に規格化されており、比例係数ｋを２とした場合を考える。２値データ列＃２にｋを掛けた後に２値データ列＃１と２値データ列＃２の和をとれば、ｋ＋１、ｋ−１、−（ｋ−１）、−（ｋ＋１）の４値データ列を得ることができる。４値データ列＃２も、２値データ列＃３と２値データ列＃４から同様に得ることができる。

４値データ列＃１と４値データ列＃２は各々ディジタルアナログコンバータ２０−ｉとディジタルアナログコンバータ２０−ｑにより４種の電圧をもつ電気信号に変換されたのちにＩ成分用駆動アンプ３０−ｉおよびＱ成分用駆動アンプ３０−ｑによって増幅され、Ｉ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号が生成される。Ｉ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号の波形の詳細については後述する。

Ｉ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号は駆動信号入力ポートを介してＩＱ変調器４０に入力される。また、光源５０から出力されたＣＷ光は入力用光ポートを介してＩＱ変調器４０に入力される。Ｉ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号によりＩＱ変調器４０は、ＣＷ光を変調して、出力用光ポートから１６値ＱＡＭ信号を出力する。生成された１６値ＱＡＭ信号は偏波保持光ファイバ１００を通してパルスカーバ８０へと送られる。パルスカーバ８０は１６値ＱＡＭ信号のシンボルレートと同一の周期で光を周期的に消光する。その結果、パルスカーバ８０からは１６値ＲＺ−ＱＡＭ信号が出力される。通常、ＩＱ変調器４０およびパルスカーバ８０による光損失は２０ｄＢ以上になるので、ブースターアンプ６０を用いて光パワを増大させてから、１６値ＲＺ−ＱＡＭ信号を光伝送路に送信する。

クロック生成器７０’は周波数ｆｃのクロックを生成し、これはパルスカーバ８０を駆動するための駆動信号として用いられる。ここでｆｃは、ＲＺ−ＱＡＭ信号のシンボルレートに等しい。パルスカーバ８０と任意波形発生器１０’とは同期する必要があるため、クロック生成器７０’の出力はクロック分岐回路７５によって分岐され、分岐された片方は任意波形発生器１０’のリファレンスクロックとして活用される。クロック分岐回路７５によって分岐された他のクロックは、位相シフタ８４により適当な遅延を与えられた後、クロックアンプ８３によって増幅され、パルスカーバ８０の駆動信号として用いられる。

位相シフタ８４によって与えられる遅延量は、パルスカーバ８０による消光のタイミングが、ＱＡＭ信号の各タイムスロット間の遷移時間と一致するように調整される。しかし、ＩＱ変調器４０とパルスカーバ８０との間の遅延時間は光ファイバ１００の温度による伸張などにより経時的に変化するので、パルスカーバ出力光をタップしてスキュー調整回路８２に入力し、変調光の状態をモニタしつつ、任意波形発生器１０’の出力とクロックアンプ８３の出力の位相関係が適正となるよう位相シフタ８４を調整する必要がある。

次に、Ｉ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号の４つのレベルと、ＩＱ変調器４０が出力する変調光の光電界の大きさとの関係を述べる。Ｉ成分用駆動信号の有する４つのレベルを±Ｖ０、±Ｖ１とする。ＩＱ変調器４０の半波長電圧をＶπとすればＶπ≧Ｖ０＞Ｖ１＞０の関係がある。ＩＱ変調器４０のバイアスが正しく設定されているならば、変調光のＩ成分の光電界の大きさは、±ｓｉｎ（Ｖ０／Ｖπ）、±ｓｉｎ（Ｖ１／Ｖπ）で表される。ここでは、これらの値を各々±ＥＩ０、±ＥＩ１と定義する。これらの量の関係を図２に示す。通常、±ＥＩ０、±ＥＩ１は等しい間隔となるよう設定される。Ｑ成分においても同様にして、光電界±ＥＱ０、±ＥＱ１が生成される。ＩＱ変調器４０のバイアスが正しく設定されているならば、±ＥＩ０、±ＥＩ１と±ＥＱ０、±ＥＱ１との光位相に９０度の差があるから、全体としては図３に示すような格子状のコンスタレーションが得られる。２値信号（＃１〜＃４）のとりうる組合せは２^４＝１６通りあるが、図３に示したコンスタレーションの１６のシンボル（星印で表す）が、これらの組合せの一つ一つに対応する。光の強度は光電界の大きさの２乗に比例するため、図３の各シンボルの光パワは原点からの距離の２乗に比例する。よって、駆動振幅が小さく、原点に近い位置にあるシンボルほど、光パワは小さい。シンボル間を遷移する過程で駆動振幅が全て０となる瞬間があるならば、その瞬間において光強度は０となる。

ところで、図１においてパルスカーバ８０を省略したならば、この光変調装置は１６値ＮＲＺ−ＱＡＭ信号の送信器として用いることができる。ＮＲＺ−ＱＡＭ信号は、ＲＺ−ＱＡＭに比べて伝送時の非線形耐力には劣るものの、スペクトル幅が狭いため、スペクトル利用効率を高めることができるというメリットが存在する。よって、伝送距離を優先する場合はＲＺ−ＱＡＭを用い、スペクトル利用効率を優先する場合はＮＲＺ−ＱＡＭ信号を選ぶとよい。

"Ｉｎｆｌｕｅｎｃｅ ｏｆ Ｐｕｌｓｅ Ｓｈａｐｅ ｉｎ １１２−Ｇｂ／ｓ ＷＤＭ ＰＤＭ−ＱＰＳＫ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ"，Ｅ．Ｔｏｒｒｅｎｇｏ他、Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ Ｔｅｃｈｎｏｌ． Ｌｅｔｔ． Ｖｏｌ．２２ （２０１０）， ｐｐ．１７１４−１７１６．

現実の光変調装置では、Ｉ成分用駆動アンプおよびＱ成分用駆動アンプの周波数特性が完全にフラットであることはありえないため、理想的な多値ＱＡＭ信号または多値ＲＺ−ＱＡＭ信号を生成することはできない。

Ｉ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号の時間変化を考える。駆動信号の４つの電位はデータ信号の符号に応じて定まるため、Ｉ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号の電圧は時間に応じて４つの値をランダムにとり、同符号連続時においては同一の電圧を維持するが、異符号連続時には異なる電位に変化する。この様子を模式的に図４に示す。図４では、駆動アンプの特性が理想的であると仮定している。しかし実際には、駆動アンプの周波数特性は平坦ではないため、波形劣化が生じる。多くの場合、高周波側の利得が不足するため、波形の立ち上がりおよび立ち下がりは尾を引き、図５に模式的に示したような波形が得られる。

実際に測定されたＩ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号の波形（駆動波形）のアイパターンを図６に示す。タイムスロットの境界の遷移時間においては、４×４＝１６種類のトレースが存在する。駆動アンプによって生じる波形劣化は、一般に、異符号が連続する場合、特に電圧変動が大きい場合により顕著となる。結果として、駆動波形には信号パターンに応じた複雑な波形劣化が生じ、アイ開口が劣化していることが分かる（図６の矢印部分参照）。図６では１６−ＱＡＭの例を示したが、ＱＡＭ信号の多値数が増えるほど、タイムスロットの境界におけるトレースの数が増えるため、より複雑な波形劣化が生じる。このため、多値ＮＲＺ−ＱＡＭ信号や多値ＲＺ−ＱＡＭ信号においては、駆動アンプの周波数特性に基づく波形劣化が、単純な強度変調光信号よりも悪化する。

ＲＺ−ＱＡＭの場合は、遷移時間内の波形劣化はパルスカーバによって消光される。しかし、図６に示すように、駆動信号の波形劣化は各シンボルの中心部にまで及びうるため、パルスカーバを通過した後の光波形も、駆動波形の劣化の影響を受けて劣化することとなる。この光波形の劣化はＩＱ変調器の出力直後、すなわち、光信号を光伝送路に入射する前の段階で生じている。そして、光信号が光伝送路を伝搬する過程においても光非線形現象や中継用の光アンプによって加わる光雑音により光信号のＳＮが劣化する。これら２つの要因により、受信信号の光信号品質は劣化することになる。

光伝送路内での光信号のＳＮ劣化を小さくする（すなわちＳＮダイヤを高く保つ）ためには、中継用光アンプの入力パワを高くとればよいが、伝送距離が大きく制限されてしまう。よって、光変調器出力の光波形の歪を極力小さく抑えて、受信信号の光信号品質を高く保つことが望ましい。特に、多値ＮＲＺ−ＱＡＭ信号や多値ＲＺ−ＱＡＭ信号のような複雑な光波形を採用する光伝送システムにおいては、単純な強度変調光信号を採用する光伝送システムに比べ、駆動アンプの周波数特性による光波形劣化をより小さく抑えることが重要となる。

駆動アンプの周波数特性による光波形劣化を抑圧する手段として、例えば、駆動アンプの周波数特性と逆の周波数特性を有するフィルタを、駆動アンプの入力側または出力側に追加することにより、駆動波形の波形劣化を抑えることも可能である。しかしながら、駆動アンプと逆の周波数特性を有するフィルタを設計し、製作することは一般には容易ではない。また、ディジタルシグナルプロセッサとディジタルアナログコンバータによって、ソフトウエア的にこのようなフィルタを設計することも可能であるが、高速かつ高精度な電子回路が必要とされるため実装が困難である。このように、多値ＮＲＺ−ＱＡＭ信号や多値ＲＺ−ＱＡＭ信号を採用する光伝送システムには歪が少なくアイ開口の大きな光波形を生成することが困難であるという課題があった。

そこで、本発明は、従来技術に比べ波形歪の少ない多値ＮＲＺ−ＱＡＭ信号または多値ＲＺ−ＱＡＭ信号を生成できる光変調装置、光変調システム、及び光変調方法を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、Ｉ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号の各タイムスロットの境界部分で必ず駆動信号をＧＮＤレベルに落とすこととした。すなわち、Ｉ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号を多値ＲＺ信号とすることとした。

具体的には、本発明に係る光変調装置は、２以上の自然数ｎについて、ｎ種類の電圧値をタイムスロット毎に出力するＩ成分用駆動信号生成手段およびｎ種類の電圧値をタイムスロット毎に出力するＱ成分用駆動信号生成手段と、
前記Ｉ成分用駆動信号生成手段の出力および前記Ｑ成分用駆動信号生成手段の出力によって駆動され、連続光を直角位相振幅変調してタイムスロット毎に多値光ＱＡＭ信号の一つのシンボルを出力するＩＱ変調器と、を備える光変調装置において、
前記Ｉ成分用駆動信号生成手段および前記Ｑ成分用駆動信号生成手段はタイムスロットの境界において一定時間、出力する電圧値を同時に０とし、かつ前記Ｉ成分用駆動信号生成手段および前記Ｑ成分用駆動信号生成手段が生成するｎ値データ列は、同一の電位を維持する時間τがｎおよび符号のパターンによらず一定であることを特徴とする。

本発明に係る光変調方法は、連続光を直角位相振幅変調する光変調方法であって、タイムスロットの境界において、前記ＩＱ変調器を駆動する駆動電圧を一定時間だけ全て０にすることを特徴とする。

本光変調装置は、Ｉ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号の双方をタイムスロットの境界で一定時間同時にＧＮＤレベルとしたことで、駆動信号の変化のパターンが減り、周波数特性依存性の大きな駆動アンプを用いても駆動波形のパターン依存性が抑圧されることから、ＩＱ変調器出力の光波形の歪を低減することができる。従って、本発明は、歪の少ない多値ＱＡＭ信号を出力する光変調装置及び光変調方法を提供することができる。

本発明に係る光変調装置の前記Ｉ成分用駆動信号生成手段および前記Ｑ成分用駆動信号生成手段は、時間軸上に等間隔に配置されたサンプリングポイントごとに出力する駆動信号の電圧値を設定し、前記サンプリングポイントは、各タイムスロットに２つ以上設定されており、タイムスロット内のサンプリングポイントのうち少なくとも一つにおいて、出力する駆動信号の電圧値が０に設定されることを特徴とする。

本発明に係る光変調装置は、遮断周波数が前記Ｉ成分用駆動信号生成手段の出力のシンボルレート以下であるＩ成分側ローパスフィルタと、遮断周波数が前記Ｑ成分用駆動信号生成手段の出力のシンボルレート以下であるＱ成分側ローパスフィルタと、をさらに備え、前記Ｉ成分用駆動信号生成手段および前記Ｑ成分用駆動信号生成手段の出力は、各々前記Ｉ成分側ローパスフィルタ及び前記Ｑ成分側ローパスフィルタを経由したのち前記ＩＱ変調器を駆動することを特徴とする。本光変調装置は波形劣化を改善した多値ＮＲＺ−ＱＡＭ信号を出力することができる。

本発明に係る光変調装置を２台以上組み合わせて使用することで、ビットレートの向上及びスペクトル利用効率の改善が図れる。
本発明に係る光変調システムは、前記光変調装置を２つ有し、一方の前記光変調装置の光出力をタイムスロットの１／２の時間だけ遅延させた上で他方の前記光変調装置の光出力と時間多重させて出力することを特徴とする。

本発明に係る光変調システムは、前記光変調システムを２つ有し、前記光変調システムが出力する時間多重された光ＱＡＭ信号を偏波多重して出力することを特徴とする。

本発明に係る光変調システムは、前記光変調装置を２つ有し、
前記光変調装置が出力する多値光ＱＡＭ信号を偏波多重して出力することを特徴とする。

本発明に係る光変調システムは、多値光ＱＡＭ信号を偏波多重する際に、一方の前記光変調装置の光出力をタイムスロットの１／２の時間だけ遅延させた上で他方の前記光変調装置の光出力と偏波多重させることを特徴とする。

一方、本発明に係る光変調装置の前記Ｉ成分用駆動信号生成手段および前記Ｑ成分用駆動信号生成手段は、出力する駆動信号に、光伝送路の波長分散ないし偏波分散を予め補償する前置分散補償を施してもよい。

また、本発明に係る光変調方法は、前記光変調装置を用いて連続光を直角位相振幅変調する光変調方法であって、タイムスロットの境界において、前記ＩＱ変調器を駆動する駆動電圧を一定時間だけ全て０にすること、並びに前記ＩＱ変調器が出力する多値光ＱＡＭ信号に前記前置分散補償を施すことを特徴とする光変調方法である。

本発明により前置分散補償を行うことができ、受信信号の品質劣化を低減することができる。

本発明は、従来技術に比べ波形歪の少ない多値ＮＲＺ−ＱＡＭ信号または多値ＲＺ−ＱＡＭ信号を生成可能な光変調装置、光変調システム、及び光変調方法を提供することができる。

本発明に関連する従来構成の光変調装置を説明する図である。 Ｉ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号の４つのレベルと、ＩＱ変調器が出力する変調光の光電界の大きさとの関係を説明する図である。 １６値ＱＡＭのコンスタレーションを説明する図である。 理想的なＩ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号を説明する模式図である。 現実的なＩ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号を説明する模式図である。 実際に測定された駆動信号のアイパターンである。 本発明に係る光変調装置を、理想的な駆動アンプを用いて構成した場合のＩ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号を説明する図である。 本発明に係る光変調装置を、現実的な駆動アンプを用いて構成した場合のＩ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号を説明する図である。 本発明に係る光変調装置において実際に測定された駆動信号のアイパターンである。 本発明に係る光変調装置を説明する図である。 本発明に係る光変調装置を説明する図である。 ローパスフィルタが出力する駆動信号の実際に測定されたアイパターンである。 本発明に係る光変調装置を説明する図である。 １６値ＲＺ−ＱＡＭ信号用いた伝送実験の結果を説明する図である。（ａ）は本発明に係る光変調装置を用いた場合、（ｂ）は従来の光変調装置を用いた場合である。 本発明に係る光変調装置を説明する図である。 本発明に係る光変調装置を説明する図である。 本発明に係る光変調装置を説明する図である。 理想的なＩ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号を説明する模式図である。 理想的なＩ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号を説明する模式図である。 理想的なＩ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号を説明する模式図である。 現実的なＩ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号を説明する模式図である。 本発明に係る光変調装置を説明する図である。 本発明に係る光変調装置で生成される６４値ＲＺ−ＱＡＭ信号の光波形を示す図である。 本発明に係る光変調装置で生成される６４値ＲＺ−ＱＡＭ信号の光波形を示す図である。 本発明に係る光変調装置で生成される６４値ＲＺ−ＱＡＭ信号の光波形を示す図である。 本発明に係る光変調装置で生成される６４値ＲＺ−ＱＡＭ信号の光波形を示す図である。

添付の図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は本発明の実施の例であり、本発明は以下の実施形態に制限されるものではない。なお、本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は、相互に同一のものを示すものとする。

本実施形態の光変調装置及び光変調システムにおいて、ＩＱ変調器に入力する駆動信号の波形劣化を抑えることができる方法を説明する。本方法は、駆動信号をタイムスロットの境界（シンボルの切り替わり）でＧＮＤレベルに落として、多値ＮＲＺであった駆動信号を多値ＲＺ信号とする。

本方法におけるＩ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号を、模式的に図７および図８に示す。図７では、図４と同様に駆動アンプの特性が理想的であると仮定している。各タイムスロットの間で電位を必ずＧＮＤレベルに落としているため、図４に比べ波形は複雑になっている。しかしながら図７に示した駆動波形は、図４に示した駆動波形と比べ、次の２つの点において単純化されている。
（単純化点１）同一の電位を維持する時間τは、符号のパターンによらず一定である。
（単純化点２）電圧の変化量の絶対値は２種類しかなく、Ｖ０またはＶ１のどちらかでしかない。

例えば、図７における電圧の変化量は、
（１）ＧＮＤ←→＋Ｖ１
（２）ＧＮＤ←→＋Ｖ０
（３）ＧＮＤ←→−Ｖ１
（４）ＧＮＤ←→−Ｖ０
の４種類であり、変化量の絶対値はＶ０またはＶ１である。

前述のとおり、駆動アンプの周波数特性は平坦ではないため波形劣化が生じて、波形の立ち上がりおよび立ち下がりは尾を引き、図８に模式的に示したような波形が得られる。しかし図５に比べると、２つの単純化点で単純化されているため、駆動波形のパターン依存性は減少する。実際に測定された駆動波形のアイパターンを図９に示す。シンボル間で必ずＧＮＤレベルを挟むため、第１の遷移時間と第２の遷移時間が生じ、各々について４種類のトレースしか存在しない。また、遷移時間における電圧変動の幅も、２種類しか存在しない。これらの性質のため、駆動アンプのパターン依存性による波形劣化が大幅に抑圧され、図６に比べて、駆動波形のアイ開口は大きく改善する。

本実施形態の光変調装置及び光変調システムを多値ＲＺ−ＱＡＭ信号に適用した場合、従来技術と異なり、図６で説明したような、各シンボルの中心部にまで及ぶ波形劣化が生じないため、従来技術に比べ波形歪の少ない光信号が生成できるという利点を有する。本実施形態の光変調装置及び光変調システムを多値ＲＺ−ＱＡＭ信号に適用した場合のもう一つの利点は、従来構成と異なり、パルスカーバを用いることなく多値ＲＺ−ＱＡＭを生成可能であるという点である。各タイムスロットの間でＩ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号の電圧が同時にＧＮＤレベルとなるため、ＩＱ変調器の出力光は、タイムスロット間で必ず消光する。このため本実施形態では、パルスカーバおよび図１で説明したスキュー調整回路８２を用いることなく、ＩＱ変調器単体でＲＺ−ＱＡＭ信号を生成することができ、光変調装置及び光変調システムを簡素化することができる。

本実施形態の光変調装置及び光変調システムで多値ＮＲＺ−ＱＡＭ信号を生成する場合は、駆動信号出力にＬＰＦをかけて波形のエッジをなまらせるため、多値ＲＺ−ＱＡＭ信号生成時に比べて波形歪は大きいものの、従来技術に比べると歪の少ない光波形を得ることができる。また、多値ＲＺ―ＱＡＭに比べスペクトル幅が狭いという利点をも奏する。

（実施形態１−１）
図１０は、本実施形態の光変調装置３０１の構成を説明する図である。
光変調装置３０１は、タイムスロット毎に２値のいずれかが配置された２値データ列が、直角位相振幅変調用の入力信号としてＩ成分側及びＱ成分側のそれぞれに少なくとも１つ入力され、前記２値データ列のそれぞれに固有の係数を乗じ、Ｉ成分側及びＱ成分側のそれぞれでタイムスロット単位で加算してＩ成分グループ信号列及びＱ成分グループ信号列を形成し、前記Ｉ成分グループ信号列及び前記Ｑ成分グループ信号列のタイムスロットの前半又は後半の値を同時にゼロとして出力する任意波形発生器１０と、
前記任意波形発生器が出力する前記Ｉ成分グループ信号列及び前記Ｑ成分グループ信号列をそれぞれの値を電圧値に変換したＩ成分用駆動信号及びＱ成分用駆動信号を出力するディジタルアナログコンバータ２０と、
前記ディジタルアナログコンバータが出力する前記Ｉ成分用駆動信号及び前記Ｑ成分用駆動信号に基づいて連続光を直角位相振幅変調し、多値光ＱＡＭ信号を出力するＩＱ変調器４０と、を備える。
光変調装置３０１は１６値のＲＺ−ＱＡＭ信号を生成することができる。なお、Ｉ成分用駆動信号生成手段４５Ｉは、任意波形発生器１０の４値データ列＃１側部分、ディジタルアナログコンバータ２０−ｉ、及びｉ成分用駆動アンプ３０−ｉを含み、ＧＮＤレベルを含む５種類の電圧値をタイムスロット毎に出力する。Ｑ成分用駆動信号生成手段４５Ｑは、任意波形発生器１０の４値データ列＃２側部分、ディジタルアナログコンバータ２０−ｑ、及びｑ成分用駆動アンプ３０−ｑを含み、ＧＮＤレベルを含む５種類の電圧値をタイムスロット毎に出力する。

４種類の相異なるデータ列である、２値データ列（＃１〜＃４）は、任意波形発生器１０に入力される。図１の説明と同様に、任意波形発生器１０の内部でソフトウエア的な処理により、２値データ列（＃１〜＃４）は適当な比例係数を乗じた上で加算され、４値データ列＃１および４値データ列＃２の２つに変換される。光変調装置３０１は、更に、得られた４値データ列＃１および４値データ列＃２のデータの間に０を挿入して、５値のデータ列＃１および５値データ列＃２を生成する。例えば、４値データ列＃１が仮にｋ−１、ｋ−１、−（ｋ−１）、ｋ＋１、−（ｋ＋１）、・・・という順番で並んでいたとすれば、生成される５値データ列＃１は、ｋ−１、０、ｋ−１、０、−（ｋ−１）、０、ｋ＋１、０、−（ｋ＋１）、０・・・となる。

５値データ列＃１と５値データ列＃２は各々ディジタルアナログコンバータ２０−ｉとディジタルアナログコンバータ２０−ｑにより５種の電圧（うち１つはＧＮＤ）をもつ電気信号に変換されたのちにＩ成分用駆動アンプ３０−ｉおよびＱ成分用駆動アンプ３０−ｑによって増幅され、Ｉ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号が生成される。Ｉ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号の波形は、図７〜９において示したものと同じである。

Ｉ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号はＩＱ変調器４０に入力される。これらの駆動信号によりＩＱ変調器４０は、光源５０から出力されたＣＷ光を変調するが、Ｉ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号は各タイムスロットの境界でＧＮＤレベルとなるため、ＩＱ変調器出力光の光強度は各タイムスロットの境界で周期的に０となる。結果として１６値ＲＺ−ＱＡＭが生成される。

図１の説明と同様に、任意波形発生器１０はクロック生成器７０によるクロックをリファレンスとして動作する。しかし、光変調装置３０１では、各タイムスロットの境界で駆動信号をＧＮＤレベルとするため、任意波形発生器１０の動作スピードは図１の任意波形発生器１０’の２倍必要であり、クロック生成器７０は２ｆｃのクロックを生成する。

光変調装置３０１は、図１の光変調装置３００と異なり、パルスカーバ８０およびスキュー調整回路８２が不要であるため、装置の実装面積、消費電力が節約されるという効果を奏する。また、パルスカーバ８０に由来する光損失が存在しないため、ブースタアンプ６０の入力光パワを高く取ることが可能であるため、光変調装置出力時の光ＳＮ比（ＯＳＮＲ）を従来例と比べ高くとることが可能という効果をも奏する。

光変調装置３０１は単一偏波のＲＺ−ＱＡＭ信号が出力されるが、図１５のように光変調装置３０１を２つ用意し、偏波多重を行って、偏波多重ＲＺ−ＱＡＭ信号を出力する光変調システム４０１としても良い。光変調システム４０１は、光変調装置３０１を２つと、光変調装置３０１のＩＱ変調器４０が出力する多値光ＱＡＭ信号を偏波多重する偏波多重手段１１０と、を備える。

光変調システム４０１は、２つのＲＺ−ＱＡＭ信号のタイムスロットを時間軸上で一致させて偏波多重するが、２つのＲＺ−ＱＡＭ信号のタイムスロットを時間軸上で半周期ずらして偏波多重させてもよい。この場合、光変調システム４０１は、一方の光変調装置３０１に、ディジタルアナログコンバータ２０が出力するＩ成分用駆動信号及びＱ成分用駆動信号を２値データ列のタイムスロットの１／２の時間だけ遅延させる遅延手段９１が備えられている。遅延手段９１はクロック生成器７０が出力するクロック信号の一方の位相を遅らせる位相シフタとすることができる。２つのＲＺ−ＱＡＭ信号のタイムスロットを時間軸上で半周期ずらして偏波多重させた場合、光伝送路伝搬中におけるシンボル間の相互干渉を減らすことができるという効果を奏する。

（実施形態１−２）
図１１は、本実施形態の光変調装置３０２の構成を説明する図である。光変調装置３０２と図１０の光変調装置３０１との違いはローパスフィルタ３５である。光変調装置３０２は、遮断周波数がＩ成分用駆動信号生成手段４５Ｉの出力のシンボルレート以下であるＩ成分側ローパスフィルタ３５−ｉと、遮断周波数がＱ成分用駆動信号生成手段４５Ｑの出力のシンボルレート以下であるＱ成分側ローパスフィルタ３５−ｑと、をさらに備え、Ｉ成分用駆動信号生成手段４５ＩおよびＱ成分用駆動信号生成手段４５Ｑの出力は、各々Ｉ成分側ローパスフィルタ３５−ｉ及びＱ成分側ローパスフィルタ３５−ｑを経由したのちＩＱ変調器４０を駆動する。
光変調装置３０２は、１６値のＮＲＺ−ＱＡＭを生成することができる。

Ｉ成分側ローパスフィルタ３５−ｉ及びＱ成分側ローパスフィルタ３５−ｑは、Ｉ成分用駆動アンプ３０−ｉとＱ成分用駆動アンプ３０−ｑの出力に設置される。Ｉ成分側ローパスフィルタ３５−ｉ及びＱ成分側ローパスフィルタ３５−ｑの遮断周波数は、４値データ列のシンボルレート以下とする。ローパスフィルタの帯域制限により駆動信号の波形がＧＮＤレベルに落ちこまなくなるため、ＩＱ変調器４０が出力する光信号は１６値ＮＲＺ−ＱＡＭとなる。

Ｉ成分用駆動アンプ３０−ｉとＱ成分用駆動アンプ３０−ｑの出力は図１０の説明と同様であるから、Ｉ成分側ローパスフィルタ３５−ｉ及びＱ成分側ローパスフィルタ３５−ｑの入力は図９に示す波形と同じである。Ｉ成分側ローパスフィルタ３５−ｉ及びＱ成分側ローパスフィルタ３５−ｑの遮断周波数が２．５ＧＨｚ、４値データ列（＃１、＃２）シンボルレートが５ＧＨｚの場合における、ローパスフィルタ出力波形を図１２に示す。ローパスフィルタの帯域遮断により、出力波形の包絡線は直線に近づいている。従って、この駆動信号によってＩＱ変調器４０が出力するＱＡＭ信号は、ＲＺ−ＱＡＭではなく、ＮＲＺ−ＱＡＭ信号となる。

図９（実施形態１−１）の波形と図１２（本実施形態）の波形を比較すると、ローパスフィルタを入れたことにより、アイ開口がやや狭まっていることが分かる。しかしながら、ローパスフィルタ入力時点で十分にパターン依存性が抑圧されているため、図６（光変調装置３００）の波形と図１２（本実施形態）の波形を比較すると、本実施形態では駆動信号の波形のパターン依存性によって生じる不規則な波形劣化が抑圧されていることが分かる。

ＮＲＺ−ＱＡＭ信号はＲＺ−ＱＡＭに比べて、伝送時の非線形耐力には劣るものの、スペクトル幅が狭いため、スペクトル利用効率を高めることができるという効果の他、本実施形態では更にパターン依存性を抑圧できるという効果をも奏することができる。

光変調装置３０２は単一偏波のＮＲＺ−ＱＡＭ信号が出力されるが、実施形態１−１で説明したように光変調装置３０２を２つ用意し、偏波多重を行って、偏波多重ＮＲＺ−ＱＡＭ信号を出力する光変調システムとしても良い。また、この場合も４値データ列（＃１、＃２）のタイムスロットを時間軸上で半周期ずらした状態で駆動信号を生成することもできる。

（実施形態１−３）
図１３は、本実施形態の光変調システム４０３の構成を説明する図である。光変調システム４０３は、光変調装置３０１を２つと、一方の光変調装置３０１のディジタルアナログコンバータ２０が出力するＩ成分用駆動信号及びＱ成分用駆動信号を２値データ列のタイムスロットの１／２の時間だけ遅延させる遅延手段９１と、光変調装置３０１のＩＱ変調器４０が出力する多値光ＱＡＭ信号を合波する偏波保持光カプラ９２と、を備える。

光変調システム４０３は光変調装置３０１を２台組合せ、各々出力される第一の１６値ＲＺ−ＱＡＭと第二の１６値ＲＺ−ＱＡＭを時間多重する。このため、光変調システム４０３は１６値ＮＲＺ−ＱＡＭを生成することができる。

クロック生成器７０は図１０の説明と同様に２ｆｃの周波数を持つが、このクロックはクロック分岐回路９３で２分岐され、遅延手段９１である位相シフタにより半周期分の遅延を作ったうえで、第１の光変調装置３０１と第２の光変調装置３０１が内蔵する任意波形発生器１０に供給される。第１の光変調装置３０１−１と第２の光変調装置３０１−２が生成する第一の１６値ＲＺ−ＱＡＭと第二の１６値ＲＺ−ＱＡＭとは、消光のタイミングが半周期ずれるため、片方が消光しているとき他方が発光している。第一の１６値ＲＺ−ＱＡＭと第二の１６値ＲＺ−ＱＡＭとは偏波保持光カプラ９２によって、同一の偏波で時間多重される。結果として、単一偏波の１６値ＮＲＺ−ＱＡＭを生成することができる。

ＲＺ−ＱＡＭの持つ非線形耐力の高さという利点は損なわれるが、光変調装置３０１単体と比べビットレートが２倍になるため、スペクトル利用効率が改善され、また光変調装置３０１で得られたパターン依存性の抑圧も同時に達成される。

なお、第一の１６値ＲＺ−ＱＡＭと第二の１６値ＲＺ−ＱＡＭの位相差を調整する遅延手段９１として、図１３では位相シフタでクロックの位相をずらしているが、偏波保持光カプラ９２のどちらかの入力に偏波保持光ディレイをおいて、光信号の遅延差を調整する構成としてもよい。

光変調システム４０３は単一偏波のＮＲＺ−ＱＡＭ信号が出力されるが、光変調システム４０３を更に２つ用意し、偏波多重を行って、偏波多重ＮＲＺ−ＱＡＭ信号を出力する構成としても良い。すなわち、光変調システム４０３を２つと、偏波保持光カプラが出力する光信号を偏波多重する偏波多重手段と、を備える光変調システムとすることもできる。

（実施形態１の他の構成）
実施形態１−１〜３では、１６値のＱＡＭまたはＲＺ−ＱＡＭを例にとって説明を行ったが、１６値より大きな多値数のＱＡＭを用いてもよく、またＱＰＳＫや、格子状ではないコンスタレーションを有する信号に適応しても良い。例えば、図１６は、６４値ＲＺ−ＱＡＭ信号を出力する光変調装置３０３である。図１７は、２５６値ＲＺ−ＱＡＭ信号を出力する光変調装置３０４である。いずれも比例係数（ｋ１〜ｋ４）が異なる。

（実施例）
本発明の優位性を実験データで示すために、従来構成の光変調装置３００及び本願発明の光変調装置３０１を用いた伝送実験をおこなった。２台の光変調装置３０１それぞれでシンボルレート５ＧＨｚの１６値ＲＺ−ＱＡＭ信号を生成し、これらを偏波多重してトータル４０Ｇｂｉｔ／ｓとし、８０ｋｍの光ファイバを伝送させた（検証対象システム）。また、比較対象システムとして２台の光変調装置３００それぞれでシンボルレート５ＧＨｚの１６値ＲＺ−ＱＡＭ信号を生成し、これらを偏波多重してトータル４０Ｇｂｉｔ／ｓとし、８０ｋｍの光ファイバを伝送させた。

検証対象システム及び比較対象システムのどちらも光ファイバ入力前で偏波多重を行っているが、より厳しい条件での実験を行うために、２つの偏波の消光のタイミングは一致させている。伝送後の光信号に、受信器の直前で光雑音を重畳してＯＳＮＲを変更し、ＯＳＮＲに対する受信信号のクオリティファクタ（Ｑ値）を測定した。結果を図１４に示す。図１４（ａ）は本願発明の検証対象システムの結果である。図１４（ｂ）は従来構成の比較対象システムの結果である。

低ＯＳＮＲでは検証対象システムと比較対象システムとのＱ値の差は小さいが、高ＯＳＮＲの領域において、検証対象システムは比較対象システムより高いＱ値を達成していることが分かる。低ＯＳＮＲにおけるＱ値はランダム雑音が支配的であるが、高ＯＳＮＲにおけるＱ値は信号波形の歪みの大小が支配的であるため、検証対象システム、すなわち本発明の優位性がより強調されているものと解釈できる。

検証対象システムではＯＳＮＲ＝２７ｄＢ／０．１ｎｍまで測定を行ったが、比較対象システムでは２５ｄＢ／０．１ｎｍまでしか測定を行うことができなかった。これは、比較対象システムではパルスカーバによる光損失が生じるため、ＯＳＮＲが制限を受けてしまうためである。この点においても、本発明の優位性が示されている。

以下は、本実施形態の多値ＱＡＭ信号を出力する光変調装置を説明したものである。本光変調装置は、Ｉ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号に特殊な制限を加え、駆動アンプの周波数特性による波形劣化を抑圧し、多値ＱＡＭ信号、特に多値ＲＺ−ＱＡＭ信号の信号品質を改善する。ここで、「特殊な制限」とは駆動信号をタイムスロットの境界（シンボルの切り替わり）でＧＮＤレベルに落として、多値ＮＲＺであった駆動信号を多値ＲＺ信号とすることを意味する。

本光変調装置は、極めて簡便な構成により、パターン依存性の少ない多値ＱＡＭ信号を生成する光変調装置を提供することができる。特に、本光変調装置を多値ＲＺ−ＱＡＭに適応する場合、パルスカーバが不要であり小規模かつ低消費電力の光変調装置とすることができる。さらに、パルスカーバを不要としたことで光伝送路入力時の光ＳＮ比を高くすることができる。

（任意波形発生器）
ここで、任意波形発生器（１０’、１０）について詳説する。例として図１の任意波形発生器１０’及び図１０の任意波形発生器１０で説明する。２値データ列＃２にｋを掛けた後に２値データ列＃１と２値データ列＃２の和をとれば、ｋ＋１、ｋ−１、−（ｋ−１）、−（ｋ＋１）の４値データの列を得ることができる。２値データ列＃３と２値データ列＃４についても同様である。任意波形発生器１０’は、ディジタル処理を用いて上記の演算を行い４値データ列を生成する。一般にディジタル信号処理は時間軸上で滑らかに変化する量を扱うことは出来ないため、任意波形発生器１０’は時間軸上に多数のサンプリングポイントを設け、各サンプリングポイントごとにデータ列を生成する。サンプリングポイントの時間間隔は任意波形発生器に入力されるクロックで定まる。任意波形発生器１０’が生成した４値データ列は、図１で説明したように、ディジタルアナログコンバータ２０−ｉおよび２０−ｑによってアナログ信号に変換された後、Ｉ成分用駆動アンプ３０−ｉおよびＱ成分用駆動アンプ３０−ｑによって増幅され、［＋Ｖ１、＋Ｖ０、−Ｖ０、−Ｖ１］の電圧を有するＩ成分用駆動信号とＱ成分用駆動信号が生成される。ディジタルアナログコンバータ２０−ｉおよび２０−ｑは、次のサンプリングポイントにおいて新しい４値データを受け取るまでの間、同一の電圧を保持する。２値データ列（＃１、＃２、＃３、＃４）は、光ＱＡＭ信号のタイムスロット毎に変化するので、任意波形発生器１０’のサンプリングポイントの時間間隔は、タイムスロットの周期に等しいか、あるいはそれより短くする必要がある。図１８及び図１９は、図１の従来構成におけるＩ成分用駆動信号またはＱ成分用駆動信号の時間変化を示したものであり、それぞれサンプリングポイントがタイムスロット内に２つある場合と、３つある場合を示した図である。ただしここではＩ成分用駆動アンプ３０−ｉおよびＱ成分用駆動アンプ３０−ｑの動作が理想的であると仮定している。

Ｉ成分用駆動信号生成手段４５ＩおよびＱ成分用駆動信号生成手段４５Ｑが共通して有する任意波形発生器１０は、出力するデータ列および駆動信号の電圧（１６値ＲＺ−ＱＡＭ生成用であれば０レベルを含めて５値、６４値ＲＺ−ＱＡＭ生成用であれば９値、２５６値ＲＺ−ＱＡＭ生成用であれば１７値）を定義するサンプリングポイントを各タイムスロットに２つ以上設定している。そして、タイムスロット内のサンプリングポイントのうち少なくとも一つにおいて、出力する駆動信号の電圧値を０とする。

任意波形発生器１０の動作と任意波形発生器１０’の動作との違いは、図１０で説明したようにタイムスロットの間で駆動信号の電位を必ずＧＮＤレベルに落とすように設定する点である。具体的には、２値データ列＃１〜＃４がどのような値であってもタイムスロットの先頭にあるサンプリングポイントにおいて任意波形発生器１０は０レベルを出力してＩ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号の電圧をＧＮＤに設定する。次のサンプリングポイントから任意波形発生器１０は［ｋ＋１、ｋ−１、−（ｋ−１）、−（ｋ＋１）］のいずれかを出力してＩ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号の電圧を［＋Ｖ１、＋Ｖ０、−Ｖ０、−Ｖ１］の中の１つに設定する。このため、Ｉ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号は、図２０のように、タイムスロットの先頭のサンプリングポイントから次のサンプリングポイントまでＧＮＤレベルとなる。図２０は、タイムスロット内にサンプリングポイントが２つある場合であるが、タイムスロット内にサンプリングポイントが３つ以上の場合も同様である。また、図２０では、タイムスロットの先頭にあるサンプリングポイントをＧＮＤに設定しているが、タイムスロット内の最後のサンプリングポイントをＧＮＤに設定してもよい。

このように、任意波形発生器１０を用いることにより、２値データ列＃１と２値データ列＃２の入力に基づいて、ＧＮＤレベルを含む５値の電圧値を有するＩ成分用駆動信号が生成される。Ｑ成分用駆動信号も、２値データ列＃３と２値データ列＃４から同様に得ることができる。

（実施形態２）
上記実施形態１では、光伝送路における波形劣化を考慮せずにＩ成分用駆動信号とＱ成分用駆動信号の生成を行っていた。光変調装置から出力された光信号が光伝送路を伝搬する過程においては、良く知られているように、波長分散や偏波分散による信号品質の劣化が生じてしまう。劣化の度合いが無視できないほど大きな場合は、分散補償を行い、受信信号の品質劣化を防ぐ必要がある。

分散補償には複数のアプローチがある。一つは分散補償ファイバなどによる光学的なアプローチであり、他の一つはディジタル信号処理による電気分散補償を用いたアプローチである。後者は高速な演算回路が必要とされるが、光学的なアプローチに比べ補償可能な分散量が大きいという利点がある。分散補償は、送信器側で行うことも可能であるし、受信器側で行うことも可能であるし、また両者で同時に行うことも可能である。

本実施形態では送信器側での分散補償、すなわち前置分散補償の機能を、ディジタル信号処理による電気分散補償を用いて説明する。図２２は、図１６で説明した光変調装置３０３に電気分散補償器（２２−ｉ、２２−ｑ）を備えた光変調装置３０３ａを説明する図である。電気分散補償器（２２−ｉ、２２−ｑ）は、Ｉ成分用駆動信号およびＱ成分用駆動信号に対して、光伝送路の波長分散および偏波分散を予め補償する前置分散補償を施す。

簡単のために、波長分散の前置分散補償に限定して説明を行う。波長分散は、波長によって光信号の光伝送路内での伝搬速度が変わる現象である。光信号は、その変調速度と信号パターンに応じて、キャリア周波数ｆｃの周辺に広がる光スペクトルを有するが、ｆ＝ｆｃ＋Δｆとおいたとき、光周波数ｆにおける光スペクトル成分の伝搬速度は、キャリア周波数ｆｃにおける伝搬速度に比べて、波長分散によりΔｔだけ増加または減少する。ここでΔｔは、波長分散の値Ｄと、Δｆの関数となる。換言すると、波長分散の値がキャリア周波数ｆｃ近傍においてＤ［ｐｓｅｃ／ｎｍ］であるとき、Δｔ［ｐｓｅｃ］＝Δλ×Ｄ（ΔλはΔｆをｎｍ単位での波長差に書き直した値）である。

ところで、光周波数ｆにおける光スペクトル成分は、変調器駆動信号の中の、Δｆの周波数成分によって生成される。ディジタル信号処理によってＩ成分用駆動信号とＱ成分用駆動信号の周波数解析を行い、Δｆの成分に予めΔｔの遅延を与えてからＩＱ変調器を駆動すれば、前置分散補償を実現できる。

光変調装置３０３ａは、電気分散補償器（２２−ｉ、２２−ｑ）をディジタルアナログコンバータ（２０−ｉ、２０−ｑ）と、任意波形発生器１０との間に配置する。この電気分散補償器（２２−ｉ、２２−ｑ）は、９値データ列（＃１、＃２）をそれぞれ高速フーリエ変換することにより、これらの信号のスペクトルを求める。得られた各スペクトル成分は各々振幅および位相の情報を有する。

次に、電気分散補償器（２２−ｉ、２２−ｑ）はこれらのスペクトル成分の位相に、適切な位相遅延を与える。遅延の量は、対象となるスペクトル成分が直流成分からΔｆ離れている場合、上記Δｔに対応する量とする。そして、電気分散補償器（２２−ｉ、２２−ｑ）は、位相遅延を与えらえた各スペクトル成分を逆フーリエ変換し、再度時間波形を生成する。この波形でＩＱ変調器４０を駆動することにより、分散値Ｄの光伝送路に対する前置分散補償が達成される。

図２３〜図２６は、図２２で説明した光変調装置３０３ａで実際に生成された、６４値ＲＺ−ＱＡＭ信号の光波形を示す図である。図２３は、前置分散補償量を０とした場合の、ＩＱ変調器４０の出力光波形である。この場合は図１６と同様に、通常のＲＺ−ＱＡＭ信号が生成される。図２４は、図２３に示した６４値ＲＺ−ＱＡＭ信号光が、波長分散＋４９００ｐｓ／ｎｍの光伝送路を通過した後の光波形を示す図である。光波形は甚だしく劣化し、受信機側で分散補償をしなければ復調することができない。

図２５は、電気分散補償器（２２−ｉ、２２−ｑ）で＋４９００ｐｓ／ｎｍの波長分散を補償するように９値データ列（＃１、＃２）に前置分散補償を与えたときのＩＱ変調器４０の出力光波形示す図である。本出力光波形は、前置分散補償のため図２３の波形に見られた周期的な消光がなくなっている。図２６は、図２５に示した６４値ＲＺ−ＱＡＭ信号光が、波長分散＋４９００ｐｓ／ｎｍの光伝送路を通過した後の光波形を示す図である。光伝送路伝送後において６４値ＲＺ−ＱＡＭ信号が得られる。図２３と図２６とを比較すると、パルス幅と消光比に違いがみられるが、これはディジタルアナログコンバータの分解能の限界および伝送路中の光アンプの光雑音による影響と思われる。

本実施形態の特徴点は、上述のように前置分散補償を施したＲＺ−ＱＡＭの光波形（図２５）には、前置分散補償を施さないＲＺ−ＱＡＭの光波形（図２３）と異なり、周期的な消光期間が存在しないということである。図１の光変調装置３００は、パルスカーバ８０を備えるため、光波形に強制的な周期的消光がもたらされる。このため、図１の光変調装置３００はディジタル信号処理による電気分散補償が不可能（電気分散補償器２２を搭載できない）であった。一方、本実施形態の光変調装置３０３ａは、パルスカーバ８０が不要な簡易な構成且つディジタル信号処理による電気分散補償を光ＲＺ−ＱＡＭに付与することが可能であるという顕著な効果を奏する。

以上の説明は６４値ＱＡＭに適用した場合についての説明であるが、６４値以外の、ｎ^２の多値数の光ＱＡＭ信号にも適用が可能である。また、本実施形態は波長分散の前置分散補償で説明したが、偏波分散についても同様に前置分散補償が可能である。

（他の実施形態）
上記実施形態（図１０の光変調装置３０１、図１１の光変調装置３０２、図１３の光変調システム４０３、図１５の光変調システム４０１、図１６の光変調装置３０３、図１７の光変調装置３０４、図２２の光変調装置３０３ａ）では各タイムスロットについて２つのサンプリングポイントを設定し、２つのサンプリングポイントのうち一つを、０レベル生成のために割り当てていた。このために、上記実施形態のクロック生成器７０は２ｆｃのクロックを生成している。しかし、上記実施形態は、各タイムスロットに３以上のサンプリングポイントを設定する構成でも適用が可能である。このような場合は、クロック生成器７０はｎ×ｆｃ（ｎはタイムスロット内のサンプリングポイント数）のクロックを生成し、タイムスロットの境界側（タイムスロット内先頭又は最後）にあるサンプリングポイントにＧＮＤを割り当て、それ以外のサンプリングポイントを、ｎ値ディジタル信号の生成のために用いる。

さらに、ＧＮＤを割り当てたサンプリングポイントを含むサンプリングポイントを用いて各種ディジタルフィルタ処理を行ってもよい。この各種ディジタルフィルタ処理は、スペクトル狭窄化のためのフィルタリングであってもよいし、「発明が解決しようとする課題」で説明したような駆動アンプの高周波での振幅劣化を補正するためのハイパスフィルタであってもよい。これらのフィルタリングを施すことで更なる波形改善が望める。以下にデジタルフィルタ処理について説明する。

図２０で説明した、ＧＮＤレベルを含めて５値の信号は、Ｉ成分用駆動アンプ３０−ｉおよびＱ成分用駆動アンプ３０−ｑが理想的なアンプであると仮定した場合のＩ成分用駆動信号またはＱ成分用駆動信号の波形である。現実的には、アンプの周波数特性は高周波側で劣化してゆくため、サンプリングポイントで設定した電圧が直ちに出力されず、図２１のようなエッジのなまった出力となる。この波形を、理想的な図２０のような出力に補正するために、任意波形発生器１０でデジタルフィルタ処理を行ってもよい。このデジタルフィルタ処理は、前述の駆動アンプの高周波領域での特性劣化を補償する周波数特性をもつハイパスフィルタである。「発明が解決しようとする課題」で説明したように、この種のフィルタを設計・実装することは一般に容易ではないが、本願発明では図９に示した通り従来技術に比べ大幅な波形改善がなされているため、比較的容易にこの種のフィルタを設計することが可能となる。なお、デジタルフィルタ処理を行うためには、タイムスロット内により多くのサンプリングポイントが存在する方が有利である。

本実施形態では、任意波形発生器１０内部でのデジタルフィルタ処理がハイパスフィルタである場合を説明したが、他のデジタル処理であってもよい。例えば、急峻な遮断特性を有するローパスフィルタをディジタルフィルタで実装して、ＩＱ変調器の駆動信号の帯域を狭めてもよい。この場合、生成される多値ＲＺ−ＱＡＭ信号の光スペクトルは狭窄化される。このような狭窄化された多値ＲＺ−ＱＡＭ信号を複数用いて波長多重やマルチキャリア伝送システムを構築することにより隣接する光信号との干渉を避ける効果がある。またローパスフィルタによって任意波形発生器１０内の電子回路の雑音の高周波成分をカットすることで波形改善の効果がある。

本発明に係る光変調装置及び光変調方法は、多値ＱＡＭ信号を生成するにあたり、特に、多値ＲＺ−ＱＡＭ信号を生成するにあたり、有用に適用することができる。

１０、１０’：任意波形発生器
２０、２０−ｉ、２０−ｑ：ディジタルアナログコンバータ
２２、２２−ｉ、２２−ｑ：電気分散補償器
３０、３０−ｉ、３０−ｑ：駆動アンプ
４０：ＩＱ変調器
４５Ｉ：Ｉ成分用駆動信号生成手段
４５Ｑ：Ｑ成分用駆動信号生成手段
５０：光源
６０：ブースターアンプ
７０、７０’：クロック生成器
７５：クロック分岐回路
８０：パルスカーバ
８１：タップ
８２：スキュー調整回路
８３：クロックアンプ
８４：位相シフタ
３５、３５−ｉ、３５−ｑ：ローパスフィルタ
９１：遅延手段
９２：偏波保持光カプラ
９３：クロック分岐回路
１００：偏波保持光ファイバ
１１０：偏波多重手段
３００、３０１、３０２、３０３、３０３ａ、３０４、３０５：光変調装置
４０１、４０３：光変調システム

Claims (10)

1. ２以上の自然数ｎについて、ｎ種類の電圧値をタイムスロット毎に出力するＩ成分用駆動信号生成手段およびｎ種類の電圧値をタイムスロット毎に出力するＱ成分用駆動信号生成手段と、
   前記Ｉ成分用駆動信号生成手段の出力および前記Ｑ成分用駆動信号生成手段の出力によって駆動され、連続光を直角位相振幅変調してタイムスロット毎に多値光ＱＡＭ信号の一つのシンボルを出力するＩＱ変調器と、を備える光変調装置において、
   前記Ｉ成分用駆動信号生成手段および前記Ｑ成分用駆動信号生成手段はタイムスロットの境界において一定時間、出力する電圧値を同時に０とし、かつ前記Ｉ成分用駆動信号生成手段および前記Ｑ成分用駆動信号生成手段が生成するｎ値データ列は、同一の電位を維持する時間τがｎおよび符号のパターンによらず一定であることを特徴とする光変調装置。
2. 前記Ｉ成分用駆動信号生成手段および前記Ｑ成分用駆動信号生成手段は、
   時間軸上に等間隔に配置されたサンプリングポイントごとに出力する駆動信号の電圧値を設定し、
   前記サンプリングポイントは、各タイムスロットに２つ以上設定されており、タイムスロット内のサンプリングポイントのうち少なくとも一つにおいて、出力する駆動信号の電圧値が０に設定されることを特徴とする請求項１に記載の光変調装置。
3. 遮断周波数が前記Ｉ成分用駆動信号生成手段の出力のシンボルレート以下であるＩ成分側ローパスフィルタと、
   遮断周波数が前記Ｑ成分用駆動信号生成手段の出力のシンボルレート以下であるＱ成分側ローパスフィルタと、
   をさらに備え、
   前記Ｉ成分用駆動信号生成手段および前記Ｑ成分用駆動信号生成手段の出力は、各々前記Ｉ成分側ローパスフィルタ及び前記Ｑ成分側ローパスフィルタを経由したのち前記ＩＱ変調器を駆動することを特徴とする請求項１又は２に記載の光変調装置。
4. 前記Ｉ成分用駆動信号生成手段および前記Ｑ成分用駆動信号生成手段は、
   出力する駆動信号に、光伝送路の波長分散ないし偏波分散を予め補償する前置分散補償を施すことを特徴とする請求項１又は２に記載の光変調装置。
5. 請求項１又は２に記載の光変調装置を２つ有し、
   一方の前記光変調装置の光出力をタイムスロットの１／２の時間だけ遅延させた上で他方の前記光変調装置の光出力と時間多重させて出力することを特徴とする、光変調システム。
6. 請求項５に記載の光変調システムを２つ有し、
   前記光変調システムが出力する時間多重された光ＱＡＭ信号を偏波多重して出力することを特徴とする光変調システム。
7. 請求項１から３のいずれかに記載の光変調装置を２つ有し、
   前記光変調装置が出力する多値光ＱＡＭ信号を偏波多重して出力することを特徴とする光変調システム。
8. 多値光ＱＡＭ信号を偏波多重する際に、一方の前記光変調装置の光出力をタイムスロットの１／２の時間だけ遅延させた上で他方の前記光変調装置の光出力と偏波多重させることを特徴とする請求項７に記載の光変調システム。
9. 請求項１から３のいずれかに記載の光変調装置、又は請求項５から８のいずれかに記載の光変調システムを用いて連続光を直角位相振幅変調する光変調方法であって、
   タイムスロットの境界において、前記ＩＱ変調器を駆動する駆動電圧を一定時間だけ全て０にすることを特徴とする光変調方法。
10. 請求項４に記載の光変調装置を用いて連続光を直角位相振幅変調する光変調方法であって、
    タイムスロットの境界において、前記ＩＱ変調器を駆動する駆動電圧を一定時間だけ全て０にすること、並びに前記ＩＱ変調器が出力する多値光ＱＡＭ信号に前記前置分散補償を施すことを特徴とする光変調方法。

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