JP4940564B2 - 光送信器及び位相変調方法 - Google Patents

Description

本発明は、長距離高速光通信に適した光送信器及びこの光送信器に適用して好適な位相変調方法に関する。

光ファイバ通信システムは、長距離大容量の通信を実現する重要な技術となっている。現在商用化されている光ファイバ通信システムでは強度変調方式が用いられている。強度変調方式では、光のパルスの“有”“無”に対して、例えば、デジタル信号の“１”“０”を夫々割り当てて伝送を行う方式である。強度変調方式は、変調信号及び被変調信号の発生及び検出が簡単でかつ長距離伝送が可能という特長を有する。

一方、近年の情報伝送の大容量化に伴い、光ファイバ通信に高速化が求められている。現在実用化されているデータ転送速度は最高で１０Gbpsであるが、次世代の光ファイバ通信に使用すべくデータ転送速度が４０Gbpsの研究開発が鋭意進められている。さらには、伝送距離の長延化によるコスト削減も強く求められており、例えば、1000kmを超える距離での光伝送技術の研究が進められている。

このような光ファイバ通信の高速化および長距離化を実現する上で、大きく分類すれば２つの課題がある。

１つめの課題は、光雑音蓄積に対する対策である。強度変調方式において、伝送速度を高速化すると、使用する信号帯域が増加するため、システムが受ける雑音の量も増大する。この結果、受信端における信号対雑音比の値が小さくなるため、符号誤りが増加して品質劣化が生じる。また、伝送距離が長くなると損失補償のための光増幅中継器を増やす必要があり、この光増幅のための中継器で発生する光雑音の蓄積によって、やはり受信端における信号対雑音比が劣化する。

したがって、高速化、長距離化を実現するためには、光雑音蓄積の低減、もしくは光雑音蓄積に強い伝送方式の開発が必要となる。近年、このような光雑音蓄積の課題を解決するため、位相変調方式、特にDPSK(Differential Phase Shift Keying（差動位相変調）)方式が注目されている。DPSK方式は、デジタル信号の“１”“０”を伝送するために、隣り合うビットスロットの信号値が異なる場合には光の位相を１８０度変化させるという方式である。とくに、DPSK方式に、１ビット遅延検波受信方式を組み合わせたシステムは、性能の高さと構成の簡易さという利点で注目されている。

このシステムの送信端では、送信データに対して、“１”の場合はビットスロットの光の位相を１８０度変化させ、“０”の時には光位相をそのままとする。受信端では、受信した光信号を分岐し、分岐の一方に１ビット遅延素子を配置した後に２つの光信号を干渉させる。この結果、或るビットスロットの光信号の位相が１ビットスロット前の光信号と位相が同じであればそのビットスロットでの光信号の強度が最大になり、位相差が１８０度となると消光する。この原理を利用して、位相変化に印加された情報を強度情報に変換して受信する。

DPSK方式を用いることにより、強度変調方式に比べて低い信号対雑音比の受信状態においても誤りの少ない通信が可能となる。その理由を以下に示す。

図８(a)は、強度変調方式における論理値が“１”と“０”の複素電界平面における配置を示したものであり、図８(b)は、DPSK方式における配置を示す。図より、論理値“１”と”0”の距離は、強度変調方式に比べてDPSK方式は２倍となっている。DPSK方式では、このような配置関係となっていることから、強度変調方式の場合と同じ符号誤り率を得るのに、雑音量が２倍、すなわち信号対雑音比が半分でよいという特徴がある。このように、DPSK方式は、雑音に強い伝送方式であり、光ファイバ通信の高速化、長距離化に適する伝送方式である。

２つめの課題は、光波形の歪に対する対策である。光ファイバ通信では、光波形を歪ませる主要因は、光ファイバの非線形光学効果である。強度変調方式の場合、伝送速度を増加するに従いこの効果による歪が大きくなることが知られ、更に、長距離伝送においても非線形光学効果による波形歪が蓄積することが大きな問題であることが知られている。したがって、高速化、長距離化を実現するために、非線形光学効果の小さい光ファイバを使用するか、非線形光学効果に強い伝送方式を用いる必要がある。

この課題に対しては、特許文献１において、DPSK変調信号の各ビットをＲＺ（Return-to-Zero）パルス化して伝送する方式が提案されている。この方式は、RZ-DPSK方式と呼ばれている。RZ-DPSK方式は、DPSK信号の各ビットの信号をＲＺパルス化することによって、２つの面から波形ひずみを抑えている。一つは、ＲＺ化することにより、同一平均光強度に対してピーク部の光強度を高くとれ、この結果信号対雑音比を稼ぐことが出来るので、より低いパワーでの伝送を可能にできる。もう一つは、ビット間のパルス干渉をＲＺ型にすることにより抑えられる効果である。これらの結果、RZ-DPSK方式では、４０Gbps伝送における超長距離伝送を可能とする方式として近年急速に認知されるようになった。

ところで、RZ-DPSK方式では、非特許文献１に示されるように、送信端における信号発生において２つの変調器が用いられる。この非特許文献１に開示された送信器の構成を図９に示す。

第１のマッハツェンダ変調器１０はＲＺパルス化するものであり、クロック信号をドライバ１２によって所定の電圧まで増幅して変調を行なう。第２のマッハツェンダ変調器１４はDPSK変調を行うためのものであり、送信データをドライバ１６によってマッハツェンダ変調器の半波長電圧の２倍まで増幅して変調を行なう。ここで、マッハツェンダ変調器の半波長電圧とは、変調器が出力する光パルスの半波長（パルス値の「“１”から次の“０”までの区間」或いは「“０”から次の“１”までの区間」）において所定の光強度を得るために必要な電圧をいう。ところで、RZ-DPSK信号を高品質とするためには、ＲＺパルス形状に歪の無いこと、及び、DPSK変調での１８０度位相シフトにおける余計な位相変化（チャ−ピング）が限りなく小さいことが求められる。このような理由から、２つの変調器１０及び１４にはチャープの生じないマッハツェンダ変調器が適している。

マッハツェンダ変調器を用いたDPSK信号の発生のメカニズムを、図１０を用いて説明する。マッハツェンダ変調器として、X-cut型のもの或いはプッシュプルドライブ型のものを用い、余計なチャープのない信号発生をおこなう。チャープフリーのマッハツェンダ変調器では、隣り合う異なった値の信号間では光の位相が１８０度シフトする。マッハツェンダ変調器はこの効果を利用し、所定の振幅まで増幅された送信データを、その信号振幅の中心値１８と、マッハツェンダ変調器の消光カーブ２０のボトム部とを一致させて駆動する（変調する）。

この結果、出力光２２は、入力データのHIGH/LOWにしたがって位相がπと０となる。この際、消光カーブ２０のボトムを境に位相がデジタル的に切り替わって過渡的な位相変化のない良質なDPSK信号が生成される。

このRZ-DPSK信号発生方法は高品質な信号が得られるという利点を有するものの、非特許文献１では、マッハツェンダ変調器を２つ使うことによる大型化と、DPSK変調やチャープフリーのＲＺ変調を行うための駆動振幅が非常に大きいという問題がある。

これに対して、非特許文献２では、1つのマッハツェンダ変調器によりRZ-DPSK信号を発生する方法が示されている。図１１を参照して、この非特許文献２でのRZ-DPSK信号発生方法を説明する。

図１１の構成では、電気入力部に２つの差動増幅器３０及び３２を持つ。一方の差動増幅器３０には送信データとクロック信号とが入力され、もう一方の差動増幅器３２には反転した送信データとクロック信号とが入力され、それぞれから差動信号が出力される。第２の差動増幅器３２の出力は反転回路３４で反転される。この反転回路３４の出力と第1の差動増幅器３０の出力は、パワーコンバイナ３６によって合成された後にドライバ３８により所定の電圧まで増幅され、マッハツェンダ変調器４０に入力される。

図１１に示す光送信器では、２つの差動増幅器３０，３２及びパワーコンバイナ３６で送信データとクロック信号の差動合成を行なうことにより送信データのＲＺパルス化がなされる。また、第1の差動増幅器３０の出力が、図１０の消光カーブ２０の右側の発光部を駆動して「位相π」の光を生成するのに対し、第２の差動増幅３２の出力は「位相０」の光を生成する役割となっている。この２つの信号をあらかじめ電気段で合成することによってＲＺ化されたDPSK信号を単一の変調器で生成することができる。変調器が１つで済むことから構成を小型化できるという利点がある。
特開２００３-６０５８０公報 A. H. Gnauck, S. Chandrasekhar, J. Leuthold, L.Stulz, "Demonstration of 42.7-Gb/sDPSK Receiver With 45 Photons/Bit Sensitivity", IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS, VOL. 15, NO. 1, pp.99-101, JANUARY 2003 ：Xiang Liu, Yuan-Hua Kao, "GENERATION OF RZ-DPSK USING A SINGLE MACH-ZEHNDER MODULATOR AND NOVELDRIVER ELECTRONICS", 30th European Conference on optical Communications (ECOC 2004), paper We 3.4.2

しかしながら、従来技術に示したRZ-DPSK信号発生方法には、いくつかの問題がある。

第１の問題は、送信する光信号の品質を高く保つことが難しいことである。その理由は、図１１に示した非特許文献２の電子回路では、パワーコンバイナ３６及びドライバ３８における非線形増幅特性が悪影響を及ぼすという点である。位相０側のパルスと位相π側のパルスを合成するパワーコンバイナ３６は、パルス形状を保つ必要があることから、アナログ増幅的な動作を行わなければならない。このアナログ増幅的な動作（アナログ加算）の波形品質は回路の線形特性に大きく左右される。

例えば、線形特性がよくない場合として、図１２に示すような加算特性カーブ５０を仮定する。加算処理後の波形において、位相０側のパルス５２と位相π側パルス５４の高さを揃えて入力しても、加算後においてその波形５６はパルス高が異なるものとなってしまう。

図１２の波形５６を図１１のマッハツェンダ変調器４０に入力した場合の波形は、図１３のようになる。図１３(a)は、パルスの消光を高く取る設定にした場合を示す。この場合、位相０側のパルスと位相π側パルスの境界部を、消光カーブ２０のボトムと一致させるよう動作点を設定する。このような設定とした場合、発光のピークを与える電圧が、位相０側と位相π側で異なるため、生成された変調電圧のパルスの高さが異なる。この波形歪により品質劣化が生じる。

一方、図１３(b)は、パルスの発光ピークを、位相０側のパルスと位相π側パルスでそろえるよう設定した場合を示す。このときは、位相０側のパルスと位相π側のパルスの境界部が消光特性のボトムからずれた点となる。この結果、RZ-DPSKのパルス間で、消光しない波形となり、伝送品質劣化が生じてしまう。

以上のように、パワーコンバイナ３６の非線形特性により上下非対称な波形となると、高い品質のRZ-DPSKされた光信号の発生が難しい。

回路非線形特性による発生信号の品質劣化は、ドライバ３８でより深刻となる。現在、マッハツェンダ光変調器として広く用いられているニオブ酸リチウム光変調器では、特に４０Gbps程度の高速では数ボルトの電圧を必要とする。数ボルトの駆動信号発生においては、現在のトランジスタの線形増幅領域で行うことは非常に難しいために増幅特性が非線形となりやすい。このため、上記に示した駆動信号に非線形歪が生じて発生信号の品質劣化を招くことになる。

第２の問題は、消費電力が高くなることにある。その理由は、従来技術では光変調器を駆動する信号の合成をすべて電気回路段で行わなくてはならないため、回路規模が増大することにある。更には、第１の問題で指摘したように、最終段のアナログ加算回路及び駆動回路において高い線形性を必要とすることから、容量の大きいトランジスタの線形部分を利用する回路設計を行う必要がある。この結果、駆動に必要な電流、電圧が増大し、これによって消費電力の増加を招くことになる。

従って、本発明の目的は、RZ-DPSK信号の発生で問題となる波形品質の劣化と消費電力の増加の問題を抑え、波形品質の高い高性能な信号の発生を実現するとともに、光変調器の駆動電圧の低減と、光変調部の集積による小型化を提供することにある。

本願発明の光送信器は、送信データの第１及び第２の論理値に対応させて夫々第１及び第２のＲＺパルス列を発生させる電子回路と、入力光を分岐して導く第１及び第２のアームを有し、第１及び第２のアーム上の長手方向に物理的に位置の異なる第１及び第２の変調部を備え、第１の変調部は、第１のアームに第１の電極と第２のアームに第２の電極とを備え、第２の変調部は、第１のアームに第３の電極と第２のアームに第４の電極とを備え、第１の変調部において第１のＲＺパルス列を第１の電極に加え、第２の電極を接地することで入力光を第１のＲＺパルス列で変調すると共に、第２の変調部において第２のＲＺパルス列を第４の電極に加え、第３の電極を接地することで入力光を第２のＲＺパルス列で変調するマッハツェンダ変調器とを有する。

本願発明の光送信器は、送信データの第１の論理値に対応した第１の正相信号のＲＺパルス列及び第１の正相信号を反転させた第１の逆相信号を発生させると共に、送信データの第２の論理値に対応した第２の正相信号のＲＺパルス列及び第２の正相信号を反転させた第２の逆相信号を発生させる電子回路と、入力光を分岐して導く第１及び第２のアームを有し、第１及び第２のアーム上の長手方向に物理的に位置の異なる第１及び第２の変調部を備え、第１の変調部は、第１のアームに第１の正相信号が加えられる信号電極と第２のアームに第１の逆相信号が加えられる信号電極とを有し、第２の変調部は、第１のアームに第２の逆相信号が加えられる信号電極と第２のアームに第２の正相信号が加えられる信号電極とを有するマッハツェンダ変調器と、を備え、電子回路は、送信データを２分岐した一方の送信データとクロック信号を２分岐した一方のクロック信号との積をとって第１のＲＺパルス列を出力する第１の積回路と、第１のＲＺパルス列を差動信号に変換して第１の正相信号及び第１の逆相信号を求める第１の単相差動変換回路と、送信データを２分岐した他方のデータの論理値を反転する反転回路と、反転回路の出力と２分岐した他方のクロック信号との積をとって第２のＲＺパルス列を出力する第２の積回路と、第２のＲＺパルス列を差動信号に変換して第２の正相信号及び第２の逆相信号を求める第２の単相差動変換回路と、を有する。

本願発明の位相変調方法は、マッハツェンダ変調器への入力光を位相変調する方法であって、送信データの第１及び第２の論理値に対応させて夫々第１及び第２のＲＺパルス列を求め、マッハツェンダ変調器への入力光を分岐して導く第１及び第２のアーム上の長手方向に物理的に異なる位置に設けた第１及び第２の変調部の内の第１の変調部の第１のアームに備えられた第１の電極に第１のＲＺパルス列を加え、第１の変調部の第２のアームに備えられた第２の電極を接地することで入力光を変調し、第２の変調部の第２のアームに備えられた第４の電極に第２のＲＺパルス列を加え、第２の変調部の第１のアームに備えられた第３の電極を接地することで入力光を変調する。

本願発明の位相変調方法は、送信データを２分岐した一方の送信データとクロック信号を２分岐した一方のクロック信号との積信号を求め、積信号を差動信号に変換して送信データの第１の論理値に対応した第１の正相信号のＲＺパルス列及び第１の正相信号を反転させた第１の逆相信号を発生させると共に、送信データを２分岐した他方のデータの論理値を反転させ、この反転させた信号と２分岐した他方のクロック信号との積信号を求め、積信号を差動信号に変換して送信データの第２の論理値に対応した第２の正相信号のＲＺパルス列及び第２の正相信号を反転させた第２の逆相信号を発生させ、入力光を分岐して導く第１及び第２のアームを有し、第１及び第２のアーム上の長手方向に物理的に位置が異なるように設けた第１及び第２の変調部を有するマッハツェンダ変調器に対し、第１の変調部の第１のアームに備えられた信号電極に第１の正相信号を加え、第１の変調部の第２のアームに備えられた信号電極に第１の逆相信号を加え、第２の変調部の第１のアームに備えられた信号電極に第２の逆相信号を加え、第２の変調部の第２のアームに備えられた信号電極に第２の正相信号を加える。

第１の効果は、システムの高性能化を実現するRZ-DPSK信号の発生が可能なことである。その理由は、駆動回路の非線形特性などによる波形ひずみがあっても、生成される光信号の劣化が小さくなるよう、変調信号を別個のドライバを介してマッハツェンダ変調器に印加する構成としているからである。

第２の効果は、小型化が可能な点である。その理由は、電気段でＲＺ化を施した後にマッハツェンダ変調器に印加する構成をとるので、マッハツェンダ変調器を２つ使用する必要がなく、単一のマッハツェンダ変調器のアームに２箇所の駆動部分（変調部分）を持たせる必要があるものの、マッハツェンダ変調器を２台使用するのに比べて、光の合波及び分波の必要がないため、マッハツェンダ変調器を小型化できるからである。

第３の効果は、低消費電力化が可能なことである。その理由は、通常のRZ-DPSK信号の発生では、マッハツェンダ変調器を駆動するのに必要な電圧は半波長電圧の２倍が必要だが、本構成では、２つのアームに位相０を与えるパルスと位相πを与えるパルス列を、半波長電圧相当の振幅で印加すればよいからである。さらには、２つのアームを差動駆動する構成の場合には、さらにその電圧を半分とすることも可能である。

本発明の実施の形態を添付の図面を参照して詳細に説明する。

図１は本発明に係る光送信器の第１の実施の形態の構成を示す。デジタル信号列である送信データ１００とクロック信号１０２が図示しない外部回路から入力される。送信データ１００はＮＲＺ(Non-Return-to-Zero)の信号であり、クロック信号１０２は送信データ１００の速度に同期している。デジタル信号の論理反転を行う反転回路（ＩＮＶ）１０４はデジタル信号の論理値“０”及び“１”を夫々論理値“１”及び“０”に反転する。第１の積回路１０６は、分岐された一方の送信データ１００と、分岐されたクロック信号１０２を受けてこれら２つの入力信号の積を出力し、第２の積回路１０８は、分岐された他方の送信データ１００を反転させたデータと、分岐された他方のクロック信号１０２とを受けてこれら２つの入力信号の積を出力する。本実施の形態によれば、これら２つの積回路１０６及び１０８を用いることにより１つのマッハツェンダ変調器でRZ-DPSK光出力を得ることができる。

ドライバ回路１１０及び１１２は、夫々、高速広帯域特性を持つアナログ増幅器であり、積回路１０６及び１０８の出力の振幅（例えば１Ｖ程度）を後段の光変調器の半波長電圧まで増幅する（例えば６Ｖ程度）。

マッハツェンダ変調器１１４は、本実施の形態では、ニオブ酸リチウム（以下ＬＮと略する）を材料とする変調器であり、ＬＮ基板上に、光分岐部１１６、２つの光導波路であるアーム１１８及び１２０、光合波部１２２が設けられている。マッハツェンダ変調器１１４は、本実施の形態では、基板に垂直な電界印加に対してＬＮの屈折率が変化するX-cut型である。マッハツェンダ変調器１１４の入力部には光源１２４が設けられている。

また、本実施の形態では、マッハツェンダ変調器１１４の２つのアーム１１８及び１２０に第１の変調部１２６と第２の変調部１２８とを設け、これらの変調部は、夫々、ドライバ１１０及び１１２からの信号を印加するための信号電極１３０及び１３２、グランド電位を与える電極１３４及び１３６を有する。第１の変調部１２６の信号電極１３０と第２の変調部１２８の信号電極１３２は、夫々、マッハツェンダ変調器１１４の２つのアーム１１８及び１２０に設けられ、したがって、対応するグランド電極１３４及び１３６も異なるアーム側に設けられている。

２つの変調部１２６及び１２８は、アームの長手方向で離れた位置に配置されるので、２つの変調部に同時に変調信号を加えた場合でも、各変調部において２つのアームの電極間の電磁界干渉を抑えることができる。従って、チャープフリーのマッハツェンダ変調器が実現できるので、高品質のRZ-DPSK光信号の発生が可能である。

反転回路１０４、積回路１０６及び１０８、ドライバ回路１１０及び１１２は、当業者に周知であり本発明とは直接関係がないのでこれらの構成については説明を省略する。

図２を参照して、図１に示した光送信器の動作を説明する。

図２の（１）及び（２）に、送信データ１００及びクロック１０２の波形を示す。この場合、反転回路１０４の出力は図２の（３）に示すようになり、積回路１０６及び１０８の出力の信号波形はそれぞれ図２の（４）及び（５）に示すようになる。つまり、送信データ１００が“１”の時に積回路１０６からＲＺパルスが発生し、送信データ１００が“０”の時に積回路１０８からＲＺパルスが発生する。上述したように、積回路から出力するＲＺパルスの振幅は例えば１Ｖ程度である。

送信データ１００のビットレート程度の帯域を持つアナログ増幅器であるドライバ１１０及び１１２は、夫々、積回路１０６及び１０８の出力を、後続のマッハツェンダ変調器１１４を駆動するのに必要な６Ｖ程度まで増幅する。ドライバの増幅帯域は有限なので、ドライバ１１０及び１１２の出力波形は、図２の（６）及び（７）に示すように、矩形ではなく滑らかな波形（ＲＺ波形）となる。図２の（１）乃至（７）の縦軸は信号の振幅を示す。

ドライバ１１０及び１１２の出力はマッハツェンダ変調器１１４に入力される。このとき、第１の変調部１２６の信号電極１３０に印加されるドライバ１１０の出力により、マッハツェンダ変調器１１４の光導波路（アーム）の屈折率が変化し、第１のアーム１１８を通過する光の位相シフトは、図２の（８）の実線で示すように変化する。本実施の形態では、マッハツェンダ変調器はX-cut型のＬＮ変調器であるため、第２のアーム１２０では、量が等しくて逆向きの光位相のシフト（破線で示す）が生じる。即ち、第１のドライバ回路１１０からパルス電圧１４０（図２の（６）参照）が印加されると、図１０に示す消光カーブ２０の右向きに電圧印加がなされ、光位相がπシフトしたＲＺ型の光パルスが発生する。

一方、第２の変調部１２８の信号電極１３２に印加するドライバ１１２の出力によっても、上述のように、両アーム１１８及び１２０に光の位相変化（位相シフト）が生じる。この場合、図２の(９)に示すように、第１のアーム１１８には実線で示すように符号反転した光位相シフトが生じ、第２のアーム１２０には破線で示す光位相シフトが生ずる。即ち、第２のドライバ回路１１２からのパルス電圧１４２（図２の（７）参照）は、第１のドライバ回路１１０からの信号と異なるアームに印加されて逆向きの位相シフトを生じさせるため、図１０に示す消光カーブ２０の左向きの電圧印加がなされたのと等価な動作となる。この結果、光位相が０となるＲＺ型の光パルスが発生する。

アーム１１８及び１２０の光合波部１２２での位相変化は、２つの変調部１２６及び１２８での位相変化の和となる。すなわち、第１のアーム１１８では光の位相シフトは図２の（１０）の実線で示すようになり、第２のアーム１２０では光の位相シフトは図２の（１０）の破線で示したようになる。ここで、アーム１１８及び１２０に印加されるドライバ１１０及び１１２の出力である変調信号が同時にゼロレベルとなったときに変調器１１４の光出力がゼロとなる（消光する）ように一方のアームに直流バイアスを印加する（図１参照）。

この結果、図２の（１１）に示すように、光パルスが論理値“０”の場合には両アーム間の位相差が０となり、光パルスが論理値“１”の場合には両アーム間の位相差が２πとなり、ボトムライン（図２の（１０）のゼロレベル）ではπとなる。したがって、２つのアーム１１８及び１２０を通過する光を合波して光を干渉させると、光パルスのピーク時点においては強め合って発光し、上述のボトムラインの部分では消光する。また、光位相差０での干渉と２πでの干渉は、図１０に示すように光の位相がπ変化するため、図２の（１２）に示すように、デジタル信号の“０”及び“１”に対応して光出力の位相が０及びπとなるので、RZ-DPSKの光信号が生成される。

以上説明したように、本実施の形態では、積回路１０６及び１０８からの信号を別々に増幅し、マッハツェンダ変調器に印加する構成としている。この結果、積回路１０６及び１０８に非線形性が存在したとしても、非線形性の度合い及び増幅率を２つのドライバで調整すれば、マッハツェンダ変調器から出力する光パルス信号は位相０、πにおいて対称な波形とすることができる。このため、図１２及び図１３で示したような波形高さのアンパランスや、不十分な消光という問題は生じない。すなわち、本実施の形態によれば、回路の非線形性があっても高品質のRZ-DPSKの光パルスを実現できる。

なお、上述の実施の形態で示したデジタル積回路１０６及び１０８の夫々はアナログ乗算回路でもよい。

また、図３に示すように、デジタル積回路１０６及び１０８に替えてセレクタ回路１０６a及び１０８aを設けてもよい。この場合、セレクタ回路１０６aの一方の入力端１４０には送信データ１００を加え、他方の入力端１４２には送信データ１００の論理値“１”に対応するレベル（電圧）を固定して加える。更に、他方のセレクタ回路１０８aの一方の入力端には分岐させた送信データ１００を加え、他方の入力端１４４には送信データ１００の論理値“０”に対応するレベルを加える。セレクタ回路１０６aは、クロック信号１０２に応答し、送信データ１００が“１”の時に入力端子１４２のレベルを選択して出力し、一方、セレクタ回路１０８aは、クロック信号１０２に応答し、送信データ１００が “０”の時に、入力端子１４４のレベルを選択して出力する。このようにすれば、図１の場合と同様に、送信データが“１”のときにＲＺパルスをドライバ１１０に印加し、送信データが“０”のときにＲＺパルスをドライバ１１２に印加することができる。

更に、図４に示すように、図１の積回路１０８の出力を反転させ、マッハツェンダ変調器１１４の２つの変調部１２６及び１２８で信号を印加する電極１３０及１３２を一方のアーム上におき、接地電極１３４及び１３６を他方のアーム上におくことにより、図１で説明したと同様の光出力が得られる。更に、これとは逆に、図１の積回路１０６の出力を反転させることによっても、図１で説明したと同様の光出力が得られる。尚、図４では、新たに加えた反転回路を１０４ａで示し、その他の参照番号は図１と同じものを使用している。

図５は、本発明に係る第１の位相変調方法の実施の形態を説明するフローチャートである。尚、この第１の位相変調方法は、上述の本発明に係る第１の光送信器に適用される位相変調方法なので、図１で示した参照番号を使用する。

図５に示すように、ステップＳＴ１０において、送信データ１００が“１”の時に積回路１０６から第１のＲＺパルス列を出力し、送信データ１００が“０”の時に積回路１０８から第２のＲＺパルス列を出力する。

次に、ステップ１２において、第１及び第２のＲＺパルス列を夫々ドライバ回路１１０及び１２で増幅する。

更に、ステップ１４において、マッハツェンダ変調器１１４への入力光を分岐して導く２つのアーム１１８及び１２０上に物理的に異なる位置に設けた第１及び第２の変調部１２６及び１２８の内の第１の変調部１２６において、第１のＲＺパルス列を用いて前記入力光を変調すると共に、第２のＲＺパルス列を用いて前記第２の変調部１２８において前記入力光を変調し、第１の変調部１２６および第２の変調部１２８において夫々異なるアームにＲＺパルス列を加えてRZ-DPSK光信号を出力する。

尚、図示していないが、図１乃至図４で説明したように、上述の第１の位相変調方法の実施の形態では、第１のＲＺパルス列は、送信データを２分岐した一方の送信データとクロック信号を２分岐した一方のクロック信号との積をとって求め、第２のＲＺパルス列は、送信データ信号を２分岐した他方の送信データの論理値を反転させ、反転させた送信データと２分岐した他方のクロック信号との積をとって求めるようにすればよい。

更にまた、上述の第１の位相変調方法の実施の形態では、第１及び第２のＲＺパルス列の信号の振幅を夫々マッハツェンダ変調器の半波長電圧まで増幅し、増幅した第１のＲＺパルス列でマッハツェンダ変調器の第１の変調部を駆動し、増幅した前記第２のＲＺパルス列で第２の変調部を駆動するようにする。

更にまた、上述の第１の位相変調方法の実施の形態では、第１及び第２のＲＺパルス列のいずれか一方の出力を反転し、前記第１及び第２の変調部において夫々異なるアームにＲＺパルス列を加えるのに代えて、第１及び第２の変調部において同一のアームにＲＺパルス列を加えるようにしてもよい。

ところで、上述の第1の光送信器の実施の形態では、マッハツェンダ変調器としてＬＮを材料としたX-cut型のマッハツェンダ変調器を用いた。しかし、このX-cut型のマッハツェンダ変調器は、ＬＮの電気光学係数が小さいために位相シフトに必要な電圧を高くしなければならないという欠点がある。

一方、ＬＮを材料としたマッハツェンダ変調器にZ-Cut型と称するものがある。このZ-Cut型はＬＮ基板面と平行方向の電界変化を利用するものであり、電気光学係数を大きく取れると共に駆動電圧（変調電圧）を小さくできるという利点がある。

本発明に係る光送信器の第２の実施の形態は、上述のＬＮを材料としたZ-cut型のマッハツェンダ変調器を利用したものである。

Z-cut型のマッハツェンダ変調器では、光導波路である２つのアームの片方のみに電界を印加すると位相シフトが対称とならないのでチャ−プが発生するという問題がある。この問題を解決するために、本発明の光送信器の第２の実施の形態では、図６に示すように、第１および第２の変調部２１４，２２０の夫々を２つの信号で変調している（所謂デュアルドライブとしている）。

尚、図６では、図１と混乱が生じない場合には、図１で用いた参照番号を使用している。図６に示すように、第１のデジタル積回路１０６の次に単相差動変換回路２００を設け、この単相差動変換回路２００は、積回路１０６の出力の正相信号及び逆相（反転）信号を出力する。これらの正相及び逆相信号は、ドライバ２０２及び２０４で増幅された後にマッハツェンダ変調器２０６に入力される。一方、第２のデジタル積回路１０８の次に単相差動変換回路２０８を設け、この単相差動変換回路２０８は、積回路１０８の出力の正相信号及び逆相信号を出力する。これらの正相信号及び逆相信号は、ドライバ２１０及び２１２で増幅された後に、マッハツェンダ変調器２０６に入力される。

マッハツェンダ変調器２０６の第１の変調部２１４には、第１の実施の形態と異なり、２つのアーム１１８及び１２０の夫々に信号電極２１６及び２１８を設けている。同様に、マッハツェンダ変調器２０６の第２の変調部２２０には、第１の実施の形態と異なり、２つのアーム１１８及び１２０の夫々に信号電極２２２及び２２４を設けている。

ドライバ２０２及び２０４で増幅された積回路１０６の出力の正相信号及び逆相信号は、夫々、信号電極２１６及び２１８に印加され、ドライバ２１０及び２１２で増幅された積回路１０８の出力の正相信号及び逆相信号は、夫々、信号電極２２４及び２２２に印加される。

上述のごとき構成及び信号印加によって、図１の実施の形態と同じく、第１の変調部２１４と第２の変調部２２０では、光の位相シフトが図２の（８）及び（９）のようになり、干渉後でのチャ−プの発生を抑えることができる。光合成部１２２でのアーム１１８及び１２０の光位相シフトは図２の（１１）と同様であり、光出力も、第１の実施の形態と同様に、RZ-DPSK信号となる。

図７は、本発明に係る第２の位相変調方法の実施の形態を説明するフローチャートである。尚、この第２の位相変調方法は、図６を参照して説明した第２の光送信器の実施の形態に適用される位相変調方法なので、図６で示した参照番号を使用する。

図７に示すように、ステップＳＴ２０で、送信データ１００が“１”の時に正相の第１のＲＺパルス列及び逆相の第２のＲＺパルス列を発生させると共に、送信データ１００が“０”の時に正相の第３のＲＺパルス列及び逆相の第４のＲＺパルス列を発生させる。

ステップＳＴ２２では、上述のステップＳＴ２０で発生させた第１乃至第４のＲＺパルス列を夫々ドライバで増幅する
ステップＳＴ２４では、マッハツェンダ変調器２０６への入力光を分岐して導く２つのアーム１１８及び１２０上に物理的に異なる位置に設けた第１及び第２の変調部２１４及び２２０の内の第１の変調部２１４において、第１及び第２のＲＺパルス列を用いて入力光を変調すると共に、前記第２の変調部２２０において第３及び第４のＲＺパルス列を用いて前記入力光を変調し、RZ-DPSK光信号を出力する。

尚、図示していないが、図７で説明したように、上述の第２の位相変調方法の実施の形態では、送信データ１００が“１”の時の正相の第１のＲＺパルス列及び逆相の第２のＲＺパルス列は、送信データ１００を２分岐した一方の送信データとクロック信号１０２を２分岐した一方のクロック信号との積信号を求め、該積信号を差動信号に変換して求めている。一方、送信データ１００が“０”の時に正相の第３のＲＺパルス列及び逆相の第４のＲＺパルス列は、送信データ信号を２分岐した他方のデータの論理値を反転させ、この反転させた信号と２分岐した他方のクロック信号との論理信号を求め、該積信号を差動信号に変換して求めている。

更に、上述の第２の位相変調方法の実施の形態では、送信データ１００の“１”に対応した正相信号及び逆相信号を夫々マッハツェンダ変調器の半波長電圧まで増幅して前記マッハツェンダ変調器に加え、送信データの“１”に対応した正相信号及び逆相信号を夫々前記マッハツェンダ変調器の半波長電圧まで増幅して前記マッハツェンダ変調器に加えるようにしている。

本発明に係る第１の光送信の実施の形態によるRZ-DPSK方式の光送信器を示す図。 図１に示したRZ-DPSK方式の光送信器の動作を説明するためのタイムチャート。 図１の光送信器の一部を構成する電子回路の変形例を示す図。 図１に示した光送信器の変形例を示す図。 本発明に係る第１の位相変調方法の実施の形態を説明するためのフローチャートであって、この位相変調方法は、本発明の第1の光送信器の実施の形態に対応する。 本発明に係る第２の光送信器の実施の形態によるRZ-DPSK方式の光送信器を示す図。 本発明に係る第２位相変調方法の実施の形態を説明するためのフローチャートであって、この位相変調方法は、図６に示した第２の光送信器の実施の形態に対応する。 光電界複素平面上に置けるデジタル信号の０と１の位置を、強度変調方式とDPSK方式とで説明する図。 マッハツェンダ変調器を２つ使用した従来例を説明するための図。 マッハツェンダ変調器を用いてRZ-DPSK信号を発生させる仕組みを説明するための図。 単一のマッハツェンダ変調器を使用した他の従来例を説明するための図。 図１１で示した他の従来例の問題点を説明するための図。 マッハツェンダ変調器を駆動する電気信号が歪んでいた場合に、光出力に歪を与えることを説明するための図。

符号の説明

１００ 送信データ
１０２ クロック信号
１０４，１０４ａ 反転回路
１０６，１０８ 積回路（デジタル積回路）
１０６ａ，１０８ａ セレクタ
１１０，１１２ ドライバ（増幅器）
１１４ マッハツェンダ変調器
１１８，１２０ マッハツェンダ変調器のアーム
１３０，１３２ 電気信号を印加する電極
１３４，１３６ グランド（接地）電極
２００，２０８ 単相差動変換回路
２０６ マッハツェンダ変調器
２１６，２１８，２２２，２２４ 電気信号を印加する電極

Claims (12)

1. 送信データの第１及び第２の論理値に対応させて夫々第１及び第２のＲＺパルス列を発生させる電子回路と、
   入力光を分岐して導く第１及び第２のアームを有し、前記第１及び第２のアーム上の長手方向に物理的に位置の異なる第１及び第２の変調部を備え、前記第１の変調部は、前記第１のアームに第１の電極と前記第２のアームに第２の電極とを備え、前記第２の変調部は、前記第１のアームに第３の電極と前記第２のアームに第４の電極とを備え、前記第１の変調部において前記第１のＲＺパルス列を前記第１の電極に加え、前記第２の電極を接地することで入力光を前記第１のＲＺパルス列で変調すると共に、前記第２の変調部において前記第２のＲＺパルス列を前記第４の電極に加え、前記第３の電極を接地することで入力光を前記第２のＲＺパルス列で変調するマッハツェンダ変調器と
   を有することを特徴とする光送信器。
2. 前記電子回路は、前記送信データを２分岐した一方の送信データとクロック信号を２分岐した一方のクロック信号との積をとって前記第１のＲＺパルス列を出力する第１の積回路と、前記送信データ信号を２分岐した他方の送信データの論理値を反転する反転回路と、該反転回路の出力である送信データと２分岐した他方のクロック信号との積をとって前記第２のＲＺパルス列を出力する第２の積回路と
   を有することを特徴とする請求項１に記載の光送信器。
3. 前記第１及び第２の積回路の出力信号の振幅を夫々前記マッハツェンダ変調器の半波長電圧まで増幅するための第１及び第２のドライバを備え、
   前記マッハツェンダ変調器の第１の変調部を前記第１のドライバの出力で駆動し、第２の変調部を前記第２のドライバの出力で駆動して前記入力光を変調することを特徴とする請求項２に記載の光送信器。
4. 前記第１及び第２の積回路のいずれか一方の出力を反転するための反転回路を備え、前記第１の変調部及び第２の変調部において前記第１及び第４の電極にそれぞれ第１及び第２のＲＺパルス列を加えるのに代えて、
   前記第１の変調部及び第２の変調部において、前記反転回路から出力される前記第１又は第２のＲＺパルス列を前記第１及び第３の電極の一方に加え、前記反転回路を備えない他方の前記第１又は第２の積回路から出力される前記第１又は第２のＲＺパルス列を前記第１及び第３の電極の他方に加えるようにしたことを特徴とする請求項２又は３に記載の
   光送信器。
5. 送信データの第１の論理値に対応した第１の正相信号のＲＺパルス列及び前記第１の正相信号を反転させた第１の逆相信号を発生させると共に、送信データの第２の論理値に対応した第２の正相信号のＲＺパルス列及び前記第２の正相信号を反転させた第２の逆相信号を発生させる電子回路と、
   入力光を分岐して導く第１及び第２のアームを有し、前記第１及び第２のアーム上の長手方向に物理的に位置の異なる第１及び第２の変調部を備え、前記第１の変調部は、前記第１のアームに前記第１の正相信号が加えられる信号電極と前記第２のアームに前記第１の逆相信号が加えられる信号電極とを有し、前記第２の変調部は、前記第１のアームに前記第２の逆相信号が加えられる信号電極と前記第２のアームに前記第２の正相信号が加えられる信号電極とを有するマッハツェンダ変調器と、を備え、
   前記電子回路は、
   送信データを２分岐した一方の送信データとクロック信号を２分岐した一方のクロック信号との積をとって第１のＲＺパルス列を出力する第１の積回路と、
   該第１のＲＺパルス列を差動信号に変換して前記第１の正相信号及び前記第１の逆相信号を求める第１の単相差動変換回路と、
   前記送信データを２分岐した他方のデータの論理値を反転する反転回路と、
   該反転回路の出力と２分岐した他方のクロック信号との積をとって第２のＲＺパルス列を出力する第２の積回路と、
   前記第２のＲＺパルス列を差動信号に変換して前記第２の正相信号及び前記第２の逆相信号を求める第２の単相差動変換回路と、
   を有することを特徴とする光送信器。
6. 前記第１の正相信号及び前記第１の逆相信号を夫々前記マッハツェンダ変調器の半波長電圧まで増幅する第１及び第２のドライバと、
   前記第２の逆相信号及び前記第２の正相信号を夫々前記マッハツェンダ変調器の半波長電圧まで増幅する第３及び第４のドライバと、
   を有することを特徴とする請求項５に記載の光送信器。
7. マッハツェンダ変調器への入力光を位相変調する方法であって、
   送信データの第１及び第２の論理値に対応させて夫々第１及び第２のＲＺパルス列を求め、
   前記マッハツェンダ変調器への入力光を分岐して導く第１及び第２のアーム上の長手方向に物理的に異なる位置に設けた第１及び第２の変調部の内の第１の変調部の前記第１のアームに備えられた第１の電極に前記第１のＲＺパルス列を加え、前記第１の変調部の前記第２のアームに備えられた第２の電極を接地することで前記入力光を変調し、
   前記第２の変調部の前記第２のアームに備えられた第４の電極に前記第２のＲＺパルス列を加え、前記第２の変調部の前記第１のアームに備えられた第３の電極を接地することで前記入力光を変調する、
   ことを特徴とする位相変調方法。
8. 送信データを２分岐した一方の送信データとクロック信号を２分岐した一方のクロック信号との積をとって前記第１のＲＺパルス列を求め、
   前記送信データ信号を２分岐した他方の送信データの論理値を反転させ、反転させた送信データと２分岐した他方のクロック信号との積をとって前記第２のＲＺパルス列を求める
   ことを特徴とする請求項７に記載の位相変調方法。
9. 前記第１及び第２のＲＺパルス列の信号の振幅を夫々マッハツェンダ変調器の半波長電圧まで増幅し、
   増幅した前記第１のＲＺパルス列でマッハツェンダ変調器の第１の変調部を駆動し、増幅した前記第２のＲＺパルス列で第２の変調部を駆動して前記入力光を変調することを特徴とする請求項７又は８に記載の位相変調方法。
10. 前記第１及び第２のＲＺパルス列のいずれか一方の出力を反転し、
    前記第１及び第２の変調部において前記第１及び第４の電極にそれぞれ第１及び第２のＲＺパルス列を加えるのに代えて、
    前記第１及び第２の変調部において、前記反転された第１又は第２のＲＺパルス列を前記第１又は第３の電極の一方に加え、前記反転されていない他方の前記第１又は第２のＲＺパルス列を前記第１又は第３の電極の他方に加える
    ことを特徴とする請求項７又は８に記載の位相変調方法。
11. 送信データを２分岐した一方の送信データとクロック信号を２分岐した一方のクロック信号との積信号を求め、該積信号を差動信号に変換して送信データの第１の論理値に対応した第１の正相信号のＲＺパルス列及び前記第１の正相信号を反転させた第１の逆相信号を発生させると共に、前記送信データを２分岐した他方のデータの論理値を反転させ、この反転させた信号と２分岐した他方のクロック信号との積信号を求め、該積信号を差動信号に変換して送信データの第２の論理値に対応した第２の正相信号のＲＺパルス列及び前記第２の正相信号を反転させた第２の逆相信号を発生させ、
    入力光を分岐して導く第１及び第２のアームを有し、前記第１及び第２のアーム上の長手方向に物理的に位置が異なるように設けた第１及び第２の変調部を有するマッハツェンダ変調器に対し、
    前記第１の変調部の前記第１のアームに備えられた信号電極に前記第１の正相信号を加え、
    前記第１の変調部の前記第２のアームに備えられた信号電極に前記第１の逆相信号を加え、
    前記第２の変調部の前記第１のアームに備えられた信号電極に前記第２の逆相信号を加え、
    前記第２の変調部の前記第２のアームに備えられた信号電極に前記第２の正相信号を加える
    ことを特徴とする位相変調方法。
12. 前記第１の正相信号及び前記第１の逆相信号を夫々マッハツェンダ変調器の半波長電圧まで増幅して前記マッハツェンダ変調器に加え、
    前記第２の正相信号及び前記第２の逆相信号を夫々前記マッハツェンダ変調器の半波長電圧まで増幅して前記マッハツェンダ変調器に加える、
    ことを特徴とする請求項１１に記載の位相変調方法。