JP3881270B2 - 光変調器の駆動制御装置および駆動制御方法 - Google Patents
光変調器の駆動制御装置および駆動制御方法 Download PDFInfo
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、光通信に用いる光変調器の駆動制御技術に関し、特に、超高速光伝送などに使用する光変調器を安定して駆動制御できる駆動制御装置および駆動制御方法に関する。
【0002】
【従来の技術】
近年、光伝送システムでは、波長分割多重(WDM)技術の進歩や1波長当たりの伝送速度の高速化などにより、大容量の光伝送を可能にしたシステムが実現しつつある。このようなシステム中で使用される伝送用の変調符号形式についても、伝送容量および伝送距離の拡大を目的として、従来のNRZ(non return to zero)符号やRZ(return to zero)符号などに代わり、光デュオバイナリ符号やキャリア抑圧RZ(CS−RZ)符号などの形式が提案されている(例えば特開2001−119344号等)。特に、CS−RZ符号は、簡易な方法で伝送距離の拡大および伝送容量の拡大ができるため、次世代の最も有望な変調符号形式といわれている。
【0003】
また、超高速伝送用の光変調では、変調時の波長変動(チャーピング)を抑圧するため、半導体レーザを連続的に発光させて、この光を外部変調器でオン/オフする外部変調器方式が使用されている。外部変調器としては、マッハツェンダ型光変調器(以下、MZ型変調器とする)が主流を占めている。
図31は、MZ型光変調器の駆動信号に対する光出力特性の一例を示す図である。従来のNRZ変調方式では、周期T0でレベルが変化する駆動信号のハイレベルおよびローレベルを光出力特性の発光の頂点Aおよび消光の頂点Bにそれぞれ合わせることによって、光出力のオン/オフ変調を行っている。なお、以下の説明では、周期的に変化する光出力特性の発光/消光の各頂点A,Bに対応したバイアス電圧の差をVπで表記することにする。これによれば上記のNRZ変調方式における駆動信号の振幅はVπとなる。
【0004】
上記のようなMZ型光変調器については、チャーピングが少ないという利点があるが、温度変化や経時変化等により駆動信号に対する光出力特性が時間的にドリフトして、光出力のオン/オフレベルに符号間干渉が生じてしまうという問題があった。このような問題を解決してMZ光変調器の動作点を安定に制御するためには、上記の図31に示した駆動電圧に対する光出力特性を示す曲線aが左に移動して曲線bになった場合、駆動信号によるバイアス電圧をその変化に応じて小さくし、また、右に移動して曲線cになった場合には、バイアス電圧をその変化に応じて大きくするといった動作点の制御が必要である。従来のNRZ符号やRZ符号を用いた変調方式では、例えば、特開平3−251815号公報等において、駆動信号に低周波信号を重畳して動作点の変動量および変動方向を検出し、フィードバックによりバイアス電圧を制御して、動作点を正常に保つ補償技術が提案されている。
【0005】
上記のような背景のもと、光デュオバイナリ変調方式やCS−RZ変調方式等の新たな変調方式についても、それらに対応可能なMZ型光変調器の動作点制御技術が求められている。
CS−RZ変調方式に対応したMZ型光変調器の動作点制御技術としては、例えば特開2001−119344号公報等に開示されたものがある。この従来技術では、図32に示すように、CS−RZ変調方式の送信部が、連続光を発生する送信光源110と、NRZ変調方式に対応したデータ信号を駆動回路121で振幅がVπとなるように調整した駆動信号に従って駆動されるデータ変調側のMZ型光変調器120と、上記データ信号のビットレートの1/2倍の周波数を有するクロック信号を駆動回路131で振幅が2Vπとなるように調整した駆動信号に従って駆動されるクロック変調側のMZ型光変調器130と、から構成される。
【0006】
このようなCS−RZ変調方式の送信部では、データ変調側の光変調器120の出力におけるクロスポイントをクロック変調側の光変調器130の消光位相に調整することによって、光出力としてRZ符号を用いたときと同じ波形を持つ光信号が送出される。このため、データ変調側の光変調器120については、前述の図31に示した場合と同様にして振幅VπのNRZ符号形式の駆動信号が用いられるため、従来の動作点制御方法を適用して動作点を最適化することができる。一方、クロック変調側の光変調器130については、例えば図33に示すように、駆動信号の波形が振幅2Vπの正弦波となるため、消光時に駆動信号の振幅が0となるように動作点の制御を行う必要が生じる。
【0007】
また、光デュオバイナリ変調方式に対応したMZ型光変調器の動作点制御方式としては、例えば特開2000−162563号公報等に開示された技術が知られている。この従来技術では、例えば図34に示すように、NRZ符号やRZ符号を用いた変調方式の場合と違い、振幅2Vπの差動符号である光デュオバイナリ符号に対応した駆動信号がMZ型光変調器210に与えられる。この駆動信号には、発振器212で発生する低周波の動作点制御信号が重畳されていて、MZ型光変調器210からの光出力の一部が光カプラ220で分岐されて受光器221およびI/V変換器222を介して位相比較器223に送られ、光出力に含まれる重畳成分と動作点制御信号との位相比較が行われることにより、動作点の変動量および変動方向が検出される。そして、位相比較の結果がバイアス供給回路225の制御にフィードバックされることで動作点の最適化が行われる。さらに、上記の従来技術においては、例えば図35に示すように、バイアス電圧が動作点に一致している時、光出力に含まれる重畳成分の周波数が動作点制御信号の周波数の2倍になることを利用して、重畳成分の周波数が最大になる制御を行うことによって動作点を常に正常に保つ補償方式も提案されている。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような従来の動作点制御技術を応用してCS−RZ変調方式におけるクロック変調側のMZ型光変調器の動作点制御を行うことを考えると、クロック信号に低周波の動作点制御信号を重畳したとしても、クロック信号の波形が正弦波であるので光変調器からの光出力は、瞬間的に「1」レベル(発光の頂点A)となるだけであって、矩形波のデータ信号に動作点制御信号を重畳する場合のように光出力に「1」レベルが連続する箇所が無い。このため、動作点制御信号に対応した低周波の重畳成分は光変調器の光出力には殆ど現れない。従って、従来の動作点制御信号を重畳する方式では、クロック変調側のMZ型光変調器について、動作点の変動量および変動方向を検出することが困難である。
【0009】
また、光変調器からの光出力に含まれる重畳成分の周波数が動作点制御信号の周波数の2倍になることを検出して動作点を制御する方式においても、クロック変調側のMZ型光変調器では、上記のように光出力が最大になるポイントが一瞬であるため、検出信号が微弱となって重畳成分の周波数を判断することが難しくなる。また、この従来方式では、駆動信号の振幅が2Vπからずれると、光出力において動作点制御信号の2倍の周波数の重畳成分を発生するバイアス点が2つ存在することになり、いずれのバイアス点を基準にして動作点を制御した場合もデューティのずれた出力波形しか得られず、正常な変調動作が実現できないといった問題もある。
【0010】
さらに、上記の図32に示したようなCS−RZ変調方式の送信部では、所望の光出力を得るために、クロック信号に対応した差動形の2つの駆動信号間の振幅および位相や、クロック信号およびデータ信号間の位相などといった複数の箇所での調整、制御が必要であるため、それに加えて従来の動作点制御のための構成を設けることになると、送信部の高コスト化および大型化を招いてしまうという欠点もあった。
【0011】
本発明は上記の点に着目してなされたもので、クロック信号に対応した駆動信号に従って駆動される光変調器の動作点変動についても確実に補償することができる簡略な構成の駆動制御装置および駆動制御方法を提供することを目的とする。
【0012】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため本発明の駆動制御装置は、駆動電圧に対する光出力特性が周期的に変化する光変調器の駆動制御装置であって、駆動電圧に対する光出力特性の隣り合う2つの発光の頂点または隣り合う2つの消光の頂点の間の電圧差に応じて振幅が設定されており、クロック信号に対応した正弦波の波形を有する駆動信号を光変調器に与える駆動部と、光変調器から出力される光信号のパワーを検出し、その光信号のパワーの平均値に基づいて、光変調器の動作点を制御する動作点制御部と、を備えて構成されるものである。
【0013】
かかる構成の駆動制御では、振幅が2Vπ付近に設定された正弦波の波形を有する駆動信号が駆動部から光変調器に出力されて、その駆動信号に従って光変調器が駆動される。そして、光変調器から出力される光信号のパワーが動作点制御部によって検出され、その光信号パワーの平均値に基づいて、光変調器のバイアス電圧等が調整されることにより動作点の制御が行われる。このように、光変調器からの光出力パワーの平均値を利用して動作点の制御を行うようにしたことで、クロック信号に対応した駆動信号を用いる場合でも動作点の変動を確実に判断して補償できるようになるため、光変調器を最適な状態で安定して駆動制御することが可能になる。
【0014】
また、上記の駆動制御装置については、駆動信号の振幅が、光変調器の動作点ずれ量に対する光出力特性を基に定められた第1閾値以上に設定されるとき、動作点制御部は、光信号のパワーの平均値が最大になるように光変調器の動作点を制御すればよい。また、駆動信号の振幅が、光変調器の動作点ずれ量に対する光出力特性を基に定められた第2閾値以下に設定されるときには、動作点制御部は、光信号のパワーの平均値が最小になるように光変調器の動作点を制御すればよい。
【0015】
このように、駆動信号の振幅設定に応じて、光出力パワーの平均値を最大にする最大値制御を行うか、または、光出力パワーの平均値を最小にする最小値制御を行うことで、光変調器の動作点を最適化することが可能になる。
さらに、上記の駆動制御装置の具体的な態様として、光変調器が、第1光変調部と、その第1光変調部から出力される光信号が入力される第2光変調部と、を備えるとき、駆動部は、データ信号に対応した波形を有し、かつ、第1光変調部の駆動電圧に対する光出力特性の隣り合う発光の頂点および消光の頂点の間の電圧差に応じて振幅が設定された駆動信号を第1光変調部に与えるデータ変調側の駆動回路と、データ信号のビットレートの1/2倍の周波数を持つクロック信号に対応した波形を有し、かつ、第1光変調部の駆動電圧に対する光出力特性の隣り合う2つの発光の頂点または隣り合う2つの消光の頂点の間の電圧差に応じて振幅が設定された駆動信号を第2光変調部に与えるクロック変調側の駆動回路と、を備えるようにする。また、動作点制御部は、第2光変調部から出力される光信号のパワーの平均値に基づいて、少なくとも第2光変調部の動作点を制御するようにする。
【0016】
このような構成では、データ信号に対応した駆動信号により駆動される第1光変調部からの光出力が、クロック信号に対応した駆動信号により駆動される第2光変調部に入力されて、CS−RZ変調方式等に対応した光信号が第2光変調部から出力される。このとき、少なくともクロック変調側の第2光変調器については、その動作点が光信号パワーの平均値に基づいて動作点制御部により制御される。これにより、従来技術では困難であったクロック変調側の光変調器の動作点制御が実現され、CS−RZ変調方式等の光信号を安定して出力することが可能になる。
【0017】
本発明の駆動制御方法は、駆動電圧に対する光出力特性が周期的に変化する光変調器の駆動制御方法であって、駆動電圧に対する光出力特性の隣り合う2つの発光の頂点または隣り合う2つの消光の頂点の間の電圧差に応じて振幅が設定されており、クロック信号に対応した正弦波の波形を有する駆動信号を光変調器に与え、光変調器から出力される光信号のパワーを検出し、その光信号のパワーの平均値に基づいて、光変調器の動作点を制御するようにした方法である。
【0018】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図1は、本発明にかかるMZ型光変調器の駆動制御装置の基本的な構成を示す機能ブロック図である。
図1において、本駆動制御装置は、例えば、MZ型光変調器10に与える駆動信号を生成する駆動回路11と、MZ型光変調器10の動作点を設定する動作点設定回路12と、MZ型光変調器10の出力側の光路上に挿入された光カプラ13と、光カプラ13からの分岐光を受光する受光器14と、受光器14で発生する電流信号を電圧信号に変換するI/V変換回路15と、I/V変換回路15からの電圧信号を基に光出力パワーの平均値が最大になるように動作点設定回路12を制御する最大値制御回路16と、を備えて構成される。
【0019】
MZ型光変調器10は、入力導波路に入射された光が分岐部で2分岐され、それらの光が分岐導波路で相補的な位相変化を受けた後に合波干渉されて出力導波路に出力される一般的な光変調器である。このMZ型光変調器10は、例えば図2の左上に示すように、駆動電圧に対する光出力特性が周期的に変化する特性を備えている。
【0020】
駆動回路11は、外部等から与えられる周波数fCLKのクロック信号に基づいて位相が略180°異なる2つの駆動信号を生成し、各々の駆動信号をMZ型光変調器10の各分岐導波路に対応した一対の信号電極(ここでは図示を省略)に印加する。上記の各駆動信号は、MZ型光変調器10の各信号電極に印加される電圧が光出力特性の隣り合う2つの発光の頂点Aの間(または、隣り合う2つの消光の頂点Bの間)の電圧差に対応するように各々の振幅が設定されている。すなわち、ここでは図2の左下に示すように、MZ型光変調器10が2Vπの駆動振幅で変調動作することになる。
【0021】
動作点設定回路12は、MZ型光変調器10の信号電極に可変のバイアス電圧を与えることでMZ型光変調器10の動作点を設定する回路である。この動作点設定回路12によって信号電極に印加されるバイアス電圧は、MZ光変調器10の動作点を決めるものであり、その値は後述するような最大値制御回路16における処理の結果に応じて設定される。
【0022】
光カプラ13は、MZ型光変調器10から出力される光信号の一部を分岐して受光器14に送るものである。受光器14は、光カプラ13で分岐されたモニタ光を受光し、そのトータルパワーに応じた電流信号を発生する。この受光器14で発生する電流信号はI/V変換回路15で電圧信号に変換されて最大値制御回路16に送られる。
【0023】
最大値制御回路16は、I/V変換回路15からの電圧信号に基づいて、MZ型光変調器10の光出力パワーの平均値を判断し、その平均値が最大になるように動作点設定回路12のバイアス電圧の設定をフィードバック制御するものである。
上記のような構成の駆動制御装置では、図2の左下に示したようなクロック信号に対応した振幅2Vπの駆動信号がMZ光変調器10に印加されることによって、MZ光変調器10に入力される連続光が強度変調されて出力される。このMZ光変調器10の光出力波形は、MZ光変調器10の駆動電圧に対する光出力特性が図2の左上に示した理想曲線aになるとき、図2の右側上段に示すように発光/消光状態が周期的に歪なく変化する波形となる。
【0024】
一方、温度変化や経時変化などにより、MZ光変調器10の駆動電圧に対する光出力特性が理想曲線aから左右に変動して曲線bまたは曲線cとなり、MZ光変調器10の動作点が時間的に変動したとき、その動作点の変動量に応じてバイアス電圧が最適化されていないとすると、MZ光変調器10の光出力波形は、図2の右側中段または右側下段に示すように歪の生じた波形となる。このとき、光出力パワーの時間的な平均値を考えると、動作点変動時における光出力パワーの平均値は動作点が最適な状態にある時に比べて減少することになる。すなわち、MZ光変調器10の光出力パワーは、動作点が最適化されている時に最大値を取ることになる。図3には、動作点の変動量に対する光出力パワーの平均値の変化の一例を示しておく。
【0025】
そこで、本駆動制御装置では、MZ光変調器10からの光出力の一部をモニタ光として光カプラ13で分岐し、そのモニタ光のトータルパワーに応じてレベルの変化する電圧信号が受光器14およびI/V変換回路15により生成される。そして、その電圧信号に基づいて、MZ光変調器10の光出力パワーの平均値が最大値制御回路16で判断され、その平均値が最大となるように動作点設定回路12のバイアス電圧がフィードバック制御される。これにより、MZ光変調器10の動作点が最適な状態に設定されるようになる。
【0026】
このように本駆動制御装置によれば、従来の動作点制御技術のように駆動信号に対して低周波の動作点制御信号を重畳することでMZ光変調器の動作点の変動を検出するのではなく、光出力パワーの平均値に基づいて動作点の変動を判断するようにしたことで、クロック信号に対応した駆動信号を用いる場合でも動作点の変動を確実に判断してバイアス電圧のフィードバック制御を行うことができるようになるため、MZ光変調器10の動作点を安定して最適な状態に制御することが可能である。このような駆動制御装置は、例えばCS−RZ変調方式におけるクロック変調側のMZ型光変調器の駆動制御を実現するものとして好適である。
【0027】
次に、上記のような基本構成を有するMZ光変調器の駆動制御装置についてのより具体的な実施形態を説明する。
図4は、第1実施形態の駆動制御装置の構成を示す回路図である。なお、前述の図1に示した構成と同じ部分には同一の符号が付してあり、以下、他の実施形態においても同様とする。
【0028】
図4の回路構成では、クロック信号の入力を受けて駆動回路11で生成される一方の駆動信号がキャパシタC1を介してMZ光変調器10の信号電極10e1(図4で上側)の一端に印加され、それとは位相が180°異なる他方の駆動信号がキャパシタC2を介してMZ光変調器10の信号電極10e2(図4で下側)の一端に印加される。ここでは、MZ光変調器10の信号電極10e1の他端は抵抗器R1を介しては終端され、また、信号電極10e2の他端はバイアスティ内のキャパシタC3および抵抗器R2を介して終端されている。
【0029】
さらに、本駆動制御装置では、光カプラ13で分岐されたモニタ光が、電源E1による逆バイアスが与えられたフォトダイオードPDで光電変換され、そのフォトダイオードPDで発生する電流信号が抵抗器R3によって電圧信号に変換される。フォトダイオードPDと抵抗器R3が接続されたノードN1には最大値制御回路16の入力端子が接続されている。
【0030】
最大値制御回路16は、例えば図5に示すような回路構成などを適用することによって実現される。具体的に、最大値制御回路16は、図4のノードN1におけるモニタ電圧が入力端子INに印加されてリセット機能付きのサンプルホールド回路100A,100B,100Cにそれぞれ伝えられる。サンプルホールド回路100Aは、例えばキャパシタC0とスイッチSW0および抵抗器R0とが並列に接続されていて、発振器101で発生する周波数f1の内部クロック信号がインバータINV1を介してリセット信号として与えられ、そのリセット信号に同期してスイッチSW0が開閉する構成である。
【0031】
サンプルホールド回路100Bおよびサンプルホールド回路100Cについては、各々の前後にスイッチSW1,SW2およびスイッチSW3,SW4がそれぞれ設けられていて、各スイッチSW1〜SW4は、上記の内部クロック信号に同期して動作するTフリップフロップ(T−F/F)の出力信号が各々の制御端子に与えられる。各サンプルホールド回路100B,100Cは、上記サンプルホールド回路100Aと同様の構成であって、内部クロック信号とTフリップフロップの出力信号との論理和に基づいたリセット信号に従ってリセットされる。
【0032】
上記のようなサンプルホールド回路100B,100CとスイッチSW1〜SW4とを組み合わせた回路構成により、サンプルホールド回路100Aから出力されるモニタ電圧に対して、その直前のタイミングのモニタ電圧が各サンプルホールド回路100B,100C側から交互に出力されるようになる。図6は、最大値制御回路16の動作を説明するタイミング図であって、その上段に示す内部クロック信号およびTフリップフロップの出力信号の各波形に対して、各サンプルホールド回路100A〜100Cの出力端における電圧レベルは中段の各波形に示すように変化することになる。
【0033】
サンプルホールド回路100Aから出力されるモニタ電圧と、各サンプルホールド回路100B,100C側から交互に出力されるモニタ電圧とは、コンパレータ103にそれぞれ入力されて電圧レベルの比較が行われ、電圧レベルの差に応じた信号がコンパレータ103から出力される。なお、図6においては、各サンプルホールド回路100A〜100Cからのモニタ電圧がコンパレータ103で比較されるタイミングを破線矢印で明示した。そして、コンパレータ103の出力信号は、フリップフロップ(F/F)104に送られる。フリップフロップ104では、コンパレータ103からの出力信号を用いてモニタ電圧の増加または減少が識別され、図6の下段に示すように、識別結果に対応したハイレベルまたはローレベルの信号がRSフリップフロップ(R/S−F/F)105に出力される。
【0034】
RSフリップフロップ105では、フリップフロップ104の出力レベルが直前のタイミングで取り込んだレベルから変化すると、出力信号のレベルが反転される。このRSフリップフロップ105の出力信号は、アップ/ダウン(U/D)カウンタ106に出力されてカウント値の増減が制御されると共に、アップ/ダウン信号として外部にも出力される。アップ/ダウンカウンタ106の出力信号はD/Aコンバータ107に与えられ、カウント値に対応したバイアス電圧がD/Aコンバータ107から図4のバイアスティに印加される。
【0035】
なお、フリップフロップ104およびアップ/ダウンカウンタ106は、内部クロック信号がインバータINV1,INV2およびディレイ回路DLYを介してリセット信号として与えられている。
上記のような最大値制御回路16のD/Aコンバータ107から出力されるバイアス電圧は、図6の下段に示すようにモニタ電圧が最大になる、すなわち、光出力パワーの平均値が最大になる状態で安定にフィードバック制御されるようになる。このようにフィードバック制御されたバイアス電圧がバイアスティを介してMZ光変調器10の信号電極に印加されることによって、温度変化や経年変化等により駆動電圧に対する光出力特性が変動しても、MZ光変調器10の動作点を最適な状態に制御することが可能である。
【0036】
なお、上記の第1実施形態では、MZ光変調器10の駆動信号が印加される信号電極にバイアス電圧を印加するようにしたが、例えば図7に示すように、信号電極とは別に設けた電極にバイアス電圧を印加してMZ光変調器の動作点を制御するようにしもてよい。この場合には第1実施形態で用いたバイアスティが不要になる。また、最大値制御回路16の構成は、図5に示した一例に限定されるもとではなく、同様の機能を実現する各種回路を適用することができ、例えば、公知のディザリング回路等を使用することも可能である。
【0037】
次に、前述の図1に示した基本構成を有するMZ光変調器の駆動制御装置についての第2実施形態を説明する。第2実施形態では、CS−RZ変調方式に対応したMZ光変調器に対する本発明の適用を具体的に考える。
図8は、第2実施形態の駆動制御装置の構成を示す機能ブロック図である。
図8において、本実施形態によるMZ光変調器の駆動制御装置は、例えば、NRZ変調方式に対応したビットレートf0b/sのデータ信号を駆動回路21で振幅がVπとなるように調整した駆動信号に従って駆動されるデータ変調側のMZ型光変調器20と、上記データ信号のビットレートの1/2倍の周波数fCLK(=f0/2)Hzを有するクロック信号を駆動回路11で振幅が2Vπとなるように調整した駆動信号に従って駆動されるクロック変調側のMZ型光変調器10と、を順に接続したCS−RZ変調方式の一般的な構成について、クロック変調側のMZ型光変調器10に対して上述の図1に示した基本構成を適用し、光出力パワーの平均値が最大となるようにMZ型光変調器10のバイアス電圧をフィードバック制御して動作点の最適化を図るようにしたものである。
【0038】
データ変調側およびクロック変調側の各MZ型光変調器10,20は、それぞれ、入力導波路に入射された光が分岐部で2分岐され、各光が分岐導波路で相補的な位相変化を受けた後に合波干渉されて出力導波路に出力される一般的な光変調器であって、上述の図2の左上に示した場合と同様に、駆動電圧に対する光出力特性が周期的に変化する特性を備えている。
【0039】
駆動回路21は、外部等から与えられるデータ信号の入力を受けて、MZ型光変調器20の光出力特性の隣り合う発光側の頂点Aと消光側の頂点Bとの間の電圧の差に対応するように振幅を調整した駆動信号を生成し、その駆動信号をMZ光変調器20信号電極に印加する。ここでは、データ変調側のMZ型光変調器20がVπの駆動振幅で変調動作することになる。
【0040】
上記データ変調側のMZ型光変調器20に接続された動作点設定回路22は、MZ型光変調器20の信号電極にバイアス電圧を与えることでMZ型光変調器20の動作点を設定する回路である。この動作点設定回路22に対しては、ここでは図示を省略したが、上述したような従来のNRZ変調方式に対応した動作点制御技術を適用することでMZ型光変調器20の動作点が最適化されているものとする。具体的には、例えばデータ変調側の駆動信号に低周波信号を重畳し、光出力から分岐したモニタ光から重畳成分を検出してMZ型光変調器20の動作点制御を行うことが可能である。この場合のモニタ光は、MZ型光変調器20の後段に光カプラを別途挿入して取り出しても、MZ光変調器10の後段に設けられている光カプラ13の分岐光を利用しても構わない。
【0041】
なお、クロック変調側のMZ型光変調器10を駆動制御するための構成は、上述した図1の基本構成や第1実施形態の場合と同様であるためここでの説明を省略する。
上記のような構成の駆動制御装置では、データ変調側のMZ型光変調器20に入力される連続光がデータ信号に対応した振幅Vπの駆動信号に従って強度変調され、図8の上段に示すようなNRZ形式の光信号が、データ変調側のMZ型光変調器20からクロック変調側のMZ光変調器10に出力される。そして、クロック変調側のMZ光変調器10では、クロック信号に対応した振幅2Vπの駆動信号に従って、データ変調側のMZ型光変調器20から送られてくるNRZ形式の光信号がさらに強度変調され、図8の上段に示すようなRZ変調方式の場合と同じ波形を持つ光信号が出力される。
【0042】
そして、クロック変調側のMZ光変調器10から出力されるCS−RZ変調方式に対応した光信号は、その一部が光カプラ13で分岐されモニタ光として受光器14に送られて光電変換される。受光器14で発生する電流信号は、I/V変換回路15で電圧信号に変換されて最大値制御回路16に与えられる。最大値制御回路16では、上記の電圧信号に基づいて光出力パワーの平均値が判断され、その平均値が最大となるように動作点設定回路12のバイアス電圧がフィードバック制御される。これにより、クロック変調側のMZ光変調器10の動作点についても最適な状態に設定されるようになる。
【0043】
上記のように第2実施形態の駆動制御装置によれば、CS−RZ変調方式について、データ変調用のMZ光変調器20の動作点だけでなく、クロック変調用のMZ光変調器10の動作点についても最適化された状態を安定して得ることが可能になる。
次に、前述の図1に示した基本構成を有するMZ光変調器の駆動制御装置についての第3実施形態を説明する。
【0044】
図9は、第3実施形態の駆動制御装置の構成を示す機能ブロック図である。
図9において、本駆動制御装置の構成が図1の基本構成と異なる部分は、クロック信号に対応した駆動信号の振幅を調整するための振幅調整回路17を設けた部分である。なお、その他の部分の構成は図1の基本構成と同様である。
ここでは、まず、MZ光変調器10に与えられる駆動信号の振幅が変化したときの光出力特性について、図10および図11を参照しながら具体的に説明する。
【0045】
例えば、図10の左上に示すような駆動電圧に対する光出力特性を持つMZ光変調器10に対して、動作点が最適化された状態で、図10の左下に示すような振幅が2Vπに調整された駆動信号dが与えられると、MZ光変調器10の光出力は図10の右側上段に示すような波形となる。一方、振幅が2Vπよりも小さな駆動信号eがMZ光変調器10に与えられた場合には、図10の右側中段に示すように、振幅が2Vπのときに比べてピークパワーが低下した光出力が得られるようになる。また、振幅が2Vπよりも大きな駆動信号fがMZ光変調器10に与えられた場合には、図10の右側下段に示すように、波形の歪んだ光出力が得られるようになる。このようにクロック信号に対応した駆動信号に従って駆動されるMZ光変調器10の光出力波形は、MZ光変調器10の動作点が最適化されていたとしても、駆動信号の振幅変化の影響を受けてしまうことになる。従って、MZ光変調器10の動作点の最適化制御においては、駆動信号の振幅についても適した状態に調整することが望まれる。
【0046】
図11は、動作点のずれ量に対する光出力パワーの平均値の変化を、駆動信号の振幅ごとに示した一例である。図11に示すように、駆動信号の振幅が1.2Vπ,1.4Vπおよび1.5Vπの場合、光出力パワーの平均値は動作点のずれ量が0、すなわち、動作点が最適化されているときに最小となる。一方、振幅が1.6Vπ,2.0Vπおよび2.4Vπの場合、光出力パワーの平均値は動作点が最適化されているときに最大となる。これより、上述してきたような光出力パワーの平均値が最大になるようにバイアス電圧を制御して動作点を最適化する制御方法においては、駆動信号の振幅が約1.6Vπ以上の場合に有効になることが分かる。
【0047】
駆動信号の振幅は、例えば、駆動回路11に入力されるクロック信号の振幅変動や駆動回路11の動作状態の変化などによって変動する可能性がある。そこで、本実施形態では、振幅調整回路17を設けて駆動回路11の動作状態を制御可能にし、MZ光変調器10に与えられる駆動信号の振幅が約1.6Vπ以上となるように調整されるようにする。この駆動信号の振幅調整は、ここでは特に図示しなかったが、例えば、駆動回路11からMZ光変調器10に与えられる駆動信号の振幅をモニタしてその結果を振幅調整回路17にフィードバックすることなどによって行うことが可能である。
【0048】
このように第3実施形態の駆動制御装置によれば、駆動信号の振幅を適した状態に調整するようにしたことで、MZ光変調器10の駆動制御をより確実かつ安定して行うことが可能になる。
なお、前述の図11に示したように、駆動信号の振幅が1.2Vπ,1.4Vπおよび1.5Vπの場合において、光出力パワーの平均値は動作点が最適化されているときに最小となることに着目してMZ光変調器10の動作点制御を行う応用も可能である。すなわち、駆動信号の振幅を約1.5Vπ以下に設定してMZ光変調器10が駆動されるような使用状態にあっては、光出力パワーの平均値が最小となるようにバイアス電圧をフィードバック制御することで、MZ光変調器10の動作点を最適化することができる。このような光出力パワーの平均値を最小にする制御は、例えば、前述の図5に示した最大値制御回路16について、図12に示すような回路変更を行うことで容易に実現可能である。
【0049】
具体的に、図12における変更点は、コンパレータ103が非反転出力端子と反転出力端子を備えるようにすると共に、最大/最小値制御の切り替えのためのスイッチSW5を設けた点である。このような回路構成では、外部等から与えられる最大/最小値制御切り替え信号に従ってスイッチSW5の接点の切り替えが行われ、駆動信号の振幅が約1.6Vπ以上に設定される場合には、コンパレータ103の非反転出力端子がフリップフロップ104の入力端子に接続されて最大値制御が行われ、振幅が約1.5Vπ以下に設定される場合には、コンパレータ103の反転出力端子がフリップフロップ104の入力端子に接続されて最小値制御が行われるようになる。図12に示したような最大/最小値制御回路16’を駆動制御装置に適用することによって、より広い範囲の振幅を有する駆動信号に対応してMZ光変調器10の動作点を最適化することが可能になる。
【0050】
次に、本発明にかかる駆動制御装置の第4実施形態について説明する。第4実施形態では、例えば前述の第3実施形態について、MZ光変調器10の動作点制御が正常に行われているか否かを検出する機能を備えるようにした応用例を考えることにする。
図13は、第4実施形態の駆動制御装置の構成を示す機能ブロック図である。
【0051】
図13において、本駆動制御装置の構成が図9の第3実施形態の構成と異なる部分は、最大値制御回路16から出力されるアップ/ダウン信号が入力される出力安定化検出回路18と、その出力安定化検出回路18からの出力信号およびI/V変換回路15で変換された電圧信号が入力される出力低下検出回路19とを設けた部分である。その他の部分の構成は第3実施形態の場合と同様である。
【0052】
出力安定化検出回路18は、例えば図14の右側に示すように、最大値制御回路16からのアップ/ダウン信号に従って開閉するスイッチSW6に応じてキャパシタC4が充電される積分回路の出力電圧がウィンドウコンパレータ18Aに入力される。このウィンドウコンパレータ18Aでは、入力電圧と予め設定された基準電圧Vr1,Vr2との比較が行われ、入力電圧が基準電圧Vr1,Vr2の間にある場合にハイレベルの信号が出力低下検出回路19に出力される。
【0053】
出力低下検出回路19は、例えば図14の左側に示すように、コンパレータ19AおよびAND回路19Bを有する。コンパレータ19Aでは、I/V変換回路15からのモニタ電圧と予め設定された基準電圧Vr3との比較が行われ、モニタ電圧が基準電圧Vr3以下となった場合にバイレベルの信号がAND回路19Bに出力される。AND回路19Bでは、ウィンドウコンパレータ18Aからの出力信号とコンパレータ19Aからの出力信号との論理積が演算され、その演算結果が出力低下検出信号として外部等に出力される。
【0054】
上記のような構成の駆動制御装置では、最大値制御回路16からのアップ/ダウン信号に基づいて、MZ光変調器10に印加されたバイアス電圧が最適点に安定したか否かが出力安定化検出回路18で検出される。具体的には、最大値制御回路16によるバイアス電圧のフィードバック制御によって動作点が最適化されると、最大値制御回路16から出力されるアップ/ダウン信号はアップ信号とダウン信号を交互に繰り返すようになる。これにより、ウィンドウコンパレータ18Aへの入力電圧は、動作点の最適化によって一定のレベルで安定になるため、予め設定した基準電圧Vr1,Vr2に従って入力電圧のレベル判定を行うことで、バイアス電圧が最適点に安定したことが検出されるようになる。
【0055】
上記のようにしてバイアス電圧の最適点での安定が検出されると、次に、出力低下検出回路19では、駆動信号の振幅が適切に調整されているか否かの検出が行われる。この出力低下検出回路19における検出処理は、例えば図15に示すような駆動信号の振幅に対する光出力パワーの平均値の関係に基づいて行われる。なお、図15に示した関係は、MZ光変調器10の動作点が最適化されている状態について、駆動信号の振幅を2Vπで規格化して光出力パワーの平均値を示したものである。図15より、動作点最適時における光出力パワーの平均値は、駆動信号の振幅が約2.4Vπに達するまでの範囲で、振幅の増大とともに単調増加することが分かる。このような関係を考慮すると、駆動信号の振幅が前述したような最大値制御に基づく動作点最適化を可能にする値(具体的に1.6Vπ以上)に調整されていれば、出力低下検出回路19のコンパレータ19Aに入力されるモニタ電圧は所定の閾値を超えるレベルとなり、振幅が適切に調整されていなければモニタ電圧が閾値以下となる。従って、出力低下検出回路19においてモニタ電圧が閾値以下になっていることを検出して出力低下検出信号を出力することによって、駆動信号の振幅が適切な範囲で調整されずにバイアス電圧が安定になってしまっている状況を外部等に報知することが可能になる。
【0056】
次に、前述の図1に示した基本構成を有するMZ光変調器の駆動制御装置についての第5実施形態を説明する。
図16は、第5実施形態の駆動制御装置の構成を示す機能ブロック図である。図16において、本駆動制御装置の構成が図1の基本構成と異なる部分は、駆動回路11とMZ光変調器10の信号電極との間の信号線路上に、ディレイロックループ(DLL)回路30および増幅器31A,31Bを挿入した部分である。なお、その他の部分の構成は図1の基本構成と同様である。
【0057】
DLL回路30は、例えば、可変ディレイ回路30A、位相比較器30Bおよびフィルタ30Cを有する。可変ディレイ回路30Aは、駆動回路11の反転出力端子から出力される駆動信号に対して可変の位相遅延を与える公知の回路である。位相比較器30Bは、駆動回路11の非反転出力端子から出力される駆動信号と可変ディレイ回路30Aから出力される駆動信号との位相を比較して位相差に応じた信号を出力する。フィルタ30Cは、位相比較器30の出力信号から不要成分を除去するものであり、このフィルタ30Cを通過した信号に応じて可変ディレイ回路30Aにおける位相遅延量が制御される。
【0058】
増幅器31Aは、駆動回路11の非反転出力側の信号線路上に一方の駆動信号の振幅を調整するために設けられる。また、増幅器31Bは、駆動回路11の反転出力側の信号線路上でDLL回路30の後段に他方の駆動信号の振幅を調整するために設けられる。
上記のような構成の駆動制御装置では、駆動回路11の各出力端子とMZ光変調器10の各信号電極とを繋ぐ信号線路の長さが異なる場合であっても、MZ光変調器10の各信号電極に印加される各々の駆動信号の位相差が適切な値に制御されるようになる。
【0059】
ここで、MZ光変調器10の各信号電極に印加される駆動信号の位相差に対する光出力特性について、図17および図18を参照しながら具体的に説明しておく。
例えば、図17の左上に示すような駆動電圧に対する光出力特性を持つMZ光変調器10に対して、動作点が最適化された状態で、図17の左下に示すように、一方の駆動信号に対する位相差が180°に制御された駆動信号gが与えられると、MZ光変調器10の光出力は図17の右側上段に示すような波形となる。一方、位相差が180°からずれた駆動信号h,iが与えられた場合には、図17の右側中段および下段に示すように、位相差が180°のときに比べてピークパワーが低下した光出力が得られるようになる。このようにクロック信号に対応した駆動信号によって駆動されるMZ光変調器10の光出力波形は、MZ光変調器10の動作点が最適化されていたとしても、各信号電極に印加される駆動信号の最適位相差からのずれの影響を受けてしまう。
【0060】
図18は、動作点のずれ量に対する光出力パワーの平均値の変化を、最適位相差からのずれ量ごとに示した一例である。図18に示すように、クロック信号の半周期をT0としたときの最適位相差からのずれ量が0,±0.1T0および±0.2T0である場合、光出力パワーの平均値は、動作点のずれ量が0、すなわち、動作点が最適化されているときに最大となる。これより、上述してきたような光出力パワーの平均値が最大になるようにバイアス電圧を制御して動作点を最適化する制御方法においては、最適位相差からのずれ量が±0.2T0以下の場合に有効になることが分かる。
【0061】
そこで、本実施形態では、DLL回路30を設けて駆動信号の位相を制御可能にし、MZ光変調器10の各信号電極に与えられる駆動信号の最適位相差(180°)からのずれ量が±0.2T0以下に制御されるようにする。これにより、MZ光変調器10の動作点制御をより確実かつ安定して行うことが可能になる。次に、本発明にかかる駆動制御装置の第6実施形態について説明する。第6実施形態では、例えば前述の第5実施形態について、MZ光変調器10の動作点制御が正常に行われているか否かを検出する機能を備えるようにした応用例を考えることにする。
【0062】
図19は、第6実施形態の駆動制御装置の構成を示す機能ブロック図である。図19において、本駆動制御装置の構成が図16の第5実施形態の構成と異なる部分は、最大値制御回路16から出力されるアップ/ダウン信号が入力される出力安定化検出回路18と、その出力安定化検出回路18からの出力信号およびI/V変換回路15で変換された電圧信号が入力される出力低下検出回路19とを設けた部分である。その他の部分の構成は第5実施形態の場合と同様である。また、上記の出力安定化検出回路18および出力低下検出回路19は、前述した第4実施形態の場合に使用したものと同一である。
【0063】
本駆動制御装置では、第4実施形態の場合の場合と同様にして、出力安定化検出回路18によりバイアス電圧が最適点に安定したか否かの検出が行われ、安定検出時において、最適位相差からのずれ量が適切に制御されているか否かの検出が出力低下検出回路19によって行われる。この出力低下検出回路19における検出処理は、例えば図20に示すような最適位相差からのずれ量に対する光出力パワーの平均値の関係に基づいて行われる。なお、図20に示した関係は、MZ光変調器10の動作点が最適化されている状態について、最適位相差からのずれ量をT0で規格化して光出力パワーの平均値を示したものである。図20より、動作点最適時における光出力パワーの平均値は、最適位相差からのずれ量の増大とともに低下することが分かる。従って、出力低下検出回路19においてモニタ電圧が閾値以下になっていることを検出して出力低下検出信号を出力することによって、最適位相差からのずれ量が適切な範囲で制御されずにバイアス電圧が安定になってしまっている状況を外部等に報知することが可能になる。
【0064】
次に、本発明にかかる駆動制御装置の第7実施形態について説明する。第7実施形態では、駆動信号の位相制御の応用例として、例えば、上述の第2実施形態で説明したようなCS−RZ変調方式に対応したMZ光変調器について、データ変調側の駆動信号とクロック変調側の駆動信号との位相差を制御するようにした一例を考える。
【0065】
図21は、第7実施形態の駆動制御装置の構成を示す機能ブロック図である。図21において、本駆動制御装置は、例えば、上述の図8に示した第2実施形態の構成について、ビットレートがf0b/sのデータ信号と、周波数がf0Hzのクロック信号との位相同期を行うDフリップフロップ32と、クロック信号を分周して周波数がf0/2Hzの信号を生成するDフリップフロップ33と、そのDフリップフロップ33で生成したクロック信号とデータ信号の間の位相差を制御するDLL回路34と、を設けるようにしたものである。
【0066】
なお、DLL回路34は、前述の図16に示した第5実施形態で用いたDLL回路30と同様の構成であって、ここでは可変ディレイ回路34Aから出力される周波数f0/2Hzのクロック信号とDフリップフロップ32に送られる周波数f0Hzのクロック信号の位相差が位相比較器34Bによって検出される。
上記のような構成の駆動制御装置では、CS−RZ変調方式に対応したMZ光変調器を駆動するために用いられるデータ信号およびクロック信号間の位相差が簡略な構成により最適に制御されるようになるため、CS−RZ方式で変調された光信号を安定して生成することが可能になる。
【0067】
なお、上記の第7実施形態では、Dフリップフロップ32,33およびDLL回路34を用いてデータ信号およびクロック信号間の位相差を制御するようにしたが、これ以外にも、例えば図22に示すように、2:1マルチプレクサ(MUX)35とDLL回路34を組み合わせてデータ信号およびクロック信号間の位相差を制御することも可能である。この場合には、ビットレートがf0/2b/sの2つのデータ信号が、マルチプレクサ35において周波数がf0/2Hzのクロック信号に位相同期しながら合成されてデータ変調用の駆動信号として用いられ、DLL回路34の可変ディレイ回路34Aから出力されるクロック信号と、マルチプレクサ35に送られるクロック信号との位相差が位相比較器34Bによって検出されることになる。
【0068】
次に、本発明にかかる駆動制御装置の第8実施形態について説明する。第8実施形態では、例えば前述した第3実施形態(図9)について、駆動信号の振幅が一定となるように制御する応用例を考えることにする。
図23は、第8実施形態の駆動制御装置の構成を示す機能ブロック図である。図23において、本駆動制御装置の構成が第3実施形態の構成と異なる部分は、MZ光変調器10の光出力レベルに基づいて駆動信号の振幅を一定に制御する振幅一定制御回路36を設けた部分である。なお、その他の部分の構成は第3実施形態の場合と同様である。
【0069】
振幅一定制御回路36は、I/V変換回路15からの電圧信号を基にMZ光変調器10からの光出力のレベルを判断し、そのレベルが予め定めた値で一定となるように振幅調整回路17を介して駆動回路11の動作状態を制御するものである。MZ光変調器10の光出力レベルは、上述の図15に示した関係からも明らかなように、動作点が最適化された状態では、駆動信号の振幅に応じて変化する。このため、光出力レベルが一定となるように駆動回路11の動作状態を調整することによって、駆動信号の振幅を一定値に制御することが可能になる。
【0070】
なお、振幅一定制御回路36による駆動信号の振幅の一定制御と、最大値制御回路16による動作点の最適化制御とは、基本的に切り替えて行うことが望ましい。このような制御の切り替えは、具体的には、例えば図24に示すような回路構成により実現することが可能である。図24の回路構成では、上述した第4実施形態(図13)などで用いた出力安定化検出回路18を利用し、その出力信号に従ってスイッチSW7,SW8の開閉を連動させることで、サンプルホールド回路37Aを介した動作点の最適化制御と、サンプルホールド回路37Bを介した振幅の一定制御とが切り替えられるようになる。ここで利用する出力安定化検出回路18の好ましい構成としては、例えば図25の出力安定化検出回路18’に示すように、ウィンドウコンパレータ18Aの出力信号によって示される出力安定化の検出結果を一定時間保持するタイマー18Bを設けるようにして、各々の制御動作の安定化を図るのがよい。
【0071】
また、ここでは駆動回路11の動作状態を制御して駆動信号の振幅を制御するようにしたが、駆動回路11とMZ光変調器10の間を接続する各信号線路の損失が異なるような場合には、駆動回路11から出力される各々の駆動信号の振幅を個別に調整可能な回路構成を設けるようにしても構わない。
このように第8実施形態によれば、MZ光変調器10の光出力の一部を分岐したモニタ光のレベルに基づいて駆動信号の振幅の一定制御を行うようにしたことで、MZ光変調器10を一層安定して駆動制御することが可能になる。
【0072】
次に、本発明にかかる駆動制御装置の第9実施形態について説明する。第9実施形態では、例えば前述した第5実施形態(図16)について、MZ光変調器10の各信号電極に印加される各々の駆動信号の位相差を最適値に制御する応用例を考えることにする。
図26は、第9実施形態の駆動制御装置の構成を示す機能ブロック図である。
【0073】
図26において、本駆動制御装置の構成が第5実施形態の構成と異なる部分は、最大値制御回路16の出力信号に従って、駆動信号間の位相差を調整する可変ディレイ回路30Aにおける位相遅延量を制御する位相差制御回路38を設けるようにした部分である。なお、その他の部分の構成は第5実施形態の場合と同様である。
【0074】
MZ光変調器10に与えられる各駆動信号の最適位相差からのずれ量は、前述の図20に示した関係からも明らかなように、MZ光変調器10の光出力レベルが最大のときに最も小さくなる。このため、最大値制御回路16の出力信号に従って、光出力レベルが最大になるように可変ディレイ回路30Aの位相遅延量が位相差制御回路38によって調整されることで、各駆動信号の位相差を最適値に制御することが可能になる。
【0075】
なお、位相差制御回路38による駆動信号間の位相差の最適化制御と、最大値制御回路16による動作点の最適化制御とについても基本的に切り替えて行うことが望ましい。このような制御の切り替えは、具体的には、例えば図27に示すような回路構成により実現することが可能である。図27の回路構成では、上述した第4実施形態(図13)などで用いた出力安定化検出回路18を利用し、その出力信号のレベル変化をカウントする2ビットカウンタ39から出力される信号に従ってスイッチSW9の接点の接続状態が変わることで、サンプルホールド回路37Aを介した動作点の最適化制御と、サンプルホールド回路37Cを介した位相差の最適化制御とが切り替えられるようになる。また、駆動信号の振幅が約1.5Vπ以下の小さな値に設定され、上述の図12に示したような最大/最小値制御の切り替えが可能な回路構成が適用される場合には、図27の破線矢印に示すように、2ビットカウンタ39の出力信号を最大/最小値制御切り替え信号として回路16に与えるようにすればよい。
【0076】
このように第9実施形態によれば、最大値制御回路16の出力信号に基づいて各駆動信号の位相差を最適化制御するようにしたことで、MZ光変調器10をより望ましい状態で安定して駆動制御することが可能になる。
次に、本発明にかかる駆動制御装置の第10実施形態について説明する。第10実施形態は、前述した第8および第9実施形態を組み合わせた構成、すなわち、MZ光変調器10の動作点の最適化制御と、駆動信号の振幅の一定制御と、駆動信号間の位相差の最適化制御と、を同時に実現した応用例を考えることにする。
【0077】
図28は、第10実施形態の駆動制御装置の構成を示す機能ブロック図である。
図28の回路構成は、タイマー40からのカウント信号に同期して3つの接点の切り替えが行われる3ビットのスイッチSW10,SW11によって、最大値制御回路16による動作点の最適化制御と、振幅一定制御回路36による駆動信号の振幅一定制御と、位相差制御回路38による駆動信号間の位相差の最適化制御とが順次切り替えられるようにしたものである。各々の制御動作は、上述した各実施形態の場合と同様であるためここでの説明を省略する。
【0078】
上記のような構成の駆動制御装置によれば、駆動信号の振幅が一定に制御されると共に、MZ光変調器10の動作点および駆動信号間の位相差がそれぞれ最適化されるようになるため、MZ光変調器10をより一層安定した状態で駆動制御することが可能になる。
なお、上記の第10実施形態の回路構成については、例えば図29に示すように、I/V変換回路15からの電圧信号をA/Dコンバータ41でデジタル信号に変換した後にPLD等のファームIC42内に取り込み、動作点の最適化制御、駆動信号の振幅一定制御および位相差最適化制御の各処理内容をファームIC42に書き込むことによって各々の制御が順次切り替えて実行されるようにすることも可能である。このような構成とすることでよって、より小型で安価な駆動制御装置を実現することができる。
【0079】
また、上述した第3〜第6実施形態および第8〜第10実施形態では、クロック信号に対応した駆動信号によって駆動されるMZ光変調器10に対応する構成についてだけ説明したが、これらの各実施形態における構成は、CS−RZ変調方式のMZ光変調器におけるクロック変調側の駆動制御装置として適用することが勿論可能である。
【0080】
さらに、上述した各実施形態では、クロック信号を駆動回路11で振幅調整してMZ光変調器10の信号電極に印加するようにしたが、例えば図30に示すように、駆動回路11から出力される各駆動信号を、クロック信号の周波数fCLKに対応した透過特性を有するローパスフィルタパスまたはバンドパスフィルタ等のフィルタ30を介してMZ光変調器10にそれぞれ印加するようにしてもよい。これにより、各駆動信号の波形を正確な正弦波とすることが可能になる。
【0081】
以上、本明細書で開示した主な発明について以下にまとめる。
【0082】
(付記1) 駆動電圧に対する光出力特性が周期的に変化する光変調器の駆動制御装置であって、
前記駆動電圧に対する光出力特性の隣り合う2つの発光の頂点または隣り合う2つの消光の頂点の間の電圧差に応じて振幅が設定された所定の波形の駆動信号を前記光変調器に与える駆動部と、
前記光変調器から出力される光信号のパワーを検出し、該光信号のパワーの平均値に基づいて、前記光変調器の動作点を制御する動作点制御部と、を備えて構成されたことを特徴とする光変調器の駆動制御装置。
【0083】
(付記2) 付記1に記載の駆動制御装置であって、
前記駆動部は、クロック信号に対応した正弦波の駆動信号を前記光変調器に与えることを特徴とする光変調器の駆動制御装置。
【0084】
(付記3) 付記1に記載の駆動制御装置であって、
前記駆動信号の振幅が、光変調器の動作点ずれ量に対する光出力特性を基に定められた第1閾値以上に設定されるとき、
前記動作点制御部は、前記光信号のパワーの平均値が最大になるように、前記光変調器の動作点を制御することを特徴とする光変調器の駆動制御装置。
【0085】
(付記4) 付記1に記載の駆動制御装置であって、
前記駆動信号の振幅が、光変調器の動作点ずれ量に対する光出力特性を基に定められた第2閾値以下に設定されるとき、
前記動作点制御部は、前記光信号のパワーの平均値が最小になるように、前記光変調器の動作点を制御することを特徴とする光変調器の駆動制御装置。
【0086】
(付記5) 付記1に記載の駆動制御装置であって、
前記動作点制御部は、前記駆動部における駆動信号の振幅設定に応じて、前記光信号のパワーの平均値が最大になるようにする動作点の最大値制御と、前記光信号のパワーの平均値が最小になるようにする動作点の最小値制御とを切り替えることを特徴とする光変調器の駆動制御装置。
【0087】
(付記6) 付記1に記載の駆動制御装置であって、
前記駆動部から前記光変調器に与えられる駆動信号の振幅を調整する振幅調整部を備えて構成されたことを特徴とする光変調器の駆動制御装置。
【0088】
(付記7) 付記6に記載の駆動制御装置であって、
前記動作点制御部で検出される光信号パワーの平均値の増減状態を基に前記光変調器からの光出力が安定化したことを検出する出力安定化検出部と、
前記動作点制御部で検出される光信号パワーの平均値が予め設定した基準値以下であるか否かを検出する出力低下検出部と、
前記出力安定化検出部で光出力が安定化したことが検出され、かつ、前記出力低下検出部で光信号パワーの平均値が基準値以下であることが検出されることにより、前記振幅調整部によって調整された駆動信号の振幅が動作点制御範囲外にあることを判定する振幅判定部と、を備えて構成されたことを特徴とする光変調器の駆動制御装置。
【0089】
(付記8) 付記6に記載の駆動制御装置であって、
前記光変調器から出力される光信号のレベルが予め設定した値で一定になるように、前記振幅調整部における調整量を制御して、駆動信号の振幅を一定値に制御する振幅一定制御部を備えたことを特徴とする光変調器の駆動制御装置。
【0090】
(付記9) 付記8に記載の駆動制御装置であって、
前記動作点制御部による光変調器の動作点制御と、前記振幅一定制御部による駆動信号の振幅制御との切り替えを行う制御切り替え部を備えたことを特徴とする光変調器の駆動制御装置。
【0091】
(付記10) 付記9に記載の駆動制御装置であって、
前記制御切り替え部は、前記動作点制御部で検出される光信号パワーの平均値の増減状態を基に前記光変調器からの光出力が安定化したことを検出し、該検出結果に応じて制御の切り替えを行うことを特徴とする光変調器の駆動制御装置。
【0092】
(付記11) 付記6に記載の駆動制御装置であって、
前記駆動部から前記光変調器に複数の駆動信号が与えられるとき、前記振幅調整部は、前記複数の駆動信号の各振幅を個別に調整可能であることを特徴とする光変調器の駆動制御装置。
【0093】
(付記12) 付記1に記載の駆動制御装置であって、
前記駆動部が所定の位相差を有する複数の駆動信号を生成して前記光変調器に与えるとき、前記複数の駆動信号間の位相差を調整する位相差調整部を備えて構成されたことを特徴とする光変調器の駆動制御装置。
【0094】
(付記13) 付記12に記載の駆動制御装置であって、
前記位相差調整部は、ディレイロックループ(DLL)回路を含むことを特徴とする光変調器の駆動制御装置。
【0095】
(付記14) 付記12に記載の駆動制御装置であって、
前記動作点制御部で検出される光信号パワーの平均値の増減状態を基に前記光変調器からの光出力が安定化したことを検出する出力安定化検出部と、
前記動作点制御部で検出される光信号パワーの平均値が予め設定した基準値以下であるか否かを検出する出力低下検出部と、
前記出力安定化検出部で光出力が安定化したことが検出され、かつ、前記出力低下検出部で光信号パワーの平均値が基準値以下であることが検出されることにより、前記位相差調整部によって調整された駆動信号間の位相差が動作点制御範囲外にあることを判定する位相差判定部と、を備えて構成されたことを特徴とする光変調器の駆動制御装置。
【0096】
(付記15) 付記12に記載の駆動制御装置であって、
前記動作点制御部で検出される光信号パワーの平均値が最大になるように、前記位相差調整部における調整量を制御する位相差制御部を備えたことを特徴とする光変調器の駆動制御装置。
【0097】
(付記16) 付記15に記載の駆動制御装置であって、
前記動作点制御部による光変調器の動作点制御と、前記位相差制御部による複数の駆動信号間の位相差制御との切り替えを行う制御切り替え部を備えたことを特徴とする光変調器の駆動制御装置。
【0098】
(付記17) 付記16に記載の駆動制御装置であって、
前記制御切り替え部は、前記動作点制御部で検出される光信号パワーの平均値の増減状態を基に前記光変調器からの光出力が安定化したことを検出し、該検出結果に応じて制御の切り替えを行うことを特徴とする光変調器の駆動制御装置。
【0099】
(付記18) 付記2に記載の駆動制御装置であって、
前記駆動部は、前記クロック信号の周波数に対応した透過特性を有するフィルタを有し、前記駆動信号が前記フィルタを介して前記光変調器に与えられることを特徴とする光変調器の駆動制御装置。
【0100】
(付記19) 付記1に記載の駆動制御装置であって、
前記光変調器は、第1光変調部と、該第1光変調部から出力される光信号が入力される第2光変調部と、を備え、
前記駆動部は、データ信号に対応した波形を有し、かつ、前記第1光変調部の駆動電圧に対する光出力特性の隣り合う発光の頂点および消光の頂点の間の電圧差に応じて振幅が設定された駆動信号を前記第1光変調部に与えるデータ変調側の駆動回路と、前記データ信号のビットレートの1/2倍の周波数を持つクロック信号に対応した波形を有し、かつ、前記第1光変調部の駆動電圧に対する光出力特性の隣り合う2つの発光の頂点または隣り合う2つの消光の頂点の間の電圧差に応じて振幅が設定された駆動信号を前記第2光変調部に与えるクロック変調側の駆動回路と、を備え、
前記動作点制御部は、前記第2光変調器から出力される光信号のパワーの平均値に基づいて、少なくとも前記第2光変調器の動作点を制御することを特徴とする光変調器の駆動制御装置。
【0101】
(付記20) 付記19に記載の駆動制御装置であって、
前記データ変調側の駆動回路は、所定の低周波信号を重畳した駆動信号を前記第1光変調器に与え、
前記動作点制御部は、前記第1光変調器または前記第2光変調器から出力される光信号に含まれる前記低周波信号成分に基づいて、前記第1光変調器の動作点の変動を検出し、該検出結果に応じて前記第2光変調器の動作点を制御することを特徴とする光変調器の駆動制御装置。
【0102】
(付記21) 付記19に記載の駆動制御装置であって、
前記駆動部は、前記データ信号と前記クロック信号の位相を同期させる位相同期回路を備えたことを特徴とする光変調器の駆動制御装置。
【0103】
(付記22) 付記19に記載の駆動制御装置であって、
前記データ変調側の駆動回路が、NRZ(non return to zero)変調方式のデータ信号に対応した波形の駆動信号を前記第1光変調部に与えることにより、CS−RZ(career suppressed return to zero)変調方式の光信号が前記第2光変調部から出力されることを特徴とする光変調器の駆動制御装置。
【0104】
(付記23) 付記1に記載の駆動制御装置であって、
前記光変調器が、マッハツェンダ型光変調器であることを特徴とする光変調器の駆動制御装置。
【0105】
(付記24) 駆動電圧に対する光出力特性が周期的に変化する光変調器の駆動制御方法であって、
前記駆動電圧に対する光出力特性の隣り合う2つの発光の頂点または隣り合う2つの消光の頂点の間の電圧差に応じて振幅が設定された所定の波形の駆動信号を前記光変調器に与え、
前記光変調器から出力される光信号のパワーを検出し、該光信号のパワーの平均値に基づいて、前記光変調器の動作点を制御することを特徴とする光変調器の駆動制御方法。
【0106】
(付記25) 付記24に記載の駆動制御方法であって、
クロック信号に対応した正弦波の駆動信号を前記光変調器に与えることを特徴とする光変調器の駆動制御方法。
【0107】
(付記26) 付記24に記載の駆動制御方法であって、
前記駆動信号の振幅が、光変調器の動作点ずれ量に対する光出力特性を基に定められた第1閾値以上に設定されるとき、前記光変調器から出力される光信号のパワーの平均値が最大になるように、前記光変調器の動作点を制御することを特徴とする光変調器の駆動制御方法。
【00108】
(付記27) 付記24に記載の駆動制御方法であって、
前記駆動信号の振幅が、光変調器の動作点ずれ量に対する光出力特性を基に定められた第2閾値以下に設定されるとき、前記光変調器から出力される光信号のパワーの平均値が最小になるように、前記光変調器の動作点を制御することを特徴とする光変調器の駆動制御方法。
【0109】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明による光変調器の駆動制御装置および駆動制御方法は、光変調器からの光出力パワーの平均値を利用して動作点の制御を行うようにしたことで、クロック信号に対応した正弦波の波形を有する駆動信号を用いる場合でも動作点の変動を確実に判断して補償することが可能になるため、光変調器を最適な状態で安定して駆動制御することができる。このような本発明による駆動制御技術によれば、CS−RZ方式や光デュオバイナリ方式等の光変調器を備えた装置の小型化および低価格化が実現可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明にかかるMZ型光変調器の駆動制御装置の基本的な構成を示す機能ブロック図である。
【図2】クロック信号に対応した駆動信号によって駆動されるMZ光変調器の光出力特性を説明するための図である。
【図3】図2の光出力特性について、動作点の変動量に対する光出力パワーの平均値の変化の一例を示す図である。
【図4】本発明の第1実施形態による駆動制御装置の構成を示す回路図である。
【図5】上記第1実施形態において用いられる最大値制御回路の構成例を示す回路図である。
【図6】図5の最大値制御回路の動作を説明するためのタイミング図である。
【図7】上記第1実施形態に関連した他の構成例を示す回路図である。
【図8】本発明の第2実施形態による駆動制御装置の構成を示す機能ブロック図である。
【図9】本発明の第3実施形態による駆動制御装置の構成を示す機能ブロック図である。
【図10】上記第3実施形態において、駆動信号の振幅の変化に対するMZ光変調器の光出力特性を説明するための図である。
【図11】図10の光出力特性について、動作点のずれ量に対する光出力パワーの平均値の変化を駆動信号の振幅ごとに示した図である。
【図12】上記第3実施形態に関連して、最大/最小値制御の切り替えを可能にした制御回路の構成例を示す図である。
【図13】本発明の第4実施形態による駆動制御装置の構成を示す機能ブロック図である。
【図14】上記第4実施形態において用いられる出力安定化検出回路の構成例を示す回路図である。
【図15】上記第4実施形態において、駆動信号の振幅に対する光出力パワーの平均値の関係を示す図である。
【図16】本発明の第5実施形態による駆動制御装置の構成を示す機能ブロック図である。
【図17】上記第5実施形態において、駆動信号間の位相差に対するMZ光変調器の光出力特性を説明するための図である。
【図18】図10の光出力特性について、動作点のずれ量に対する光出力パワーの平均値の変化を、最適位相差からのずれ量ごとに示した図である。
【図19】本発明の第6実施形態による駆動制御装置の構成を示す機能ブロック図である。
【図20】上記第6実施形態において、駆動信号間の最適位相差からのずれ量に対する光出力パワーの平均値の関係を示す図である。
【図21】本発明の第7実施形態による駆動制御装置の構成を示す機能ブロック図である。
【図22】上記第7実施形態に関連した他の構成例を示す回路図である。
【図23】本発明の第8実施形態による駆動制御装置の構成を示す機能ブロック図である。
【図24】上記第8実施形態について、制御の切り替えを可能にするための具体的な回路例を示す図である。
【図25】図24の回路に用いられる出力安定化検出回路の望ましい構成例を示す図である。
【図26】本発明の第9実施形態による駆動制御装置の構成を示す機能ブロック図である。
【図27】上記第9実施形態について、制御の切り替えを可能にするための具体的な回路例を示す図である。
【図28】本発明の第10実施形態による駆動制御装置の構成を示す機能ブロック図である。
【図29】上記第10実施形態に関連した他の構成例を示す回路図である。
【図30】上述の各実施形態に関連した応用例を示す図である。
【図31】一般的なMZ型光変調器の駆動信号に対する光出力特性の一例を示す図である。
【図32】従来のCS−RZ変調方式に対応したMZ型光変調器の駆動制御装置の構成例を示す図である。
【図33】クロック変調側のMZ光変調器についての駆動信号に対する光出力特性の一例を示す図である。
【図34】従来の光デュオバイナリ変調方式に対応したMZ型光変調器の駆動制御装置の構成例を示す図である。
【図35】光デュオバイナリ変調方式に対応したMZ型光変調器に対する従来の動作点制御方式を説明するための図である。
【符号の説明】
10 MZ光変調器(クロック変調側)
20 MZ光変調器(データ変調側)
11,21 駆動回路
12,22 動作点設定回路
13 光カプラ
14 受光器
15 I/V変換回路
16 最大値制御回路
17 振幅調整回路
18 出力安定化検出回路
19 出力低下検出回路
30,34 ディレイロックループ(DLL)回路
32,33 Dフリップフロップ(D−F/F)
35 マルチプレクサ(MUX)
36 振幅一定制御回路
37A,37B,37C サンプルホールド回路
38 位相差制御回路
39 2ビットカウンタ
40 タイマー
41 A/Dコンバータ
42 ファームIC
43 フィルタ
Claims (5)
- 駆動電圧に対する光出力特性が周期的に変化する光変調器の駆動制御装置であって、
前記駆動電圧に対する光出力特性の隣り合う2つの発光の頂点または隣り合う2つの消光の頂点の間の電圧差に応じて振幅が設定されており、クロック信号に対応した正弦波の波形を有する駆動信号を前記光変調器に与える駆動部と、
前記光変調器から出力される光信号のパワーを検出し、該光信号のパワーの平均値に基づいて、前記光変調器の動作点を制御する動作点制御部と、を備えて構成されたことを特徴とする光変調器の駆動制御装置。 - 請求項1に記載の駆動制御装置であって、
前記駆動信号の振幅が、光変調器の動作点ずれ量に対する光出力特性を基に定められた第1閾値以上に設定されるとき、
前記動作点制御部は、前記光信号のパワーの平均値が最大になるように、前記光変調器の動作点を制御することを特徴とする光変調器の駆動制御装置。 - 請求項1に記載の駆動制御装置であって、
前記駆動信号の振幅が、光変調器の動作点ずれ量に対する光出力特性を基に定められた第2閾値以下に設定されるとき、
前記動作点制御部は、前記光信号のパワーの平均値が最小になるように、前記光変調器の動作点を制御することを特徴とする光変調器の駆動制御装置。 - 請求項1に記載の駆動制御装置であって、
前記光変調器は、第1光変調部と、該第1光変調部から出力される光信号が入力される第2光変調部と、を備え、
前記駆動部は、データ信号に対応した波形を有し、かつ、前記第1光変調部の駆動電圧に対する光出力特性の隣り合う発光の頂点および消光の頂点の間の電圧差に応じて振幅が設定された駆動信号を前記第1光変調部に与えるデータ変調側の駆動回路と、前記データ信号のビットレートの1/2倍の周波数を持つクロック信号に対応した波形を有し、かつ、前記第1光変調部の駆動電圧に対する光出力特性の隣り合う2つの発光の頂点または隣り合う2つの消光の頂点の間の電圧差に応じて振幅が設定された駆動信号を前記第2光変調部に与えるクロック変調側の駆動回路と、を備え、
前記動作点制御部は、前記第2光変調部から出力される光信号のパワーの平均値に基づいて、少なくとも前記第2光変調部の動作点を制御することを特徴とする光変調器の駆動制御装置。 - 駆動電圧に対する光出力特性が周期的に変化する光変調器の駆動制御方法であって、
前記駆動電圧に対する光出力特性の隣り合う2つの発光の頂点または隣り合う2つの消光の頂点の間の電圧差に応じて振幅が設定されており、クロック信号に対応した正弦波の波形を有する駆動信号を前記光変調器に与え、
前記光変調器から出力される光信号のパワーを検出し、該光信号のパワーの平均値に基づいて、前記光変調器の動作点を制御することを特徴とする光変調器の駆動制御方法。
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KR100547746B1 (ko) * | 2003-04-30 | 2006-01-31 | 삼성전자주식회사 | 듀오바이너리 광 전송장치 |
JP2005148329A (ja) * | 2003-11-14 | 2005-06-09 | Fujitsu Ltd | 光変調装置 |
JP4091027B2 (ja) * | 2004-03-19 | 2008-05-28 | 富士通株式会社 | 光変調器の駆動方法、並びに、それを用いた光送信機および光伝送システム |
WO2005119944A1 (en) * | 2004-06-01 | 2005-12-15 | Bookham Technology Plc | Control circuitry in optoelectronic modules for laser modulation crossing point adjustment |
US7409163B2 (en) * | 2004-06-30 | 2008-08-05 | Lucent Technologies Inc. | Method and apparatus for optical signal transmission |
JP4464408B2 (ja) * | 2004-12-28 | 2010-05-19 | 三菱電機株式会社 | 光受信装置 |
US20060228121A1 (en) * | 2005-03-29 | 2006-10-12 | General Electric Company | Remote monitoring system and method |
JP4574452B2 (ja) * | 2005-06-02 | 2010-11-04 | 日本電信電話株式会社 | 光変調器・ドライバ回路一体型モジュール |
US7702246B2 (en) * | 2005-08-13 | 2010-04-20 | Alcatel-Lucent Usa Inc. | Optical label switching scheme employing differential phase-shift keying for payloads and intensity modulation for labels using a single optical modulator |
US7466877B2 (en) * | 2005-09-23 | 2008-12-16 | Fujitsu Limited | Monitoring modulation alignment variation using photon absorption |
JP2007114307A (ja) * | 2005-10-18 | 2007-05-10 | Fujitsu Ltd | チャープ切り替え回路及び光伝送システム |
US8532499B2 (en) * | 2005-10-25 | 2013-09-10 | Emcore Corporation | Optical transmitter with adaptively controlled optically linearized modulator |
JP4781094B2 (ja) * | 2005-11-30 | 2011-09-28 | 富士通株式会社 | 光送信装置 |
JP4910388B2 (ja) * | 2005-12-22 | 2012-04-04 | 株式会社日立製作所 | 光変調装置、光送信器、及び光伝送装置 |
US7877020B1 (en) | 2006-04-28 | 2011-01-25 | Hrl Laboratories, Llc | Coherent RF-photonic link linearized via a negative feedback phase-tracking loop |
US7941059B1 (en) | 2006-04-28 | 2011-05-10 | Hrl Laboratories, Llc | Down conversion for distortion free recovery of a phase modulated optical signal |
JP5405716B2 (ja) * | 2006-09-29 | 2014-02-05 | 富士通株式会社 | 光送信機 |
JP2008129476A (ja) | 2006-11-24 | 2008-06-05 | Yokogawa Electric Corp | 光変調装置 |
JP2008141476A (ja) * | 2006-12-01 | 2008-06-19 | Fujitsu Ltd | 外部変調器の駆動装置 |
EP1972986A1 (en) * | 2007-03-22 | 2008-09-24 | Yokogawa Electric Corporation | Light modulation apparatus and light modulator control method |
US8055137B2 (en) * | 2007-03-27 | 2011-11-08 | Tongqing Wang | Phase coded non-return-to-zero optical transmitter |
JP2008242283A (ja) * | 2007-03-28 | 2008-10-09 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 光変調装置及び光送信装置 |
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US7532787B2 (en) * | 2007-06-27 | 2009-05-12 | Northrop Grumman Guidance And Electronics Company, Inc. | Continuous optical null tracking method for optical switch |
TW200937092A (en) * | 2008-02-22 | 2009-09-01 | Univ Nat Chiao Tung | Photoelectric modulation device generating optical signal of frequency multiplication and modulation method thereof |
US8184991B2 (en) * | 2008-03-12 | 2012-05-22 | Farina Joseph P | Ditherless optical modulator control |
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TWI396033B (zh) * | 2008-11-07 | 2013-05-11 | Univ Nat Chiao Tung | Multi - frequency electrical signal of the photoelectric device |
JP5476697B2 (ja) | 2008-09-26 | 2014-04-23 | 富士通株式会社 | 光信号送信装置 |
JP5353387B2 (ja) * | 2009-04-06 | 2013-11-27 | 富士通株式会社 | 光変調器の駆動方法および駆動装置、並びに、それを用いた光送信器 |
EP2541806B1 (en) * | 2010-02-25 | 2018-03-28 | Mitsubishi Electric Corporation | Optical transmitter |
JP5482351B2 (ja) * | 2010-03-19 | 2014-05-07 | 富士通株式会社 | 光変調装置及び光変調方法 |
JP5263205B2 (ja) * | 2010-03-19 | 2013-08-14 | 富士通株式会社 | 光変調装置及び光変調方法 |
US20130176609A1 (en) * | 2010-11-10 | 2013-07-11 | Nec Corporation | Optical phase modulation circuit and optical phase modulation method |
US20130077973A1 (en) * | 2011-09-26 | 2013-03-28 | Alcatel-Lucent Usa Inc. | Spectrally efficient modulation for an optical-transport system |
JP5948849B2 (ja) * | 2011-12-16 | 2016-07-06 | 富士通オプティカルコンポーネンツ株式会社 | 光変調装置、及び、光変調装置における制御方法 |
CN103780303B (zh) * | 2012-10-24 | 2017-07-25 | 华为技术有限公司 | 光模块及其检测电路 |
JP6031963B2 (ja) * | 2012-11-21 | 2016-11-24 | 富士通株式会社 | 光送信装置、光送信方法、および光送信プログラム |
US9853737B2 (en) * | 2014-02-05 | 2017-12-26 | Acacia Communications, Inc. | Bias control of nested Mach-Zehnder modulators for the generation of optical QAM signals |
JP6435764B2 (ja) * | 2014-10-09 | 2018-12-12 | 富士通株式会社 | 光送信器、光変調器の制御方法、及び、光変調器の制御装置 |
JP6354553B2 (ja) * | 2014-12-02 | 2018-07-11 | 住友電気工業株式会社 | バイアス制御回路およびそれを含む光送信器 |
JP2016171363A (ja) * | 2015-03-11 | 2016-09-23 | 日本電気株式会社 | 光変調回路、光送信機および光変調方法 |
US10205528B2 (en) * | 2015-03-20 | 2019-02-12 | Nec Corporation | Optical transmitter and optical communication method |
US10131341B2 (en) * | 2015-06-16 | 2018-11-20 | Mississippi State University | Bandwidth-based methodology for controlling and optimally designing a hybrid power system |
WO2019013278A1 (ja) * | 2017-07-14 | 2019-01-17 | 日本電信電話株式会社 | バイアス制御回路及びバイアス制御方法 |
CN112913160B (zh) * | 2018-10-30 | 2023-12-19 | 日本电气株式会社 | 光发送器和光发送方法 |
CN115225156B (zh) * | 2022-07-20 | 2024-03-12 | 玏芯科技(广州)有限公司 | 用于光发射器的反馈电路和光发射器 |
Family Cites Families (60)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5161044A (en) * | 1989-07-11 | 1992-11-03 | Harmonic Lightwaves, Inc. | Optical transmitters linearized by means of parametric feedback |
JP2642499B2 (ja) | 1990-03-01 | 1997-08-20 | 富士通株式会社 | 光送信器、光変調器の制御回路および光変調方法 |
EP0444688B1 (en) * | 1990-03-01 | 1997-10-08 | Fujitsu Limited | Optical transmitter |
USRE36088E (en) * | 1990-03-01 | 1999-02-09 | Fujitsu Limited | Optical transmitter |
US5003624A (en) * | 1990-03-29 | 1991-03-26 | Hughes Aircraft Company | Automatic bias controller for electro-optic modulator |
US5343324A (en) * | 1991-11-15 | 1994-08-30 | Amoco Corporation | Bias control and method for electro-optic modulators |
CA2083219C (en) * | 1991-11-19 | 1999-01-05 | Hiroshi Nishimoto | Optical transmitter having optical modulator |
US5327279A (en) * | 1992-07-17 | 1994-07-05 | United Technologies Corporation | Apparatus for linearization of optic modulators using a feed-forward predistortion circuit |
US5321543A (en) * | 1992-10-20 | 1994-06-14 | General Instrument Corporation | Apparatus and method for linearizing an external optical modulator |
US5373389A (en) * | 1992-10-27 | 1994-12-13 | General Instrument Corporation | Method for linearizing an unbalanced Mach Zehnder optical frequency discriminator |
US5323406A (en) * | 1992-11-02 | 1994-06-21 | Yee Ting K | Photonic mixer for photonically multiplying two electrical signals in two optically interconnected interferometric modulators operated at modulation outside the linear range |
GB2273838B (en) * | 1992-12-23 | 1996-09-11 | Northern Telecom Ltd | Optical pulse retiming and reshaping circuit |
FR2708389B1 (fr) * | 1993-07-01 | 1995-09-15 | Cit Alcatel | Dispositif d'asservissement de la tension de polarisation d'une source optique. |
US5532857A (en) * | 1994-09-07 | 1996-07-02 | Ael Industries, Inc. | Wide dynamic range optical link using DSSC linearizer |
US5515199A (en) * | 1995-01-31 | 1996-05-07 | Photonic Applications, Inc. | Optical system employing near-incoherent processing for distortion correction |
US5488503A (en) * | 1995-02-09 | 1996-01-30 | Hughes Aircraft Company | Low-power, stabilized, photonic modulator system |
US5875048A (en) * | 1995-03-06 | 1999-02-23 | Cfx Communication Systems,Llc | Linear multi-output optical transmitter system |
US5710653A (en) * | 1995-03-06 | 1998-01-20 | Fiber Optic Network Solutions Corp. | Linear multi-output optical transmitter system |
US5644665A (en) * | 1995-07-27 | 1997-07-01 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Multi-octave, high dynamic range operation of low-biased modulators by balanced detection |
IT1276024B1 (it) * | 1995-10-12 | 1997-10-24 | Pirelli Cavi S P A Ora Pirelli | Sistema di polarizzazione di un modulatore ottico per cavi |
JP3583846B2 (ja) * | 1995-12-26 | 2004-11-04 | 富士通株式会社 | 光変調器の駆動方法及び装置並びに光通信システム |
US5699179A (en) * | 1996-02-23 | 1997-12-16 | General Instrument Corporation Of Delaware | Cancellation of distortion components in a fiber optic link with feed-forward linearization |
GB9700440D0 (en) * | 1997-01-10 | 1997-02-26 | Plessey Telecomm | Operation of optical modulators |
US5963567A (en) * | 1997-02-13 | 1999-10-05 | Lucent Technologies, Inc. | Multi-wavelength laser source |
JP2867995B2 (ja) * | 1997-05-28 | 1999-03-10 | 日本電気株式会社 | 半導体マハツェンダ変調器とその製造方法 |
JP3913856B2 (ja) * | 1997-08-28 | 2007-05-09 | 富士通株式会社 | 光パルス生成装置、分散測定装置、分散補償装置及び分散測定方法 |
US6014390A (en) * | 1998-01-30 | 2000-01-11 | Lucent Technologies Inc. | Tunable transmitter with Mach-Zehnder modulator |
JP3337980B2 (ja) * | 1998-06-29 | 2002-10-28 | 沖電気工業株式会社 | 光送信器及び光伝送システム |
KR100323585B1 (ko) * | 1998-08-31 | 2002-10-25 | 한국전기통신공사 | 오프레벨 샘플링에 의한 전기광학광변조기의 바이어스 안정화방법 |
US6240118B1 (en) * | 1998-11-16 | 2001-05-29 | Lucent Technologies Inc. | Multichannel laser transmitter with a single output port |
US5987050A (en) * | 1998-11-16 | 1999-11-16 | Lucent Technologies, Inc. | Laser transmitter based on a coupler and having a controlled output port |
JP3723358B2 (ja) | 1998-11-25 | 2005-12-07 | 富士通株式会社 | 光変調装置及び光変調器の制御方法 |
US6320692B1 (en) * | 1998-11-27 | 2001-11-20 | Pirelli Cavi E Sistemi S.P.A. | Biasing system for an optical modulator with double output |
US6341031B1 (en) * | 1999-05-25 | 2002-01-22 | Jds Uniphase Corporation | Optical pulse generation using a high order function waveguide interferometer |
EP1226667B1 (en) * | 1999-09-02 | 2006-01-18 | Agere Systems Inc. | Composite second-order bias control schemes |
JP3727498B2 (ja) | 1999-10-15 | 2005-12-14 | 日本電信電話株式会社 | 光伝送システム |
DE60142814D1 (de) | 2000-02-28 | 2010-09-30 | Nippon Telegraph & Telephone | Optisches Übertragungsverfahren, optischer Sender und optischer Empfänger |
US6842587B1 (en) * | 2000-03-30 | 2005-01-11 | Nortel Networks Limited | Use of amplified spontaneous emission from a semiconductor optical amplifier to minimize channel interference during initialization of an externally modulated DWDM transmitter |
JP4392678B2 (ja) * | 2000-04-18 | 2010-01-06 | エルピーダメモリ株式会社 | Dll回路 |
JP2002023122A (ja) * | 2000-06-30 | 2002-01-23 | Mitsubishi Electric Corp | 光送信装置およびこれに用いる光変調器のバイアス電圧制御方法 |
US6687451B1 (en) * | 2000-09-27 | 2004-02-03 | Alcatel | Method and system for first-order RF amplitude and bias control of a modulator |
DE60020241T2 (de) * | 2000-11-06 | 2005-11-24 | Alcatel | Optische Modulationsart für NRZ-Signale und optischer Sender |
US7046619B2 (en) * | 2000-11-07 | 2006-05-16 | Ciena Corporation | Method and system for bi-directional path switched network |
US6539038B1 (en) * | 2000-11-13 | 2003-03-25 | Jds Uniphase Corporation | Reference frequency quadrature phase-based control of drive level and DC bias of laser modulator |
US6552837B2 (en) * | 2001-02-15 | 2003-04-22 | Modetek, Inc | Optical modulator with integrated driver |
US20020141027A1 (en) * | 2001-02-20 | 2002-10-03 | Lagasse Michael J. | Variable pulse width optical pulse generation with superposed multiple frequency drive |
US6738174B1 (en) * | 2001-02-23 | 2004-05-18 | Big Bear Networks, Inc. | Dual-electrode traveling wave optical modulators and methods |
US6567203B1 (en) * | 2001-02-23 | 2003-05-20 | Big Bear Networks, Inc. | Tri-electrode traveling wave optical modulators and methods |
US6813056B2 (en) * | 2001-02-28 | 2004-11-02 | Teracomm Research Inc. | High amplitude fast optical modulator |
US6839363B2 (en) * | 2001-03-16 | 2005-01-04 | Calmar Optcom, Inc. | Digital control of actively mode-locked lasers |
US6407846B1 (en) * | 2001-03-16 | 2002-06-18 | All Optical Networks, Inc. | Photonic wavelength shifting method |
US20020131140A1 (en) * | 2001-03-16 | 2002-09-19 | Myers Michael H. | Apparatus for wavelength stabilzed photonic transmission |
US6590691B1 (en) * | 2001-07-02 | 2003-07-08 | Phasebridge, Inc. | Hybridly integrated optical modulation devices |
US6552838B2 (en) * | 2001-07-18 | 2003-04-22 | Agere Systems Inc. | LiNbO3 Mach-Zehnder modulator with low drive voltage requirement and adjustable chirp |
US6980746B2 (en) * | 2001-09-17 | 2005-12-27 | Dorsal Networks, Inc. | Electronic RZ/CSRZ signal generation for optical communication systems |
US6900707B2 (en) * | 2001-11-30 | 2005-05-31 | Pacific Wave Industries, Inc. | Photonic RF phase shifter with mitigated RF power fluctuation and devices incorporating the same |
US6671079B2 (en) * | 2001-12-14 | 2003-12-30 | Lucent Technologies Inc. | Method and apparatus for transmitting a modulated optical signal |
US6951120B2 (en) * | 2002-03-19 | 2005-10-04 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Machining of lithium niobate by laser ablation |
JP3881270B2 (ja) * | 2002-03-26 | 2007-02-14 | 富士通株式会社 | 光変調器の駆動制御装置および駆動制御方法 |
JP3863896B2 (ja) * | 2002-12-16 | 2006-12-27 | 富士通株式会社 | 光変調器の駆動回路及び駆動方法 |
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