CN109196408B - 光调制装置以及光调制装置的控制方法 - Google Patents

光调制装置以及光调制装置的控制方法 Download PDF

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Abstract

叠加部(13)在驱动电压振幅的控制时，对基准直流偏置电压叠加抖动信号，作为偏置电压输出到MZ调制器(2)。振幅设定部(30)在向MZ调制器(2)的驱动电压振幅的控制时，通过使放大部(6)的输出电压的振幅变化，求出多个使从偏置控制部(9)输出的基准直流偏置电压变化而得到的同步检波部(12)的输出曲线的振幅，根据多个同步检波部(12)的输出曲线的振幅中的满足规定的条件的振幅所对应的放大部(6)的输出电压的振幅，设定放大部(6)的放大率。

Description

光调制装置以及光调制装置的控制方法
技术领域
本发明涉及光调制装置以及光调制装置的控制方法，涉及利用MZ(Mach-Zehnder，马赫-曾德)调制器的光调制装置以及光调制装置的控制方法。
背景技术
作为光通信系统的一个调制方式，使用通过用驱动电流调制激光二极管而得到与电信号成比例的光的强度信号的直接调制方式。该直接调制方式具有装置结构非常简单的长处。但是，在传送速度超过几Gbit/s的超高速/宽频带光通信系统中，在直接调制时产生光的波长变化的波长变动(啁啾)现象，其成为限制传送容量的主要原因。因此，直接调制方式被使用于比较低速的光通信系统。
另一方面，在超高速传送用的光调制方式中，为了抑制调制时的啁啾，使用了使半导体激光器连续地发光，用外部调制器对该光进行ON/OFF的外部调制器方式。作为外部调制器，最一般的是马赫-曾德型调制器。
MZ调制器具有啁啾少这样的优点，但存在由于温度变化、经时变化等，在光输出的ON/OFF电平中产生码间干扰这样的问题。需要解决这样的问题，稳定地控制马赫-曾德型调制器的动作点。在例如日本特开2014-10189号(专利文献1)以及日本特开2012-257164号(专利文献2)等中，记载了使用NRZ(Non Return to Zero，非归零)码等的调制方式中的偏置的稳定化控制。在这些文献中，提出了对驱动电压叠加低频信号来检测动作点的变动量以及变动方向，通过反馈控制偏置电压，将动作点保持为正常的补偿技术。在这些控制中，最佳的偏置点为光输出成为ON的电压(PEAK(峰值)点)、和光输出成为OFF的电压(NULL(零)点)的大致中间点。
根据如上述的背景，即使在BPSK(Binary Phase Shift Keying，二进制相移键控)或者CSRZ(Carrier-Suppressed Return to Zero，载波抑制归零)等这样的、最佳的驱动电压的振幅为2Vπ的调制方式中，也需要偏置稳定化控制，提出了对偏置电压叠加抖动(低频信号)来检测动作点的变动量以及变动方向，通过反馈控制偏置电压，将动作点保持为正常的补偿技术。
在理想的MZ调制器的情况下，在BPSK或者CSRZ中，光输出成为OFF的电压(以下称为NULL点)是最佳的偏置点，所以以使偏置点成为NULL点的方式实施偏置控制。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2014-10189号公报
专利文献2：日本特开2012-257164号公报
发明内容
通过使用专利文献1以及专利文献2公开的技术，在PEAK点(从NULL点偏离Vπ的偏置点)和NULL点的中间点成为偏置电压的最佳的NRZ调制方式中，能够求出MZ调制器的半波长电压(Vπ)，将驱动电压振幅设定为Vπ而进行控制。然而，上述控制需要对偏置电压和驱动电压振幅这两方叠加抖动来进行反馈控制，所以存在控制电路变得复杂这样的问题。
另外，专利文献1以及专利文献2公开的技术考虑在PEAK点与NULL点的中间点设定偏置电压，将驱动电压振幅设定为MZ调制器的半波长电压(Vπ)来进行控制。因此，在一般在NULL点设定偏置电压，在传送特性最优良的MZ调制器的半波长电压的2倍(2Vπ)的100％附近使用驱动电压振幅的CSRZ调制、BPSK调制或者QPSK调制等调制方式中，可以称为难以使用的控制方式。
本发明是为了解决如上述的问题而完成的，其目的在于提供一种即使在抖动的叠加是一个部位、并且将直流偏置设定为NULL点的调制方式中也能够设定驱动电压的振幅的光调制装置以及光调制装置的控制方法。
本发明具备：MZ调制器，通过根据驱动电压及偏置电压调制从光源连续地射出的光来生成光信号；分波器，对光信号进行分波；光电二极管，将从分波器输出的光信号变换为电信号；日志检测部，检测从光电二极管输出的信号的极大值和极小值的差分；抖动信号生成部，在驱动电压振幅的控制时，产生抖动信号；同步检波部，将抖动信号和日志检测部的输出信号相乘而进行同步检波；偏置控制部，输出基准直流偏置电压；叠加部，在驱动电压振幅的控制时，对基准直流偏置电压叠加抖动信号，作为偏置电压而输出，在驱动电压振幅的控制时以外，将基准直流偏置电压作为偏置电压而输出；数据信号生成部，生成并输出数据信号；检查模式生成部，输出由用户设定的检查模式信号；选择部，在驱动电压振幅的控制时，选择检查模式信号，在通常动作时，选择数据信号；放大部，对选择的信号进行放大，作为驱动电压输出到MZ调制器；以及振幅设定部，在驱动电压振幅的控制时，通过使放大部的输出电压的振幅变化，求出多个使从偏置控制部输出的基准直流偏置电压变化而得到的同步检波部的输出曲线的振幅，根据多个同步检波部的输出曲线的振幅中的满足规定的条件的振幅所对应的放大部的输出电压的振幅，设定放大部的放大率。
根据本发明，在驱动电压振幅的控制时，对基准直流偏置电压叠加抖动信号并作为偏置电压而输出，并且通过使放大部的输出电压的振幅变化，求出多个使基准直流偏置电压变化而得到的同步检波部的输出曲线的振幅。另外，根据多个同步检波部的输出曲线的振幅中的满足规定的条件的振幅所对应的放大部的输出电压的振幅，设定放大部的放大率。由此，即使在抖动仅叠加到偏置电压、并且将直流偏置设定为NULL点的调制方式中，也能够设定驱动电压的振幅。
附图说明
图1是示出实施方式1的光调制装置的结构的图。
图2是示出针对MZ调制器的驱动电压的光输出特性的一个例子的图。
图3是示出针对偏置点是消光曲线的NULL点的情况下的消光曲线的驱动电压和光输出的关系的图。
图4是示出针对偏置点是消光曲线的PEAK点和NULL点的中间值的情况下的消光曲线的驱动电压和光输出的关系的图。
图5是示出针对偏置点是消光曲线的PEAK点的情况下的消光曲线的驱动电压和光输出的关系的图。
图6是示出针对每个驱动电压振幅的、日志检测部的输出(输出光的极大值和极小值的差分)相对偏置点从NULL点的偏移的图。
图7是示出针对每个驱动电压振幅的、同步检波部的输出值相对偏置点的中心从NULL点的偏移的图。
图8是示出同步检波部的输出曲线的振幅相对驱动电压振幅的图。
图9是示出将实施方式1的MZ调制器的半波长电压(Vπ)设定为驱动电压振幅的步骤的流程图。
图10是示出将实施方式2的MZ调制器的半波长电压的2倍(2Vπ)设定为驱动电压振幅的步骤的流程图。
图11是示出将实施方式2的MZ调制器的半波长电压的2倍(2Vπ)设定为驱动电压振幅的步骤的流程图。
(符号说明)
1：光源；2：MZ调制器；3：分波器；4：检查模式生成部；5：数据信号生成部；6：放大部；7：放大控制部；8：抖动信号生成部；9：偏置控制部；10：高速PD；11：日志检测部；12：同步检波部；13：叠加部；14：选择部；20A：第1支路；20B：第2支路；21A、21B：调制电极；22A、22B：相位差调整电极；23：第1输出部；24：第2输出部；30：振幅设定部；31：电容器。
具体实施方式
以下，参照附图，详细说明本发明的各实施方式。此外，对同一或者相当的部分附加同一参照符号，不反复进行其说明。
实施方式1.
图1是示出实施方式1的光调制装置的结构的图。
参照图1，光调制装置包括光源1、MZ调制器2、分波器3、检查模式生成部4、数据信号生成部5、选择部14、放大部6、放大控制部7、抖动信号生成部8、高速PD(光电二极管)10、日志检测部11、同步检波部12、偏置控制部9、叠加部13、选择部14、振幅设定部30、以及电容器31。
光源1输出光。
MZ调制器2通过根据驱动电压以及偏置电压调制从光源1连续地射出的光，生成光信号。
MZ调制器2是将例如LN(Lithium Niobate，铌酸锂)结晶或者InP等半导体作为构成材料，并利用施加电场所致的折射率变化的所谓光电效应的光调制器。MZ调制器2在2个Y分支光波导之间并联地连接形成了电极的2根光波导即第1支路20A、第2支路20B，构成为所谓MZ干涉仪。第1支路20A包括调制电极21A以及相位差调整电极22A。第2支路20B包括调制电极21B以及相位差调整电极22B。MZ调制器2针对通过MZ干涉仪的光，提供与输入到调制电极21A、21B的驱动电压以及施加到相位差调整电极22A、22B的偏置电压所致的折射率变化所引起的2根光波导之间的相位差对应的光强度变化而输出。MZ调制器2是能够实现低啁啾这样的高的光信号质量和高速性这两者的光调制器。在MZ调制器2中，针对输入的驱动电压，输出的光的特性周期性地变化。
分波器3对MZ调制器2的输出光进行分波，输出到第1输出部23和第2输出部24。第1输出部23与外部连接。第2输出部24与高速PD10连接。
检查模式生成部4生成并输出检查模式信号。检查模式信号成为数据信号的波特率的一半的频率的时钟信号。
数据信号生成部5生成并输出数据信号。
选择部14在驱动电压振幅的控制时选择检查模式信号。选择部14在通常动作时选择数据信号。
放大部6对从选择部14输出的信号进行放大，作为驱动电压输出。
放大控制部7控制放大部6的输出的振幅、即放大部6的放大率。
抖动信号生成部8在驱动电压振幅的控制时，产生抖动信号(低频信号)。
高速PD(光电二极管)10将从分波器3的第2输出部24送来的光信号变换为电信号。
日志检测部11检测从高速PD10输出的信号的极大值和极小值的差分，输出表示差分的检测信号。
日志检测部11由内置有肖特基二极管的市面销售的专用IC等构成。此外，为了检测信号光的极大值和极小值的差分，需要与信号光等同以上的频带。例如，如果信号光是交替重复高电平和低电平的时钟信号，则需要具有信号光以上的频带。另外，如果信号光是随机地重复高电平和低电平的数据信号，则最好具有信号光的最快的频率分量的1/10左右以上的频带。但是，在该情况下，需要的频带依赖于数据信号的随机性，所以未必一定需要1/10左右以上的频带。
同步检波部12将从抖动信号生成部8输出的抖动信号和从日志检测部11输出的检测信号相乘而进行同步检波。
偏置控制部9输出基准直流偏置电压。偏置控制部9控制输出的基准直流偏置电压的大小。
叠加部13在驱动电压振幅的控制时，对从偏置控制部9输出的基准直流偏置电压，叠加从抖动信号生成部8输出的抖动信号(抖动电压)，生成偏置电压并输出。叠加部13在驱动电压振幅的控制时以外(通常动作时、偏置电压控制时)，将从偏置控制部9输出的基准直流偏置电压作为偏置电压输出。
振幅设定部30在驱动电压振幅的控制时，通过使放大部6的输出电压的振幅变化，求出多个使从偏置控制部9输出的基准直流偏置电压变化而得到的同步检波部12的输出曲线的振幅(输出的最大值和最小值的差的一半)。振幅设定部30根据多个同步检波部12的输出曲线的振幅中的满足规定的条件的振幅所对应的放大部6的输出电压的振幅，设定放大部6的放大率。具体而言，振幅设定部30在最佳的驱动电压振幅是MZ调制器2的半波长电压(Vπ)的情况下，根据多个同步检波部的输出曲线的振幅中的最大值所对应的放大部6的输出电压的振幅，设定放大部6的放大率。
接下来，说明实施方式1的动作。
来自光源1的光被入射到MZ调制器2。MZ调制器2的驱动电压被放大部6放大。
分波器3对从MZ调制器2输出的光信号进行分波。
高速PD10将从分波器3输出的光信号变换为电信号而输出到日志检测部11。
日志检测部11检测从高速PD10输出的信号的极大值和极小值的差分D，将表示差分D的检测信号输出到同步检波部12。
同步检波部12使用由抖动信号生成部8产生的抖动信号、和从日志检测部11输出的表示差分D的检测信号，实施同步检波。将同步检波的结果作为与DC偏置的NULL点或者PEAK点的误差信号，输出到放大控制部7。
放大控制部7根据该误差信号，控制放大部6的输出。
振幅设定部30使放大控制部7控制放大部6的放大率，以使放大部6的输出成为恒定，使偏置控制部9使施加到MZ调制器2的基准直流偏置电压变动，以取得作为误差信号的同步检波部12的输出值。此时，基准直流偏置电压的变动幅度需要为MZ调制器2的半波长电压(Vπ)以上。使用图3～图5，说明具体的控制的原理。
图2是示出针对MZ调制器2的驱动电压的光输出特性的一个例子的图。
参照图2，在NRZ(Non Return to Zero，非归零)调制码中，使电平能够以周期T变化的驱动电压的高电平以及低电平分别对齐到光输出特性的发光的顶点A以及消光的顶点B，从而进行光输出的ON/OFF调制。
此外，在以下的说明中，将与周期性地变化的光输出特性的发光/消光的顶点A/B对应的电压的差记载为MZ调制器2的半波长电压(Vπ)。由此，NRZ调制方式中的最佳的驱动电压的振幅成为半波长电压(Vπ)。
关于MZ调制器2，虽然具有啁啾少这样的优点，但存在由于温度变化或者经时变化等，针对驱动电压的光输出特性在时间上从图2的曲线a漂移到曲线b或者曲线c，在光输出的ON/OFF电平中产生码间干扰这样的问题。为了解决这样的问题而稳定地控制MZ调制器2的动作点，需要在针对驱动电压的光输出特性中，根据曲线的变动，使施加到相位差调整电极22A、22B的偏置电压变化，控制动作点。
以下，说明BPSK以及CSRZ等最佳的驱动电压振幅是半波长电压的2倍(2Vπ)的调制方式中的驱动电压振幅的控制。
参照图3～图5，说明针对MZ调制器2的消光曲线的、驱动电压和光输出的关系。
在这些图中，左侧表示消光曲线，横轴表示向MZ调制器2的输入电压、即偏置电压与驱动电压之和，纵轴表示MZ调制器2的输出光的强度。在右侧的曲线中，横轴表示时间，纵轴表示MZ调制器2的输出光的强度。
将输出光成为ON电平(消光曲线的PEAK)的电压与输出光成为OFF电平(消光曲线成为NULL)的电压之差称为MZ调制器2的半波长电压(Vπ)。
首先，说明驱动电压振幅是与MZ调制器2的半波长电压(Vπ)相当的振幅的情况下的动作。此时的驱动电压是时钟信号。在图3～图5中，用圆表示驱动电压是低电平时的消光曲线上的点，用四角形表示驱动电压是高电平时的消光曲线上的点，用三角形表示驱动电压是中间电平时的消光曲线上的点。
图3是示出针对偏置点是消光曲线的NULL点的情况下的消光曲线的驱动电压和光输出的关系的图。
在成为CSRZ或者BPSK等调制方式的情况下，NULL点成为最佳偏置。驱动电压振幅是Vπ，所以在驱动电压是低电平时，光输出成为消光曲线的PEAK点和NULL点的中间值，在驱动电压是高电平时，光输出也成为消光曲线的PEAK点和NULL点的中间值。此时，在日志检测部11中，在动作速度方面难以感知驱动电压的高电平与低电平之间的迁移时的电力。即，输出光的极大值和极小值都成为消光曲线的PEAK点和NULL点的中间的电平，所以来自日志检测部11的输出成为0。
图4是示出针对偏置点是消光曲线的PEAK点和NULL点的中间值的情况下的消光曲线的驱动电压和光输出的关系的图。
驱动电压振幅是Vπ，所以在驱动电压是低电平时，光输出成为消光曲线的NULL点，在驱动电压是高电平时，光输出成为消光曲线的PEAK点。因此，来自日志检测部11的输出等于消光曲线的PEAK点和NULL的差分。
图5是示出针对偏置点是消光曲线的PEAK点的情况下的消光曲线的驱动电压和光输出的关系的图。
在占空比33％的RZ调制等调制方式的情况下，该偏置点成为最佳偏置。驱动电压振幅是Vπ，所以在驱动电压是低电平时，光输出成为消光曲线的PEAK点和NULL点的中间值，在驱动电压是高电平时，光输出也成为消光曲线的PEAK点和NULL点的中间值。此时，在日志检测部11中，在动作速度方面难以感知驱动电压的高电平与低电平之间的迁移时的电力。即，输出光的极大值和极小值都成为消光曲线的PEAK点和NULL点的中间的电平，所以来自日志检测部11的输出成为0。
另一方面，在驱动电压振幅是MZ调制器2的半波长电压的2倍(2Vπ)的情况下，无论偏置点的位置如何，驱动电压是低电平的情况和驱动电压是高电平的情况的输出光电平都相同，所以日志检测部11的输出成为0。同样地，在驱动电压振幅是0的情况下，无论偏置点如何，驱动电压是低电平的情况和驱动电压是高电平的情况的输出光电平都相同，所以日志检测部11的输出成为0。
如上所述，根据偏置点和驱动电压振幅的不同，日志检测部11的输出不同。
图6是示出针对每个驱动电压振幅的、日志检测部11的输出(输出光的极大值和极小值的差分)相对偏置点从NULL点的偏移的图。
在驱动电压振幅是Vπ时，关于日志检测部11的输出，偏置点越接近NULL点则成为越低的值，偏置点越接近0.5×Vπ(与图4相当)则成为越高的值，偏置点越接近1×Vπ(与图5相当)则成为越低的值。消光曲线具有周期性，所以日志检测部11的输出也具有周期性。
在驱动电压振幅是2Vπ和0的情况下，如上所述相对从NULL点的偏置偏移，日志检测部11的输出成为恒定值(＝0)。
在其它驱动电压振幅(0.2Vπ、1.6Vπ)时，呈现与驱动电压振幅是Vπ时同样的行为。即，关于日志检测部11的输出，偏置点越接近NULL点则成为越低的值，偏置点越接近0.5×Vπ则成为越高的值，偏置点越接近1×Vπ则成为越低的值。另外，驱动电压振幅越接近Vπ，日志检测部11的输出变得越大，驱动电压振幅越接近2Vπ或者0，日志检测部11的输出变得越小。
在本实施方式中，由抖动信号生成部8生成的抖动信号与偏置相加。即，偏置点在低频下变动。因此，例如，在图3的状态下，“偏置点是NULL点”的状态实际上是“偏置点的中心是NULL点”。在此，将抖动信号的频率设为f[Hz]。
图7是示出针对每个驱动电压振幅的、同步检波部12的输出值相对偏置点的中心从NULL点的偏移的图。
说明关于驱动电压振幅是2Vπ和0以外的情况下的同步检波部12的输出。
在偏置点的中心是NULL点的情况下、即图3的状态的情况下，由于抖动信号，日志检测部11的输出也变动，其频率成为2f[Hz]。这从图6也能够理解。其原因为，在该情况下，日志检测部11的输出是极小值，因此，相对抖动信号的1个周期，日志检测部11的输出成为2个周期的变动。因此，同步检波部12使用从日志检测部11输出的2f[Hz]的输出信号、和从抖动信号生成部8输出的f[Hz]的抖动信号进行同步检波，所以同步检波部12的输出成为0。此外，在图7中，由于偏置点的中心从NULL点偏移而同步检波部12的输出急剧上升，所以省略在偏置点的中心是NULL点的情况下同步检波部12的输出是“0”的情形的显示。
在偏置点的中心从NULL点偏移0.5×Vπ的情况下、即图4的状态的情况下，由于抖动信号，日志检测部11的输出也变动，其频率成为2f[Hz]。这从图6也能够理解。其原因为，在该情况下，日志检测部11的输出是极大值，因此，相对抖动信号的1个周期，日志检测部11的输出成为2个周期的变动。因此，同步检波部12使用从日志检测部11输出的2f[Hz]的输出信号、和从抖动信号生成部8输出的f[Hz]的抖动信号进行同步检波，所以同步检波部12的输出成为0。
进而，在偏置点的中心从NULL点偏移0.25×Vπ的情况下，由于抖动信号，日志检测部11的输出也变动，其频率成为f[Hz]。这从图6也能够理解。其理由在于，在偏置点的中心从NULL点偏移0.25×Vπ的情况下，日志检测部11的输出成为极小值和极大值的中间值，因此，相对抖动信号的1个周期的变动原样地成为日志检测部11的输出的变动。因此，同步检波部12使用从日志检测部11输出的f[Hz]的输出信号、和从抖动信号生成部8输出的f[Hz]的抖动信号进行同步检波，所以关于同步检波部12的输出，正的值被输出。
进而，在偏置点的中心从NULL点偏移0.75×Vπ的情况下，由于抖动信号，日志检测部11的输出也变动，其频率成为f[Hz]。然而，在该情况下，日志检测部11的输出信号是相位与偏置点的中心从NULL点偏移0.25×Vπ的情况偏移了180度的频率f[Hz]的信号。这从图6也能够理解。其原因为，在偏置点的中心从NULL点偏移0.25×Vπ的情况下，日志检测部11的输出是极小值和极大值的中间值，斜率是正的。另一方面，在偏置点的中心从NULL点偏移0.75×Vπ的情况下，日志检测部11的输出是极小值和极大值的中间值，斜率是负的。因此，同步检波部12使用从日志检测部11输出的f[Hz]的输出信号、和从抖动信号生成部8输出的f[Hz]的抖动信号进行同步检波，但由于相位偏移180度，所以同步检波部12的输出成为负的值。
如上所述，根据偏置点的中心的不同，同步检波部12的输出值不同。
图8是示出同步检波部12的输出曲线的振幅相对驱动电压振幅的图。如图8所示，驱动电压振幅是0时，同步检波部12的输出曲线的振幅是0。随着驱动电压振幅增加，同步检波部12的输出曲线的振幅增加，在驱动电压振幅为2Vπ的50％即Vπ时，同步检波部12的输出曲线的振幅成为最大。随着驱动电压振幅从Vπ进一步增加，同步检波部12的输出曲线的振幅减少，在驱动电压振幅为2Vπ时，同步检波部12的输出曲线的振幅成为0。
接下来，说明使用上述原理将MZ调制器2的半波长电压(Vπ)设定为驱动电压振幅的步骤。以下的说明是一个例子，在针对放大部6的输出电压的每个振幅，比较在使基准直流偏置变动Vπ以上时得到的同步检波部12的输出曲线的振幅时，得到同步检波部12的输出曲线的振幅成为最大时的放大部6的输出电压的振幅即可，此时的放大部6的输出电压的振幅与MZ调制器2的半波长电压(Vπ)相当。
图9是示出将实施方式1的MZ调制器2的半波长电压(Vπ)设定为驱动电压振幅的步骤的流程图。
在步骤S101中，振幅设定部30将从检查模式生成部4输出的检查模式信号设定为实际上使用的数据信号的波特率的一半的频率的时钟。
在步骤S102中，振幅设定部30控制选择部14，以使仅将来自检查模式生成部4的输出输入到放大部6。
在步骤S103中，在从光源1向MZ调制器2输入了光的状态下，振幅设定部30控制放大控制部7，以使来自放大部6的输出成为恰当的大小。此时的恰当的输出值成为0以上的MZ调制器2不被破坏的大小。在该状态下，振幅设定部30一边使偏置控制部9使基准直流偏置变动Vπ以上，一边使同步检波部12进行同步检波。振幅设定部30取得同步检波部12的输出曲线，存储同步检波部12的输出曲线的振幅和放大部6的输出电压的振幅。
在步骤S104中，振幅设定部30控制放大控制部7，以使放大部6的输出电压的振幅增加预定量ΔV1，一边使偏置控制部9使基准直流偏置变动Vπ以上，一边使同步检波部12执行同步检波，取得同步检波部12的输出曲线的振幅。
在步骤S105中，在本次的同步检波部12的输出曲线的振幅大于存储的同步检波部12的输出曲线的振幅的情况下，处理进入到步骤S106，在本次的同步检波部12的输出曲线的振幅是存储的同步检波部12的输出曲线的振幅以下的情况下，处理进入到步骤S107。
在步骤S106中，振幅设定部30存储本次的同步检波部12的输出曲线振幅和放大部6的输出电压的振幅，进而，控制放大控制部7以使放大部6的输出电压的振幅增加预定量ΔV1，一边使偏置控制部9使基准直流偏置变动Vπ以上，一边使同步检波部12执行同步检波，取得同步检波部12的输出曲线的振幅。之后，处理返回到步骤S105。
在步骤S107中，振幅设定部30保持存储所存储的同步检波部12的输出曲线振幅和放大部6的输出电压的振幅，控制放大控制部7以使放大部6的输出电压的振幅减少预定量ΔV2(<ΔV1)，一边使偏置控制部9使基准直流偏置变动Vπ以上，一边使同步检波部12执行同步检波，取得同步检波部12的输出曲线的振幅。
在步骤S108中，在本次的同步检波部12的输出曲线的振幅小于存储的同步检波部12的输出曲线的振幅的情况下，进入到步骤S109，在本次的同步检波部12的输出曲线的振幅是存储的同步检波部12的输出曲线的振幅以上的情况下，进入到步骤S110。
在步骤S109中，振幅设定部30保持存储所存储的同步检波部12的输出曲线的振幅和放大部6的输出电压的振幅，控制放大控制部7以使放大部6的输出电压的振幅减少预定量ΔV2(<ΔV1)，一边使偏置控制部9使基准直流偏置变动Vπ以上，一边使同步检波部12执行同步检波，取得同步检波部12的输出曲线的振幅。之后，处理返回到步骤S108。
在步骤S110中，振幅设定部30将本次的放大部6的输出电压的振幅视为图8中的同步检波部12的输出曲线的振幅成为最大时的放大部6的输出电压的振幅，将本次的放大部6的输出电压的振幅设定为驱动电压振幅。此时设定的驱动电压振幅与MZ调制器2的半波长电压(Vπ)相当。
通过将ΔV1和ΔV2设定为适合的值，得到的驱动电压振幅成为与图8中的同步检波部12的输出曲线的振幅成为最大时的放大部6的输出电压的振幅接近的值。
在此，关于ΔV1，在明确了MZ调制器2的半波长电压(Vπ)的情况下，能够设为半波长电压(Vπ)的1/10。即使未明确Vπ，只要是市场购入的MZ调制器2，则被提供驱动电压振幅是2GHz左右的低频的Vπ的值，所以能够设为该Vπ的1/10。在希望提高计算的精度的情况下，使ΔV1比Vπ的1/10更小即可。另外，ΔV2例如能够设为ΔV1的1/10。
另一方面，参照图3～图5，说明设定从偏置控制部9输出的基准直流偏置的值的偏置控制。
在偏置控制时，偏置控制部9使检查模式生成部4所实施的检查模式的生成、数据信号生成部5所实施的数据信号的生成、以及抖动信号生成部8所实施的抖动信号的生成停止，使基准直流偏置电压的大小变化，并且叠加部13将基准偏置电压作为偏置电压供给到MZ调制器2，得到来自MZ调制器2的输出光。如图3所示，在最佳偏置点是消光曲线的NULL点的情况下，偏置控制部9将成为NULL点时的基准偏置电压决定为从偏置控制部9输出的基准偏置电压。如图4所示，在最佳偏置点是消光曲线的PEAK点和NULL点的中间值的情况下，偏置控制部9将成为中间值时的基准偏置电压决定为从偏置控制部9输出的基准偏置电压。如图5所示，在最佳偏置点是消光曲线的PEAK点的情况下，偏置控制部9将成为PEAK点时的基准偏置电压决定为从偏置控制部9输出的基准偏置电压。
在通常动作时，振幅设定部30根据设定的驱动电压振幅(半波长电压(Vπ))以及基准偏置电压，使用数据信号来驱动MZ调制器2。振幅设定部30控制选择部14，将输入到放大部6的信号源从检查模式生成部4切换为数据信号生成部5。另外，停止抖动信号生成部8所实施的抖动信号的生成，将偏置控制部9输出的基准偏置电压的大小设定为决定的大小，叠加部13将基准偏置电压作为偏置电压供给到MZ调制器2。之后，振幅设定部30使放大控制部7控制放大部6的放大率，以使放大部6的数据信号的输出振幅成为得到的驱动电压振幅(半波长电压(Vπ))。此处的数据信号是简单的“1”电平和“0”电平的随机信号、或者是乃奎斯特滤波后的信号，根据线路设计的不同而是各种各样的。另外，来自放大部6的输出电压的振幅也根据线路设计或者MZ调制器2的偏置控制方式的灵敏度，根据在上述中计算出的Vπ决定。
实施方式2.
实施方式2涉及将MZ调制器2的半波长电压的2倍(2Vπ)设定为驱动电压振幅的方法。实施方式2的光调制装置的结构与图1的结构相同，所以不反复说明。
振幅设定部30在最佳的驱动电压的振幅是MZ调制器2的半波长电压的2倍(2Vπ)的情况下，根据多个同步检波部12的输出曲线的振幅中的最小值所对应的放大部6的输出电压的振幅，设定放大部6的放大率。
具体的设定方法例如如以下所述。
在每当增加放大部6的输出电压的振幅时，在同步检波部12中进行同步检波，取得同步检波部12的输出曲线的振幅时，如图8所示同步检波部12的输出曲线的振幅随着放大部6的输出电压的振幅的增加而逐渐增加，在放大部6的输出电压的振幅成为MZ调制器2的半波长电压(Vπ)时开始减少。在该状态下，在一边使放大部6的输出电压的振幅增加，一边取得同步检波部12的输出曲线的振幅时，同步检波部12的输出曲线的振幅的值成为0。该同步检波部12的输出曲线的振幅的值成为0时的放大部6的输出电压的振幅等于MZ调制器2的半波长电压的2倍(2Vπ)。然而，难以发现同步检波部12的输出曲线的振幅的值恰好成为0的部位，所以实际上执行以下说明的步骤。
图10以及图11是示出将实施方式2的MZ调制器2的半波长电压的2倍(2Vπ)设定为驱动电压振幅的步骤的流程图。
在步骤S201中，振幅设定部30将从检查模式生成部4输出的检查模式信号设定为实际上使用的数据信号的波特率的一半的频率的时钟。
在步骤S202中，振幅设定部30控制选择部14，以仅将来自检查模式生成部4的输出输入到放大部6。
在步骤S203中，在从光源1向MZ调制器2输入了光的状态下，振幅设定部30控制放大控制部7，以使来自放大部6的输出成为恰当的大小。此时的恰当的输出值成为0以上的MZ调制器2不被破坏的大小。在该状态下，振幅设定部30一边使偏置控制部9使基准直流偏置变动Vπ以上，一边使同步检波部12进行同步检波。振幅设定部30取得同步检波部12的输出曲线，存储同步检波部12的输出曲线的振幅和放大部6的输出电压的振幅。
在步骤S204中，振幅设定部30控制放大控制部7，以使放大部6的输出电压的振幅增加预定量ΔV1，一边使偏置控制部9使基准直流偏置变动Vπ以上，一边使同步检波部12执行同步检波，取得同步检波部12的输出曲线的振幅。
在步骤S205中，在本次的同步检波部12的输出曲线的振幅小于存储的同步检波部12的输出曲线的振幅的情况下，判定为放大部6的输出电压的振幅超过MZ调制器2的半波长电压(Vπ)，处理进入到步骤S207，在本次的同步检波部12的输出曲线的振幅是存储的同步检波部12的输出曲线的振幅以上的情况下，判定为放大部6的输出电压的振幅未超过MZ调制器2的半波长电压(Vπ)，处理进入到步骤S206。
在步骤S206中，振幅设定部30存储本次的同步检波部12的输出曲线振幅和放大部6的输出电压的振幅。之后，处理返回到步骤S204。
在步骤S207中，振幅设定部30控制放大控制部7，以使放大部6的输出电压的振幅增加预定量ΔV1，一边使偏置控制部9使基准直流偏置变动Vπ以上，一边使同步检波部12执行同步检波，取得同步检波部12的输出曲线的振幅。
在步骤S205中，在本次的同步检波部12的输出曲线的振幅小于存储的同步检波部12的输出曲线的振幅的情况下，进入到步骤S206，在本次的同步检波部12的输出曲线的振幅是存储的同步检波部12的输出曲线的振幅以上的情况下，进入到步骤S207。
在步骤S208中，在本次的同步检波部12的输出曲线的振幅小于存储的同步检波部12的输出曲线的振幅的情况下，判定为放大部6的输出电压的振幅未超过MZ调制器2的半波长电压的2倍(2Vπ)，处理进入到步骤S209，在本次的同步检波部12的输出曲线的振幅是存储的同步检波部12的输出曲线的振幅以上的情况下，判定为放大部6的输出电压的振幅超过MZ调制器2的半波长电压的2倍(2Vπ)，进入到步骤S210。
在步骤S209中，振幅设定部30存储同步检波部12的输出曲线的振幅和放大部6的输出电压的振幅。振幅设定部30控制放大控制部7，以使放大部6的输出电压的振幅增加预定量ΔV1，一边使偏置控制部9使基准直流偏置变动Vπ以上，一边使同步检波部12执行同步检波，取得同步检波部12的输出曲线的振幅。之后，处理返回到步骤S208。
在步骤S210中，振幅设定部30保持存储所存储的同步检波部12的输出曲线振幅和放大部6的输出电压的振幅，控制放大控制部7以使放大部6的输出电压的振幅减少预定量ΔV2(<ΔV1)，一边使偏置控制部9使基准直流偏置变动Vπ以上，一边使同步检波部12执行同步检波，取得同步检波部12的输出曲线的振幅。
在步骤S211中，在本次的同步检波部12的输出曲线的振幅大于存储的同步检波部12的输出曲线的振幅的情况下，处理进入到步骤S212，在本次的同步检波部12的输出曲线的振幅是存储的同步检波部12的输出曲线的振幅以下的情况下，处理进入到步骤S213。
在步骤S212中，振幅设定部30保持存储所存储的同步检波部12的输出曲线的振幅和放大部6的输出电压的振幅，控制放大控制部7以使放大部6的输出电压的振幅减少预定量ΔV2(<ΔV1)，一边使偏置控制部9使基准直流偏置变动Vπ以上，一边使同步检波部12执行同步检波，取得同步检波部12的输出曲线的振幅。之后，处理返回到步骤S211。
在步骤S213中，振幅设定部30将本次的放大部6的输出电压的振幅视为图8中的同步检波部12的输出曲线的振幅成为最小时的放大部6的输出电压的振幅，将本次的放大部6的输出电压的振幅设定为驱动电压振幅。此时设定的驱动电压振幅与MZ调制器2的半波长电压的2倍(2Vπ)相当。
在此，关于ΔV1，在明确了MZ调制器2的半波长电压(Vπ)的情况下，能够设为半波长电压(Vπ)的1/10。即使未明确Vπ，只要是市场购入的MZ调制器2，则被提供驱动电压振幅是2GHz左右的低频的Vπ的值，所以能够设为该Vπ的1/10。在希望提高计算的精度的情况下，使ΔV1比Vπ的1/10更小即可。另外，ΔV2例如能够设为ΔV1的1/10。
如从图8可知，同步检波部12的输出曲线的振幅成为0的点并非仅为2Vπ，而如4Vπ、6Vπ…那样是Vπ的偶数倍。通常，在MZ调制器2的频带是检查模式信号的频率以上的情况下，在实施方式1或者2中得到的Vπ是上述2GHz的低频下的Vπ的2倍以下，所以在实施方式2中得到的2Vπ不会被误认为4Vπ以上的大小。
本次公开的实施方式在所有方面被认为是例示而不是限制性的。本发明的范围并非由上述说明示出而是由权利要求书示出，意图包括与权利要求书等同的意义以及范围内的所有变更。

Claims (6)

1.一种光调制装置，具备：
MZ调制器，通过根据驱动电压及偏置电压调制从光源连续地射出的光来生成光信号；
分波器，对所述光信号进行分波；
光电二极管，将从所述分波器输出的光信号变换为电信号；
日志检测部，检测从所述光电二极管输出的信号的极大值和极小值的差分；
抖动信号生成部，在驱动电压振幅的控制时，产生抖动信号；
同步检波部，将所述抖动信号和所述日志检测部的输出信号相乘而进行同步检波；
偏置控制部，输出基准直流偏置电压；
叠加部，在所述驱动电压振幅的控制时，对所述基准直流偏置电压叠加所述抖动信号，作为所述偏置电压而输出，在所述驱动电压振幅的控制时以外，将所述基准直流偏置电压作为所述偏置电压而输出；
数据信号生成部，生成并输出数据信号；
检查模式生成部，输出由用户设定的检查模式信号；
选择部，在所述驱动电压振幅的控制时选择所述检查模式信号，除了所述驱动电压振幅的控制时以及偏置电压的控制时以外选择所述数据信号；
放大部，对选择的所述信号进行放大，作为所述驱动电压输出到所述MZ调制器；以及
振幅设定部，在所述驱动电压振幅的控制时，通过使所述放大部的输出电压的振幅变化，求出多个使从所述偏置控制部输出的所述基准直流偏置电压变化而得到的所述同步检波部的输出曲线的振幅，根据多个所述同步检波部的输出曲线的振幅中的满足规定的条件的振幅所对应的所述放大部的输出电压的振幅，设定所述放大部的放大率。
2.根据权利要求1所述的光调制装置，其中，
所述检查模式信号是所述数据信号的波特率的一半的频率的时钟信号。
3.根据权利要求1所述的光调制装置，其中，
所述振幅设定部在将所述MZ调制器的半波长电压设定为驱动电压的振幅的情况下，根据多个所述同步检波部的输出曲线的振幅中的最大值所对应的所述放大部的输出电压的振幅，设定所述放大部的放大率。
4.根据权利要求1所述的光调制装置，其中，
所述振幅设定部在将所述MZ调制器的半波长电压的2倍设定为驱动电压的振幅的情况下，根据多个所述同步检波部的输出曲线的振幅中的最小值所对应的所述放大部的输出电压的振幅，设定所述放大部的放大率。
5.根据权利要求1所述的光调制装置，其中，
所述振幅设定部通过使所述基准直流偏置电压变化所述MZ调制器的半波长电压以上，得到所述同步检波部的输出曲线。
6.一种光调制装置的控制方法，其中，
所述光调制装置具备：
MZ调制器，通过根据驱动电压及偏置电压调制从光源连续地射出的光来生成光信号；
分波器，对所述光信号进行分波；
光电二极管，将从所述分波器输出的光信号变换为电信号；
日志检测部，检测从所述光电二极管输出的信号的极大值和极小值的差分；
抖动信号生成部，在驱动电压振幅的控制时，产生抖动信号；
同步检波部，将所述抖动信号和所述日志检测部的输出信号相乘而进行同步检波；
偏置控制部，输出基准直流偏置电压；
叠加部，在驱动电压振幅的控制时，对所述基准直流偏置电压叠加所述抖动信号，作为所述偏置电压而输出，在驱动电压振幅的控制时以外，将所述基准直流偏置电压作为所述偏置电压而输出；
数据信号生成部，生成并输出数据信号；
检查模式生成部，输出由用户设定的检查模式信号；
选择部，在驱动电压振幅的控制时选择所述检查模式信号，除了所述驱动电压振幅的控制时以及偏置电压的控制时以外选择数据信号；以及
放大部，对选择的所述信号进行放大，作为所述驱动电压输出到所述MZ调制器，
所述光调制装置的控制方法具备：
通过使所述放大部的输出电压的振幅变化，求出多个使从所述偏置控制部输出的所述基准直流偏置电压变化而得到的所述同步检波部的输出曲线的振幅的步骤；以及
根据多个所述同步检波部的输出曲线的振幅中的满足规定的条件的振幅所对应的所述放大部的输出电压的振幅，设定所述放大部的放大率的步骤。
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