JP4971230B2 - 光送信器 - Google Patents

Description

本発明は、光伝送に用いられる送信器に関し、さらに詳しくは光デュオバイナリ変調方式による光信号を生成する光送信器に関する。

光伝送システムにおいては、従来、２値ＩＭ（Ｉｎｔｅｎｓｉｔｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ、強度変調）方式が広く用いられている。２値ＩＭはＯｎ−Ｏｆｆ Ｋｅｙｉｎｇとも呼ばれ、送信すべき信号の、論理値“１”と、論理値“０”と、をそれぞれ光強度の大小に対応させる方式である。この方式は、送信器および受信器の構成が単純であるという利点から現在広く用いられている。

一方、近年、別の方式として、光デュオバイナリ変調方式が注目を集めている。光デュオバイナリ変調方式は、論理値“１”、および、論理値“０”に対して光強度の大小を対応させる点では２値ＩＭ方式と同様であるが、論理値“１”に対応する大強度信号の光位相に０°、１８０°の２種類を用い、ベースバンド帯域幅を低減したものである。

この光デュオバイナリ変調方式では、光信号の強度波形は従来の２値ＩＭと同様であるため、従来の光受信器で受信できる一方、ベースバンド帯域幅の低減により、スペクトル幅が縮小され分散耐力が拡大される。このため、伝送距離の拡大やＷＤＭシステムにおけるチャネル数の増加が可能になる。このような背景から、最近、光デュオバイナリ変調方式が注目を集めており、光デュオバイナリ方式を採用した光送信器の開発が精力的に進められている。

光デュオバイナリ信号の変調方式と光デュオバイナリ信号を生成する光送信器の構成例は特許文献１および特許文献２に開示されている。特許文献１および特許文献２の中で開示されているように、光出力パワーが最小となる点（消光特性の底）にバイアス電圧を印加したＬｉｔｈｉｕｍ Ｎｉｏｂａｔｅ（ＬＮ）−マッハツェンダ（ＭＺ）光変調器を、２Ｖｐｉ（半波長電圧の２倍）またはそれよりやや少ない振幅で駆動する方法が知られている。

ところで、光デュオバイナリ変調方式では光出力パワーが最小となる点（消光特性の底）にバイアス電圧を印加する必要があるが、ＬＮ−ＭＺ変調器の消光特性にはドリフトがあるため、光送信器を構成する場合にはバイアス電圧を自動的に制御する手段を必要とする。

それを実現する方法として、特許文献３のように、ＬＮ−ＭＺ変調器への入力電気信号に低周波信号を重畳し、ＬＮ−ＭＺ変調器の出力光から当該低周波成分を検出してこの検出値をもとにバイアス電圧を制御する方法が知られている。

特許文献３では、２つに分岐した導波路のおのおのに対応する２つの入力端子を有し、これらをプッシュプル駆動することによりゼロチャープでの変調を実現する、いわゆるデュアルドライブ型のＬＮ−ＭＺ変調器を使用して、光デュオバイナリ信号を生成する方式におけるバイアス電圧の設定方法を開示している。

しかし、デュアルドライブ型ＬＮ−ＭＺ変調器を用いて、光デュオバイナリ送信器を構成する場合、変調器の駆動回路は２系統必要である。また、２系統の駆動回路で、正確にタイミングを合わせ、振幅のバランスを確保しなければ、正確な駆動は期待できないなどの問題点がある。

一方、近年では、単一の入力により変調器内部でプッシュプル駆動を実現するいわゆるシングルドライブ型ＬＮ−ＭＺ変調器が開発され、実用に供せられている。非特許文献１ではこのシングルドライブ型ＬＮ−ＭＺ変調器を用いて構成した光デュオバイナリ送信器を示している。

シングルドライブ型ＬＮ−ＭＺ変調器を用いる場合は、変調器の駆動回路は１系統でよく送信器の構造が簡略化される。また、ＬＮ−ＭＺ変調器が対称性よく製造されていることが前提となるものの、送信器の製造上は駆動回路のタイミングや振幅バランスを取る必要はなく製造と調整が簡単という利点がある。

特許３６５７９８３号公報 特許３３０６５７３号公報 特許３７２３３５８号公報 Ｗ． Ｋａｉｓｅｒ ｅｔ ａｌ、 "Ｒｅｄｕｃｅｄ Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｄｕｏｂｉｎａｒｙ １０−Ｇｂ／ｓ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ Ｓｅｔｕｐ Ｒｅｓｕｌｔｉｎｇ ｉｎ ａｎ Ｉｎｃｒｅａｓｅｄ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｄｉｓｔａｎｃｅ"、 ＩＥＥＥ Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｌｅｔｔｅｒｓ、 ｖｏｌ．１３、 ｐｐ． ８８４−８８６、 Ａｕｇ． ２００１．

しかしながら、シングルドライブ型ＬＮ−ＭＺ変調器を用いて、光デュオバイナリ送信器を構成する場合、２つに分岐した導波路のそれぞれに独立して電圧をかけることができないため、既知の方法、例えば特許文献３に開示されている方法などでは、バイアス電圧を制御することができない。

本発明は、シングルドライブ型ＬＮ−ＭＺ変調器を用いた光デュオバイナリ送信器の自動バイアス制御を行う技術を提供することを目的とする。

本発明は、シングルドライブ型ＬＮ−ＭＺ変調器を有する光送信器であって、
データ信号から３値のデュオバイナリ信号に変換する手段と、
前記デュオバイナリ信号により光信号を変調して、３値の光デュオバイナリ信号を生成する手段と、
前記光デュオバイナリ信号を生成する手段に入力する前記デュオバイナリ信号の振幅を低周波信号により低周波変調する手段と、
前記光デュオバイナリ信号を生成する手段の出力をモニタしてモニタ出力信号を出力する手段と、
前記光デュオバイナリ信号を生成する手段に印加するバイアス電圧の生成および制御を行う手段と、を備え、
前記バイアス電圧の生成および制御を行う手段は、
設定バイアス値Ｖｂに、揺らぎバイアス±ΔＶｂを加えて、（Ｖｂ＋ΔＶｂ）と、（Ｖｂ−ΔＶｂ）の２種のバイアス電圧を生成し、２種のバイアス電圧を交互に前記光デュオバイナリ信号を生成する手段に印加し、
２種のバイアス電圧のそれぞれについて、前記低周波信号がＨｉｇｈ（ハイ）の場合のモニタ出力信号値と、前記低周波信号がＬｏｗ（ロー）の場合のモニタ出力信号値と、の差分Ｖ-mon、および、Ｖ+monを求め、
Ｖ-monとＶ+monとの差分を求めて、そのＶ-monと、Ｖ+monと、の差分に基づいて、新たな設定バイアス値Ｖｂを設定して、前記２種のバイアス電圧（Ｖｂ＋ΔＶｂ）と、（Ｖｂ−ΔＶｂ）を生成すること
を特徴とする。

本発明により、シングルドライブ型ＬＮ−ＭＺ変調器を用いた光デュオバイナリ送信器の自動バイアス制御を行うことができる。これにより、ＬＮ−ＭＺ変調器の消光特性のドリフトを補償し、長期にわたって安定に動作する光デュオバイナリ送信器を実現することができる。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。

（第１実施形態について）
まず、本発明の第１実施形態について説明する。図１に、第１実施形態での光デュオバイナリ送信器の構成を示す。図２に、図１におけるバイアス制御回路の詳細構成を示す。また、図８に、第１実施形態での光デュオバイナリ送信器の各部の信号波形とタイミングとを示す。図１および図２における（ａ）から（ｈ）の符号は、図８に示す信号を示す符号と対応している。

図１に示す光デュオバイナリ送信器は、データ信号から３値のデュオバイナリ信号（ｄ）に変換する手段として機能する変調信号生成系１０と、変調信号生成系１０により変換された３値のデュオバイナリ信号により光信号を変調して、３値の光デュオバイナリ信号を生成する手段として機能する光信号変調系２０と、光信号変調系２０の出力をモニタして低周波振幅値（ｇ）を検出する手段として機能する光検出系３０と、光信号変調系２０に加えるバイアス電圧Ｖ_Ｂを制御するための手段として機能するバイアス制御系４０と、変調信号生成系１０において変換された３値のデュオバイナリ信号（ｄ）に低周波信号（ａ）による変調を行うための手段として機能する低周波振幅変調系５０と、を有する。

低周波振幅変調系５０は、低周波信号発生器５１と、ドライバ振幅調整回路５２と、を有する。低周波信号発生器５１は、低周波信号（ａ）を生成する。そして、低周波信号発生器５１は生成した低周波信号（ａ）を、ドライバ振幅調整回路５２に出力する。

なお、第１実施形態において生成される低周波信号（ａ）は、図８(ａ)に示すように、ハイ（Ｈｉｇｈ）、およびロー（Ｌｏｗ）の値を有する信号である。

ドライバ振幅調整回路５２は、低周波信号（ａ）を受けて、パイロットトーンを生成して、後述するドライバ１３の利得制御端子に供給する。このパイロットトーンにより、ドライバ１３の出力信号（ｃ）の振幅に低周波信号（ａ）の変調がかかる。

また、低周波信号発生器５１は、低周波信号（ａ）をバイアス制御系４０にも供給する。

光信号変調系２０は、ＣＷレーザー光を放射するＣＷ−レーザーダイオード２１と、ＣＷ−レーザーダイオード２１の光を変調するシングルドライブ型ＬＮ−ＭＺ変調器２２と、を有する。ＬＮ−ＭＺ変調器２２において、ＣＷ−レーザーダイオード２１からの光を変調して、光デュオバイナリ信号を生成して、光出力端子２３から出力する。

変調信号生成系１０は、マルチプレクサ１１と、プリコーダ１２と、ドライバ１３と、ローパスフィルタ１４と、バイアスティー１５と、終端器１６とを有する。

マルチプレクサ１１において、送信器外部からデータ信号とクロック信号とが入力され、シリアルのデータ信号を生成する。マルチプレクサ１１において、生成されたシリアルのデータ信号とクロック信号は、プリコーダ１２に入力され、差動エンコードされる。プリコーダ１２の内部構成は、例えば、非特許文献１で開示されている。プリコーダ１２の出力はドライバ１３に接続される。

ドライバ１３は、利得調整端子を持ち、ドライバ振幅調整回路５２から入力されるパイロットトーンによって、ドライバ１３の出力信号（ｃ）の振幅に低周波信号（ａ）の変調がかかる。この低周波信号（ａ）によるドライバ１３の出力信号（ｃ）の振幅の変調は、バイアス電圧Ｖ_Ｂの最適設定値を検出するために行われる。

ドライバ１３の出力（ｃ）は、ローパスフィルタ１４においてフィルタリングされて、３値のデュオバイナリ信号（ｄ）に変換される。ローパスフィルタ１４において変換された３値のデュオバイナリ信号（ｄ）は、光変調器であるＬＮ−ＭＺ変調器２２に入力される。

ＬＮ−ＭＺ変調器２２は、３値のデュオバイナリ信号（ｄ）が入力されると、ＣＷ−レーザーダイオード２１の光を変調し、３値の光デュオバイナリ信号を生成する。なお、光デュオバイナリ信号生成の原理は、既に知られている。例えば、特許文献２において詳述されている。ただし、本発明では、特許文献２で用いられるデュアルドライブ型ＬＮ−ＭＺ変調器ではなく、シングルドライブ型ＬＮ−ＭＺ変調器を用いている。

ＬＮ−ＭＺ変調器２２に入力された３値のデュオバイナリ信号（ｄ）は、バイアスティー１５を経て、終端器１６で終端される。バイアスティー１５は、インダクス素子１５１と、コンデンサ１５２と、を有する。図１に示す例では、ＬＮ−ＭＺ変調器２２と終端器１６との間にコンデンサ１５２が位置し、コンデンサ１５２と、ＬＮ−ＭＺ変調器２２と、の接続線に、インダクタンス素子１５１の一端が接続される。インダクタンス素子１５１の他端に、バイアス発生回路４５の出力が接続される。バイアスティー１５は、バイアス発生回路４５で発生したバイアス電圧ＶをＬＮ−ＭＺ変調器２２に印加するために、バイアス発生回路４５とＬＮ−ＭＺ変調器２２間を直流的に結合する。

上に述べた例（図１）では、３値のデュオバイナリ信号（ｄ）の終端とバイアス電圧Ｖ_Ｂの印加のために、バイアスティー１５を使用する例を説明したが、ＬＮ−ＭＺ変調器２２のバイアス電圧Ｖ_Ｂを印加しつつ、３値のデュオバイナリ信号（ｄ）を終端する手段であれば他の方法を採ってもよい。その一例として、ＬＮ−ＭＺ変調器２２にバイアス電圧Ｖ_Ｂを印加するために独立した電極を設ける方法がある。

また、上述した例（図１）では、ＬＮ−ＭＺ変調器２２と終端器１６との間にバイアスティー１５を配置しているが、これに限定されない。例えば、ローパスフィルタ１４と間にバイアスティー１５を配置する構成とすることもできる。

光検出系３０は、図１に示すように、光カプラ３１、モニタＰＤ３２および光パワー検出回路３３を有する。光カプラ３１は、ＬＮ−ＭＺ変調器２２と光出力端子２３との間に配置される。この光カプラ３１は、光デュオバイナリ信号を一部分岐して、モニタＰＤ３２に送る。モニタＰＤ３２は、例えば、当該光デュオバイナリ信号を検出可能な受光スペクトル特性と、応答特性と、を有する光検出素子、例えば、フォトダイオードにより構成される。モニタＰＤ３２は、光カプラ３１から分岐した光デュオバイナリ信号を受光して、光デュオバイナリ信号の光強度、つまり、光出力パワーを検出し、検出した光出力パワーに対応する電気信号に変換する。また、モニタＰＤ３２は、光パワー検出回路３３と接続され、変換した光出力パワーに対応する電気信号を光パワー検出回路３３に入力する。

なお、ＬＮ−ＭＺ変調器モジュールには、光出力パワーを検出するモニタＰＤを内蔵したものが市販されている。この種のモニタＰＤ内蔵のＬＮ−ＭＺ変調器モジュールを、ＬＮ−ＭＺ変調器２２および光カプラ３１およびモニタＰＤ３２の代用として用いることができる。

この場合、モニタＰＤ３２は、ＬＮ−ＭＺ変調器２２から出力される光デュオバイナリ信号の光出力パワーを検出するかわりに、ＬＮ−ＭＺ変調器２２から漏れた光を検出する構成をとることが多い。その場合には、モニタＰＤの消光特性がＬＮ−ＭＺ変調器光出力の消光特性とは逆になるので、光出力パワーを検出する極性を反転させる必要がある。

光パワー検出回路３３は、モニタＰＤ３２が、光出力パワーを検出し、検出した光出力パワーに対応して変換した電気信号を、アナログ値からディジタル値に変換して、モニタ出力信号（ｆ）として出力する。光パワー検出回路３３としては、例えば、トランスインピーダンスアンプを用いることができる。

バイアス制御系４０は、低周波成分検出器４３と、バイアス制御回路４４と、バイアス発生回路４５と、を有する。

低周波成分検出器４３は、光パワー検出器３３が出力したモニタ出力信号（ｆ）の値を読み取り、モニタ出力信号（ｆ）について、低周波信号（ａ）の振幅値を検出する。

具体的には、第１実施形態では、低周波成分検出器４３は、低周波信号（ａ）がＨｉｇｈ（ハイ）のときのモニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｈと、低周波信号（ａ）が、Ｌｏｗ（ロー）のモニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｌと、の差分（Ｖ_Ｈ−Ｖ_Ｌ）を計算する。そして、低周波成分検出器４３は、検出した低周波信号（ａ）の振幅値（Ｖ_Ｈ−Ｖ_Ｌ）を、低周波振幅値信号（ｇ）として出力し、後述するバイアス制御回路４４内のディザ成分検出器４４２に入力される。

次に、バイアス制御回路４４の内部構成を図２に示し、図２を用いて説明する。バイアス制御回路４４は、ディザ発生器４４１と、ディザ成分検出器４４２と、バイアス値計算機４４３と、加算器４４４と、を有する。

ディザ発生器４４１は、ディザ信号（ｂ）を生成し、生成したディザ信号（ｂ）をディザ成分検出器４４２と、加算器４４４と、に出力する。ここで、ディザ信号（ｂ）とは、バイアス設定値がＶｂのとき、ディザバイアス電圧値を±ΔＶｂとする信号である。

なお、ディザ信号（ｂ）がＬｏｗ（ロー）のときは、ＬＮ−ＭＺ変調器２２に印加されるバイアス電圧Ｖ_Ｂ＝Ｖｂ−ΔＶｂとなる。また、ディザ信号（ｂ）がＨｉｇｈ（ハイ）のときは、ＬＮ−ＭＺ変調器２２に印加されるバイアス電圧Ｖ_Ｂ＝Ｖｂ＋ΔＶｂとなる。

ディザ成分検出器４４２は、低周波成分検出器４３から低周波振幅値信号（ｇ）が入力されると、ディザ発生器４４１から入力されたディザ信号（ｂ）を参照して、低周波振幅値信号（ｇ）について、ディザ信号（ｂ）の振幅値を検出する。

具体的には、ディザ成分検出器４４２は、ディザ信号（ｂ）が、Ｌｏｗ（ロー）のとき（つまり、バイアス電圧Ｖ_Ｂ＝Ｖｂ−ΔＶｂのとき）の低周波振幅値信号（ｇ）の値Ｖ_ｍｏｎと、およびディザ信号（ｂ）が、Ｈｉｇｈ（ハイ）のとき（つまり、バイアス電圧
Ｖ_Ｂ＝Ｖｂ＋ΔＶｂのとき）の低周波振幅値信号（ｇ）の値Ｖ_＋ｍｏｎと、の差分（Ｖ_ｍｏｎ−Ｖ_＋ｍｏｎ）を計算する。検出したディザ信号（ｂ）の振幅値は、ディザ振幅値信号（ｈ）として出力し、バイアス値計算機４４３に入力される。

バイアス値計算機４４３は、ディザ成分検出器４４２から出力されたディザ振幅値信号（ｈ）を基に、バイアス設定値Ｖｂの修正値を計算し、新たなバイアス設定値Ｖｂを、加算器４４４に出力する。

加算器４４４は、バイアス値計算機４４３で計算された新たなバイアス設定値Ｖｂと、ディザ発生器４４１で発生したディザ信号（ｂ）と、が入力されると、新たなバイアス設定値Ｖｂと、ディザバイアス電圧値±ΔＶｂと、を結合した電圧（Ｖｂ±ΔＶｂ）をバイアス電圧Ｖ_Ｂをとする信号（ｅ）をバイアス発生回路４５に出力する。

バイアス発生回路４５は、バイアス制御回路４４内の加算器４４４からバイアス電圧Ｖ_Ｂを（Ｖｂ±ΔＶｂ）とする信号（ｅ）が入力されると、バイアス電圧Ｖ_Ｂ＝（Ｖｂ±ΔＶｂ）を発生し、バイアスティー１５を介して、ＬＮ−ＭＺ変調器２２に印加する。

（タイミングチャート）
以上に説明した、第１実施形態における図１に示す装置の動作について、図８に示すタイミングチャートを参照して、さらに説明する。

低周波信号発生器５１から出力される低周波信号（ａ）を図８（ａ）に示す。第１実施形態における低周波信号（ａ）は、図８(ａ)に示すように、Ｈｉｇｈ（ハイ）、および、Ｌｏｗ（ロー）の値を有する信号である。

なお、この低周波信号（ａ）は、Ｈｉｇｈ（ハイ）、および、Ｌｏｗ（ロー）の値を有する信号であれば、正弦波でも矩形波でもよい。

低周波信号発生器５１は低周波信号（ａ）をドライバ振幅調整回路５２に出力する。そして、ドライバ振幅調整回路５２は、低周波信号（ａ）を受けて、パイロットトーンを生成し、ドライバ１３の利得制御端子に供給する。これにより、ドライバ１３の出力信号（ｃ）の振幅に低周波信号（ａ）の変調がかかる。

ドライバ１３の出力信号（ｃ）を図８（ｃ）に示す。ドライバ１３の出力信号（ｃ）はローパスフィルタ１４に入力され、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４において、３値のデュオバイナリ信号（ｄ）に変換される。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４において変換された３値のデュオバイナリ信号（ｄ）は、ＬＮ−ＭＺ変調器２２に入力される。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４において変換された３値のデュオバイナリ信号（ｄ）を図８（ｄ）に示す。

第１実施形態では、３値のデュオバイナリ信号（ｄ）の振幅（駆動振幅）をＶ_ＲＦとすると、低周波信号（ａ）のＨｉｇｈ（ハイ）のとき、駆動振幅Ｖ_ＲＦはＶ_ＲＦ＝Ｖ_ＲＦ＋ΔＶ_ＲＦと変調され、低周波信号（ａ）のＬｏｗ（ロー）のとき、駆動振幅Ｖ_ＲＦはＶ_ＲＦ＝Ｖ_ＲＦ―ΔＶ_ＲＦと変調されている。

一方、バイアス制御回路４４内のディザ発生器４４１は、ディザ信号（ｂ）を生成し、生成したディザ信号（ｂ）をディザ成分検出器４４２と、加算器４４４と、に出力する。
ディザ発生器４４１が生成するディザ信号（ｂ）を図８（ｂ）に示す。

図８（ｂ）の点線は、バイアス設定値Ｖｂの値を示し、実線は、ディザ発生器４４１が出力するディザ信号（ｂ）を示し、バイアス設定値Ｖｂに対して、ディザバイアス電圧値±ΔＶｂを有する。

加算器４４４は、バイアス値計算機４４３で計算された新たなバイアス設定値Ｖｂと、ディザ発生器４４１で発生したディザ信号（ｂ）が入力されると、新たなバイアス設定値Ｖｂと、ディザバイアス電圧値±ΔＶｂと、を結合した電圧値（Ｖｂ±ΔＶｂ）をバイアス電圧Ｖ_Ｂとする信号（ｅ）をバイアス発生回路４５に出力する。加算器４４４が出力する（Ｖｂ±ΔＶｂ）をバイアス電圧Ｖ_Ｂとする信号（ｅ）を図８（ｅ）に示す。図８（ｅ）の破線は、バイアス設定値Ｖｂの値を示し、実線は、ディザ信号（ｂ）のディザバイアス電圧値±ΔＶｂを重畳したバイアス電圧Ｖ_Ｂ（＝Ｖｂ±ΔＶｂ）の信号波形を示している。

バイアス発生回路４５は、加算器４４４から（Ｖｂ±ΔＶｂ）をバイアス電圧Ｖ_Ｂとする信号（ｅ）が入力されると、バイアス電圧Ｖ_Ｂ＝（Ｖｂ±ΔＶｂ）を発生し、バイアスティー１５を介して、ＬＮ−ＭＺ変調器２２に印加する。

そして、ＬＮ−ＭＺ変調器２２は、バイアス電圧Ｖ_Ｂ＝（Ｖｂ±ΔＶｂ）で印加される。また、ＬＮ−ＭＺ変調器２２は、３値のデュオバイナリ信号（ｄ）（図８（ｄ））が入力されると、ＣＷ−レーザーダイオード２１の光を変調し、光デュオバイナリ信号を生成する。

ＬＮ−ＭＺ変調器２２が生成した光デュオバイナリ信号は、光カプラ３１を介して、モニタＰＤ３２に入力される。モニタＰＤ３２は、光デュオバイナリ信号の光出力パワーを検出し、検出した光出力パワーに対応する電気信号に変換し、光パワー検出器３３に出力する。

光パワー検出器３３は、モニタＰＤ３２から入力された電気信号を、アナログ値からディジタル信号に変換し、モニタ出力信号（ｆ）として出力する。光パワー検出器３３が出力するモニタ出力信号（ｆ）を図８(ｆ)に示す。

図８（ｆ）に示すモニタ出力信号（ｆ）の低周波信号（ａ）に対応するパルス高さは、ディザ信号（ｂ）の周期で変化している。これは、ディザ信号（ｂ）のディザバイアス電圧値±ΔＶｂを重畳したバイアス電圧Ｖ_Ｂ（＝Ｖｂ±ΔＶｂ）がＬＮ−ＭＺ変調器２２に印加されることにより、ＬＮ−ＭＺ変調器２２が生成した光デュオバイナリ信号が変化したためである。

次に、低周波成分検出器４３は、光パワー検出器３３が出力したモニタ出力信号（ｆ）（図８（ｆ））について、次の場合の低周波信号（ａ）の振幅値を検出し、検出した低周波信号（ａ）の振幅値を低周波振幅値信号（ｇ）として、バイアス制御回路４４内のディザ成分検出器４４２に出力する。

まず、低周波成分検出器４３は、バイアス電圧発生回路４５によりＬＮ−ＭＺ変調器２２にバイアス電圧Ｖ_Ｂ（＝Ｖｂ―ΔＶｂ）が印加された場合の低周波信号（ａ）の振幅値Ｖ_−ｍｏｎを求める。

具体的には、ＬＮ−ＭＺ変調器２２にバイアス電圧Ｖ（＝Ｖｂ―ΔＶｂ）が印加された場合の、低周波信号（ａ）がＨｉｇｈ（ハイ）のときのモニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｈと、低周波信号（ａ）がＬｏｗ（ロー）のときのモニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｌと、の差分（Ｖ_Ｈ−Ｖ_Ｌ）を計算する。

また、低周波成分検出器４３は、バイアス電圧発生回路４５によりＬＮ−ＭＺ変調器２２にバイアス電圧Ｖ_Ｂ（＝Ｖｂ＋ΔＶｂ）が印加された場合の低周波信号（ａ）の振幅値Ｖ_＋ｍｏｎを求める。

具体的には、ＬＮ−ＭＺ変調器２２にバイアス電圧Ｖ_Ｂ（＝Ｖｂ＋ΔＶｂ）が印加された場合の、低周波信号（ａ）がＨｉｇｈ（ハイ）のときのモニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｈと、低周波信号（ａ）がＬｏｗ（ロー）のときのモニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｌと、の差分（Ｖ_Ｈ−Ｖ_Ｌ）を計算する。低周波成分検出器４３が出力する低周波振幅値信号（ｇ）を図８の（ｇ）に示す。

ディザ成分検出器４４２は、ディザ発生器４４１から入力されたディザ信号（ｂ）を参照して、低周波振幅値信号（ｇ）について、ディザ信号（ｂ）の振幅値を求める。

具体的には、ディザ成分検出器４４２は、バイアス電圧発生回路４５によりＬＮ−ＭＺ変調器２２にバイアス電圧Ｖ_Ｂ（＝Ｖｂ―ΔＶｂ）が印加された場合の低周波振幅値信号（ｇ）の値Ｖ_−ｍｏｎと、バイアス電圧発生回路４５によりＬＮ−ＭＺ変調器２２にバイアス電圧Ｖ_Ｂ（＝Ｖｂ＋ΔＶｂ）が印加された場合の低周波振幅値信号（ｇ）の値Ｖ_＋ｍｏｎと、の差分｛（Ｖ_−ｍｏｎ）―（Ｖ_＋ｍｏｎ）｝を計算する。

そして、求めたディザ信号（ｂ）の振幅値をディザ振幅値信号（ｈ）として、をバイアス制御回路４４内のバイアス値計算機４４３に出力する。ディザ成分検出器４４２が出力するディザ振幅値信号（ｈ）を図８（ｈ）に示す。

バイアス値計算機４４３は、ディザ成分検出器４４２からディザ振幅値信号（ｈ）が入力されると、ディザ信号（ｂ）の振幅値である｛（Ｖ_−ｍｏｎ）―（Ｖ_＋ｍｏｎ）｝に、制御ループ利得Ｇを掛けて、バイアス設定値Ｖｂの修正量とし、修正されたバイアス設定値Ｖｂ’（＝［Ｖｂ−Ｇ｛（Ｖ_−ｍｏｎ）―（Ｖ_＋ｍｏｎ）｝］）を、新しいバイアス設定値Ｖｂとし、バイアス制御回路４４内の加算器４４４に出力する。

（動作原理について）
以上のように動作する本発明の実施形態に係る光デュオバイナリ変調方式の光送信器について、その動作原理を含めて、さらに詳しく説明する。

バイアス発生回路４５からバイアスティー１５を介してＬＮ−ＭＺ変調器２２に印加されるバイアス電圧Ｖ_Ｂの値をＶ_０とし、ドライバ１３から出力されローパスフィルタ１４によってフィルタリングされた３値のデュオバイナリ信号（ｄ）の振幅（駆動振幅）をＶ_ＲＦとすると、ＬＮ−ＭＺ変調器２２には、Ｖ_０−（Ｖ_ＲＦ／２）、Ｖ_０、Ｖ_０＋（Ｖ_ＲＦ／２）の３つの電圧値を有する入力電圧Ｖが入力されることとなる。ＬＮ−ＭＺ変調器２２は、３値の入力電圧Ｖ（Ｖ_０−Ｖ_ＲＦ／２、Ｖ_０、Ｖ_０−Ｖ_ＲＦ／２）で入力されることにより、３値の光デュオバイナリ信号を生成する。

ＬＮ−ＭＺ変調器２２へ入力される３値の入力電圧Ｖと、ＬＮ−ＭＺ変調器２２の光出力パワーＰと、の関係は、図３に示すようになる。また、光出力パワーＰは入力電圧Ｖの周期関数となる。

光デュオバイナリ変調方式では、ＬＮ−ＭＺ変調器２２に入力される３値の入力電圧Ｖの中間値Ｖ_０を、ＬＮ−ＭＺ変調器２２の光出力パワーＰが最小となる電圧値（消光特性の底）と一致するように設定される。つまり、バイアス電圧Ｖ_ＢをＬＮ−ＭＺ変調器２２の光出力パワーＰが最小となる電圧値（消光特性の底）と一致するように設定される。

しかし、ＬＮ−ＭＺ変調器２２の消光特性にはドリフトがあるため、ＬＮ−ＭＺ変調器２２に印加される３値の入力電圧Ｖの中間値Ｖ_０（バイアス電圧Ｖ_Ｂ）と、ＬＮ−ＭＺ変調器２２の光出力パワーＰが最小となる電圧値（消光特性の底）と、にずれが生じ、ＬＮ−ＭＺ変調器２２の光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞が変化する。

したがって、光デュオバイナリ変調方式を採用する場合は、ＬＮ−ＭＺ変調器２２の光出力パワーＰが最小となる電圧値（消光特性の底）と、のずれの大きさ、および、ずれの方向を検出し、ＬＮ−ＭＺ変調器２２に入力される入力電圧Ｖの中間値Ｖ_０（バイアス電圧Ｖ_Ｂ）と、ＬＮ−ＭＺ変調器２２の光出力パワーＰが最小となる電圧値（消光特性の底）と、が一致するように制御する必要がある。

（駆動振幅Ｖ_ＲＦが変動したときの光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞の変化について）
ここで、駆動振幅Ｖ_ＲＦが変動したときの光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞の変化について、図４、図５および図６を参照して説明する。

図４においては、入力電圧Ｖの中間値Ｖ_０（バイアス電圧Ｖ_Ｂ）が、光出力パワーＰが最小となる電圧値（消光特性の底）と一致するときに、駆動振幅Ｖ_ＲＦが変化した場合の光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞の変化について示す。

図５においては、入力電圧Ｖの中間値Ｖ_０（バイアス電圧Ｖ_Ｂ）が、光出力パワーＰの最大となる電圧値（消光特性の頂点）と一致するときに、駆動振幅Ｖ_ＲＦが変化した場合の光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞の変化について示す。

図６においては、入力電圧Ｖの中間値Ｖ_０（バイアス電圧Ｖ_Ｂ）が、光出力パワーＰが最小となる電圧値（消光特性の底）から４分の１周期ずれた電圧値と一致するときに、駆動振幅Ｖ_ＲＦが変化した場合の光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞の変化について示す。

図４において、ＬＮ−ＭＺ変調器２２に入力される入力電圧Ｖの駆動振幅Ｖ_ＲＦがＶ_１とＶ_２（ここで、Ｖ_１＞Ｖ_２の関係がある）である場合の光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞は、それぞれ＜Ｐ_１＞と＜Ｐ_２＞である。

駆動振幅Ｖ_ＲＦがＶ_２からＶ_１に変化させた場合、つまり、駆動振幅Ｖ_ＲＦを大きくなるように変化させた場合、光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞は＜Ｐ_２＞から＜Ｐ_１＞となり、光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞は大きくなる。

図５において、ＬＮ−ＭＺ変調器２２の入力される入力電圧Ｖの駆動振幅Ｖ_ＲＦがＶ_１とＶ_２（ここで、Ｖ_１＞Ｖ_２の関係がある）である場合の光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞は、それぞれ＜Ｐ_１＞と＜Ｐ_２＞である。

駆動振幅Ｖ_ＲＦがＶ_２からＶ_１に変化させた場合、つまり、駆動振幅Ｖ_ＲＦを大きくなるように変化させた場合、光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞は＜Ｐ_２＞から＜Ｐ_１＞となり、光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞は小さくなる。

図６において、ＬＮ−ＭＺ変調器２２の入力される入力電圧Ｖの駆動振幅Ｖ_ＲＦがＶ_１とＶ_２（ここで、Ｖ_１＞Ｖ_２の関係がある）の場合の光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞は、それぞれ＜Ｐ_１＞と＜Ｐ_２＞である。

図６からわかるように、入力電圧Ｖの中間値Ｖ_０（バイアス電圧Ｖ_Ｂ）が、光出力パワーが最小となる電圧値（消光特性の底）から４分の１周期ずれた電圧値と一致する場合、＜Ｐ_１＞と＜Ｐ_２＞は同じ値になり、駆動振幅Ｖ_ＲＦをＶ_２からＶ_１に変化させた場合、つまり、駆動振幅Ｖ_ＲＦを大きくなるように変化させた場合、光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞は変化しない。

これは、入力電圧Ｖの中間値Ｖ_０（バイアス電圧Ｖ_Ｂ）が、光出力パワーＰが最小となる電圧値（消光特性の底）から４分の１周期ずれた電圧値と一致する場合、入力電圧Ｖの中間値Ｖ_０（バイアス電圧Ｖ_Ｂ）は、光出力パワーＰが最大となる電圧値（消光特性の頂点）と、光出力パワーＰが最小となる電圧値（消光特性の底）と、の中間に位置することになり、ＬＮ−ＭＺ変調器２２の消光特性は、入力電圧Ｖの中間値Ｖ_０（バイアス電圧Ｖ_Ｂ）を中心に奇関数となる。そのため、駆動振幅Ｖ_ＲＦの変化による光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞の変化は、入力電圧Ｖの中間値Ｖ_０（バイアス電圧Ｖ_Ｂ）を中心に相殺される。

以上のことから、駆動振幅Ｖ_ＲＦが変化した場合、光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞が変化することがわかる。そして、光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞の変化は、光出力パワーＰが最小となる電圧値（消光特性の底）に対する、入力電圧Ｖの中間値Ｖ_０（バイアス電圧Ｖ_Ｂ）によって、異なることがわかる。

つまり、駆動振幅Ｖ_ＲＦが変化すると光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞にも変化するが、変化量、および、その符号は、ＬＮ−ＭＺ変調器２２の光出力パワーＰが最小となる電圧値（消光特性の底）に対する、入力電圧Ｖの中間値Ｖ_０（バイアス電圧Ｖ_Ｂ）に依存することがわかる。

ここで、光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞の変化量を、符号付きの量とし、入力電圧Ｖの中間値Ｖ_０（バイアス電圧Ｖ_Ｂ）の関数として示したものを図７に示す。図７の点線は、ＬＮ−ＭＺ変調器２２の光出力パワーＰの消光特性を示す。また、図７の実線は、駆動振幅Ｖ_ＲＦが大きくなるように変化した場合の光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞の変化量を示す。図７から入力電圧Ｖの中間値Ｖ_０（バイアス電圧Ｖ_Ｂ）が、光出力パワーＰの最小となる電圧値（消光特性の底）に一致するとき、駆動振幅Ｖ_ＲＦを大きくなるように変化させた場合、光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞の変化量は正の符号を持ち、最大値をとることがわかる。

このことは、駆動振幅Ｖ_ＲＦを大きくなるように変化させた場合、光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞の変化量が最大値になるようにバイアス電圧Ｖ_Ｂを制御すると、入力電圧Ｖの中間値Ｖ_０（バイアス電圧Ｖ_Ｂ）が、光出力パワーＰの最小となる電圧値（消光特性の底）に一致することを示している。

よって、本発明では、まず、駆動振幅Ｖ_ＲＦを低周波信号（ａ）によって変化させ、モニタＰＤ３２を用いて光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞を検出する。そして、光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞の低周波信号（ａ）の振幅値をとりだすことで、振動振幅Ｖ_ＲＦの変化による光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞の変化量を、符号つきの量で検出する。

また、本発明では、ＬＮ−ＭＺ変調器２２に印加するバイアス電圧Ｖ_Ｂについても、ディザ信号（ｂ）によりディザ電圧±ΔＶ_Ｂを重畳させる。バイアス電圧Ｖ_Ｂ＝Ｖｂ＋ΔＶｂのときの光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞の変化量と、バイアス電圧Ｖ_Ｂ＝Ｖｂ＋ΔＶｂのときの光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞の変化量と、を比較することで、入力電圧Ｖの中間値Ｖ_０（バイアス電圧Ｖ_Ｂ）が光出力パワーＰが最小となる電圧値（消光特性の底）に対して、高い電圧値であるのか、または、低い電圧値であるのかを検出する。

例えば、バイアス電圧Ｖ_Ｂ＝Ｖｂ＋ΔＶｂのときの光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞の変化量が図７のＶ_＋ｍｏｎであり、バイアス電圧Ｖ_Ｂ＝Ｖｂ＋ΔＶｂのときの光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞の変化量が図７のＶ_−ｍｏｎである場合、Ｖ_＋ｍｏｎ＜Ｖ_−ｍｏｎの関係があると、入力電圧Ｖの中間値Ｖ_０（バイアス電圧Ｖ_Ｂ）が光出力パワーＰが最小となる電圧値（消光特性の底）に対して、高い電圧値であることがわかる。

以上により、ＬＮ−ＭＺ変調器２２に入力される３値の入力電圧Ｖの中間値Ｖ_０と、ＬＮ−ＭＺ変調器２２の光出力パワーＰが最小となる電圧値（消光特性の底）と、のずれの量、および、ずれの方向を検出することができ、光出力パワーＰが最小となる電圧値（消光特性の底）と、入力電圧Ｖの中間値Ｖ_０（バイアス電圧Ｖ_Ｂ）と、が一致するようにバイアス電圧Ｖ_Ｂを制御することができる。
（数式を用いた動作原理の説明）
次に、本発明の実施形態に係る光デュオバイナリ変調方式の光送信器の動作原理を、数式を用いて説明する。

まず、図３にも示した入力電圧Ｖについての周期関数である光出力パワーＰは、

と表すことができる。

ここで、Ｐ_ｍａｘは光出力パワーＰの最大値である。なお、式（１）では、光出力パワーＰの最小値Ｐ_ｍｉｎは０としている。また、Ｐ（Ｖ）の１周期を２Ｖ_πとしている。

式（１）から、入力電圧ＶがＶ_０−（Ｖ_ＲＦ／２）、Ｖ_０、Ｖ_０＋（Ｖ_ＲＦ／２）であるときの光出力パワーＰは、それぞれ、以下のようになる。

次に、光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞を求めるが、その前に、ＬＮ−ＭＺ変調器２２に入力される入力電圧Ｖの値が（Ｖ_０−（Ｖ_ＲＦ／２）、Ｖ_０、Ｖ_０＋（Ｖ_ＲＦ／２））である信号の発生確率をついて説明する。

まず、入力電圧ＶがＶ_０である信号に論理値０を割り当て、入力電圧Ｖの値がＶ_０−（Ｖ_ＲＦ／２）、および、Ｖ_０＋（Ｖ_ＲＦ／２）である信号に論理値１を割り当て、論理値０および論理値１のマーク率を５０％と仮定する。

その場合、入力電圧Ｖの値がＶ_０である信号の発生頻度は１／２であり、入力電圧Ｖの値がＶ_０−（Ｖ_ＲＦ／２）である信号の発生頻度は１／４であり、入力電圧Ｖの値がＶ_０＋（Ｖ_ＲＦ／２）である信号の発生頻度は１／４である。

よって、ＬＮ−ＭＺ変調器２２に入力される入力電圧Ｖの値は、１／２の確率でＶ_０となり、１／４の確率でＶ_０−（Ｖ_ＲＦ／２）となり、１／４の確率でＶ_０＋（Ｖ_ＲＦ／２）となる。

しかし、本発明ではドライバ１３から出力される信号（ｃ）をＬＰＦ１４を用いて３値のデュオバイナリ信号を生成する方法を採用しているため、実際には、入力電圧Ｖの値がＶ_０−（Ｖ_ＲＦ／２）である信号と、入力電圧Ｖの値がＶ_０である信号と、の間での信号の切り替わり、および、入力電圧Ｖの値がＶ_０である信号と、入力電圧Ｖの値がＶ_０＋（Ｖ_ＲＦ／２）である信号と、の間での信号の切り替わり、には時間を要する。

ここで、信号が切り替わる時間を、ビットレートＲｂの逆数ｔｓ＝１／Ｒｂに等しい時間を要すると仮定する。

その場合、時刻ｔ＝０、および、ｔ＝ｔｓのとき、入力電力Ｖが次の電圧値であるとき信号はそれぞれ、以下の確率で発生する。
（１）入力電圧Ｖの値がＶ_０−（Ｖ_ＲＦ／２）である信号は１／４の確率で発生
（２）入力電圧Ｖの値がＶ_０である信号は１／２の確率で発生
（３）入力電圧ＶがＶ_０＋（Ｖ_ＲＦ／２）である信号は１／４の確率で発生
また、時刻ｔが０＜ｔ＜ｔｓのときは、入力電力Ｖが次の電圧値であるとき信号はそれぞれ、以下の確率で発生する。
（１）入力電圧Ｖの値がＶ_０−（Ｖ_ＲＦ／２）である信号は１／８の確率で発生
（２）入力電圧Ｖの値がＶ_０である信号は１／４の確率で発生
（３）入力電圧Ｖの値がＶ_０＋（Ｖ_ＲＦ／２）である信号は１／８の確率で発生
（４）入力電圧Ｖの値がＶ_０−（Ｖ_ＲＦ／２）（（ｔｓ−ｔ）／ｔｓ）である信号は１／８の確率で発生
（５）入力電圧Ｖの値がＶ＝Ｖ_０−（Ｖ_ＲＦ／２）（ｔ／ｔｓ）である信号は１／８の確率で発生
（６）入力電圧Ｖの値がＶ＝Ｖ_０＋（Ｖ_ＲＦ／２）（ｔ／ｔｓ）である信号は１／８の確率で発生で発生
（７）入力電圧Ｖの値がＶ＝Ｖ_０＋（Ｖ_ＲＦ／２）（（ｔｓ−ｔ）／ｔｓ）である信号は１／８の確率で発生
そして、以上に述べた確率で入力電圧Ｖは各電圧値となり、ＬＮ−ＭＺ変調器２２に入力されることになる。

よって、以上に述べた、入力電圧Ｖの値が各電圧値となるときの発生確率を考慮すると、光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞は、

と表すことができ、Ｖ_０とＶ_ＲＦについての関数となる。

ここで、ｂ＝Ｖ_０／Ｖ_πとし（Ｖ_πで規格化）、また、ｍ＝Ｖ_ＲＦ／２Ｖ_πとすると、式（５）は、

となる。式（６）について、ｍに関する偏導関数を計算すると、

となる。

式（７）において、光デュオバイナリ変調方式では、Ｖ_ＲＦ≒２Ｖ_πとなるようＶ_ＲＦを設定されるため、ｍ≒１となる。よって、（７）式は、

となる。

ドライバ１３の出力信号（ｃ）の振幅に低周波信号（ａ）の変調をかけることは、図３における入力電圧Ｖの振幅（駆動振幅）Ｖ_ＲＦを変えることに相当する。

また、モニタＰＤ３２が検出した光出力パワーＰに対応する電気信号において、低周波信号（ａ）の振幅値を算出するということは、Ｖ_ＲＦの変化量に応じた光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞の変化量を算出することを相当する。

そして、ｍ≒Ｖ_ＲＦ／２Ｖ_πであることから、式（８）のように、ｍの変化量に応じた光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞の変化量を算出することは、Ｖ_ＲＦの変化量に応じた光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞の変化量に相当する。つまり、式（８）は、図７の実線に相当することがわかる。

ここで、式（８）において、ｂ＝１のとき、つまり、Ｖ_０＝Ｖ_πとなる場合を考える。この場合、式（１）から、光出力パワーＰは０となる。つまり、この場合、Ｖ_０が消光特性の底に制御されている状態である。そして、Ｖ_０＝Ｖ_πとなる場合は、式（８）より、Ｖ_ＲＦの変化量に応じた光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞の低周波振幅値は最大となる。

このことから、Ｖ_０を消光特性の底に制御する場合、Ｖ_ＲＦの変化量に応じた光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞の低周波振幅値が最大になるように、Ｖ_０、つまり、バイアス電圧Ｖ_Ｂを制御すればよいことがわかる。

（ハードウェアについて）
以上の説明では、図１に示す各構成要素は、専用ハードウェアを用いて構成することを想定している。しかし、例えば、バイアス制御系４０は、その構成の全部または一部を、コンピュータシステムにより構成することができる。例えば、中央処理ユニット（ＣＰＵ）と、メモリ、インタフェース回路等を有するコンピュータシステムに、ソフトウェアをインストールして、ソフトウェアとハードウェアにより、前述した図１に示す各回路の機能を実現する具体的手段を構築することにより、実現することができる。ここでは、図１に示すバイアス制御系４０において、低周波成分検出器４３と、バイアス制御回路４４と、をコンピュータにより構成する例について説明する。

図９に示すフローチャートを参照して、コンピュータが、低周波成分検出器４３と、バイアス制御回路４４として動作する場合における手順について説明する。

まず、バイアス制御回路４４は、ＬＮ−ＭＺ変調器２２に印加するバイアス電圧Ｖ_Ｂを構成するバイアス設定値Ｖｂの設定を行う（ステップＳ１００）。ただし、最初だけは、バイアス設定値Ｖｂの初期値の入力を、図示していない入力装置を介して受け付ける処理を行う。あるいは、予め、バイアス制御回路４４内の図示していないＲＯＭ等に記憶されていた値をＶｂの初期値として設定する。なお、この場合、製品出荷段階において、初期値はバイアス制御回路４４内のＲＯＭ等に記憶されている。そして、バイアス制御回路４４の電源が入ると、バイアス制御回路４４は、ＲＯＭから初期値を読み出し、読み出した初期値をバイアス設定値Ｖｂとして設定を行う。

次に、バイアス制御回路４４は、設定されたバイアス設定値Ｖｂと、この値に対するディザバイアス電圧（−ΔＶｂ）を加算した値（Ｖｂ−ΔＶｂ）を、バイアス発生回路４５に出力する（ステップＳ１０１）。

次に、低周波成分検出器４３において、低周波信号発生器５１から入力される低周波信号（ａ）がＨｉｇｈ（ハイ）およびＬｏｗ（ロー）の何れの状態であるか判定し、低周波信号（ａ）がＨｉｇｈ（ハイ）となった時点で、光パワー検出器３３から、モニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｈを読み取る（ステップＳ１０２）。また、低周波信号（ａ）がＬｏｗ（ロー）となった時点で、光パワー検出器３３から、モニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｌを読み取る（ステップＳ１０３）。

次に、低周波信号（ａ）がＨｉｇｈ（ハイ）、および、Ｌｏｗ（ロー）のときのモニタ出力信号（ｆ）の値の差であるＶ_―ｍｏｎ＝Ｖ_Ｈ−Ｖ_Ｌを計算する（ステップＳ１０４）。なお、ステップＳ１０２からＳ１０４の処理を複数回繰り返して、Ｖ_―ｍｏｎを平均値として求めても良い。

次に、バイアス制御回路４４は、設定されたバイアス設定値Ｖｂと、この値に対するディザバイアス電圧（＋ΔＶｂ）を加算した値（Ｖｂ＋ΔＶｂ）を、バイアス発生回路４５に出力する（ステップＳ１０５）。

次に、低周波成分検出器４３において、低周波信号発生器５１から入力される低周波信号（ａ）がＨｉｇｈ（ハイ）およびＬｏｗ（ロー）の何れの状態であるか判定し、低周波信号（ａ）がＨｉｇｈ（ハイ）となった時点で、光パワー検出器３３から、モニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｈを読み取る（ステップＳ１０６）。また、低周波信号（ａ）がＬｏｗ（ロー）となった時点で、光パワー検出器３３から、モニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｌを読み取る（ステップＳ１０７）。
次に、低周波信号（ａ）がＨｉｇｈ（ハイ）、および、Ｌｏｗ（ロー）のときのモニタ出力信号（ｆ）の値の差であるＶ _＋ｍｏｎ ＝Ｖ_Ｈ−Ｖ_Ｌを計算する（ステップＳ１０８）。
なお、ステップＳ１０６からＳ１０８の処理を複数回繰り返して、Ｖ _＋ｍｏｎ を平均値として求めても良い。

この後、得られたＶ_―ｍｏｎとＶ_＋ｍｏｎとに基づいて、新たな設定バイアス値Ｖｂ’を算出する。すなわち、制御ループ利得をＧとして、設定バイアス値Ｖｂの修正量である｛Ｇ（Ｖ_―ｍｏｎ−Ｖ_＋ｍｏｎ）｝を求め、これに基づいて、修正後の設定バイアス値Ｖｂ’＝Ｖｂ−｛Ｇ（Ｖ_―ｍｏｎ−Ｖ_＋ｍｏｎ）｝を算出する（ステップＳ１０９）。

次に、現在の設定バイアス値Ｖｂを、新たな設定バイアス値Ｖｂ’に置き換える（ステップＳ１００）。これ以降、以上のべた処理を繰り返し行う。

このような処理を繰り返すことにより、図８に示すように、ディザ振幅値信号（ｈ）が次第に０（破線で示す）に漸近していく。つまり、バイアス電圧Ｖ_Ｂはバイアス設定値Ｖｂに漸近していく。
（第２実施形態について）
次に、本発明の第２実施形態について説明する。

第１実施形態では、図１の光デュオバイナリ送信器において、ドライバ１３の出力信号（ｃ）の振幅に、Ｈｉｇｈ（ハイ）およびＬｏｗ（ロー）の値を有する低周波信号（ａ）の変調をかけ、ＬＮ−ＭＺ変調器２２に入力される入力電圧Ｖの振幅（駆動振幅）Ｖ_ＲＦを変化させた場合について説明した。

第２実施形態では、図１０（ａ）に示すようなＨｉｇｈ（ハイ）と、Ｌｏｗ（ロー）と、Ｍｉｄｄｌｅ（ミドル）の値を有する低周波信号（ａ）を用いて、ドライバ１３の出力信号（ｃ）の振幅に変調をかけ、ＬＮ−ＭＺ変調器２２に入力される入力電圧Ｖの振幅（駆動振幅）Ｖ_ＲＦを変化させる。

第２実施形態の光デュオバイナリ送信器の構成は、第１実施形態と同様であり、異なる点についてのみ説明する。

まず、第２実施形態において、低周波振幅変調系５０の低周波信発生器５１は、図１０（ａ）に示すような、Ｈｉｇｈ（ハイ）と、Ｌｏｗ（ロー）と、Ｍｉｄｄｌｅ（ミドル）の値を有する低周波信号（ａ）を出力する。

そのため、低周波成分検出器４３は、光パワー検出器３３が出力したモニタ出力信号（ｆ）の値を読み取り、モニタ出力信号（ｆ）について、低周波信号（ａ）の振幅値を検出する際、低周波信号（ａ）がＨｉｇｈ（ハイ）のときのモニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｈと、低周波信号（ａ）がＬｏｗ（ロー）のときのモニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｌと、の和から、低周波信号（ａ）がＭｉｄｄｌｅ（ミドル）のときのモニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｍの２倍を差し引いた値（Ｖ_Ｈ＋Ｖ_Ｌ−２Ｖ_Ｍ）を計算する。そして、検出した低周波信号（ａ）の振幅値（Ｖ_Ｈ＋Ｖ_Ｌ−２Ｖ_Ｍ）を低周波振幅値信号（ｇ）として出力する。

（タイミングチャート）
次に、第２実施形態における光デュオバイナリ送信器を構成する装置の動作について、図１０のタイミングチャートを参照して説明する。なお、図１０に示す信号を示す符号は、図１および図２における（ａ）から（ｈ）の符号と対応している。

第２実施形態において低周波信号発生器５１から出力される低周波信号（ａ）を図１０（ａ）に示す。第２実施形態における低周波信号（ａ）は、図１０（ａ）に示すようなＨｉｇｈ（ハイ）と、Ｌｏｗ（ロー）と、Ｍｉｄｄｌｅ（ミドル）の値を有する信号である。

なお、図１０（ａ）に示すような、信号を生成するには、Ｄ／Ａコンバータを用いてアナログ電圧を生成する方法の他、周波数が等しく位相が異なる２つの短形波を加算増幅器で足し合わせる方法もある。

また、第２実施形態での低周波信号（ａ）は、図１０（ａ）に示すような階段状の信号でなく、Ｈｉｇｈ（ハイ）と、Ｌｏｗ（ロー）と、Ｍｉｄｄｌｅ（ミドル）の値を有する信号であればよい。例えば、Ｈｉｇｈ（ハイ）と、Ｍｉｄｄｌｅ（ミドル）と、Ｌｏｗ（ロー）の値が緩やかに遷移する波形を用いてもよい。

低周波信号発生器５１は低周波信号（ａ）をドライバ振幅調整回路５２に出力する。そして、ドライバ振幅調整回路５２は、低周波信号（ａ）を受けて、パイロットトーンを生成し、ドライバ１３の利得制御端子に供給する。これにより、ドライバ１３の出力信号（ｃ）の振幅に低周波信号（ａ）の変調がかかる。

ドライバ１３の出力信号（ｃ）を図１０（ｃ）に示す。ドライバ１３の出力信号（ｃ）はローパスフィルタ１４に入力され、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４において、３値のデュオバイナリ信号（ｄ）に変換される。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４において変換された３値のデュオバイナリ信号（ｄ）は、ＬＮ−ＭＺ変調器２２に入力される。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４において変換された３値のデュオバイナリ信号（ｄ）を図１０（ｄ）に示す。

第２実施形態では、３値のデュオバイナリ信号（ｄ）の振幅（駆動振幅）をＶ_ＲＦとすると、低周波信号（ａ）がＨｉｇｈ（ハイ）のとき、駆動振幅Ｖ_ＲＦはＶ_ＲＦ＝Ｖ_ＲＦ＋ΔＶ_ＲＦと変調され、低周波信号（ａ）がＬｏｗ（ロー）のとき、駆動振幅Ｖ_ＲＦはＶ_ＲＦ＝Ｖ_ＲＦ―ΔＶ_ＲＦと変調される。なお、低周波信号（ａ）がＭｉｄｄｌｅ（ミドル）のとき、駆動振幅Ｖ_ＲＦはＶ_ＲＦ＝Ｖ_ＲＦである。

一方、バイアス制御回路４４内のディザ発生器４４１は、ディザ信号（ｂ）を生成し、生成したディザ信号（ｂ）をディザ成分検出器４４２と、加算器４４４と、に出力する。ディザ発生器４４１が生成するディザ信号（ｂ）を図１０（ｂ）に示す。

図１０（ｂ）の点線は、バイアス設定値Ｖｂの値を示し、実線は、ディザ発生器４４１が出力するディザ信号（ｂ）を示し、バイアス設定値Ｖｂに対して、ディザバイアス電圧値±ΔＶｂを有する。

加算器４４４は、バイアス値計算機４４３で計算された新たなバイアス設定値Ｖｂと、ディザ発生器４４１で発生したディザ信号（ｂ）が入力されると、新たなバイアス設定値Ｖｂと、ディザバイアス電圧値±ΔＶｂと、を結合した電圧値（Ｖｂ±ΔＶｂ）をバイアス電圧Ｖ_Ｂとする信号（ｅ）をバイアス発生回路４５に出力する。加算器４４４が出力する（Ｖｂ±ΔＶｂ）をバイアス電圧Ｖ_Ｂとする信号（ｅ）を図１０（ｅ）に示す。図１０（ｅ）の破線は、バイアス設定値Ｖｂの値を示し、実線は、ディザ信号（ｂ）のディザバイアス電圧値±ΔＶｂを重畳したバイアス電圧Ｖ_Ｂ（＝Ｖｂ±ΔＶｂ）の信号波形を示している。

バイアス発生回路４５は、加算器４４４から（Ｖｂ±ΔＶｂ）をバイアス電圧Ｖ_Ｂとする信号（ｅ）が入力されると、バイアス電圧Ｖ_Ｂ＝（Ｖｂ±ΔＶｂ）を発生し、バイアスティー１５を介して、ＬＮ−ＭＺ変調器２２に印加する。

そして、ＬＮ−ＭＺ変調器２２は、バイアス電圧Ｖ_Ｂ＝（Ｖｂ±ΔＶｂ）で印加される。また、ＬＮ−ＭＺ変調器２２は、３値のデュオバイナリ信号（ｄ）（図１０（ｄ））が入力されると、ＣＷ−レーザーダイオード２１の光を変調し、光デュオバイナリ信号を生成する。

ＬＮ−ＭＺ変調器２２が生成した光デュオバイナリ信号は、光カプラ３１を介して、モニタＰＤ３２に入力される。モニタＰＤ３２は、光デュオバイナリ信号の光出力パワーを検出し、検出した光出力パワーに対応する電気信号に変換し、光パワー検出器３３に出力する。

光パワー検出器３３は、モニタＰＤ３２から入力された電気信号を、アナログ値からディジタル信号に変換し、モニタ出力信号（ｆ）として出力する。光パワー検出器３３が出力するモニタ出力信号（ｆ）を図１０(ｆ)に示す。

図１０（ｆ）に示すモニタ出力信号（ｆ）の低周波信号（ａ）に対応するパルス高さは、ディザ信号（ｂ）の周期で変化している。これは、ディザ信号（ｂ）のディザバイアス電圧値±ΔＶｂを重畳したバイアス電圧Ｖ_Ｂ（＝Ｖｂ±ΔＶｂ）がＬＮ−ＭＺ変調器２２に印加されることにより、ＬＮ−ＭＺ変調器２２が生成した光デュオバイナリ信号が変化したためである。

次に、低周波成分検出器４３は、光パワー検出器３３が出力したモニタ出力信号（ｆ）（図１０（ｆ））について、次の場合の低周波信号（ａ）の振幅値を検出し、検出した低周波信号（ａ）の振幅値を低周波振幅値信号（ｇ）として、バイアス制御回路４４内のディザ成分検出器４４２に出力する。

まず、低周波成分検出器４３は、バイアス電圧発生回路４５によりＬＮ−ＭＺ変調器２２にバイアス電圧Ｖ_Ｂ（＝Ｖｂ―ΔＶｂ）が印加された場合の低周波信号（ａ）の振幅値Ｖ_−ｍｏｎ’を求める。

具体的には、ＬＮ−ＭＺ変調器２２にバイアス電圧Ｖ（＝Ｖｂ―ΔＶｂ）が印加された場合の、低周波信号（ａ）がＨｉｇｈ（ハイ）のときのモニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｈと、低周波信号（ａ）がＬｏｗ（ロー）のときのモニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｌと、の和から、低周波信号（ａ）がＭｉｄｄｌｅ（ミドル）のときのモニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｍの２倍を差し引いた値（Ｖ_Ｈ＋Ｖ_Ｌ―２Ｖ_Ｍ）を計算する。

また、低周波成分検出器４３は、バイアス電圧発生回路４５によりＬＮ−ＭＺ変調器２２にバイアス電圧Ｖ_Ｂ（＝Ｖｂ＋ΔＶｂ）が印加された場合の低周波信号（ａ）の振幅値Ｖ_＋ｍｏｎ’を求める。

具体的には、ＬＮ−ＭＺ変調器２２にバイアス電圧Ｖ（＝Ｖｂ＋ΔＶｂ）が印加された場合の、低周波信号（ａ）がＨｉｇｈ（ハイ）のときのモニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｈと、低周波信号（ａ）がＬｏｗ（ロー）のときのモニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｌと、の和から、低周波信号（ａ）がＭｉｄｄｌｅ（ミドル）のときのモニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｍの２倍を差し引いた値（Ｖ_Ｈ＋Ｖ_Ｌ―２Ｖ_Ｍ）を計算する。低周波成分検出器４３が出力する低周波振幅値信号（ｇ）を図１０の（ｇ）に示す。

ディザ成分検出器４４２は、ディザ発生器４４１から入力されたディザ信号（ｂ）を参照して、低周波振幅値信号（ｇ）について、ディザ信号（ｂ）の振幅値を求める。

具体的には、ディザ成分検出器４４２は、バイアス電圧発生回路４５によりＬＮ−ＭＺ変調器２２にバイアス電圧Ｖ_Ｂ（＝Ｖｂ―ΔＶｂ）が印加された場合の低周波振幅値信号（ｇ）の値Ｖ_−ｍｏｎ’と、バイアス電圧発生回路４５によりＬＮ−ＭＺ変調器２２にバイアス電圧Ｖ_Ｂ（＝Ｖｂ＋ΔＶｂ）が印加された場合の低周波振幅値信号（ｇ）の値Ｖ_＋ｍｏｎ’と、の差分｛（Ｖ_−ｍｏｎ’）―（Ｖ_＋ｍｏｎ’）｝を計算する。

そして、求めたディザ信号（ｂ）の振幅値をディザ振幅値信号（ｈ）として、をバイアス制御回路４４内のバイアス値計算機４４３に出力する。ディザ成分検出器４４２が出力するディザ振幅値信号（ｈ）を図１０（ｈ）に示す。

バイアス値計算機４４３は、ディザ成分検出器４４２からディザ振幅値信号（ｈ）が入力されると、ディザ信号（ｂ）の振幅値である｛（Ｖ_−ｍｏｎ’）―（Ｖ_＋ｍｏｎ’）｝に、制御ループを決める係数Ｇを掛けて、バイアス設定値Ｖｂの修正量とし、修正されたバイアス設定値Ｖｂ’（＝［Ｖｂ−Ｇ｛（Ｖ_−ｍｏｎ’）―（Ｖ_＋ｍｏｎ’）｝］）を、新しいバイアス設定値Ｖｂとし、バイアス制御回路４４内の加算器４４４に出力する。
（第２実施形態における数式を用いた動作原理の説明）
第２実施形態おいて、低周波成分検出器４３は低周波信号（ａ）の振幅値として、低周波信号（ａ）がＨｉｇｈ（ハイ）のときのモニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｈと、低周波信号（ａ）がＬｏｗ（ロー）のときのモニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｌと、の和から、低周波信号（ａ）がＭｉｄｄｌｅ（ミドル）のときのモニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｍの２倍を差し引いた値、つまり、Ｖ_Ｈ＋Ｖ_Ｌ−２Ｖ_Ｍを求めている。ここでは、Ｖ_Ｈ＋Ｖ_Ｌ−２Ｖ_Ｍの値について、数式を用いて説明する。

まず、Ｖ_Ｈ＋Ｖ_Ｌ−２Ｖ_Ｍを求めることは、Ｖ_ＲＦの関数である光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞において、

を求めることに相当する。ここで、以下のように展開すると、

式（９）は、

と等しくなる。式（１０）からＶ_Ｈ＋Ｖ_Ｌ−２Ｖ_Ｍを求めることは、モニタ出力信号（ｆ）、つまり、光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞のＶ_ＲＦに関する２次の変化量を求めることに相当することがわかる。

次に、光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞のＶ_ＲＦに関する２次の変化量について考える。

光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞については、式（２）に

の関係がある。なお、（２）式では、ｍ＝Ｖ_ＲＦ／Ｖ_π、ｂ＝Ｖ_０／Ｖ_πと置かれている。

ここで、式（２）について、ｍに関する２次偏導関数を計算すると、

となる。

通常、光デュオバイナリ変調方式ではＶ_ＲＦ≒２Ｖ_πとなるようＶ_ＲＦを設定するため、ｍ≒１とすると、式（１１）は、

となる。

式（１２）から光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞のｍに関する２次の変化量、つまり、光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞のＶ_ＲＦに関する２次の変化量はｃｏｓ（ｂπ）に比例することがわかる。

ここで、式（１２）において、ｂ＝１のとき、つまり、Ｖ_０＝Ｖ_πとなる場合を考える。この場合、式（１）から、光出力パワーＰは０となる。つまり、この場合、Ｖ_０が消光特性の底に制御されている状態である。そして、Ｖ_０＝Ｖ_πとなる場合は、（１２）式より、光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞のＶ_ＲＦに関する２次の変化量は最小となる。

このことから、Ｖ_０を消光特性の底に制御する場合、光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞のＶ_ＲＦに関する２次の変化量に相当する（Ｖ_Ｈ＋Ｖ_Ｌ−２Ｖ_Ｍ）が最小になるように、バイアス電圧Ｖ_Ｂを制御すればよいことがわかる。

（ハードウェアについて）
第２実施形態においても、第１実施形態と同様に、図１に示す各構成要素は、専用ハードウェアを用いて構成することを想定している。しかし、例えば、バイアス制御系４０は、その構成の全部または一部を、コンピュータシステムにより構成することができる。例えば、中央処理ユニット（ＣＰＵ）と、メモリ、インタフェース回路等を有するコンピュータシステムに、ソフトウェアをインストールして、ソフトウェアとハードウェアにより、前述した図１に示す各回路の機能を実現する具体的手段を構築することにより、実現することができる。ここでは、図１に示すバイアス制御系４０において、低周波成分検出器４３と、バイアス制御回路４４とをコンピュータにより構成する例について説明する。

図１１に示すフローチャートを参照して、コンピュータが、低周波成分検出器４３と、バイアス制御回路４４として動作する場合における手順について説明する。

まず、バイアス制御回路４４は、ＬＮ−ＭＺ変調器２２に印加するバイアス電圧Ｖ_Ｂを構成するバイアス設定値Ｖｂの設定を行う（ステップＳ２００）。ただし、最初だけは、バイアス設定値Ｖｂの初期値の入力を、図示していない入力装置を介して受け付ける処理を行う。あるいは、予め、バイアス制御回路４４内の図示していないＲＯＭ等に記憶されていた値をＶｂの初期値として設定する。なお、この場合、製品出荷段階において、初期値はバイアス制御回路４４内のＲＯＭ等に記憶されている。そして、バイアス制御回路４４の電源が入ると、バイアス制御回路４４は、ＲＯＭから初期値を読み出し、読み出した初期値をバイアス設定値Ｖｂとして設定を行う。

次に、バイアス制御回路４４は、設定されたバイアス設定値Ｖｂと、この値に対するバイアスディザ電圧（−ΔＶｂ）を加算した値（Ｖｂ−ΔＶｂ）を、バイアス発生回路４５に出力する（ステップＳ２０１）。

次に、低周波成分検出器４３において、低周波信号発生器５１から入力される低周波信号（ａ）のＨｉｇｈ（ハイ）、Ｌｏｗ（ロー）、Ｍｉｄｄｌｅ（ミドル）のうちの何れの状態であるか判定し、低周波信号（ａ）がＨｉｇｈ（ハイ）となった時点で、光パワー検出器３３から、モニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｈを読み取る（ステップＳ２０２）。また、低周波信号（ａ）がＬｏｗ（ロー）となった時点で、光パワー検出器３３から、モニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｌを読み取る（ステップＳ２０３）。そして、低周波信号（ａ）がＭｉｄｄｌｅ（ミドル）となった時点で、光パワー検出器３３から、モニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｍを読み取る（ステップＳ２０４）。

次に、モニタ出力信号（ｆ）の差分であるＶ_―ｍｏｎ’＝Ｖ_Ｈ＋Ｖ_Ｌ−２Ｖ_Ｍを計算する（Ｓ２０５）。なお、ステップＳ２０２からＳ２０５の処理を複数回繰り返して、Ｖ_―ｍｏｎ’を平均値として求めても良い。

次に、バイアス制御回路４４は、設定されたバイアス設定値Ｖｂと、この値に対するバイアスディザ電圧（＋ΔＶｂ）を加算した値（Ｖｂ＋ΔＶｂ）を、バイアス発生回路４５に出力する（ステップＳ２０６）。

次に、低周波成分検出器４３において、低周波信号発生器５１から入力される低周波信号（ａ）のＨｉｇｈ（ハイ）、Ｌｏｗ（ロー）、Ｍｉｄｄｌｅ（ミドル）のうちの何れの状態であるか判定し、低周波信号（ａ）がＨｉｇｈ（ハイ）となった時点で、光パワー検出器３３から、モニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｈを読み取る（ステップＳ２０７）。また、低周波信号（ａ）がＬｏｗ（ロー）となった時点で、光パワー検出器３３から、モニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｌを読み取る（ステップＳ２０８）。そして、低周波信号（ａ）がＭｉｄｄｌｅ（ミドル）となった時点で、光パワー検出器３３から、モニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｍを読み取る（ステップＳ２０９）。

次に、モニタ出力信号（ｆ）の差分であるＶ_＋ｍｏｎ’＝Ｖ_Ｈ＋Ｖ_Ｌ−２Ｖ_Ｍを計算する（Ｓ２１０）。なお、ステップＳ２０７からＳ２１０の処理を複数回繰り返して、Ｖ_＋ｍｏｎ’を平均値として求めても良い。

この後、得られたＶ_―ｍｏｎ’とＶ_＋ｍｏｎ’とに基づいて、新たな設定バイアス値Ｖｂ’を算出する。すなわち、制御ループ利得をＧとして、設定バイアス値Ｖｂの修正量である｛Ｇ（Ｖ_―ｍｏｎ’−Ｖ_＋ｍｏｎ’）｝を求め、これに基づいて、修正後の設定バイアス値Ｖｂ’＝Ｖｂ−｛Ｇ（Ｖ_―ｍｏｎ’−Ｖ_＋ｍｏｎ’）｝を算出する（ステップＳ２１１）。

次に、現在の設定バイアス値Ｖｂを、新たな設定バイアス値Ｖｂ’に置き換える（ステップＳ２００）。これ以降、以上のべた処理を繰り返し行う。

このような処理を繰り返すことにより、図１０に示すように、ディザ信号振幅（ｈ）が次第に０（破線で示す）に漸近していく。つまり、バイアス電圧Ｖ_Ｂはバイアス設定値Ｖｂに漸近していく。

なお、ステップＳ２０４、および、ステップＳ２０９で、低周波信号（ａ）がＭｉｄｄｌｅ（ミドル）となった時点で、光パワー検出器３３から、モニタ出力信号（ｆ）の値Ｖ_Ｍを２回読み取り、Ｖ_Ｈ＋Ｖ_Ｌ−Ｖ_Ｍ−Ｖ_Ｍ’を、モニタ出力信号（ｆ）の差分Ｖ_＋ｍｏｎ’、および、Ｖ_―ｍｏｎ’としてもよい。なお、ここでは、１回目に読み取ったモニタ出力信号（ｆ）の値をＶ_Ｍとし、２回目に読み取ったモニタ出力信号（ｆ）の値をＶ_Ｍ’としている。
（第３実施形態について）
次に、本発明の第３実施形態について説明する。これまで、第１実施形態および第２実施形態では、図４のように、ＬＮ-ＭＺ変調器２２に入力される入力電圧Ｖの中間値Ｖ_０、つまりバイアス電圧Ｖ_ＢがＬＮ−ＭＺ変調器２２の光出力パワーＰが最小となる電圧値（消光特性の底）と一致するように制御する技術について説明した。

第３実施形態では、第１実施形態および第２実施形態における光デュオバイナリ送信器と同じ構成のまま、バイアス電圧Ｖ_Ｂの制御ループを反転させる。この場合、図５のように、ＬＮ-ＭＺ変調器２２に入力される入力電圧Ｖの中間値Ｖ_０、つまりバイアス電圧Ｖ_ＢがＬＮ−ＭＺ変調器２２の光出力パワーＰが最大となる電圧値（消光特性の頂点）と一致するように制御されるようになる。

第１実施形態および第２実施形態では、図４のようにＬＮ−ＭＺ変調器２２の光出力パワーＰが最小となる電圧値（消光特性の底）を中心としてＬＮ-ＭＺ変調器２２に入力電圧Ｖが入力されため、ＬＮ−ＭＺ変調器２２の消光特性の位相において０°および１８０°のときに、大強度信号が得られる。

一方、第３実施形態では、図５のように、ＬＮ−ＭＺ変調器２２の光出力パワーＰが最大となる電圧値（消光特性の頂点）を中心としてＬＮ-ＭＺ変調器２２に入力電圧Ｖが入力されることになり、ＬＮ−ＭＺ変調器２２の消光特性の位相において９０°のときのみに、大強度信号が得られる。つまり、第３実施形態において、ＬＮ−ＭＺ変調器２２が生成する光信号は、従来の２値ＩＭ方式の光送信器と同様に、２値の信号となる。

以上のことから、本発明では、第１実施形態および第２実施形態において、バイアス電圧Ｖ_Ｂの制御ループを反転させることにより、光デュオバイナリ信号（３値の信号）の他に、２値ＩＭ方式に類似した信号(２値の信号)を送信することができる。

またこのとき、図５のように、ＬＮ−ＭＺ変調器２２の光出力パワーＰが最大となる電圧値（消光特性の頂点）を中心としてＬＮ-ＭＺ変調器２２に入力電圧Ｖが入力される場合は、図４のようにＬＮ−ＭＺ変調器２２の光出力パワーＰが最小となる電圧値（消光特性の底）を中心としてＬＮ-ＭＺ変調器２２に入力電圧Ｖが入力される場合と比べると、ＬＮ−ＭＺ変調器２２からの出力される光デュオバイナリ信号の論理値は反転する。

しかし、マルチプレクサ１１の出力値を反転させることにより、図５の場合のＬＮ−ＭＺ変調器２２からの出力される光デュオバイナリ信号の論理値は、図４の場合のＬＮ−ＭＺ変調器２２からの出力される光デュオバイナリ信号の論理値と同じにすることができる。なお、市販されている、一般的なマルチプレクサ１１には、出力される論理値を反転させる機能を有している。

以上、述べたように、本発明により、シングルドライブ型ＬＮ−ＭＺ変調器を用いた光デュオバイナリ送信器の自動バイアス制御を行うことができる。これにより、ＬＮ−ＭＺ変調器の消光特性のドリフトを補償し、長期にわたって安定に動作する光デュオバイナリ送信器を実現することができる。

本発明の光デュオバイナリ送信器のブロック図である。 図１のバイアス制御回路の構成を示すブロック図である。 光デュオバイナリ方式のＬＮ−ＭＺ変調器のバイアス電圧Ｖ_Ｂと光出力パワーＰの関係を示す説明図である 光デュオバイナリ方式のＬＮ−ＭＺ変調器において、バイアス電圧Ｖ_Ｂが、光出力パワーＰが最小となる電圧値（消光特性の底）と一致するときに、駆動振幅が変化した場合の光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞の変化を説明する図である。 光デュオバイナリ方式のＬＮ−ＭＺ変調器において、バイアス電圧Ｖ_Ｂが、光出力パワーＰの最大となる電圧値（消光特性の頂点）と一致するときに、駆動振幅が変化した場合の光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞の変化を説明する図である。 光デュオバイナリ方式のＬＮ−ＭＺ変調器において、バイアス電圧Ｖ_Ｂが、光出力パワーＰが最小となる電圧値（消光特性の底）から４分の１周期ずれた場合のときに、駆動振幅が変化した場合の光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞の変化説明する図である。 光出力パワーＰの平均値＜Ｐ＞の変化量を、符号付きの量とし、入力電圧Ｖの中間値Ｖ_０（バイアス電圧Ｖ_Ｂ）の関数として示す図である。 第１実施形態において、図１に示す装置の各部が出力する信号波形を示す図である。 第１実施形態において、図１に示す装置が行う動作についてのフローチャートである。 第２実施形態において、図１に示す装置の各部が出力する信号波形を示す図である。 第２実施形態において、図１に示す装置が行う動作についてのフローチャートである。

符号の説明

１０：変調信号生成系、１１：マルチプレクサ、１２：プリコーダ、１３：ドライバ、１４：ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、１５：バイアスティー、１６：終端器、２０：光信号変調系、２１：ＣＷ−レーザーダイオード、２２：ＬＮ−ＭＺ変調器、２３：光出力端子、３０：光検出系、３１：光カプラ、３２：モニタＰＤ、３３：光パワー検出回路、４０：バイアス制御系、４３：低周波成分検出器、４４：バイアス制御回路、４４１：ディザ発生器、４４２：ディザ成分検出器、４４３：バイアス値計算機、４４４：加算器、４５：バイアス発生回路、５０：低周波振幅変調系、５１：低周波信号発生器、５２：ドライバ振幅調整回路、Ｖ_Ｂ：バイアス電圧、Ｖｂ：バイアス設定値、±ΔＶｂ：ディザ電圧

Claims (4)

1. シングルドライブ型ＬＮ−ＭＺ変調器を有する光送信器であって、
   データ信号から３値のデュオバイナリ信号に変換する手段と、
   前記デュオバイナリ信号により光信号を変調して、３値の光デュオバイナリ信号を生成する手段と、
   前記光デュオバイナリ信号を生成する手段に入力する前記デュオバイナリ信号の振幅を低周波信号により低周波変調する手段と、
   前記光デュオバイナリ信号を生成する手段の出力をモニタしてモニタ出力信号を出力する手段と、
   前記光デュオバイナリ信号を生成する手段に印加するバイアス電圧の生成および制御を行う手段と、を備え、
   前記バイアス電圧の生成および制御を行う手段は、
   設定バイアス値Ｖｂに、揺らぎバイアス±ΔＶｂを加えて、（Ｖｂ＋ΔＶｂ）と、（Ｖｂ−ΔＶｂ）の２種のバイアス電圧を生成し、２種のバイアス電圧を交互に前記光デュオバイナリ信号を生成する手段に印加し、
   ２種のバイアス電圧のそれぞれについて、前記低周波信号がＨｉｇｈ（ハイ）の場合のモニタ出力信号値と、前記低周波信号がＬｏｗ（ロー）の場合のモニタ出力信号値と、の差分Ｖ+mon、および、Ｖ-monを求め、
   Ｖ-monとＶ+monとの差分を求めて、そのＶ-monと、Ｖ+monと、の差分に基づいて、新たな設定バイアス値Ｖｂを設定して、前記２種のバイアス電圧（Ｖｂ＋ΔＶｂ）と、（Ｖｂ−ΔＶｂ）を生成すること
   を特徴とする光送信器。
2. シングルドライブ型ＬＮ−ＭＺ変調器を有する光送信器であって、
   データ信号から３値のデュオバイナリ信号を生成する手段と、
   前記デュオバイナリ信号により光信号を変調して、３値の光デュオバイナリ信号を生成する手段と、
   前記光デュオバイナリ信号を生成する手段に入力する前記デュオバイナリ信号の振幅を低周波信号により低周波変調する手段と、
   前記光デュオバイナリ信号を生成する手段の出力をモニタしてモニタ出力信号を出力する手段と、
   前記光デュオバイナリ信号を生成する手段に印加するバイアス電圧の生成および制御を行う手段と、を備え、
   前記バイアス電圧の生成および制御を行う手段は、
   設定バイアス値Ｖｂに、揺らぎバイアス±ΔＶｂを加えて、（Ｖｂ＋ΔＶｂ）と、（Ｖｂ−ΔＶｂ）の２種のバイアス電圧を生成し、２種のバイアス電圧を交互に前記光デュオバイナリ信号を生成する手段に加え、
   ２種のバイアス電圧のそれぞれについて、前記低周波信号がＨｉｇｈ（ハイ）の場合のモニタ出力信号値と、前記低周波信号がＬｏｗ（ロー）の場合のモニタ出力信号値と、の和から、前記低周波信号がＭｉｄｄｌｅ（ミドル）の場合のモニタ出力信号値の２倍を差し引いたＶ+mon’、および、Ｖ-mon’を求め、Ｖ-mon’とＶ+mon’との差分を求めて、そのＶ-mon’とＶ+mon’との差分に基づいて、新たな設定バイアス値Ｖｂを設定して、前記２種のバイアス電圧（Ｖｂ＋ΔＶｂ）と、（Ｖｂ−ΔＶｂ）を生成すること
   を特徴とする光送信器。
3. 請求項１または２に記載の光送信器において、
   前記揺らぎバイアス±ΔＶｂは、ディザバイアス電圧であることを特徴とする光送信器。
4. データ信号から３値のデュオバイナリ信号を生成する手段と、
   前記デュオバイナリ信号により光信号を変調して、３値の光デュオバイナリ信号を生成するシングルドライブ型ＬＮ−ＭＺ変調器と、
   前記シングルドライブ型ＬＮ−ＭＺ変調器に入力する前記デュオバイナリ信号の振幅を低周波信号により低周波変調する手段と、
   前記シングルドライブ型ＬＮ−ＭＺ変調器の出力をモニタしてモニタ出力信号を出力する手段と、
   前記シングルドライブ型ＬＮ−ＭＺ変調器に印加するバイアス電圧を生成する制御を行う手段と、を備え、
   前記バイアス電圧を生成する制御を行う手段は、
   設定バイアス値Ｖｂに、揺らぎバイアス±ΔＶｂを加えて、（Ｖｂ＋ΔＶｂ）と、（Ｖｂ−ΔＶｂ）の２種のバイアス電圧を生成し、２種のバイアス電圧を交互に前記シングルドライブ型ＬＮ−ＭＺ変調器に印加し、
   ２種のバイアス電圧のそれぞれについて、前記低周波信号がＨｉｇｈ（ハイ）の場合のモニタ出力信号値と、Ｌｏｗ（ロー）の場合のモニタ出力信号値との差分Ｖ+monおよびＶ-monを求め、
   Ｖ-monとＶ+monとの差分を求めて、そのＶ-monと、Ｖ+monと、の差分に基づいて、新たな設定バイアス値Ｖｂを設定して、前記２種のバイアス電圧（Ｖｂ＋ΔＶｂ）と、（Ｖｂ−ΔＶｂ）を生成すること
   を特徴とする光送信器。

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