JP5318278B2

JP5318278B2 - 光送信器

Info

Publication number: JP5318278B2
Application number: JP2012501574A
Authority: JP
Inventors: 剛吉田; 隆嗣杉原
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2010-02-25
Filing date: 2010-02-25
Publication date: 2013-10-16
Anticipated expiration: 2030-02-25
Also published as: CN102783054B; EP2541806A4; EP2541806B1; JPWO2011104838A1; CN102783054A; EP2541806A1; US20120288284A1; WO2011104838A1

Description

この発明は、電気信号を光信号に変換して送信する光送信器に関する。

Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ（ＭＺ）型光変調器を用いて光源からの光を変調する場合には、光変調器に対するバイアス電圧の制御が重要である。バイアス電圧は、一度最適化されたとしても、温度変化や経年変化の影響を受けて最適点からシフトすることが知られている。バイアス電圧が最適点からシフトすると、安定した光信号を送信することができなくなる。そこで、光変調器に対するバイアス電圧の最適点の自動追尾を実行するバイアス制御方式が提案されている（例えば、特許文献１〜４、非特許文献１参照）。

特開平５−１５２５０４号公報特開２００８−９２１７２号公報特開２００７−１７１５４８号公報特開２００８−２３６５１２号公報

秋山祐一、他４名、「ＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調器のバイアス制御方式の検討」、信学技報、ＯＣＳ２００８−８０、ｐｐ．１６７−１７０、２００８年

しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
特許文献１、２および非特許文献１に示されたバイアス制御方式は、２値信号に対するバイアス制御を実行するものである。すなわち、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号、１６ＱＡＭ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＡｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）または６４ＱＡＭのような多値変調信号や予等化信号といった、アナログ的な光波形を含む任意の光波形を生成し、その光波形の特徴を変化させて運用するアプリケーションにおけるバイアス制御には、この方式を適用することができないという問題がある。

以下、図面を参照しながら、上記の問題について詳細に説明する。
図５は、ＭＺ型光変調器の消光特性を示す説明図である。ＭＺ型光変調器では、電極に印加する電圧を変化させることにより、光導波路の屈折率が変化し、光信号の位相が変化する。この特徴を用いることにより、光変調器の出力段で任意の光信号を生成することができる。ここで、印加電圧に対して、出力光レベルが最小となる点をＮｕｌｌ点と定義し、出力光レベルが最大となる点をＰｅａｋ点と定義する。

また、隣接するＮｕｌｌ点とＰｅａｋ点とをそれぞれ得るのに必要な電圧差をＶπと定義する。従来の２値駆動のＭＺ型光変調器では、例えばＢＰＳＫ（ＢｉｎａｒｙＰｈａｓｅ−ＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）信号を得るために、ＲＦ（ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号の振幅を、隣接するＰｅａｋ点の間で２Ｖπに設定する（２Ｖπ掃引する）。ＲＦ信号の振幅のＶπに対する比、または２Ｖπに対する比を変調度と称する。ＢＰＳＫ信号では、通常、２Ｖπ掃引するので、２Ｖπに対する比を変調度と定義する。したがって、ＲＦ信号の振幅が２Ｖπである場合に、変調度は１００％となる。

すなわち、図５に示したＮｕｌｌ点を中心として、左右にＶπずつ掃引できるようにバイアスを調整することにより、ＢＰＳＫ信号を得ることができる。このことを、「バイアスをＮｕｌｌ点に制御する」と称する。
なお、強度変調方式以外の多くの変調方式において、バイアスは、Ｎｕｌｌ点に制御されなければならない。また、本願発明は、バイアスをＮｕｌｌ点に制御することを前提としている。

図６は、ＢＰＳＫ信号生成時の変調器駆動信号のヒストグラムを、図５に示したＭＺ型光変調器の消光特性とともに示す説明図である。図６より、バイアスがＮｕｌｌ点に制御されている場合には、信号成分のほとんどがＰｅａｋ点に存在することが分かる。
続いて、変調度が１００％である場合のバイアスずれ（ＢｉａｓＶｏｌｔａｇｅＥｒｒｏｒ）と平均光出力レベルＰ_AVEとの関係を図７に示す。図７より、バイアスをＮｕｌｌ点とした場合に平均光出力レベルＰ_AVEが最大となり、バイアスをＰｅａｋ点とした場合に平均光出力レベルＰ_AVEが最小となることが分かる。

また、バイアス制御を実行するためには、例えばバイアス信号に微小な既知のディザ信号を重畳し、光変調器からの出力光のレベル変化をモニタすればよい。このとき、出力光のレベル変化ΔＰ_AVEは、図８に示されるように、図７の横軸を微分した形で表される。図８において、出力光のレベル変化ΔＰ_AVEを誤差信号とし、ΔＰ_AVE→０となるようにバイアス電圧を変化させることにより、バイアスがＰｅａｋ点およびＮｕｌｌ点の何れかに収束する。

ここで、Ｐｅａｋ点とＮｕｌｌ点とでは、出力光のレベル変化ΔＰ_AVEがゼロクロスする際の傾き極性が互いに異なるので、出力光のレベル変化ΔＰ_AVEとバイアス制御方向との対応付けを適切に行うことにより、バイアスをＮｕｌｌ点に収束させることができる。
例えば、図８においては、ΔＰ_AVE＞０の場合にバイアス電圧を大きくする方向にバイアスを制御し、ΔＰ_AVE＜０の場合にバイアス電圧を小さくする方向にバイアスを制御することにより、バイアスがＮｕｌｌ点に収束する。

一方、上述したアナログ的な波形（ＯＦＤＭ信号、多値変調信号、予等化信号）によりＭＺ型光変調器を駆動する場合には、図６に示した変調器駆動信号のヒストグラムが、図９または図１０に示されるように変化する。このとき、ＲＦ信号の隣接するＰｅａｋ点間での振幅が、図６のものと同様に２Ｖπであっても、変調度が平均的に低下して見えることとなる。

この平均的な変調度（以下、「平均変調度」と称する）が５０％である場合には、図８に示したバイアスずれと出力光のレベル変化ΔＰ_AVEとの関係が、図１１に示されるように変化する。すなわち、バイアスを変化させても平均光出力レベルＰ_AVEが変化しなくなり、バイアス信号にディザ信号を重畳する方法では、バイアス制御を実行することが不可能となる。

また、平均変調度が５０％未満である場合には、図８に示したバイアスずれと出力光のレベル変化ΔＰ_AVEとの関係が、図１２に示されるように変化する。すなわち、図８に示した特性と極性が反転する。また、制御感度は、平均変調度が０％および１００％の場合に最大となり、平均変調度が５０％の場合に最小となる。

以上、説明したように、アナログ的な光波形を含む任意の光波形を生成する（アナログ的な光波形生成）場合には、一度バイアスがＮｕｌｌ点に制御されたとしても、例えば予等化信号の等化量をトラッキングするようなアプリケーションにおいて、そのヒストグラムが変化するときに、バイアスがＰｅａｋ点に向けて制御される危険性や、制御感度不足によってバイアスが不安定になる恐れがある。バイアスがＰｅａｋ点に収束した場合や、バイアスが不安定になった場合には、出力光の光波形が所望の光波形から大きく逸脱し、通信断が引き起こされる恐れがある。

また、特許文献３に示されたバイアス制御方式は、上述した変調度に依存した収束点変化に対する対策を施すものであるが、対象とする信号が搬送波抑圧ＲＺ（ＣＳＲＺ：Ｃａｒｒｉｅｒ−ＳｕｐｐｒｅｓｓｅｄＲｅｔｕｒｎ−ｔｏ−Ｚｅｒｏ）信号であり、ＯＦＤＭ信号、多値変調信号、予等化信号といった、アナログ的な光波形を含む任意の光波形を生成し、その光波形の特徴を変化させて運用するアプリケーションにおけるバイアス制御には、この方式を適用することができないという問題がある。

また、特許文献４に示されたバイアス制御方式は、ＯＦＤＭ信号、多値変調信号、予等化信号といったアナログ的な光波形生成に対するバイアス制御の収束点を補正することにより、上述した平均変調度に依存した収束点変化に対処するものであるが、これは、Ｎｕｌｌ点とＰｅａｋ点との中間にバイアス最適点を有する強度変調信号について課題の解決を図ったものであり、バイアスをＮｕｌｌ点に制御するものについて課題の解決を図ったものではないという問題がある。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、ＯＦＤＭ信号、多値変調信号、予等化信号といった、アナログ的な光波形を含む任意の光波形を生成する光送信器であって、光変調器の駆動波形を動的に変化させるアプリケーションのための、容易にバイアスをＮｕｌｌ点に制御することができる光送信器を得ることを目的とする。

この発明に係る光送信器は、電気信号であるデータ系列を用いて、光源からの光を光変調器で変調し、任意の光波形を生成する光送信器であって、光変調器の出力光の強度を検出する光強度検出手段と、データ系列を生成するデータ信号生成手段と、データ系列に基づいて、データ系列の平均変調度を演算する平均変調度演算手段と、光強度検出手段で検出された出力光の強度および平均変調度演算手段で演算されたデータ系列の平均変調度に基づいて、光変調器に対するバイアス制御を実行するバイアス制御手段とを備えたものである。

この発明に係る光送信器によれば、任意の光波形を生成する光送信器において、光変調器に対するバイアス制御を実行するバイアス制御手段は、光強度検出手段で検出された光変調器の出力光の強度と、平均変調度演算手段で演算されたデータ系列の平均変調度とに基づいて、光変調器に対するバイアス制御を実行する。
そのため、ＯＦＤＭ信号、多値変調信号、予等化信号といった、アナログ的な光波形を含む任意の光波形を生成する光送信器であって、光変調器の駆動波形を動的に変化させるアプリケーションのための、容易にバイアスをＮｕｌｌ点に制御することができる光送信器を得ることができる。

この発明の実施の形態１に係る光送信器を示すブロック構成図である。この発明の実施の形態１に係る光送信器において、任意の光波形を生成する処理を示すシーケンス図である。この発明の実施の形態２に係る光送信器を示すブロック構成図である。この発明の実施の形態２に係る光送信器において、任意の光波形を生成する処理を示すシーケンス図である。ＭＺ型光変調器の消光特性を示す説明図である。ＢＰＳＫ信号生成時の変調器駆動信号のヒストグラムを、図５に示したＭＺ型光変調器の消光特性とともに示す説明図である。変調度が１００％である場合のバイアスずれと平均光出力レベルとの関係を示す説明図である。変調度が１００％である場合のバイアスずれと出力光のレベル変化との関係を示す説明図である。アナログ的な光波形によりＭＺ型光変調器を駆動する場合における変調器駆動信号のヒストグラムを、ＭＺ型光変調器の消光特性とともに示す説明図である。アナログ的な光波形によりＭＺ型光変調器を駆動する場合における変調器駆動信号の別のヒストグラムを、ＭＺ型光変調器の消光特性とともに示す説明図である。変調度が５０％である場合のバイアスずれと出力光のレベル変化との関係を示す説明図である。変調度が５０％未満である場合のバイアスずれと出力光のレベル変化との関係を示す説明図である。

以下、この発明の光送信器の好適な実施の形態につき図面を用いて説明するが、各図において同一、または相当する部分については、同一符号を付して説明する。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る光送信器を示すブロック構成図である。
図１において、この光送信器は、ＭＺ型光変調器１００、データ信号生成部（データ信号生成手段）２０１、Ｉ−ｃｈ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅｃｈａｎｎｅｌ）変調器ドライバ２０２Ａ、Ｑ−ｃｈ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅｃｈａｎｎｅｌ）変調器ドライバ２０２Ｂ、電流電圧変換部２０３、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ：Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−ＤｉｇｉｔａｌＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）２０４、Ｉ−ｃｈＤＣ用デジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ：Ｄｉｇｉｔａｌ−ｔｏ−ＡｎａｌｏｇＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）２０５Ａ、Ｑ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ２０５Ｂ、ＰｈａｓｅＤＣ用ＤＡＣ２０５Ｃ、Ｉ−ｃｈディザ用ＤＡＣ２０６Ａ、Ｑ−ｃｈディザ用ＤＡＣ２０６Ｂ、Ｉ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７Ａ、Ｑ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７Ｂ、誤差信号極性選択部２０８（平均変調度演算手段）、およびバイアス制御部３００を備えている。

ＭＺ型光変調器１００は、光導波路１０１Ａ〜１０１Ｊ、Ｉ−ｃｈデータ変調電極１０２Ａ、Ｑ−ｃｈデータ変調電極１０２Ｂ、Ｉ−ｃｈバイアス電極１０３Ａ、Ｑ−ｃｈバイアス電極１０３Ｂ、Ｐｈａｓｅバイアス電極１０３Ｃ、およびモニタＰＤ（Ｐｈｏｔｏｄｅｔｅｃｔｏｒ）（光強度検出手段）１０４を有している。

バイアス制御部３００は、Ｉ−ｃｈディザ信号生成部３０１Ａ、Ｑ−ｃｈディザ信号生成部３０１Ｂ、ディザ信号乗算部３０２、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０３Ａ、Ｑ−ｃｈ誤差信号生成部３０３Ｂ、Ｐｈａｓｅ誤差信号生成部３０３Ｃ、Ｉ−ｃｈ制御信号生成部３０４Ａ、Ｑ−ｃｈ制御信号生成部３０４Ｂ、およびＰｈａｓｅ制御信号生成部３０４Ｃを有している。

以下、この光送信器の各部位の機能について説明する。
データ信号生成部２０１は、任意のデータ系列を示すデータ信号を電気信号で生成する。なお、生成するデータ信号は、２値信号に限定されず、ＯＦＤＭ信号、多値変調信号、予等化信号といった、アナログ的な電気波形であってもよい。
また、データ信号生成部２０１は、生成したデータ信号のうち、Ｉ−ｃｈ成分をＩ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ａに出力し、Ｑ−ｃｈ成分をＱ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ｂに出力するとともに、生成したデータ信号の情報を誤差信号極性選択部２０８に出力する。

Ｉ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ａは、データ信号生成部２０１からのＩ−ｃｈデータ信号を変調器駆動に十分な電圧まで増幅し、Ｉ−ｃｈデータ変調電極１０２Ａに出力する。
Ｑ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ｂは、データ信号生成部２０１からのＱ−ｃｈデータ信号を変調器駆動に十分な電圧まで増幅し、Ｑ−ｃｈデータ変調電極１０２Ｂに出力する。

誤差信号極性選択部２０８は、まず、データ信号生成部２０１からのデータ信号の情報に基づいて、データ信号の平均変調度を概略認識する。また、誤差信号極性選択部２０８は、認識した平均変調度に応じて、バイアス制御用の誤差信号の極性の反転または非反転を選択するための極性選択信号を生成し、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０３ＡおよびＱ−ｃｈ誤差信号生成部３０３Ｂに出力する。

具体的には、データ信号においてピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ：Ｐｅａｋ−ｔｏ−ＡｖｅｒａｇｅＰｏｗｅｒＲａｔｉｏ）が小さく、平均変調度が５０％以上である場合には、誤差信号極性選択部２０８は、バイアスが正常にＮｕｌｌ点に収束するように、極性の非反転を指定した極性選択信号を出力する。

また、データ信号においてＰＡＰＲが大きく、平均変調度が５０％未満である場合には、誤差信号極性選択部２０８は、バイアスが正常にＮｕｌｌ点に収束するように、極性の反転を指定した極性選択信号を出力する。
ただし、非反転極性とは、平均変調度が１００％である場合にバイアスがＮｕｌｌ点に収束する極性とし、反転極性とは、平均変調度が１００％である場合にバイアスがＰｅａｋ点に収束する極性とする。

ここで、誤差信号極性選択部２０８は、平均変調度に応じてバイアス制御用の誤差信号の極性を変化させるが、実際には、逐次平均変調度を認識するのではなく、例えばテーブルを設けておくことが考えられる。
例えば、予等化信号に対するバイアス制御であれば、予等化量と平均変調度との関係は、単調関数となるので、ある予等化量をしきい値として、予等化量がしきい値よりも大きい場合に極性の非反転を指定した極性選択信号を出力し、予等化量がしきい値よりも小さい場合に極性の反転を指定した極性選択信号を出力することが考えられる。

電流電圧変換部２０３は、光の強度に応じた検出電流を出力するモニタＰＤ１０４からの検出電流を電圧に変換するとともに、直流成分除去、増幅処理等を実行して、ＡＤＣ２０４に出力する。
ＡＤＣ２０４は、電流電圧変換部２０３からの電圧信号をアナログ信号からデジタル信号に変換して、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０３Ａ、Ｑ−ｃｈ誤差信号生成部３０３ＢおよびＰｈａｓｅ誤差信号生成部３０３Ｃに出力する。

Ｉ−ｃｈディザ信号生成部３０１Ａは、正極性と負極性とを交互にとる周期信号（Ｉ−ｃｈディザ信号）を生成し、ディザ信号乗算部３０２、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０３ＡおよびＩ−ｃｈディザ用ＤＡＣ２０６Ａにそれぞれ出力する。
Ｑ−ｃｈディザ信号生成部３０１Ｂは、正極性と負極性とを交互にとる周期信号（Ｑ−ｃｈディザ信号）を生成し、ディザ信号乗算部３０２、Ｑ−ｃｈ誤差信号生成部３０３ＢおよびＱ−ｃｈディザ用ＤＡＣ２０６Ｂにそれぞれ出力する。

ここで、例えばＩ−ｃｈディザ信号のディザ周期をＱ−ｃｈディザ信号のディザ周期の２倍（整数倍）としておくことにより、後述するＰｈａｓｅ誤差信号を容易に生成することができるようになる。
ディザ信号乗算部３０２は、Ｉ−ｃｈディザ信号生成部３０１ＡからのＩ−ｃｈディザ信号と、Ｑ−ｃｈディザ信号生成部３０１ＢからのＱ−ｃｈディザ信号との排他的論理積を演算し、演算結果をＰｈａｓｅ誤差信号生成部３０３Ｃへ出力する。

Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０３Ａは、ＡＤＣ２０４からのデジタル電圧信号とＩ−ｃｈディザ信号生成部３０１ＡからのＩ−ｃｈディザ信号との積を演算し、次式（１）で表されるＩ−ｃｈ誤差信号ｅ＿Ｉを生成する。

ｅ＿Ｉ∝Ｉ（ｐ，０）−Ｉ（ｎ，０）・・（１）

式（１）において、Ｉ（ａ，ｂ）はモニタＰＤ１０４から出力される電流を示し、ａはＩ−ｃｈのディザを示し、ｂはＱ−ｃｈのディザを示し、ｐはディザが正極性側にあることを示し、ｎはディザが負極正側にあることを示し、０はディザが重畳されていないことを示す。

また、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０３Ａは、誤差信号極性選択部２０８からの極性選択信号が非反転指定であれば、Ｉ−ｃｈ誤差信号ｅ＿ＩをそのままＩ−ｃｈ制御信号生成部３０４Ａに出力する。また、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０３Ａは、誤差信号極性選択部２０８からの極性選択信号が反転指定であれば、Ｉ−ｃｈ誤差信号ｅ＿Ｉの極性を反転してＩ−ｃｈ制御信号生成部３０４Ａに出力する。

Ｑ−ｃｈ誤差信号生成部３０３Ｂは、ＡＤＣ２０４からのデジタル電圧信号とＱ−ｃｈディザ信号生成部３０１ＢからのＱ−ｃｈディザ信号との積を演算し、次式（２）で表されるＱ−ｃｈ誤差信号ｅ＿Ｑを生成する。

ｅ＿Ｑ∝Ｉ（０，ｐ）−Ｉ（０，ｎ）・・（２）

また、Ｑ−ｃｈ誤差信号生成部３０３Ｂは、誤差信号極性選択部２０８からの極性選択信号が非反転指定であれば、Ｑ−ｃｈ誤差信号ｅ＿ＱをそのままＱ−ｃｈ制御信号生成部３０４Ｂに出力する。また、Ｑ−ｃｈ誤差信号生成部３０３Ｂは、誤差信号極性選択部２０８からの極性選択信号が反転指定であれば、Ｑ−ｃｈ誤差信号ｅ＿Ｑの極性を反転してＱ−ｃｈ制御信号生成部３０４Ｂに出力する。

Ｐｈａｓｅ誤差信号生成部３０３Ｃは、ＡＤＣ２０４からのデジタル電圧信号とディザ信号乗算部３０２からの排他的論理積の演算結果との積を演算し、次式（３）で表されるＰｈａｓｅ誤差信号ｅ＿Ｐを生成して、そのままＰｈａｓｅ制御信号生成部３０４Ｃに出力する。

ｅ＿Ｐ∝Ｉ（ｐ，ｐ）−Ｉ（ｐ，ｎ）−｛Ｉ（ｎ，ｐ）−Ｉ（ｎ，ｎ）｝・・（３）

式（３）において、上述したように、Ｉ−ｃｈディザ信号のディザ周期をＱ−ｃｈディザ信号のディザ周期の整数倍としておくことにより、Ｉ（ｐ，ｐ）、Ｉ（ｐ，ｎ）、Ｉ（ｎ，ｐ）、Ｉ（ｎ，ｎ）が等確率で生じる。

Ｉ−ｃｈ制御信号生成部３０４Ａは、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０３ＡからのＩ−ｃｈ誤差信号ｅ＿Ｉに基づいて、例えば比例積分制御を実行することでＩ−ｃｈ用ＤＣバイアス信号を生成し、Ｉ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ２０５Ａに出力する。
Ｑ−ｃｈ制御信号生成部３０４Ｂは、Ｑ−ｃｈ誤差信号生成部３０３ＢからのＱ−ｃｈ誤差信号ｅ＿Ｑに基づいて、例えば比例積分制御を実行することでＱ−ｃｈ用ＤＣバイアス信号を生成し、Ｑ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ２０５Ｂに出力する。

Ｐｈａｓｅ制御信号生成部３０４Ｃは、Ｐｈａｓｅ誤差信号生成部３０３ＣからのＰｈａｓｅ誤差信号ｅ＿Ｐに基づいて、例えば比例積分制御を実行することでＰｈａｓｅ用ＤＣバイアス信号を生成し、ＰｈａｓｅＤＣ用ＤＡＣ２０５Ｃに出力する。

Ｉ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ２０５Ａは、Ｉ−ｃｈ制御信号生成部３０４ＡからのＩ−ｃｈ用ＤＣバイアス信号をデジタル信号からアナログ信号に変換し、Ｉ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７Ａに出力する。
Ｑ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ２０５Ｂは、Ｑ−ｃｈ制御信号生成部３０４ＢからのＱ−ｃｈ用ＤＣバイアス信号をデジタル信号からアナログ信号に変換し、Ｑ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７Ｂに出力する。

ＰｈａｓｅＤＣ用ＤＡＣ２０５Ｃは、Ｐｈａｓｅ制御信号生成部３０４ＣからのＰｈａｓｅ用ＤＣバイアス信号をデジタル信号からアナログ信号に変換し、アナログのＰｈａｓｅ用ＤＣバイアス信号をＰｈａｓｅバイアス信号としてＰｈａｓｅバイアス電極１０３Ｃに出力する。

Ｉ−ｃｈディザ用ＤＡＣ２０６Ａは、Ｉ−ｃｈディザ信号生成部３０１ＡからのＩ−ｃｈディザ信号をデジタル信号からアナログ信号に変換し、Ｉ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７Ａに出力する。
Ｑ−ｃｈディザ用ＤＡＣ２０６Ｂは、Ｑ−ｃｈディザ信号生成部３０１ＢからのＱ−ｃｈディザ信号をデジタル信号からアナログ信号に変換し、Ｑ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７Ｂに出力する。

Ｉ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７Ａは、Ｉ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ２０５ＡからのＩ−ｃｈ用ＤＣバイアス信号と、Ｉ−ｃｈディザ用ＤＡＣ２０６ＡからのＩ−ｃｈディザ信号とを加算し、加算結果をＩ−ｃｈバイアス信号としてＩ−ｃｈバイアス電極１０３Ａに出力する。

Ｑ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７Ｂは、Ｑ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ２０５ＢからのＱ−ｃｈ用ＤＣバイアス信号と、Ｑ−ｃｈディザ用ＤＡＣ２０６ＢからのＱ−ｃｈディザ信号とを加算し、加算結果をＱ−ｃｈバイアス信号としてＱ−ｃｈバイアス電極１０３Ｂに出力する。

ＭＺ型光変調器１００は、例えば外部に設けられた波長可変光源（図示せず）から入力された光を、外部から入力される各種電気信号に基づいて変調し、光信号として出力する。波長可変光源からＭＺ型光変調器１００に入力された光は、まず、光導波路１０１Ａに入力される。

光導波路１０１Ａは、光導波路１０１Ｂと光導波路１０１Ｃとに分岐しており、光導波路１０１Ａを通過する光は、光導波路１０１Ｂと光導波路１０１Ｃとに分岐される。
光導波路１０１Ｂは、光導波路１０１Ｄと光導波路１０１Ｅとに分岐しており、光導波路１０１Ｂを通過する光は、光導波路１０１Ｄと光導波路１０１Ｅとに分岐される。
光導波路１０１Ｃは、光導波路１０１Ｆと光導波路１０１Ｇとに分岐しており、光導波路１０１Ｃを通過する光は、光導波路１０１Ｆと光導波路１０１Ｇとに分岐される。

Ｉ−ｃｈデータ変調電極１０２Ａは、Ｉ−ｃｈ変調器ドライバ２０２ＡからのＩ−ｃｈデータ信号に基づいて、光導波路１０１Ｄおよび光導波路１０１Ｅを通過する光をデータ変調する。また、Ｉ−ｃｈバイアス電極１０３Ａは、Ｉ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７ＡからのＩ−ｃｈバイアス信号に基づいて、光導波路１０１Ｄおよび光導波路１０１Ｅを通過する光を位相変調する。
光導波路１０１Ｄおよび光導波路１０１Ｅにおいてデータ変調および光位相制御を受けた光は、合波されて光導波路１０１Ｈに入力される。

Ｑ−ｃｈデータ変調電極１０２Ｂは、Ｑ−ｃｈ変調器ドライバ２０２ＢからのＱ−ｃｈデータ信号に基づいて、光導波路１０１Ｆおよび光導波路１０１Ｇを通過する光をデータ変調する。また、Ｑ−ｃｈバイアス電極１０３Ｂは、Ｑ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器２０７ＢからのＱ−ｃｈバイアス信号に基づいて、光導波路１０１Ｆおよび光導波路１０１Ｇを通過する光を位相変調する。
光導波路１０１Ｆおよび光導波路１０１Ｇにおいてデータ変調および光位相制御を受けた光は、合波されて光導波路１０１Ｉに入力される。

Ｐｈａｓｅバイアス電極１０３Ｃは、ＰｈａｓｅＤＣ用ＤＡＣ２０５ＣからのＰｈａｓｅバイアス信号に基づいて、光導波路１０１Ｈおよび光導波路１０１Ｉを通過する光を位相変調する。
光導波路１０１Ｈおよび光導波路１０１Ｉにおいて光位相制御を受けた光は、合波されて光導波路１０１Ｊに入力され、光信号として外部に出力される。
モニタＰＤ１０４は、光導波路１０１Ｊで合波される際の漏れ光を検出し、光の強度に応じた検出電流を出力する。

続いて、図２のシーケンス図を参照しながら、この発明の実施の形態１に係る光送信器において、任意の光波形を生成する処理について説明する。
まず、アナログ的な光波形ではない、従来の２値駆動波形または既知信号を利用して、Ｉ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈ、Ｐｈａｓｅの各バイアス電圧の仮最適化を実行する。

具体的には、Ｉ−ｃｈ制御信号生成部３０４ＡからのＩ−ｃｈ用ＤＣバイアス信号、Ｑ−ｃｈ制御信号生成部３０４ＡからのＱ−ｃｈ用ＤＣバイアス信号、およびＰｈａｓｅ制御信号生成部３０４ＣからのＰｈａｓｅ用ＤＣバイアス信号が最適化される。これを初期引込と定義する。

初期引込状態におけるバイアス電圧の仮最適化は、後述する基本ループにおけるバイアス電圧の制御と同一内容の制御が実行される。
初期引込後、Ｉ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈ、Ｐｈａｓｅの各バイアス電圧は、仮最適化された値に保持され、任意電気波形入力状態に遷移する。

任意電気波形入力状態では、ＭＺ型光変調器１００に、所望する任意の電気波形が入力される。
任意の電気波形がＭＺ型光変調器１００に入力された後、誤差信号極性指定状態に遷移する。

誤差信号極性指定状態では、誤差信号極性選択部２０８により、任意の電気波形の平均変調度が概略認識される。
平均変調度が５０％以上である場合には、誤差信号に対する極性を非反転とするように、誤差信号極性選択部２０８から、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０３ＡおよびＱ−ｃｈ誤差信号生成部３０３Ｂに対して、極性の非反転を指定した極性選択信号が出力される。これにより、Ｉ−ｃｈ誤差信号ｅ＿ＩおよびＱ−ｃｈ誤差信号ｅ＿Ｑの極性を非反転とし、バイアスを正常にＮｕｌｌ点に向かわせる。

逆に、平均変調度が５０％未満である場合には、誤差信号に対する極性を反転とするように、誤差信号極性選択部２０８から、Ｉ−ｃｈ誤差信号生成部３０３ＡおよびＱ−ｃｈ誤差信号生成部３０３Ｂに対して、極性の反転を指定した極性選択信号が出力される。これにより、Ｉ−ｃｈ誤差信号ｅ＿ＩおよびＱ−ｃｈ誤差信号ｅ＿Ｑの極性を反転とし、バイアスを正常にＮｕｌｌ点に向かわせる。
誤差信号の極性が正常化された後、基本ループ（運用制御状態）に遷移する。

基本ループでは、Ｉ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈ、Ｐｈａｓｅの各バイアス電圧が順番に制御される。
ここで、Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃｈの各制御ステップでは、それぞれＩ−ｃｈのバイアス端子のみ、およびＱ−ｃｈのバイアス端子のみにディザが重畳され、Ｐｈａｓｅの制御ステップでは、Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃｈのバイアス端子に、同時に異なる周期のディザが重畳される。
なお、Ｉ−ｃｈディザ信号のディザ周期とＱ−ｃｈディザ信号のディザ周期とは、整数倍（例えば、Ｉ−ｃｈディザ信号のディザ周期がＱ−ｃｈディザ信号のディザ周期の２倍）の関係を有するものとする。

また、基本ループにおいて、任意の光波形の特徴を変化させる要求がある場合には、再び任意電気波形入力状態に遷移する。

以上のように、実施の形態１によれば、任意の光波形を生成する光送信器において、光変調器に対するバイアス制御を実行するバイアス制御手段は、光強度検出手段で検出された光変調器の出力光の強度と、平均変調度演算手段で演算されたデータ系列の平均変調度とに基づいて、光変調器に対するバイアス制御を実行する。
そのため、ＯＦＤＭ信号、多値変調信号、予等化信号といった、アナログ的な光波形を含む任意の光波形を生成する光送信器であって、光変調器の駆動波形を動的に変化させるアプリケーションのための、容易にバイアスをＮｕｌｌ点に制御することができる光送信器を得ることができる。

実施の形態２．
図３は、この発明の実施の形態２に係る光送信器を示すブロック構成図である。
図３において、この光送信器は、図１に示した光送信器に加えて、ドライバ利得制御部２０９（平均変調度演算手段、変調度制御手段）を備えている。なお、その他の構成は、図１と同様なので、説明を省略する。

以下、この光送信器の各部位の機能について説明する。なお、実施の形態１と同様の機能については、説明を省略する。
データ信号生成部２０１は、任意のデータ系列を示すデータ信号を電気信号で生成する。なお、生成するデータ信号は、２値信号に限定されず、ＯＦＤＭ信号、多値変調信号、予等化信号といった、アナログ的な電気波形であってもよい。

また、データ信号生成部２０１は、生成したデータ信号のうち、Ｉ−ｃｈ成分をＩ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ａに出力し、Ｑ−ｃｈ成分をＱ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ｂに出力するとともに、生成したデータ信号の情報を誤差信号極性選択部２０８およびドライバ利得制御部２０９に出力する。

ドライバ利得制御部２０９は、まず、データ信号生成部２０１からのデータ信号の情報に基づいて、データ信号の平均変調度を概略認識する。また、ドライバ利得制御部２０９は、認識した平均変調度に応じて、Ｉ−ｃｈ変調器ドライバ２０２ＡおよびＱ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ｂの増幅利得を制御するための利得制御信号を生成し、Ｉ−ｃｈ変調器ドライバ２０２ＡおよびＱ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ｂに出力する。
このとき、ドライバの増幅利得は、平均変調度が５０％よりも十分に小さい、例えば３０％程度になるように制御されることが考えられる。

Ｉ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ａは、データ信号生成部２０１からのＩ−ｃｈデータ信号を、ドライバ利得制御部２０９からの利得制御信号によって決定される増幅利得に応じて増幅し、Ｉ−ｃｈデータ変調電極１０２Ａに出力する。
Ｑ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ｂは、データ信号生成部２０１からのＱ−ｃｈデータ信号を、ドライバ利得制御部２０９からの利得制御信号によって決定される増幅利得に応じて増幅し、Ｑ−ｃｈデータ変調電極１０２Ｂに出力する。

ここで、ドライバ利得制御部２０９は、平均変調度に応じてドライバの増幅利得を変化させるが、実際には、逐次平均変調度を認識するのではなく、例えばテーブルを設けておくことが考えられる。
例えば、予等化信号に対するバイアス制御であれば、予等化量と平均変調度との関係は、単調関数となるので、予等化量とＩ−ｃｈ変調器ドライバ２０２ＡおよびＱ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ｂの波形調整端子との関係をテーブルに保持しておけばよい。
なお、誤差信号極性選択部２０８とドライバ利得制御部２０９とを一体的に構成してもよい。

続いて、図４のシーケンス図を参照しながら、この発明の実施の形態２に係る光送信器において、任意の光波形を生成する処理について説明する。なお、実施の形態１と同様の処理については、説明を省略する。
まず、任意の電気波形がＭＺ型光変調器１００に入力された後、変調度制御状態に遷移する。

変調度制御状態では、ドライバ利得制御部２０９により、任意の電気波形の平均変調度が概略認識される。
このとき、平均変調度を５０％よりも十分に小さく、例えば３０％程度とするように、ドライバ利得制御部２０９から、Ｉ−ｃｈ変調器ドライバ２０２ＡおよびＱ−ｃｈ変調器ドライバ２０２Ｂに対して、増幅利得を制御するための利得制御信号が出力される。
ドライバの増幅利得が制御された後、誤差信号極性指定状態に遷移する。

以上のように、実施の形態２によれば、変調度制御手段は、平均変調度演算手段で演算されたデータ系列の平均変調度に基づいて、光変調器のデータ変調電極に出力されるデータ系列を増幅するためのドライバの増幅利得を制御することにより、平均変調度を制御する。
そのため、ＯＦＤＭ信号、多値変調信号、予等化信号といった、アナログ的な光波形を含む任意の光波形を生成する光送信器であって、光変調器の駆動波形を動的に変化させるアプリケーションのための、より容易にバイアスをＮｕｌｌ点に制御することができる光送信器を得ることができる。

なお、上記実施の形態１、２において、ＭＺ型光変調器１００は、２並列ＭＺ型光変調器であって、単一電極、ゼロチャープ型、モニタＰＤ１０４内蔵のものを仮定している。
しかしながら、これに限定されず、本発明は、光導波路１０１Ｄおよび光導波路１０１Ｅの双方、光導波路１０１Ｆおよび光導波路１０１Ｇの双方、並びに光導波路１０１Ｈおよび光導波路１０１Ｉの双方にそれぞれ電極を備え、プッシュ・プル駆動によりゼロチャープを実現する光変調器に対しても適用可能である。

また、シングルＭＺ型光変調器に対しては、Ｑ−ｃｈ制御部分およびＰｈａｓｅ制御部分を排除することにより、適用可能となる。
また、偏波多重型の２並列ＭＺ変調器に対しては、Ｉ−ｃｈ制御部分、Ｑ−ｃｈ制御部分およびＰｈａｓｅ制御部分を、直交偏波成分についても用意することにより、適用可能となる。
また、モニタＰＤ１０４を内蔵していない光変調器については、変調器の出力端に光を分岐する光カプラを挿入するとともに、モニタＰＤを外付けする必要がある。

また、上記実施の形態１、２において、ＤＣバイアス信号は、レベル変換回路（図示せず）により、変調器のＥｎｄ−ｏｆ−Ｌｉｆｅでのバイアスシフト規格をカバーできる範囲で制御可能とする必要がある。

なお、デュアル駆動型の光変調器を用いて、回路構成を簡略化するためにＤＣバイアス信号を単相駆動とすると、Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃｈのＤＣバイアス調整中に、Ｉ−ｃｈの光信号とＱ−ｃｈの光信号とを合波する際の光位相差が変化してしまい、そのままではバイアス制御に悪影響を与える恐れがある。
そのため、ＤＣバイアス信号を単相駆動とする場合には、Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃｈのＤＣバイアス調整時に生じる光位相のずれを、Ｐｈａｓｅ端子の調整により適宜補正することにより、差動駆動と同等の制御が可能となる。

また、上記実施の形態１、２に示した一連の制御は、マイクロコントローラを用いて容易に実行することができる。
ここで、ディザ信号のディザ周期は、例えば数１０〜数１００Ｈｚとすればよい。
非特許文献１に示されたバイアス制御方式では、ドライバからの出力信号のうち、片側の信号を制御に使用しているので、高速のＲＦ主信号を制御に用いるという点で、回路構成上の難易度が高くなると考えられる。これに対して、本願発明では、バイアス制御については、ＲＦ主信号を使用せず低周波の信号のみを使用するので、回路構成を簡単にすることができる。

また、上記実施の形態１、２において、光変調器を駆動する任意の電気波形は、１０〜１００ｍｓｅｃオーダでは、平均レベルに対して対称なヒストグラムを有することが望ましい。
また、光変調器のバイアス電圧の最適点の経年変化に対応するためには、バイアスの初期ロック点が、０Ｖから最も近い点となるように制御することが望ましい。

１００ＭＺ型光変調器、１０１Ａ〜１０１Ｉ光導波路、１０２ＡＩ−ｃｈデータ変調電極、１０２ＢＱ−ｃｈデータ変調電極、１０３ＡＩ−ｃｈバイアス電極、１０３ＢＱ−ｃｈバイアス電極、１０３ＣＰｈａｓｅバイアス電極、２０１データ信号生成部、２０２ＡＩ−ｃｈ変調器ドライバ、２０２ＢＱ−ｃｈ変調器ドライバ、２０３電流電圧変換部、２０４ＡＤＣ、２０５ＡＩ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ、２０５ＢＱ−ｃｈＤＣ用ＤＡＣ、２０５ＣＰｈａｓｅＤＣ用ＤＡＣ、２０６ＡＩ−ｃｈディザ用ＤＡＣ、２０６ＢＱ−ｃｈディザ用ＤＡＣ、２０７ＡＩ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器、２０７ＢＱ−ｃｈＤＣ・ディザ加算器、２０８誤差信号極性選択部、２０９ドライバ利得制御部、３００バイアス制御部、３０１ＡＩ−ｃｈディザ信号生成部、３０１ＢＱ−ｃｈディザ信号生成部、３０２ディザ信号乗算部、３０３ＡＩ−ｃｈ誤差信号生成部、３０３ＢＱ−ｃｈ誤差信号生成部、３０３ＣＰｈａｓｅ誤差信号生成部、３０４ＡＩ−ｃｈ制御信号生成部、３０４ＢＱ−ｃｈ制御信号生成部、３０４ＣＰｈａｓｅ制御信号生成部。

Claims

電気信号であるデータ系列を用いて、光源からの光を光変調器で変調し、任意の光波形を生成する光送信器であって、
前記光変調器の出力光の強度を検出する光強度検出手段と、
前記データ系列を生成するデータ信号生成手段と、
前記データ系列に基づいて、前記データ系列の平均変調度を演算する平均変調度演算手段と、
前記光強度検出手段で検出された前記出力光の強度および前記平均変調度演算手段で演算された前記データ系列の平均変調度に基づいて、前記光変調器に対するバイアス制御を実行するバイアス制御手段と、
を備えた光送信器。
前記平均変調度演算手段で演算された前記データ系列の平均変調度に基づいて、前記光変調器のデータ変調電極に出力される前記データ系列を増幅するためのドライバの増幅利得を制御することにより、前記平均変調度を制御する変調度制御手段
をさらに備えた請求項１に記載の光送信器。
前記光変調器は、２並列ＭＺ型光変調器であり、前記２並列ＭＺ型光変調器の一方のチャネルをＩ−ｃｈ、他方のチャネルをＱ−ｃｈ、光位相調整部をＰｈａｓｅとしたとき、
前記バイアス制御手段は、
Ｉ−ｃｈバイアス制御時には、Ｉ−ｃｈのバイアス端子のみに、正および負の２極性を交互にとる微小かつ矩形の既知信号であるディザを重畳し、
Ｑ−ｃｈバイアス制御時には、Ｑ−ｃｈのバイアス端子のみに前記ディザを重畳し、
Ｐｈａｓｅバイアス制御時には、Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃｈのバイアス端子に、同時に異なる周期の前記ディザを重畳し、
Ｉ−ｃｈ誤差信号ｅ＿Ｉは、ｅ＿Ｉ∝Ｉ（ｐ，０）−Ｉ（ｎ，０）であり、
Ｑ−ｃｈ誤差信号ｅ＿Ｑは、ｅ＿Ｑ∝Ｉ（０，ｐ）−Ｉ（０，ｎ）であり、
Ｐｈａｓｅ誤差信号ｅ＿Ｐは、ｅ＿Ｐ∝Ｉ（ｐ，ｐ）−Ｉ（ｐ，ｎ）−｛Ｉ（ｎ，ｐ）−Ｉ（ｎ，ｎ）｝であり、
前記Ｉ−ｃｈ誤差信号、前記Ｑ−ｃｈ誤差信号および前記Ｐｈａｓｅ誤差信号に基づいて、Ｉ−ｃｈ制御信号、Ｑ−ｃｈ制御信号およびＰｈａｓｅ制御信号を生成して前記バイアス制御を実行し、
これらの式中、Ｉ（ａ，ｂ）は光強度検出手段から出力される電流を示し、ａはＩ−ｃｈのディザを示し、ｂはＱ−ｃｈのディザを示し、ｐはディザが正極性側にあることを示し、ｎはディザが負極正側にあることを示し、０はディザが重畳されていないことを示す
請求項１または請求項２に記載の光送信器。
前記任意の光波形を生成するために、
前記バイアス制御手段は、２値駆動波形または既知信号を前記光変調器に入力した状態で、請求項３に記載のバイアス制御を実行する初期引込処理を実行し、
前記データ信号生成手段は、前記初期引込処理の後に、所望する任意の電気波形を前記光変調器に入力する任意電気波形入力処理を実行し、
前記平均変調度演算手段は、前記任意電気波形入力処理の後に、前記任意の電気波形の平均変調度を概略認識し、前記平均変調度に応じて、バイアス制御用の誤差信号の極性の反転または非反転を指定する誤差信号極性指定処理を実行し、
前記バイアス制御手段は、前記誤差信号極性指定処理の後に、請求項３に記載のバイアス制御を実行する運用制御処理を実行し、
前記運用制御処理において、前記任意の光波形の特徴を変化させる要求がある場合に、前記データ信号生成手段が、再度前記任意電気波形入力処理を実行する
光送信器。
前記変調度制御手段は、前記任意電気波形入力処理の後に、前記任意の電気波形の平均変調度を概略認識し、前記平均変調度に応じて、前記光変調器のデータ変調電極に出力される前記データ系列を増幅するためのドライバの増幅利得を制御する変調度制御処理を実行する
請求項４に記載の光送信器。