JP5724546B2 - 光送信機および光波形補償方法 - Google Patents

Description

本発明は、光送信機および光送信機において光波形を補償する方法に係わる。

高速データ伝送を提供するために光通信システムが広く普及してきている。光通信システムの高速化および／または長距離伝送を実現するためには、光信号を生成して送信する光送信機の開発が重要である。

図１は、光送信機の一例を示す。光送信機１は、変調器駆動回路２、光源（ＬＤ）３、変調器４を有する。光送信機１には、信号入力端子を介してデータ信号が入力される。変調器駆動回路２は、入力データ信号から駆動信号を生成する。このとき、変調器駆動回路２は、制御信号および／または制御電圧に応じて駆動信号を生成する。光源３は、直流レーザ光源であって、ＣＷ光を生成する。変調器４は、変調器駆動回路２により生成される駆動信号でＣＷ光を変調して変調光信号を生成する。

光通信システムの長距離伝送を実現するためには、光送信機１の光出力波形が適切に整形される。例えば、クロスポイント、消光比、パルスマスク等の光出力波形に係わる要求を満たすように、変調器駆動回路２に与える制御電圧および／または制御信号が設定される。

ところが、光出力波形は、光送信機１への入力信号の波形に大きく依存する。例えば、光送信機１への入力データ信号の振幅が変動する場合には、光出力波形に係わる要求を満たすように十分な変動耐力を提供することは容易ではない。このため、光送信機１は、必要に応じて、信号入力端子と変調器駆動回路２との間に、入力信号の振幅の変動を補償するインタフェース回路５を備える。

本出願に関連する技術として、光出力パワーや光出力波形の劣化を生じることなく、光出力において、最適な光周波数変動量を得ることができる光送信器が提案されている。この光送信器は、光源、印加電圧に応じて入力光を吸収する電界吸収型光変調器（ＥＡ変調器）、光変調器駆動回路、バイアス回路、光出力を分岐する光カプラ、光周波数弁別器およびピーク検出器からなる光周波数変動量モニタ、および制御回路を備える。光周波数変動量が最適になるように光変調器の駆動条件を調整する。（例えば、特許文献１）

また、他の関連技術として、下記の光変調器ドライバ回路が提案されている。光変調器ドライバ回路は、第１および第２の入力ポートを有する差動回路を構成する両トランジスタのソースにそれぞれ抵抗を挿入し、その抵抗の少なくとも一方の抵抗値を可変可能とすることで、両差動対で別々の抵抗値を設定して、ドライバ出力がアイパターンのクロスポイントが中心からシフトした状態で光変調器を駆動する。（例えば、特許文献２）
特許文献３、４には、さらに他の関連技術が記載されている。

特開平１１−３０５１７５号公報 特開平１１−１４９５１号公報 特開２００９−１６８８３３号公報 特開２００４−６１５５６号公報

近年、光モジュール（光送信機を含む）の小型化および低消費電力化に係わる要求が高まってきている。このため、図１に示す光送信機１においては、インタフェース回路５を実装しない構成が望まれる。しかし、インタフェース回路５を実装しない構成では、上述したように、入力データ信号の振幅が変動する場合には、光出力波形が劣化するおそれがある。

本発明の課題は、入力信号の振幅の変動に対して光出力波形を補償することができる光送信機を提供することである。

本発明の１つの態様の光送信機は、入力信号から駆動信号を生成する変調器駆動回路と、前記駆動信号に応じて変調光信号を生成する変調器と、前記入力信号の振幅である入力振幅を検出する振幅検出器と、前記振幅検出器により検出される入力振幅に基づいて波形制御信号を生成するコントローラ、を備える。前記変調器駆動回路は、前記波形制御信号に応じて前記駆動信号の波形を制御する。

本発明の１つの態様の光波形補償方法は、入力信号から駆動信号を生成する変調器駆動回路および前記駆動信号に応じて変調光信号を生成する変調器を備える光送信機において使用され、前記入力信号の振幅を検出し、前記入力信号の振幅に基づいて前記駆動信号のクロスポイントを制御して前記変調光信号の波形を補償する。

上述の態様によれば、入力信号の振幅の変動に対して光送信機の光出力波形を補償することができる。

光送信機の一例を示す図である。 実施形態の光送信機の構成を示す図である。 変調器駆動回路、変調器、およびその周辺回路の一例を示す図である。 変調器の特性について説明する図である。 実施形態の光送信機の動作を説明する図である。 信号分岐回路について説明する図である。 振幅検出回路について説明する図である。 クロスポイント制御電圧テーブルの一例を示す図である。 クロスポイント制御電圧テーブルを作成する方法を示すフローチャートである。 入力振幅に対応するクロスポイント制御電圧を測定する手順を説明する図である。 第１の実施例においてクロスポイント制御電圧を決定する方法を示すフローチャートである。 ２次近似曲線について説明する図である。 第２の実施例で使用する関数を決定する方法を示すフローチャートである。 第２の実施例で使用する関数を決定する方法を説明する図である。 第２の実施例においてクロスポイント制御電圧を算出する方法を示すフローチャートである。 クロスポイント制御電圧と光出力波形のクロスポイントの位置の関係を示す図である。 Ｖdutに対するＸpointの傾きの入力振幅依存性を示す図である。 入力振幅に対するslope^-1の変化を示す図である。 第３の実施例で使用する関数を決定する方法を示すフローチャートである。 第３の実施例で使用する関数を決定する方法を説明する図である。 第３の実施例においてクロスポイント制御電圧を算出する方法を示すフローチャートである。 測定結果を示す図（その１）である。 測定結果を示す図（その２）である。 測定により得られた光出力波形を示す図である。 振幅検出回路のバリエーションを示す図（その１）である。 振幅検出回路のバリエーションを示す図（その２）である。

図２は、実施形態の光送信機の構成を示す。実施形態の光送信機１０は、図２に示すように、信号分岐回路１１、変調器駆動回路１２、光源（ＬＤ）１３、変調器１４、振幅検出回路１５、コントローラ１６を有する。

光送信機１０の入力信号は、例えば、データ信号である。以下の説明では、光送信機１０の入力信号を、データ信号と呼ぶことがある。また、入力信号は、例えば、1Gbit/s以上の高速データを伝送する信号であってもよい。入力信号の形式は、特に限定されるものではないが、例えば、ＥＣＬ（Emitter-Coupled Logic）、ＴＴＬ（Transistor-transistor Logic）、ＸＦＩ（10G electrical interface to the XFP module）などである。さらに、この実施例では、入力信号は、差動信号である。すなわち、互いに論理が反転している１組の信号が光送信機１０に入力される。以下の説明では、１組の信号の一方を「正転信号（非反転信号）」と呼び、他方を「反転信号」と呼ぶことがある。

信号分岐回路１１は、信号入力端子を介して入力される信号（すなわち、入力信号）を分岐して、変調器駆動回路１２および振幅検出回路１５に導く。信号分岐回路１１については、後で詳しく説明する。

変調器駆動回路１２は、入力信号から駆動信号を生成する。このとき、変調器駆動回路１２は、各種制御信号に応じて駆動信号を生成する。駆動信号は、入力信号を表す電圧信号（または、入力信号に対応する電圧信号）である。光源（ＬＤ）１３は、直流レーザ光源であって、ＣＷ光を生成する。変調器１４は、変調器駆動回路１２により生成される駆動信号でＣＷ光を変調して変調光信号を生成する。変調器１４は、この実施例では、電界吸収型光変調器（ＥＡ変調器）である。ＥＡ変調器は、印加電圧に応じて入力光を吸収する。したがって、変調器１４は、駆動信号の電圧レベルに応じて変化する光信号を生成する。すなわち、変調器１４は、入力データ信号を表す変調光信号を生成する。

振幅検出回路１５は、信号分岐回路１１から導かれてくる分岐入力信号を利用して、入力信号の振幅を検出する。以下の説明では、光送信機１０への入力信号の振幅を「入力振幅」と呼ぶ。振幅検出回路１５については、後で詳しく説明する。

コントローラ１６は、振幅検出回路１５により検出される入力振幅に基づいて波形制御信号を生成する。そうすると、変調器駆動回路１２は、波形制御信号に応じて駆動信号の波形を制御する。この実施形態では、波形制御信号は、駆動信号のクロスポイントの位置を制御するクロスポイント制御電圧である。この場合、変調器駆動回路１２は、クロスポイント制御電圧に応じて駆動信号のクロスポイントの位置を制御する。なお、クロスポイントは、信号波形（または、信号のアイパターン）の上りエッジと下りエッジの交点（または、その交点の位置）を表す。

コントローラ１６は、波形制御信号（ここでは、クロスポイント制御電圧）に加えて、駆動振幅制御電圧およびバイアス制御電圧を生成してもよい。駆動振幅制御電圧は、駆動信号の振幅を制御する。すなわち、変調器駆動回路１２は、駆動振幅制御電圧に応じて駆動信号の振幅を制御する。このとき、コントローラ１６は、例えば、フィードバック制御で、駆動信号の振幅が一定になるように駆動信号制御電圧を生成してもよい。バイアス制御電圧は、変調器１４のバイアスを制御する。すなわち、変調器１４は、バイアス制御電圧により制御される動作状態で変調光信号を生成する。このとき、コントローラ１６は、変調器１４から出力される変調光信号をモニタしながら、適切なバイアス制御電圧を生成してもよい。

コントローラ１６は、この実施例では、ＣＰＵ１７およびメモリ１８を有する。メモリ１８は、ＲＯＭ領域およびＲＡＭ領域を含むようにしてもよい。この場合、振幅制御回路１５により検出される振幅値は、不図示のＡ／Ｄ変換器によりデジタルデータに変換されてコントローラ１６に入力される。また、ＣＰＵ１７は、メモリ１８に格納されている制御プログラムを実行することにより、クロスポイント制御電圧データ、駆動振幅制御電圧データ、バイアス制御電圧データを生成する。そして、コントローラ１６は、クロスポイント制御電圧データ、駆動振幅制御電圧データ、バイアス制御電圧データに応じてそれぞれクロスポイント制御電圧、駆動振幅制御電圧、バイアス制御電圧を生成する。或いは、不図示の電圧発生器が、コントローラ１６からの指示に従ってクロスポイント制御電圧、駆動振幅制御電圧、バイアス制御電圧を生成してもよい。

図３は、変調器駆動回路１２、変調器１４、およびそれらの周辺回路の一例を示す図である。この例では、入力信号は差動信号である。
変調器駆動回路１２は、増幅器２１、可変増幅器２２を有する。増幅器２１は、入力信号を増幅する。すなわち、増幅器２１は、正転信号および反転信号をそれぞれ増幅する。可変増幅器２２は、増幅器２１の出力信号をさらに増幅する。すなわち、可変増幅器２２は、増幅器２１から出力される正転信号および反転信号をそれぞれさらに増幅する。なお、可変増幅器２２の出力振幅は、コントローラ１６により生成される駆動振幅制御電圧で制御される。

正転信号は、定電圧源２３および抵抗Ｒ１を利用して一定の電圧レベルに保持される。一方、反転信号の電圧レベルは、可変電圧源２４および抵抗Ｒ２を利用して調整される。ここで、可変電圧源２４が生成する電圧は、クロスポイント制御電圧により制御される。すなわち、反転信号の電圧レベルは、クロスポイント制御電圧により制御される。

正転信号に対して反転信号の電圧レベルを相対的に変化させる動作は、差動信号の差動間オフセット（１組の信号の電圧レベルのオフセット）を調整する動作に相当する。そして、差動間オフセットを調整することにより、出力信号（すなわち、駆動信号）のクロスポイントが調整される。すなわち、クロスポイント制御電圧を利用して差動間オフセットを調整することにより、駆動信号のクロスポイントが制御される。

なお、図３に示す例では、クロスポイント制御電圧を利用して反転信号の電圧レベルが調整されているが、変調器駆動回路１２は、クロスポイント制御電圧を利用して正転信号の電圧レベルを調整してもよい。また、駆動信号のクロスポイントの制御は、差動間オフセットを調整する構成に限定されるものではない。さらに、変調器駆動回路１２は、増幅器２１、可変増幅器２２に加えて、さらに１以上の増幅器を有するようにしてもよい。

変調器駆動回路１２から出力される正転信号は、駆動信号として変調器１４に与えられる。変調器駆動回路１２と変調器１４との間には、例えば、駆動信号のＤＣ成分を除去するためのキャパシタが設けられる。なお、可変増幅器２２により増幅される反転信号は、この例では、変調器１４には導かれない。

変調器１４は、変調器駆動回路１２により生成される駆動信号でＣＷ光を変調して変調光信号を生成する。ＣＷ光は、上述した光源（ＬＤ）１３により生成される。可変電圧源３１および抵抗Ｒ３は、変調器１４のバイアスを制御するために設けられている。可変電圧源３１が生成する電圧は、バイアス制御電圧により制御される。すなわち、コントローラ１６は、バイアス制御電圧を利用して変調器１４のバイアスを制御することができる。

上記構成の光送信機１０において、長距離伝送を実現するためには、光出力波形が適切に整形されていることが好ましい。すなわち、例えば、光出力波形のクロスポイント、消光比、パルスマスク等の特性が最適化または略最適化されることが好ましい。

図４は、変調器１４の特性について説明する図である。ここでは、変調器１４は、ＥＡ変調器であるものとする。
ＥＡ変調器の光出力パワーは、印加電圧に対して非線形特性を有している。このため、ＥＡ変調器の駆動信号のデューティが５０パーセントであるときは、光出力波形のＨレベルのパルス幅がＬレベルのパルス幅と比較して狭くなる。この場合、光出力波形のクロスポイントは、図４（ａ）に示すように、Ｌレベル側にずれてしまう。

このため、変調器駆動回路は、光出力波形のクロスポイントがＨレベルとＬレベルとの中間（以下、中間レベル）に配置されるように、駆動信号を生成する。すなわち、変調器駆動回路は、図４（ｂ）に示すように、光出力波形のクロスポイントがその中間レベルに配置されるように、中間レベルよりも高い調整レベルにクロスポイントを有する駆動信号を生成する。このとき、変調器駆動回路は、上述したクロスポイント制御電圧に応じて、駆動信号のクロスポイントの位置を制御する。図２または図３に示す構成では、コントローラ１６は、光出力波形のクロスポイントがその中間レベルに配置されるように、クロスポイント制御電圧を生成する。そうすると、ＥＡ変調器は、中間レベルにクロスポイントを有する変調光信号を生成する。

光送信機の入力信号の振幅（以下、入力振幅）は、様々な要因により変化し得る。例えば、図４（ｃ）は、図４（ｂ）と比較して入力振幅が小さい場合の駆動信号波形および光出力波形の一例を示している。この場合、変調器駆動回路は、駆動信号の振幅をほぼ一定に保持することにより、所定の消光比が得られる。

しかしながら、クロスポイント制御電圧を変えることなく、入力振幅が変動すると、図４（ｃ）に示すように、駆動信号のクロスポイントは、調整レベルからずれてしまう。そうすると、光出力波形のクロスポイントは、中間レベルからずれてしまう。

このように、入力振幅が変動すると、光出力波形のクロスポイントが中間レベルからずれてしまう。そこで、実施形態の光送信機１０は、入力振幅に応じてクロスポイント制御電圧を制御する。

図５は、実施形態の光送信機１０の動作を説明する図である。光送信機１０は、図２に示すように、変調器駆動回路１２の入力側に信号分岐回路１１を有する。信号分岐回路１１は、入力信号を分岐して変調器駆動回路１２および振幅検出回路１５に導く。ただし、信号分岐回路１１は、信号入力端子から変調器駆動回路１２に導かれる信号に対して実質的に影響を与えないものとする。すなわち、変調器駆動回路１２の入力信号の振幅は、光送信機１０の入力振幅とほぼ同じである。

実施形態の光送信機１０においては、コントローラ１６は、入力振幅に基づいてクロスポイント制御電圧を生成する。すなわち、コントローラ１６は、入力振幅が変動した場合であっても、駆動信号のクロスポイントが、常に、ほぼ調整レベルに位置するように、クロスポイント制御電圧を生成する。

そうすると、変調器駆動回路１２は、コントローラ１６から与えられるクロスポイント制御電圧に応じて駆動信号を生成する。すなわち、図５（ａ）および図５（ｂ）に示すように、光送信機１０の入力振幅が変動しても、ほぼ同じ駆動信号が生成される。例えば、光送信機１０の入力振幅が変動しても、駆動信号の振幅が一定であり、かつ、駆動信号のクロスポイントの位置が図４（ｂ）に示す調整レベルに配置されるように、駆動信号が生成される。したがって、変調器１４は、光送信機１０の入力振幅が変動しても、常に、良好な光波形を有する変調光信号を生成することができる。

このように、実施形態の光送信機１０は、変調器駆動回路１２の入力側に入力振幅を変換するインタフェース回路（例えば、図１に示すインタフェース回路５）を設けることなく、入力振幅の変動を補償することができる。したがって、実施形態の構成によれば、光送信機１０の小型化および低消費電力化が実現される。

図６は、信号分岐回路１１について説明する図である。信号分岐回路１１は、下記の要件を満たすことが好ましい。
（１）信号入力端子と変調器駆動回路１２との間の信号線路の高周波マッチングに影響を与えない
（２）変調器駆動回路１２に入力する信号の振幅の低減をできるだけ抑制する
（３）振幅検出回路１５から反射があるときは、その反射波を十分に減衰させる
（４）入力振幅を表す情報を振幅検出回路１５に伝達する

他方、振幅検出回路１５は、入力振幅を検出するために設けられており、入力信号の符号情報（すなわち、各ビットの値）を検出しなくてもよい。このため、信号分岐回路１１は、振幅検出回路１５に導かれる信号が振幅検出回路１５の入力振幅最小感度を満たし、且つ、上記（１）〜（３）を満足するインピーダンスを有するだけで十分である。すなわち、信号分岐回路１１は、同軸分配器のような複雑な構成を必要とせず、例えば、１つの抵抗素子で実現することができる。この場合、信号分岐回路１１を１つのチップ抵抗で実現すれば、実装面積が小さくなる。

信号分岐回路１１を実現する抵抗Ｒdivは、例えば、以下のように設計される。ここでは、振幅検出回路１５の入力段の内部トータルインピーダンスをＺとする。また、振幅検出回路１５の入力振幅最小感度をＶsensとする。さらに、信号分岐回路１１の入力信号の最小振幅をＶin(min)とする。そうすると、抵抗Ｒdivは、上記（１）〜（３）を満足し、且つ下式を満足するように設計される。
Ｖin(min)×Ｚ／（Ｒdiv＋Ｚ）＞Ｖsens

図７は、振幅検出回路１５について説明する図である。振幅検出回路１５は、例えば、図７（ａ）に示すように、ピーク検出回路４１を利用して実現される。ピーク検出回路４１は、入力信号のＨ側のピークまたはＬ側のピークを検出する。ここで、入力データ信号は、差動信号であり、正転信号および反転信号を含む。そして、振幅検出回路１５は、この例では、反転信号の振幅を検出する。この場合、信号分岐回路１１は、反転信号のみを振幅検出回路１５に導くようにしてもよい。なお、差動信号においては、正転信号および反転信号の振幅は、実質的に互いに同じである。

図７（ｂ）は、振幅検出回路１５の一例を示す。この振幅検出回路１５には、例えば、図７（ａ）に示すように、反転信号が入力される。入力信号は、キャパシタによりＤＣ成分が除去された後、バッファアンプ４２の非反転端子に導かれる。バッファアンプ４２の非反転端子には、バイアス回路４３により、所定のバイアス電圧Ｖbiasが与えられている。一方、バッファアンプ４２の反転端子には、ピークホールド回路４４により保持されている電位が与えられる。

ピークホールド回路４４は、ダイオードＤおよびキャパシタＣを有する。バッファアンプ４２の出力信号は、ダイオードＤのアノードに導かれる。ダイオードＤのカソードにはキャパシタＣが接続されている。そして、キャパシタＣにより保持される電位が、バッファアンプ４２の反転端子に与えられる。

ピークホールド回路４４の出力側には、ディスチャージ回路４５が設けられている。ディスチャージ回路４５は、キャパシタＣから一定の速度で電荷を引き抜く。そして、電圧フォロア回路４６は、ピークホールド回路４４により保持されている電位を表す信号を出力する。

図７（ｃ）は、バッファアンプ４２の非反転端子の入力信号の例を示している。このとき、バイアス電圧Ｖbiasを適切に与えれば、入力信号のＨ側ピークが、ダイオードＤを通過する。そして、ダイオードＤを通過する電荷がキャパシタＣに蓄積する。よって、ピークホールド回路４４により保持される電圧は、入力信号のピーク電圧の平均を表す。ここで、入力信号のパターンは実質的にランダムである。したがって、入力信号のピーク電圧の平均は、実質的に、入力信号の振幅を表す。そして、振幅検出回路１５により検出された入力振幅は、コントローラ１６に通知される。

なお、図７（ｂ）に示す構成は一例であって、振幅検出回路１５は、他の構成で実現してもよい。すなわち、振幅検出回路１５は、必ずしもピークホールド回路４４を備えなくてもよい。

また、振幅検出回路１５は、入力振幅を検出するために設けられており、入力信号の符号情報（すなわち、各ビットの値）を検出しなくてもよい。このため、振幅検出回路１５の動作速度は、入力データ信号の速度より低くてよい。よって、振幅検出回路１５は、検出帯域の狭い安価な素子を利用して実現することができる。

＜第１の実施例＞
第１の実施例においては、入力振幅に対して、変調器１４により所望の光出力波形が得られるクロスポイント制御電圧が予め特定されている。そして、コントローラ１６は、振幅検出回路１５により検出された入力振幅Ｖinに対応するクロスポイント制御電圧を生成する。入力振幅Ｖinとクロスポイント制御電圧との対応関係は、クロスポイント制御電圧テーブルに格納されている。

図８は、クロスポイント制御電圧テーブルの一例を示す。クロスポイント制御電圧テーブルは、複数の入力振幅区間に対して、それぞれ対応するクロスポイント制御電圧データＶdutを格納する。図８に示す例では、入力振幅Ｖin(1)〜Ｖin(n)が、ｎ−１個の区間に分割されている。なお、Ｖin(1)は、入力振幅の最小値を表し、Ｖin(n)は、入力振幅の最大値を表す。

Ｖdut(1)は、入力振幅がＶin(1)〜Ｖin(2)であるときに、変調器１４により所望の光出力波形が得られるクロスポイント制御電圧である。「所望の光波形」は、特に限定されるものではないが、例えば、クロスポイントがＨレベルとＬレベルのほぼ中間に位置する光波形である。Ｖdut(2)は、入力振幅がＶin(2)〜Ｖin(3)であるときに、変調器１４により所望の光出力波形が得られるクロスポイント制御電圧である。以下、同様に、各入力振幅区間に対してＶdut(3)〜Ｖdut(n-1)が格納されている。

図９は、クロスポイント制御電圧テーブルを作成する方法を示すフローチャートである。このフローチャートの手順は、例えば、測定システムにより行われる。或いは、ユーザが手作業でこの手順を行ってもよい。以下の説明では、測定システムが図９に示す手順を行うものとする。この場合、測定システムは、たとえば、振幅可変信号発生器、光送信機１０から出力される変調光信号の波形を測定するモニタ装置、および測定制御装置を備える。測定制御装置は、振幅可変信号発生器が生成する信号の振幅を制御する機能、モニタ装置の出力に応じてコントローラ１６に指示を与える機能などを有する。

Ｓ１において、測定システムは、入力振幅＝(Ｖin(1)＋Ｖin(2))/2を有するデータ信号を光送信機１０に入力する。Ｓ２において、測定システムは、クロスポイント制御電圧Ｖdutをスイープしながら、変調器１４から出力される変調光信号のクロスポイントが最適化されるクロスポイント制御電圧値を測定する。「最適化」は、たとえば、変調光信号のクロスポイントがその変調光信号のＨレベルおよびＬレベルのほぼ中間に位置する状態に相当する。なお、図９において、Ｘpointは、変調器１４から出力される変調光信号のクロスポイント位置を表す。また、目標Ｘpointは、その変調光信号のクロスポイントの目標位置を表す。そして、Ｓ３において、測定システムは、Ｓ２で取得したＶdutを、Ｖdut(1)としてメモリ領域１に格納する。すなわち、図１０（ａ）に示すＶdut(1)が検出されて、クロスポイント制御電圧テーブル上のメモリ領域１に格納される。

Ｓ４〜Ｓ６の処理は、Ｓ１〜Ｓ３とほぼ同じである。ただし、測定システムは、Ｓ４〜Ｓ６において、入力振幅＝(Ｖin(2)＋Ｖin(3))/2を有するデータ信号を光送信機１０に入力する。また、測定システムは、このデータ信号に対して得られるクロスポイント制御電圧Ｖdutを、Ｖdut(2)としてメモリ領域２に格納する。すなわち、図１０（ｂ）に示すＶdut(2)が検出されて、クロスポイント制御電圧テーブル上のメモリ領域２に格納される。

測定システムは、各入力振幅区間に対して、それぞれＳ１〜Ｓ３と同様の処理を実行する。そして、測定システムは、最後に、Ｓ１１〜Ｓ１３において、入力振幅＝(Ｖin(n-1)＋Ｖin(n))/2を有するデータ信号を光送信機１０に入力する。測定システムは、このデータ信号に対して得られるＶdutを、Ｖdut(n-1)としてメモリ領域ｎ−１に格納する。すなわち、図１０（ｃ）に示すＶdut(n-1)が検出されて、クロスポイント制御電圧テーブル上のメモリ領域ｎ−１に格納される。

上記手順により、図８に示すクロスポイント制御電圧テーブルが作成される。そして、このクロスポイント制御電圧テーブルは、コントローラ１６が備えるメモリ１８に格納される。

図１１は、第１の実施例においてクロスポイント制御電圧を決定する方法を示すフローチャートである。このフローチャートの処理は、コントローラ１６により実行される。なお、振幅検出回路１５は、常時、入力振幅を検出している。また、コントローラ１６は、例えば、このフローチャートの処理を定期的に繰り返し実行する。

Ｓ２０において、コントローラ１６は、振幅検出回路１５により検出された入力振幅Ｖinを取得する。Ｓ２１において、コントローラ１６は、入力振幅Ｖinが入力振幅区間Ｖin(1)〜Ｖin(2)の範囲内であるか否かを判定する。すなわち、Ｖin(1)≦Ｖin＜Ｖin(2)であるか否かが判定される。この条件が満たされているときは、コントローラ１６は、Ｓ２２において、入力振幅区間Ｖin(1)〜Ｖin(2)に対応するクロスポイント制御電圧Ｖdut(1)をクロスポイント制御電圧テーブルから取得する。そして、コントローラ１６は、クロスポイント制御電圧Ｖdut(1)を生成して変調器駆動回路１２に与える。

入力振幅ＶinがＶin(2)以上であるときは、コントローラ１６は、Ｓ２３において、入力振幅Ｖinが、入力振幅区間Ｖin(2)〜Ｖin(3)の範囲内であるか否かを判定する。すなわち、Ｖin(2)≦Ｖin＜Ｖin(3)であるか否かが判定される。この条件が満たされているときは、コントローラ１６は、Ｓ２４において、入力振幅区間Ｖin(2)〜Ｖin(3)に対応するクロスポイント制御電圧Ｖdut(2)をクロスポイント制御電圧テーブルから取得する。そして、コントローラ１６は、クロスポイント制御電圧Ｖdut(2)を生成して変調器駆動回路１２に与える。

このように、コントローラ１６は、入力振幅Ｖinが属する入力振幅区間をサーチし、そのような区間が見つかれば、対応するクロスポイント制御電圧Ｖdutを生成する。そして、最後に、Ｓ３１〜Ｓ３３において、Ｖin(n-2)≦Ｖin＜Ｖin(n-1)であるか否かが判定され、その判定結果に応じて対応するクロスポイント制御電圧dutが生成される。

コントローラ１６は、上述のようにして生成したクロスポイント制御電圧を変調器駆動回路１２に与える。そうすると、変調器駆動回路１２は、コントローラ１６から与えられるクロスポイント制御電圧Ｖdutに応じて、駆動信号のクロスポイントを制御する。ここで、コントローラ１６から与えられるクロスポイント制御電圧Ｖdutは、変調器１４の光出力波形のクロスポイントが最適化または略最適化されるように決定されている。したがって、変調器駆動回路１２がクロスポイント制御電圧Ｖdutに応じて駆動信号を生成すれば、変調器１４は良好な波形の変調光信号を生成することができる。

このように、実施形態の光送信機または光波形補償方法によれば、入力振幅に応じて駆動信号の波形が制御されるので、入力振幅の変動に起因する光出力波形の劣化が補償される。この結果、長距離伝送においても安定した符号誤り特性が実現される。また、実施形態の構成は、入力振幅を調整するインタフェース回路を備えなくてもよいので、光送信機の小型化および低消費電力化が実現される。さらに、入力振幅の変動に対して光出力波形が安定しているので、光送信機を含む伝送装置内の電気信号の信号線長について許容可能なばらつきが大きくなる。よって、伝送装置内に搭載可能な光送信機の個数を増やすことができる。

＜第２の実施例＞
第１の実施例では、入力振幅Ｖinに対応するクロスポイント制御電圧Ｖdutが測定により得られる。ここで、入力振幅Ｖinとクロスポイント制御電圧Ｖdutとの間には、所定の関係が存在する。例えば、変調器１４がＥＡ変調器である場合は、入力振幅Ｖinとクロスポイント制御電圧Ｖdutとの間の関係は、近似的に、２次関数で表わすことができる。

図１２は、２次近似曲線について説明する図である。図１２において、変調器１４はＥＡ変調器である。また、振幅Ｖin＝190〜700mVppに対して、Ｘpoint＝目標Ｘpointが得られるクロスポイント制御電圧Ｖdutが測定され、各測定結果がそれぞれプロットされている。目標Ｘpointは、例えば、光出力波形のクロスポイントの位置が、光出力波形のＨレベルとＬレベルの中間に位置する状態である。曲線Ｃは、各プロット点に対して生成された２次近似曲線である。

図１２に示すように、曲線Ｃは、測定により得られる複数のプロットの傾向を精度よく表している。すなわち、２次近似曲線は、ＥＡ変調器の入力振幅Ｖinとクロスポイント制御電圧Ｖdutとの間の関係を精度よく表す。

入力振幅Ｖinについての２次近似曲線は、下記（１）式で表わすことができる。
Ｖdut＝ａ×Ｖin^２＋ｂ×Ｖin＋ｃ （１）
したがって、上記係数ａ、ｂ、および定数ｃを決定すれば、振幅検出回路１５により検出される入力振幅Ｖinに対して、目標Ｘpointを得るためのクロスポイント制御電圧Ｖdutを算出できる。

図１３は、第２の実施例で使用する関数を決定する方法を示すフローチャートである。このフローチャートの手順は、例えば、測定システムにより行われる。あるいは、ユーザが手作業でこの手順を行ってもよい。以下の説明では、測定システムが図１３に示す手順を行うものとする。

Ｓ４１において、測定システムは、入力振幅＝Ｖin(min)を有するデータ信号を光送信機１０に入力する。Ｖin(min)は、光送信機１０の入力信号について規定されている最小の入力振幅を表す。Ｓ４２において、測定システムは、例えばクロスポイント制御電圧Ｖdutをスイープすることにより、Ｘpoint＝目標Ｘpointが得られるクロスポイント制御電圧値（Ｖdut(min)）を測定する。すなわち、図１４に示すように、入力振幅Ｖin(min)に対応するクロスポイント制御電圧Ｖdut(min)が測定される。

Ｓ４３において、測定システムは、入力振幅＝Ｖin(max)を有するデータ信号を光送信機１０に入力する。Ｖin(max)は、光送信機１０の入力信号について規定されている最大の入力振幅を表す。そして、測定システムは、Ｓ４４において、Ｓ４２と同様の方法で、Ｘpoint＝目標Ｘpointが得られるクロスポイント制御電圧値（Ｖdut(max)）を測定する。すなわち、図１４に示すように、入力振幅Ｖin(max)に対応するクロスポイント制御電圧Ｖdut(max)が測定される。

Ｓ４５において、測定システムは、入力振幅＝Ｖin(mid)を有するデータ信号を光送信機１０に入力する。Ｖin(mid)は、例えば、Ｖin(min)およびＶin(max)の平均である。そして、測定システムは、Ｓ４６において、Ｓ４２と同様の方法で、Ｘpoint＝目標Ｘpointが得られるクロスポイント制御電圧値（Ｖdut(mid)）を測定する。すなわち、図１４に示すように、入力振幅Ｖin(mid)に対応するクロスポイント制御電圧Ｖdut(mid)が測定される。

Ｓ４７において、測定システムは、図１４に示す座標系で、Ｓ４２、Ｓ４４、Ｓ４６の測定結果を表す３つの座標（Ｖin(min)，Ｖdut(min)）（Ｖin(mid)，Ｖdut(mid)）（Ｖin(max)，Ｖdut(max)）から、２次近似曲線を特定する。この結果、上記（１）式の係数ａ、ｂ、および定数ｃが算出される。

なお、上述の例では、最小入力振幅Ｖin(min)、最大入力振幅Ｖin(max)、および中間入力振幅Ｖin(mid)に対してそれぞれクロスポイント制御電圧Ｖdutが測定されるが、第２の実施例はこれに限定されるものではない。すなわち、第２の実施例に係る光波形補償方法において２次近似曲線を特定するためには、任意の３以上の異なる入力振幅に対してそれぞれクロスポイント制御電圧Ｖdutを測定すればよい。

図１５は、第２の実施例においてクロスポイント制御電圧を算出する方法を示すフローチャートである。このフローチャートの処理は、コントローラ１６により実行される。なお、振幅検出回路１５は、常時、入力振幅を検出している。また、コントローラ１６は、例えば、このフローチャートの処理を定期的に繰り返し実行する。

Ｓ５０において、コントローラ１６は、振幅検出回路１５により検出された入力振幅Ｖinを取得する。Ｓ５１において、コントローラ１６は、上記（１）式を利用して、入力振幅Ｖinに対応するクロスポイント制御電圧Ｖdutを算出する。そして、コントローラ１６は、算出結果が表わすクロスポイント制御電圧Ｖdutを生成して変調器駆動回路１２に与える。そうすると、変調器駆動回路１２は、コントローラ１６から与えられるクロスポイント制御電圧Ｖdutに応じて、駆動信号のクロスポイントを制御する。したがって、第２の実施例においても、変調器１４は良好な波形の変調光信号を生成することができる。

第２の実施例の光送信機および光波形補償方法においては、コントローラ１６は、クロスポイント制御電圧テーブルを備える必要はない。したがって、メモリ１８を小さくできる。また、Ｓ５１においてクロスポイント制御電圧Ｖdutを算出する処理は、図１１に示すフローチャートの処理と比較して、演算量が少ない。さらに、第２の実施例の光送信機および光波形補償方法は、第１の実施例と同等の効果も得られる。

なお、ＥＡ変調器を備える光送信機において、入力振幅Ｖin、クロスポイント制御電圧Ｖdut、光出力波形のクロスポイントＸpointの関係は、駆動回路の制御要素（利得、回路オフセット、飽和電圧など）およびＥＡ変調器の消光特性に依存し、非常に複雑である。このため、これらの関係を表す演算式を論理的に導き出すことは困難であり、好適なシミュレーションモデルも開発されていない。このような状況の下で、実施形態の光波形補償方法においては、任意の入力振幅Ｖinに対して目標Ｘpointを得るためのクロスポイント制御電圧Ｖdutを算出する簡単な演算式が、測定に基づく近似で導出されている。

＜第３の実施例＞
第２の実施例では、クロスポイント制御電圧Ｖdutを算出するための関数は、ある１つの目標Ｘpointに対して決定される。これに対して、第３の実施例においては、任意の目標Ｘpointについて対応するクロスポイント制御電圧Ｖdutを算出できる関数が提供される。

図１６は、クロスポイント制御電圧Ｖdutと光出力波形のクロスポイントの位置の関係を示す図である。図１６において、入力振幅Ｖinは一定である。クロスポイント制御電圧Ｖdut＝0.5〜1.1Vに対して、光出力波形のクロスポイントの位置（Ｘpoint）が測定され、各測定結果がそれぞれプロットされている。Ｘpointは、光出力波形の振幅または波高に対する比率で表わされている。すなわち、Ｘpoint＝５０パーセントは、光出力波形のＨレベルとＬレベルの中間にクロスポイントが位置している状態を表す。さらに、直線Ｌは、各プロット点に対して生成された１次近似線である。

図１６に示すように、直線Ｌは、測定により得られる複数のプロットの傾向を精度よく表している。すなわち、光出力波形のクロスポイント位置Ｘpointは、クロスポイント制御電圧Ｖdutに対してほぼリニアに変化する。

図１７は、Ｖdutに対するＸpointの傾きの入力振幅依存性を示す図である。図１７では、入力振幅Ｖin＝190〜700mVppにおいて、クロスポイント制御電圧Ｖdutに対するクロスポイント位置Ｘpointが測定されている。また、直線Ｌ１〜Ｌ６は、Ｖin＝190、300、400、500、600、700mVppに対して得られる測定結果の１次近似線である。

図１７に示すように、入力振幅Ｖinが小さいときはＶdutに対するＸpointの傾きは大きい。また、入力振幅Ｖinが大きいときはＶdutに対するＸpointの傾きは小さい。さらに、直線Ｌ１〜Ｌ６は、図１７に示す座標系においてほぼ同じ座標で交差する。

このように、図１７に示す測定結果によれば、Ｖdutに対するＸpointの傾きは、入力振幅Ｖinに依存する。よって、Ｖdutに対するＸpointの傾きの逆数を求めれば、任意の入力振幅Ｖinに対して、目標Ｘpointが得られるクロスポイント制御電圧を算出することができる。すなわち、振幅検出回路１５を用いて入力振幅Ｖinを検出すれば、目標Ｘpointが得られるクロスポイント制御電圧を算出することができる。なお、以下の説明では、Ｖdutに対するＸpointの傾きの逆数を「slop^-1」と表記する。

図１８は、入力振幅Ｖinに対するslope^-1の変化を示す図である。図１８では、入力振幅Ｖin＝190〜700mVppにおいて傾きの逆数slop^-1がプロットされている。傾きの逆数slop^-1は、各入力振幅について、Ｖdutを変化させながらに対してＸpointを測定することで得られる。また、曲線Ｓは、各プロット点に対して生成された２次近似曲線である。

図１８に示すように、曲線Ｓは、測定により得られる複数のプロットの傾向を精度よく表す。すなわち、２次近似曲線は、入力振幅Ｖinと傾きの逆数slop^-1との間の関係を精度よく表している。

入力振幅Ｖinについての２次近似曲線は、下記（２）式で表わすことができる。
slop^-1＝ｄ×Ｖin^２＋ｅ×Ｖin＋ｆ （２）
したがって、上記係数ｄ、ｅ、および定数ｆを決定すれば、振幅検出回路１５により検出される入力振幅Ｖinに対応する傾きの逆数slop^-1が得られる。

そうすると、クロスポイント制御電圧Ｖdutは、傾きの逆数slop^-1を利用すれば、下記（３）式で表わすことができる。
Ｖdut＝（Ｘp−ｇ）×slop^-1＋ｈ （３）
Ｘpは、光出力波形のクロスポイントの目標位置を表す。したがって、定数ｇ、ｈを決定すれば、目標クロスポイント位置を得るためのクロスポイント制御電圧Ｖdutを算出することができる。

図１９は、第３の実施例で使用する関数を決定する方法を示すフローチャートである。このフローチャートの手順は、例えば、測定システムにより行われる。あるいは、ユーザが手作業でこの手順を行ってもよい。以下の説明では、測定システムが図１９に示す手順を行うものとする。

Ｓ６１において、測定システムは、入力振幅＝Ｖin(1)を有するデータ信号を光送信機１０に入力する。Ｖin(1)は、たとえば、第２の実施例で記載した最大入力振幅Ｖin(max)である。Ｓ６２において、測定システムは、Ｘpoint＝Ｘpoint(1)を得るためのクロスポイント制御電圧Ｖdut(11)を測定により取得する。また、測定システムは、Ｓ６３において、Ｘpoint＝Ｘpoint(2)を得るためのクロスポイント制御電圧Ｖdut(12)を測定により取得する。すなわち、測定システムは、図２０（ａ）に示すように、入力振幅Ｖin(1)に対して、クロスポイントＸpoint(1)、Ｘpoint(2)を得るためのクロスポイント制御電圧Ｖdut(11)、Ｖdut(12)を検出する。

なお、Ｘpoint(1)およびＸpoint(2)は、互いに近接していない値であることが好ましい。また、特に限定されるものではないが、例えば、Ｘpoint(1)は５０パーセントよりも大きな値であり、Ｘpoint(2)は５０パーセントよりも小さい値である。

Ｓ６４において、測定システムは、入力振幅＝Ｖin(2)を有するデータ信号を光送信機１０に入力する。Ｖin(2)は、たとえば、第２の実施例で記載した中間入力振幅Ｖin(mid)である。Ｓ６５において、測定システムは、Ｘpoint＝Ｘpoint(1)を得るためのクロスポイント制御電圧Ｖdut(21)を測定により取得する。また、測定システムは、Ｓ６６において、Ｘpoint＝Ｘpoint(2)を得るためのクロスポイント制御電圧Ｖdut(22)を測定により取得する。すなわち、測定システムは、図２０（ａ）に示すように、入力振幅Ｖin(2)に対して、クロスポイントＸpoint(1)、Ｘpoint(2)を得るためのクロスポイント制御電圧Ｖdut(21)、Ｖdut(22)を検出する。

Ｓ６７において、測定システムは、入力振幅＝Ｖin(3)を有するデータ信号を光送信機１０に入力する。Ｖin(3)は、たとえば、第２の実施例で記載した最小入力振幅Ｖin(min)である。Ｓ６８において、測定システムは、Ｘpoint＝Ｘpoint(1)を得るためのクロスポイント制御電圧Ｖdut(31)を測定により取得する。また、測定システムは、Ｓ６９において、Ｘpoint＝Ｘpoint(2)を得るためのクロスポイント制御電圧Ｖdut(32)を測定により取得する。すなわち、測定システムは、図２０（ａ）に示すように、入力振幅Ｖin(3)に対して、クロスポイントＸpoint(1)、Ｘpoint(2)を得るためのクロスポイント制御電圧Ｖdut(31)、Ｖdut(32)を検出する。

Ｓ７０において、測定システムは、図２０（ａ）に示す座標系において、Ｓ６１〜Ｓ６３で取得した下記の２つの座標を通過する直線Ｙ１を特定する。
（Ｖdut(11)，Ｘpoint(1)）
（Ｖdut(12)，Ｘpoint(2)）
そして、測定システムは、直線Ｙ１の傾きの逆数slope(1)^-1を算出する。

Ｓ７１において、測定システムは、Ｓ６４〜Ｓ６６で取得した下記の２つの座標を通過する直線Ｙ２を特定する。
（Ｖdut(21)，Ｘpoint(1)）
（Ｖdut(22)，Ｘpoint(2)）
そして、測定システムは、直線Ｙ２の傾きの逆数slope(2)^-1を算出する。

Ｓ７２において、測定システムは、Ｓ６７〜Ｓ６９で取得した下記の２つの座標を通過する直線Ｙ２を特定する。
（Ｖdut(31)，Ｘpoint(1)）
（Ｖdut(32)，Ｘpoint(2)）
そして、測定システムは、直線Ｙ３の傾きの逆数slope(3)^-1を算出する。このように、Ｓ７０〜Ｓ７２においては、図２０（ｂ）に示すように、入力振幅Ｖin(1)、Ｖin(2)、Ｖin(3)に対して、それぞれ傾きの逆数slope(1)^-1、slope(2)^-1、slope(3)^-1が算出される。

Ｓ７３において、測定システムは、図２０（ａ）に示す座標系で直線Ｙ１、Ｙ３の交点の座標を算出する。この交点のＶdut軸上の座標は、上記（３）式の定数ｈとして特定される。また、この交点のＸpoint軸上の座標は、上記（３）式の定数ｇとして特定される。

Ｓ７４において、測定システムは、図２０（ｂ）に示す座標系で、下記の３つの座標から２次近似曲線を特定する。
（Ｖin(1)，slope(1)^-1）
（Ｖin(2)，slope(2)^-1）
（Ｖin(3)，slope(3)^-1）
この結果、上記（２）式の係数ｄ、ｅ、および定数ｆが算出される。

このように、Ｓ６１〜Ｓ７４の処理により、上記（２）式および（３）式が特定される。なお、測定システムは、図１９に示す順序でＳ６１〜Ｓ７４を実行しなくてもよい。例えば、Ｓ６１〜Ｓ６３に続いてＳ７０を実行し、Ｓ６４〜Ｓ６６に続いてＳ７１を実行し、Ｓ６７〜Ｓ６９に続いてＳ７２を実行してもよい。また、Ｓ７３の前にＳ７４を実行してもよい。

図２１は、第３の実施例においてクロスポイント制御電圧を算出する方法を示すフローチャートである。このフローチャートの処理は、コントローラ１６により実行される。なお、振幅検出回路１５は、常時、入力振幅を検出している。また、コントローラ１６は、例えば、このフローチャートの処理を定期的に繰り返し実行する。

Ｓ８０において、コントローラ１６は、振幅検出回路１５により検出された入力振幅Ｖinを取得する。Ｓ８１において、コントローラ１６は、上記（２）式を利用して、入力振幅Ｖinに対応する傾きの逆数slope^-1を算出する。Ｓ８２において、コントローラ１６は、Ｓ８１で取得した傾きの逆数slope^-1を利用してクロスポイント制御電圧Ｖdutを算出する。ここで、上記（３）式のＸpは、光出力波形の目標クロスポイント位置を表す。そして、コントローラ１６は、算出結果に応じてクロスポイント制御電圧Ｖdutを生成して変調器駆動回路１２に与える。そうすると、変調器駆動回路１２は、コントローラ１６から与えられるクロスポイント制御電圧Ｖdutに応じて、駆動信号のクロスポイントを制御する。したがって、第３の実施例においても、変調器１４は良好な波形の変調光信号を生成することができる。

第３の実施例の光送信機および光波形補償方法においては、第２の実施例と同様に、コンローラ１６はクロスポイント制御電圧テーブルを備える必要はない。したがって、メモリ１８を小さくできる。また、Ｓ８１〜Ｓ８２においてクロスポイント制御電圧Ｖdutを算出する処理は、図１１に示すフローチャートの処理と比較して、演算量が少ない。

さらに、第３の実施例の光送信機および光波形補償方法においては、上記（３）式の目標Ｘpを得るように入力振幅Ｖinに応じてクロスポイント制御電圧Ｖdutが制御されるので、目標Ｘpを有する変調光信号が生成される。すなわち、光出力波形に対する要求が変更した場合であっても、上記（３）式の目標Ｘpを書き換えるだけで、その要求を満たすことができる。例えば、目標Ｘpを５０パーセントから５２パーセントに変更する場合には、光波形補償プログラム中に記載されている上記（３）式のＸpの値が「５０」から「５２」に書き換えられる。したがって、光送信機の設計または仕様の変更等に対して柔軟に対応できる。

＜測定結果＞
光送信機の特性に係わる幾つかの測定結果を図２２〜図２３に示す。ここでは、光送信機１０の入力振幅190〜700mVppにおいて、実施形態の光波形補償方法を行う場合と行わない場合とを比較する。なお、光波形補償は、上述した第３の実施例の方法を採用している。

図２２（ａ）は、光出力波形のクロスポイントの位置Ｘpointについての測定結果を示す。波形補償を行わないときは、入力振幅Ｖinが小さい領域で、Ｘpointが大きく変化して光波形が歪んでいる。これに対して、実施形態の波形補償を行うと、入力振幅Ｖinが変化しても、Ｘpointはほぼ一定である。

図２２（ｂ）は、光出力波形のマスクマージンについての測定結果を示す。波形補償を行わないときは、入力振幅Ｖinが小さい領域でマスクマージンが劣化している。これに対して、実施形態の波形補償を行うと、入力振幅Ｖinが変化しても、マスクマージンの変動は小さい。

図２３（ａ）は、光出力波形の消光比（Extinction Ratio）についての測定結果を示す。波形補償を行わないときは、入力振幅Ｖinが小さい領域で消光比が劣化している。これに対して、実施形態の波形補償を行うと、入力振幅Ｖinが変化しても消光比はほぼ一定である。

図２３（ｂ）は、光出力波形のジッターについての測定結果を示す。波形補償を行わないときは、入力振幅Ｖinの変化に対してジッターの変化が大きい。これに対して、実施形態の波形補償を行うと、入力振幅Ｖinが変化してもジッターの変化は小さくなる。

図２３（ｃ）は、最小受信感度についての測定結果を示す。なお、この測定は、光送信機と光受信機との間の伝送距離がゼロである環境（すなわち、Back-to-Back）で行われている。波形補償を行わないときは、入力振幅Ｖinが小さい領域で最小受信感度が劣化している。これに対して、実施形態の波形補償を行うと、入力振幅Ｖinが変化しても最小受信感度はほぼ一定である。

図２４は、測定により得られた光出力波形を示す図である。波形補償を行わないと、入力振幅Ｖinの変動に対して光出力波形は大きく変化する。これに対して、実施形態の波形補償を行うと、入力振幅Ｖinが変動しても、光出力波形の変化は小さい。

＜バリエーション＞
振幅検出回路１５の一例として図７（ｂ）に示す構成を説明した。しかし、振幅検出回路１５は、他の構成で実現してもよい。以下、図２５〜図２６を参照しながら、振幅検出回路１５のバリエーションについて説明する。

図２５（ａ）に示す振幅検出回路は、片側ピーク検出回路５１を有する。片側ピーク検出回路５１は、Ｈ側ピーク検出回路またはＬ側ピーク検出回路により実現される。Ｈ側ピーク検出回路は、例えば、図７（ｂ）に示す回路により実現される。また、Ｌ側ピーク検出回路は、例えば、図７（ｂ）に示す回路においてダイオードＤの向きを逆にすることで実現される。すなわち、図７（ｂ）において、バッファアンプ４２の出力信号をダイオードＤのカソードに導き、ダイオードＤのアノードをキャパシタＣに接続すれば、Ｌ側ピーク検出回路が実現される。

図２５（ｂ）に示す振幅検出回路は、Ｈ側ピーク検出回路５２およびＬ側ピーク検出回路５３を有する。Ｈ側ピーク検出回路５２およびＬ側ピーク検出回路５３の構成は、上述した通りである。この場合、コントローラ１６は、Ｈ側ピーク検出回路５２およびＬ側ピーク検出回路５３により得られる振幅情報に基づいて入力振幅Ｖinを算出する。

図２５（ｃ）に示す振幅検出回路は、Ｈ側ピーク検出回路５２、Ｌ側ピーク検出回路５３、レベル検出回路５４を有する。この場合、コントローラ１６は、Ｈ側ピーク検出回路５２およびＬ側ピーク検出回路５３により得られる振幅情報を、レベル検出回路５４により得られるレベル情報で補正することで入力振幅Ｖinを算出する。

図２６（ａ）に示す振幅検出回路は、非反転入力信号および反転入力信号のそれぞれに対して、片側ピーク検出回路５１を有する。この場合、コントローラ１６は、双方の片側ピーク検出回路５１により得られる振幅情報を利用して入力振幅Ｖinを算出する。

図２６（ｂ）に示す振幅検出回路は、非反転入力信号および反転入力信号のそれぞれに対して図２５（ｂ）に示す構成（Ｈ側ピーク検出回路５２、Ｌ側ピーク検出回路５３）を有する。同様に、図２６（ｃ）に示す振幅検出回路は、非反転入力信号および反転入力信号のそれぞれに対して図２５（ｃ）に示す構成（Ｈ側ピーク検出回路５２、Ｌ側ピーク検出回路５３、レベル検出回路５４）を有する。

上述の実施例では、変調器１４の一例としてＥＡ変調器について説明したが、実施形態の光送信機はこれに限定されるものではない。すなわち、実施形態の光送信機は、ＥＡ変調器以外の変調器を有する構成であってもよい。この場合、光送信機は、駆動信号のクロスポイントと光出力波形のクロスポイントが異なる変調器を実装してもよい。また、光送信機は、駆動信号による印加電圧に対して光出力パワーが非線形特性を有する変調器を実装してもよい。

以上記載した各実施例を含む実施形態に関し、さらに以下の付記を開示する。なお、本発明は、以下の付記に限定されるものではない。
（付記１）
入力信号から駆動信号を生成する変調器駆動回路と、
前記駆動信号に応じて変調光信号を生成する変調器と、
前記入力信号の振幅である入力振幅を検出する振幅検出器と、
前記振幅検出器により検出される入力振幅に基づいて波形制御信号を生成するコントローラ、を備え、
前記変調器駆動回路は、前記波形制御信号に応じて前記駆動信号の波形を制御する
ことを特徴とする光送信機。

（付記２）
前記コントローラは、前記波形制御信号として前記入力振幅に基づいて決まるクロスポイント制御電圧を出力し、
前記変調器駆動回路は、前記クロスポイント制御電圧に応じて前記駆動信号のクロスポイントを制御する
ことを特徴とする付記１に記載の光送信機。

（付記３）
前記入力信号は、第１信号および第２信号を含む差動信号であり、
前記変調器駆動回路は、前記クロスポイント制御電圧に応じて、前記第１信号および前記第２信号の電圧レベル間のオフセットを調整する
ことを特徴とする付記２に記載の光送信機。

（付記４）
入力振幅を表す入力振幅データに対して、前記変調器により所望の光出力波形が得られるクロスポイント制御データを格納するメモリをさらに備え、
前記コントローラは、前記振幅検出器により検出される入力振幅に対応する入力振幅データを利用して前記メモリから対応するクロスポイント制御データを取得し、取得したクロスポイント制御データに基づいて前記クロスポイント制御電圧を生成する
ことを特徴とする付記２に記載の光送信機。

（付記５）
前記コントローラは、入力振幅に対して前記変調器により所望の光出力波形が得られるクロスポイント制御電圧を算出する演算式を利用して、前記振幅検出器により検出される入力振幅に対応するクロスポイント制御電圧を生成する
ことを特徴とする付記２に記載の光送信機。

（付記６）
前記変調器は、電界吸収型光変調器であり、
前記演算式は、入力振幅についての２次関数である
ことを特徴とする付記５に記載の光送信機。

（付記７）
前記２次関数は、３以上の異なる入力振幅に対してそれぞれ前記変調器により所望の光出力波形が得られるクロスポイント制御電圧を測定した結果を利用して決定される
ことを特徴とする付記６に記載の光送信機。

（付記８）
前記変調器は、電界吸収型光変調器であり、
前記演算式は、前記クロスポイント制御電圧に対する前記光出力波形のクロスポイント位置の変化の傾きの逆数を計算するための入力振幅についての２次関数、および前記クロスポイント制御電圧を計算するための前記傾きの逆数についての１次関数を含む
ことを特徴とする付記５に記載の光送信機。

（付記９）
前記振幅検出器は、前記入力信号のＨレベル側のピークまたはＬレベル側のピークの少なくとも一方を検出するピーク検出回路を含む
ことを特徴とする付記１の記載の光送信機。

（付記１０）
入力信号から駆動信号を生成する変調器駆動回路および前記駆動信号に応じて変調光信号を生成する変調器を備える光送信機において使用される光波形補償方法であって、
前記入力信号の振幅を検出し、
前記入力信号の振幅に基づいて前記駆動信号のクロスポイントを制御して前記変調光信号の波形を補償する
ことを特徴とする光波形補償方法。

（付記１１）
光送信機への入力信号の振幅を検出し、
前記入力信号の振幅に基づいてクロスポイント制御電圧を生成し、
前記入力信号から前記クロスポイント制御電圧でクロスポイントが制御された駆動信号を生成し、
変調器を利用して前記駆動信号に応じて光信号を生成する
ことを特徴とする光信号生成方法。

１０ 光送信機
１１ 信号分岐回路
１２ 変調器駆動回路
１３ 光源（ＬＤ）
１４ 変調器（ＥＡ変調器）
１５ 振幅検出回路
１６ コントローラ
１７ ＣＰＵ
１８ メモリ
４１ ピーク検出回路

Claims (7)

1. 入力信号から駆動信号を生成する変調器駆動回路と、
   前記駆動信号に応じて変調光信号を生成する変調器と、
   前記変調器駆動回路の入力側に設けられ、前記変調器駆動回路への入力信号の振幅である入力振幅を検出する振幅検出器と、
   前記振幅検出器により検出される入力振幅に基づいて波形制御信号を生成するコントローラ、を備え、
   前記変調器駆動回路は、前記波形制御信号に応じて前記駆動信号の波形を制御する
   ことを特徴とする光送信機。
2. 前記コントローラは、前記波形制御信号として前記入力振幅に基づいて決まるクロスポイント制御電圧を出力し、
   前記変調器駆動回路は、前記クロスポイント制御電圧に応じて前記駆動信号のクロスポイントを制御する
   ことを特徴とする請求項１に記載の光送信機。
3. 入力振幅を表す入力振幅データに対して、前記変調器により所望の光出力波形が得られるクロスポイント制御データを格納するメモリをさらに備え、
   前記コントローラは、前記振幅検出器により検出される入力振幅に対応する入力振幅データを利用して前記メモリから対応するクロスポイント制御データを取得し、取得したクロスポイント制御データに基づいて前記クロスポイント制御電圧を生成する
   ことを特徴とする請求項２に記載の光送信機。
4. 前記コントローラは、入力振幅に対して前記変調器により所望の光出力波形が得られるクロスポイント制御電圧を算出する演算式を利用して、前記振幅検出器により検出される入力振幅に対応するクロスポイント制御電圧を生成する
   ことを特徴とする請求項２に記載の光送信機。
5. 前記変調器は、電界吸収型光変調器であり、
   前記演算式は、入力振幅についての２次関数である
   ことを特徴とする請求項４に記載の光送信機。
6. 前記変調器は、電界吸収型光変調器であり、
   前記演算式は、前記クロスポイント制御電圧に対する前記光出力波形のクロスポイント位置の変化の傾きの逆数を計算するための入力振幅についての２次関数、および前記クロスポイント制御電圧を計算するための前記傾きの逆数についての１次関数を含む
   ことを特徴とする請求項４に記載の光送信機。
7. 入力信号から駆動信号を生成する変調器駆動回路および前記駆動信号に応じて変調光信号を生成する変調器を備える光送信機において使用される光波形補償方法であって、
   前記変調器駆動回路の入力側において、前記変調器駆動回路への入力信号の振幅を検出し、
   前記入力信号の振幅に基づいて前記駆動信号のクロスポイントを制御して前記変調光信号の波形を補償する
   ことを特徴とする光波形補償方法。