JP6413265B2 - 光変調器駆動回路 - Google Patents

Description

本発明は、パルス振幅変調方式の光変調器駆動回路に関するものである。

コアネットワークを構成する光伝送システムやデータセンタのサーバ間通信では、ＯＳＩ参照モデルの物理層において、電気信号−光信号間の相互変換と光信号の送受信を行う光トランシーバ（光送受信器）が多用されている。

光トランシーバは、一般に送信部（光送信器）と受信部（光受信器）とを有する。送信部は、電気信号を光信号に変換してその光信号を光ファイバに送出するために、光源となる半導体レーザと、光変調器と、駆動回路とを有する。光変調器は、半導体レーザから出力される連続光を、駆動電圧の増減に応じて変調する。駆動回路は、駆動電圧と、その基準電位となるバイアス電圧とを光変調器へ供給する。このような変調方式は、外部変調方式と呼ばれる。光トランシーバには、光伝送装置の小型化及び収容チャネルの高密度化の為に小型化・低消費電力化が要求されており、送信部には、半導体レーザと、電界吸収型の光変調器（Electro-Absorption Modulator；ＥＡＭ）とが一つのチップ内に集積されて成るＥＭＬ（Electro-absorption Modulated Laser）が使用される。

光トランシーバには、ＸＦＰ、ＱＳＦＰ＋、及びＣＦＰといったフォームファクタがあり、電気的光学的特性、ホスト装置との監視制御用通信、端子配置、外形形状等の規格がＭＳＡ（Multi Source Agreement）によって規定されている。現在、１００Ｇｂ通信用光トランシーバの規格としてＣＦＰが普及し始めている。ＣＦＰは、４波長のＷＤＭ（Wavelength Division Multiplexing）において各波長毎に約２５Ｇｂｐｓの光信号を送受信することで、約１００Ｇｂｐｓの伝送レートを実現するものである。しかしながら、最近では、１つの波長により１００Ｇｂｐｓ帯の伝送レートを実現し得る変調方式として、パルス振幅変調（Pulse Amplitude Modulation；ＰＡＭ）方式の検討が進められている。

特許文献１には、ＥＡＭに駆動電圧を与えてオン／オフ変調を行うための駆動回路が開示されている。ＥＡＭでは、入力される駆動電圧の変化に対して光出力パワーの強度変化が非線形なので、良好な波形品質の光出力信号を得るためには駆動電圧波形を調整する必要がある。また、特許文献２には、線形差動増幅回路が開示されている。線形差動増幅回路は、例えば光変調器の駆動回路において使用される。また、特許文献３には、光変調器の駆動回路が開示されている。

特許第３３３３１３３号公報 特開平１−２６１９０５号公報 特開２０１２−２１５６６２号公報

図１７は、例として、一つの信号強度（光パワー）が４つの論理レベルを有するＰＡＭ―４の伝送信号を説明するための図である。図１７（ａ）は、１シンボルに対して１ｂｉｔの信号を伝送する従来のＰＡＭ−２の伝送信号のアイパターンの例を示しており、図１７（ｂ）は、１シンボルに対して２ｂｉｔの信号を伝送するＰＡＭ−４伝送信号のアイパターンの例を示している。なお、これらの図において、横軸は時間（秒）を示しており、縦軸は信号強度に相当する光パワー（ｍＷ）を示している。図中の点Ａ１〜Ａ４は判別点である。図１７（ａ）に示されるように、ＰＡＭ−２伝送信号においては光パワーのパワーレベル（論理レベル）が０−Ｌｅｖｅｌと１−Ｌｅｖｅｌの２つであるため、判別点は一つ（点Ａ１）のみである。これに対し、図１７（ｂ）に示されるように、ＰＡＭ−４伝送信号においては光パワーのパワーレベル（論理レベル）が０−Ｌｅｖｅｌ〜３−Ｌｅｖｅｌの４つであるため、判別点は三つ（点Ａ２〜Ａ４）存在する。

例えば８０ｋｍ程度以下の光ファイバ長での光信号伝送においては、信号受信時のノイズは光パワーレベルに依存しない。従って、受信時の信号誤り率を小さくする為には、ＰＡＭ−４伝送信号の各パワーレベル間の振幅（図中のＢ１〜Ｂ３）を均等にするとよい。振幅Ｂ１〜Ｂ３が不均等である場合、振幅の小さいパワーレベル間の判別点での誤り率が増加するからである。

図１８は、ＰＡＭ−４における光出力信号とＥＡＭ駆動電圧信号との関係（入出力特性あるいは伝達特性）を示す図である。図１８において、（ａ）は、駆動電圧（横軸、単位Ｖ）と光出力パワー（縦軸、単位ｍＷ）との関係を示している。（ｂ）は、ＥＡＭに印加される駆動電圧信号のアイパターンである。（ｃ）は、ＥＡＭから出力される光出力信号のアイパターンである。図１８（ｃ）に示されるように、ＰＡＭ−４では、光出力信号において０−Ｌｅｖｅｌ〜３−Ｌｅｖｅｌの各パワーレベル間の間隔が均等に保たれることが好ましい。しかしながら、図１８（ａ）に示されるように、ＥＡＭでは駆動電圧の変化に対して光出力パワーが線形（直線状）ではなく非線形に変化する。従って、図１８（ｂ）に示されるように、駆動電圧信号においては、０−Ｌｅｖｅｌ〜３−Ｌｅｖｅｌの各電圧レベル（論理レベル）間の間隔Ｂ４〜Ｂ６は不均等となる。なお、このように不均等になるのは、ＥＡＭの入出力特性（伝達特性）が非線形であるためで、一般に、ＥＡＭ以外の光変調器であっても入出力特性が非線形性を有する場合には同様の設定が必要となる。また、論理レベルの数がさらに多い場合、例えばＰＡＭ−８（０−Ｌｅｖｅｌ〜７−Ｌｅｖｅｌ）あるいはＰＡＭ−１６（０−Ｌｅｖｅｌ〜１５−Ｌｅｖｅｌ）の場合についても同じ理由によって各電圧レベル間の振幅は不均等となる。

図１９は、ＥＡＭを駆動するための回路構成の一例を示す図である。この駆動回路１００は、線形増幅を行う差動増幅回路によって構成され、アンプ１０１と、アンプ１０１の２つの入力端にそれぞれ接続された端子１０２，１０３と、アンプ１０１の出力端に接続された端子１０９とを有する。端子１０２及び１０３は、それぞれＡＣ結合用のキャパシタ１０４及び１０５を介して、例えばＤ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）１１２に接続されている。端子１０２には、差動入力信号の正相成分ＶｉｎＰがＤＡＣ１１２から入力される。端子１０３には、差動入力信号の逆相成分ＶｉｎＮがＤＡＣ１１２から入力される。駆動回路１００とＤＡＣ１１２とが例えば特性インピーダンス５０オームの伝送線路を介して結合される場合、アンプ１０１と端子１０２との間の配線は、インピーダンス整合のための抵抗１０６、例えば５０Ωを介してバイアス電位線１０８に接続される。同様に、アンプ１０１と端子１０３との間の配線は、インピーダンス整合のための抵抗１０７、例えば５０Ωを介してバイアス電位線１０８に接続される。この駆動回路１００において、アンプ１０１に入力される差動入力信号Ｖｉｎは、正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮによって次の数式（１）のように表される。
Ｖｉｎ＝ＶｉｎＰ−ＶｉｎＮ ・・・（１）

図２０（ａ）は、アンプ１０１の入出力特性（伝達特性ともいう）の典型例を示すグラフである。この入出力特性は、差動入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとが比例する線形領域Ｃ１と、差動入力電圧Ｖｉｎが変化しても出力電圧Ｖｏｕｔがほとんど変化しない飽和領域Ｃ２，Ｃ３とを含んでいる。駆動回路１００は、このうち線形領域Ｃ１を使用して差動入力信号Ｖｉｎの増幅を行い、駆動電圧信号Ｖｏｕｔを出力する。また、飽和領域Ｃ２，Ｃ３に差動入力信号Ｖｉｎが掛かってしまうと駆動電圧信号Ｖｏｕｔの波形に歪が生じるので、そのような事態を回避するために、線形領域Ｃ１と飽和領域Ｃ２，Ｃ３との間にはマージンとしてバックオフ電圧ＶｂａｃｋｏｆｆＨ，ＶｂａｃｋｏｆｆＬが設定される。図２０（ｂ）には、線形領域Ｃ１の範囲内で割り当てられたＰＡＭ−４用駆動電圧信号のアイパターンが示されている。この駆動電圧信号の振幅Ｖｏｕｔａｍｐは、アンプ１０１の最大電圧振幅Ｖｏｕｔｌｉｍｉｔからバックオフ電圧ＶｂａｃｋｏｆｆＨ及びＶｂａｃｋｏｆｆＬを差し引いた電圧範囲内において設定される。振幅Ｖｏｕｔａｍｐは、例えば２．０Ｖｐｐである。

上記のような線形駆動回路では、ＤＡＣ１１２からの差動入力信号Ｖｉｎを歪なく増幅して駆動電圧信号Ｖｏｕｔを生成することにより、各論理レベル間の出力振幅が均等に揃ったＰＡＭ−４光出力信号が得られる。その為には、振幅Ｖｏｕｔａｍｐは線形領域Ｃ１に含まれることが求められ、温度変化、電源電圧変動、制御誤差、製造誤差といった各種の変動や誤差に対して線形領域Ｃ１での駆動を保証する為に、上記のバックオフ電圧ＶｂａｃｋｏｆｆＨ及びＶｂａｃｋｏｆｆＬが必要となるのである。バックオフ電圧ＶｂａｃｋｏｆｆＨ及びＶｂａｃｋｏｆｆＬの大きさとしては、それぞれ例えば最大振幅Ｖｏｕｔａｍｐの１５％が好適である。

しかしながら、図１８（ｂ）に示されるような各論理レベル間の振幅Ｂ４〜Ｂ６が互いに異なるＰＡＭ−４用の信号を増幅する場合には、図２１に示されるようにバックオフ電圧ＶｂａｃｋｏｆｆＨ及びＶｂａｃｋｏｆｆＬが互いに等しい値とはならず、例えば一方を振幅Ｖｏｕｔａｍｐの１５％とした場合、他方は１５％を大きく上回る値（例えば振幅Ｖｏｕｔａｍｐの３０％）となる。アンプ１０１の最大電圧振幅Ｖｏｕｔｌｉｍｉｔは、振幅Ｖｏｕｔａｍｐ、バックオフ電圧ＶｂａｃｋｏｆｆＨ及びＶｂａｃｋｏｆｆＬの総和よりも大きい必要があるので、バックオフ電圧ＶｂａｃｋｏｆｆＨ及びＶｂａｃｋｏｆｆＬの一方が振幅Ｖｏｕｔａｍｐの１５％から３０％に増加した場合、アンプ１０１の最大電圧振幅Ｖｏｕｔｌｉｍｉｔは１２％増加する。これは、アンプ１０１の出力段の消費電力が１２％増加することに相当する。

ここで、各論理レベル間の振幅Ｂ４〜Ｂ６が互いに異なるＰＡＭ−４用の信号を増幅する場合にバックオフ電圧ＶｂａｃｋｏｆｆＨ及びＶｂａｃｋｏｆｆＬの一方が増加する理由について詳細に説明する。図２２は、（ａ）差動入力信号の正相成分ＶｉｎＰ、（ｂ）逆相成分ＶｉｎＮ、（ｃ）差動入力信号Ｖｉｎ、及び（ｄ）駆動電圧信号Ｖｏｕｔについて、無信号時平衡電位Ｅ１を互いに一致させて示すアイパターンである。駆動電圧信号Ｖｏｕｔの各論理レベル間の間隔を不均等な波形とする場合、各論理レベルの発生頻度が等しいと仮定すると、図２２（ａ）及び図２２（ｂ）に示されるように、無信号時平衡電位Ｅ１に対して正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの各振幅の中心位置にずれ（オフセット）が生じる。なお、このオフセットはＤＡＣ１１２と駆動回路１００の端子１０２、１０３とがそれぞれキャパシタ１０４及び１０５を介してＡＣ結合によって接続されている場合に起こり得る現象である。

すなわち、図２２（ａ）に示されるように、正相成分ＶｉｎＰのピーク電位及びボトム電位と無信号時平衡電位Ｅ１との電位差は、駆動電圧信号Ｖｏｕｔの振幅Ｖｏｕｔａｍｐを１００％としたときそれぞれ２１．２５％及び２８．７５％となり、正相成分ＶｉｎＰの振幅の中心位置が無信号時平衡電位Ｅ１から電圧減少方向に３．７５％ずれる。同様に、図２２（ｂ）に示されるように、逆相成分ＶｉｎＮのピーク電位及びボトム電位と無信号時平衡電位Ｅ１との電位差は、振幅Ｖｏｕｔａｍｐを１００％としたときそれぞれ２８．７５％及び２１．２５％となり、逆相成分ＶｉｎＮの振幅の中心位置が無信号時平衡電位Ｅ１から電圧増加方向に３．７５％ずれる。なお、ここで、線形増幅回路の利得は１とし、すなわち、｜Ｖｉｎａｍｐ|=|Ｖｏｕｔａｍｐ|=１００％と想定する。従って、上記式（１）で示される差動入力信号Ｖｉｎにおいては、図２２（ｃ）に示されるように、ピーク電位及びボトム電位と無信号時平衡電位Ｅ１との電位差が、振幅Ｖｏｕｔａｍｐを１００％としたときそれぞれ４２．５％及び５７．５％となり、振幅の中心位置が無信号時平衡電位Ｅ１から電圧減少方向に７．５％ずれることとなる。このため、駆動電圧信号Ｖｏｕｔにおいては、図２２（ｄ）に示されるように、線形駆動回路の最大電圧振幅Ｖｏｕｔｌｉｍｉｔの中心電位（無信号時平衡電位Ｅ１と等しい）から駆動電圧信号Ｖｏｕｔの振幅の中心電位がずれるので、バックオフ電圧ＶｂａｃｋｏｆｆＬを振幅Ｖｏｕｔａｍｐの１５％に設定するとバックオフ電圧ＶｂａｃｋｏｆｆＨが振幅Ｖｏｕｔａｍｐの３０％となり、最大電圧振幅Ｖｏｕｔｌｉｍｉｔとして振幅Ｖｏｕｔａｍｐの１４５％が必要となる。言い換えれば、線形駆動回路の最大電圧振幅Ｖｏｕｔｌｉｍｉｔに対して、駆動電圧信号Ｖｏｕｔの振幅Ｖｏｕｔａｍｐは６９％（１．４５の逆数）程度にしかならない。しかしながら、駆動電圧信号Ｖｏｕｔとして使用されない残りの３１％についても電力が消費されるので、消費電力の無駄が発生してしまう。

本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、消費電力を低減することができる光変調器駆動回路を提供することを目的とする。

上述した課題を解決するために、本発明による光変調器駆動回路は、少なくとも３つの電圧レベルを有する差動入力信号に応じて光変調器の駆動信号を出力する駆動回路であって、前記差動入力信号の正相成分及び逆相成分がそれぞれ入力され、該正相成分と該逆相成分との差分に応じて電圧振幅が増減する前記駆動信号を出力する第１の差動増幅回路と、前記正相成分および前記逆相成分のそれぞれのピーク電位が互いに一致するように前記正相成分及び前記逆相成分のそれぞれの直流電位を調整する調整回路と、を備える。

本発明による光変調器駆動回路によれば、消費電力を低減することができる。

図１は、本発明の一実施形態に係る光変調器駆動回路を備える光送信モジュールの構成を概略的に示す図である。 図２は、本実施形態の光変調器駆動回路の構成を概略的に示す図である。 図３は、差動増幅アンプの詳細な構成例を示す回路図である。 図４は、ピーク検出回路の構成例を示す回路図である。 図５は、ディスチャージ部を構成するスイッチ素子の例を示す図である。 図６は、フィードバック回路の構成の一例を示す回路図である。 図７（ａ）及び図７（ｂ）は、それぞれ正相成分及び逆相成分のアイパターンを示す図である。図７（ｃ）は、差動入力信号のアイパターンを示す図である。図７（ｄ）は、駆動電圧信号のアイパターンを示す図である。 図８は、第１変形例に係る光変調器駆動回路の構成を概略的に示す図である。 図９は、ボトム検出回路の構成例を示す回路図である。 図１０は、第２変形例に係る光変調器駆動回路の構成を概略的に示す図である。 図１１は、第３変形例に係る光変調器駆動回路の構成を概略的に示す図である。 図１２は、第４変形例に係る光変調器駆動回路の構成を概略的に示す図である。 図１３は、第５変形例に係る光変調器駆動回路の構成を概略的に示す図である。 図１４は、第６変形例に係る光変調器駆動回路の構成を概略的に示す図である。 図１５は、第７変形例に係る光変調器駆動回路の構成を概略的に示す図である。 図１６は、第８変形例として、フィードバック回路の構成を示す回路図である。 図１７は、ＰＡＭ−４伝送信号を説明するための図である。図１７（ａ）は、１シンボルに対して１ｂｉｔの信号を伝送する従来のＰＡＭ−２伝送信号のアイパターンの例を示している。図１７（ｂ）は、１シンボルに対して２ｂｉｔの信号を伝送するＰＡＭ−４伝送信号のアイパターンの例を示している。 図１８は、ＰＡＭ−４における光出力信号とＥＡＭ駆動電圧信号との関係を示す図である。 図１９は、ＥＡＭを駆動するための回路の一例を示す図である。 図２０（ａ）は、アンプの入出力特性の典型例を示すグラフである。図２０（ｂ）は、線形領域の範囲内で割り当てられたＰＡＭ−４用駆動電圧信号のアイパターンを示す図である。 図２１（ａ）は、アンプの入出力特性の典型例を示すグラフである。図２１（ｂ）は、線形領域の範囲内で割り当てられたＰＡＭ−４用駆動電圧信号のアイパターンを示す図である。 図２２は、（ａ）差動入力信号の正相成分、（ｂ）逆相成分、（ｃ）差動入力信号、及び（ｄ）駆動電圧信号について、無信号時平衡電位を互いに一致させて示すアイパターンである。 図２３は、（ａ）ＰＡＭ−４伝送信号の過渡応答表示による電圧波形、（ｂ）ＰＡＭ−４伝達信号のアイパターン表示による電圧波形を示す図である。

［本願発明の実施形態の説明］
最初に、本願発明の実施形態の内容を列記して説明する。（１）本願発明による光変調器駆動回路は、少なくとも３つの電圧レベルを有する差動入力信号に応じて光変調器の駆動信号を出力する駆動回路であって、差動入力信号の正相成分及び逆相成分がそれぞれ入力され、該正相成分と該逆相成分との差分に応じて電圧振幅が増減する駆動信号を出力する第１の差動増幅回路と、正相成分および逆相成分のそれぞれのピーク電位が互いに一致するように正相成分及び逆相成分のそれぞれの直流電位を調整する調整回路と、を備える。

この光変調器駆動回路では、調整回路によって、正相成分及び逆相成分の直流電位（平均電位）の調整が可能である。これにより、正相成分及び逆相成分のそれぞれのピーク電位が互いに近づくように調整されることができ、そのような調整によって、正相成分及び逆相成分の各振幅の中心位置のずれ（オフセット）を低減することができる。その結果、駆動電圧信号において、第１の差動増幅回路の最大電圧振幅の中心電位（無信号時平衡電位に等しい）からの駆動電圧信号の振幅の中心電位のずれが低減されるので、バックオフ電圧の増加を抑えることができる。従って、この光変調器駆動回路によれば、第１の差動増幅回路の最大電圧振幅に占める駆動電圧信号の振幅の割合を高めることができるので、消費電力を低減することができる。

（２）光変調器駆動回路は、正相成分のピーク電位に応じて正相電位信号を出力する正相電位検出部と、逆相成分のピーク電位に応じて逆相電位信号を出力する逆相電位検出部と、を更に備え、調整回路は、正相電位信号と逆相電位信号との差分に基づいて正相成分及び逆相成分のそれぞれの直流電位を調整してもよい。

この光変調器駆動回路では、調整回路によって、正相成分及び逆相成分の各ピーク電位が互いに近づくように調整されるので、正相成分及び逆相成分の各振幅の中心位置のずれ（オフセット）を低減することができる。その結果、駆動電圧信号において、第１の差動増幅回路の最大電圧振幅の中心電位（無信号時平衡電位）からの駆動電圧信号の振幅の中心電位のずれが低減されるので、バックオフ電圧の増加を抑えることができる。従って、この光変調器駆動回路によれば、第１の差動増幅回路の最大電圧振幅に占める駆動電圧信号の振幅の割合を高めることができるので、消費電力を低減することができる。

（３）光変調器駆動回路において、調整回路は、正相電位信号及び逆相電位信号がそれぞれ入力され、正相電位信号と逆相電位信号との差分に応じて振幅が増減する正相出力信号及び逆相出力信号を出力する第２の差動増幅回路を有し、正相出力信号用いて正相成分の直流電位を調整するとともに、逆相出力信号を用いて逆相成分の直流電位を調整してもよい。これにより、調整回路を好適に実現することができる。

（４）光変調器駆動回路は、正相成分を伝達する正相側配線に接続された一端と、定電位線に接続された他端とを有する第１の抵抗と、逆相成分を伝達する逆相側配線に接続された一端と、定電位線に接続された他端とを有する第２の抵抗とを更に備え、調整回路は、第１の抵抗と直列に接続された第１の電流源と、第２の抵抗と直列に接続された第２の電流源とを有し、正相出力信号に応じて第１の電流源を流れる電流量を増減させ、逆相出力信号に応じて第２の電流源を流れる電流量を増減させてもよい。これにより、調整回路を更に好適に実現することができる。

（５）調整回路は、正相成分のピーク電位が逆相成分のピーク電位よりも低い場合に、第１の電流源の電流量を減少させるとともに、第２の電流源の電流量を増加させ、正相成分のピーク電位が逆相成分のピーク電位よりも高い場合に、第１の電流源の電流量を増加させるとともに、第２の電流源の電流量を減少させてもよい。これにより、正相成分及び逆相成分の各直流電位を好適に調整することができる。

（６）正相電位検出部は、正相成分のピーク電位に代えて、正相成分のボトム電位に応じて正相電位信号を出力し、逆相電位検出部は、逆相成分のピーク電位に代えて、逆相成分のボトム電位に応じて逆相電位信号を出力してもよい。このような場合であっても、正相成分及び逆相成分の各直流電位を好適に調整することができる。

（７）光変調器駆動回路は、第１の差動増幅回路の前段に接続された第３の差動増幅回路を更に備え、正相電位検出部は、第３の差動増幅回路から出力される差動入力信号の正相成分を入力し、逆相電位検出部は、第３の差動増幅回路から出力される差動入力信号の逆相成分を入力し、調整回路は、第３の差動増幅回路に入力される差動入力信号の正相成分及び逆相成分のそれぞれの直流電位を調整してもよい。このような構成であっても、上述した光変調器駆動回路の効果を好適に得ることができる。

（８）調整回路は、正相電位信号のＡ／Ｄ変換を行う正相用Ａ／Ｄ変換部と、逆相電位信号のＡ／Ｄ変換を行う逆相用Ａ／Ｄ変換部と、Ａ／Ｄ変換後の正相電位信号に基づいて正相成分の直流電位を調整するための正相電位調整信号を生成し、Ａ／Ｄ変換後の逆相電位信号に基づいて逆相成分の直流電位を調整するための逆相電位調整信号を生成するディジタル演算部と、正相電位調整信号のＤ／Ａ変換を行う正相用Ｄ／Ａ変換部と、逆相電位調整信号のＤ／Ａ変換を行う逆相用Ｄ／Ａ変換部と、を有し、Ｄ／Ａ変換後の正相電位調整信号を用いて正相成分の直流電位を調整するとともに、Ｄ／Ａ変換後の逆相電位調整信号を用いて逆相成分の直流電位を調整してもよい。このような構成であっても、調整回路を好適に実現することができる。

［本願発明の実施形態の詳細］
本発明の実施形態に係る光変調器駆動回路の具体例を、以下に図面を参照しつつ説明する。なお、本発明はこれらの例示に限定されるものではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。以下の説明では、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

図１は、本発明の一実施形態に係る光変調器駆動回路を備える光送信モジュールの構成を概略的に示す図である。図１に示されるように、本実施形態の光送信モジュール１Ａは、レーザダイオード３と、電界吸収型の光変調器（以下、ＥＡ変調器と称する）５と、光変調器駆動回路１０Ａとを備える。レーザダイオード３は、送信光の波長帯域に含まれる所定波長の連続光（ＣＷ光）を出力する。レーザダイオード３のアノードは、例えば光送信モジュール１Ａのバイアス端子７を介してバイアス電圧Ｖｂｉａｓが印加され、レーザダイオード３のカソードは低電位線１８に接続される。なお、ＥＭＬの仕様上、レーザダイオード３のカソードとＥＡ変調器５のカソードとを共通の電位にする必要がある場合には、バイアス電圧Ｖｂｉａｓは定電位線１８の電圧Ｖｃｃよりも大きい電圧を使用する。しかし、レーザダイオード３のカソードとＥＡ変調器５のカソードとを別々の電位として良い場合には、例えば、レーザダイオードのカソードを接地してバイアス電圧Ｖｂｉａｓは電圧Ｖｃｃよりも小さい正電圧を使用する変形例も可能である。ＥＡ変調器５は、レーザダイオード３から出力された連続光を変調することにより、パルス変調された送信光を生成する。ＥＡ変調器５のカソードは定電位線１８に接続されており、ＥＡ変調器５のアノードには、光変調器駆動回路１０Ａから伝送線路８を介して駆動電圧信号Ｖｏｕｔが印加される。高周波成分の反射を抑制するために、伝送線路８の特性インピーダンスとインピーダンス整合をとるためにＥＡ変調器５と並列に抵抗１９が接続される。抵抗１９の値は伝送線路８の特性インピーダンスと同じ、例えば５０Ωである。なお、光変調器は電界吸収型ではなく、原理的に入出力特性（伝達特性）が非線形性を有する光変調器であっても良い。

光変調器駆動回路１０Ａは、差動入力信号Ｖｉｎに応じて増減する、パルス振幅変調のための駆動電圧信号ＶｏｕｔをＥＡ変調器５に提供する。光変調器駆動回路１０Ａは、線形駆動回路である差動増幅アンプ１１（第１の差動増幅回路）を有する。差動増幅アンプ１１の非反転入力端１１ａ及び反転入力端１１ｂそれぞれには、光送信モジュール１Ａの信号入力端子９ａ，９ｂそれぞれを介して、差動入力信号Ｖｉｎの正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮそれぞれが入力される。差動増幅アンプ１１の出力端１１ｃは、正相成分ＶｉｎＰと逆相成分ＶｉｎＮとの差分に応じて増減する駆動電圧信号Ｖｏｕｔを出力する。差動増幅アンプ１１のゲインは、例えば１（すなわち、｜Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ｜＝１）である。

図２は、本実施形態の光変調器駆動回路１０Ａの構成を概略的に示す図である。図２に示されるように、光変調器駆動回路１０Ａは、上述した差動増幅アンプ１１に加えて、Ｐ側ピーク検出回路１２（正相電位検出部）と、Ｎ側ピーク検出回路１３（逆相電位検出部）と、フィードバック回路（調整回路）１４とを備える。Ｐ側ピーク検出回路１２は、正相成分ＶｉｎＰのピーク電位を検出し、該ピーク電位に応じて増減する正相電位信号ＳＰ１を出力する。Ｎ側ピーク検出回路１３は、逆相成分ＶｉｎＮのピーク電位を検出し、該ピーク電位に応じて増減する逆相電位信号ＳＮ１を出力する。

フィードバック回路１４は、正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮのピーク電位が互いに近づくように、正相電位信号ＳＰ１と逆相電位信号ＳＮ１との差分に基づいて正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成ＶｉｎＮの各直流電位（バイアス電位）を調整する。本実施形態のフィードバック回路１４は、正相電位信号ＳＰ１及び逆相電位信号ＳＮ１の差動増幅を行う差動増幅アンプ１５（第２の差動増幅回路）を有する。フィードバック回路１４は、差動増幅アンプ１５の正相側出力（正相出力信号）ＳＰ２を用いて正相成分ＶｉｎＰの直流電位（バイアス電位）を調整するとともに、差動増幅アンプ１５の逆相側出力（逆相出力信号）ＳＮ２を用いて逆相成分ＶｉｎＮの直流電位（バイアス電位）を調整する。なお、フィードバック回路１４は、本実施形態において、正相成分ＶｉｎＰのピーク電位及び逆相成分ＶｉｎＮの各直流電位（バイアス電位）を調整するための調整回路を構成する。フィードバック回路１４の動作帯域は例えば数１００ｋＨｚ以下に設定され、差動入力信号Ｖｉｎの動作帯域あるいは変調レート、例えば２５Ｇｂｐｓよりも各段に低速である。

図３は、差動増幅アンプ１１の詳細な構成例を示す回路図である。図３に示されるように、この差動増幅アンプ１１は、前段のプリアンプ部１６と、後段のメインアンプ部１７とを有する。プリアンプ部１６の非反転入力端１６ａ及び反転入力端１６ｂそれぞれには、正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮそれぞれが入力される。プリアンプ部１６の非反転出力端１６ｃ及び反転出力端１６ｄそれぞれは、増幅後の正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮそれぞれを出力する。なお、プリアンプ部１６の出力振幅はメインアンプ部１７の出力振幅の数分の一と小さい。従って、差動増幅アンプ１１の消費電力は、主にメインアンプ部１７の消費電力に依存する。

メインアンプ部１７は、ＮＰＮ型の一対のトランジスタ１７ａ，１７ｂを含む差動トランジスタ対を有する。一方のトランジスタ１７ａの制御端子（ベース）には、プリアンプ部１６の非反転出力端１６ｃから正相成分ＶｉｎＰが入力される。他方のトランジスタ１７ｂの制御端子（ベース）には、プリアンプ部１６の反転出力端１６ｄから逆相成分ＶｉｎＮが入力される。トランジスタ１７ａ及び１７ｂの各一方の制御端子（コレクタ）は、それぞれ抵抗１７ｃ，１７ｄを介して定電位線１８に接続されている。一実施例では、抵抗１７ｃ，１７ｄの抵抗値は共に５０Ωである。定電位線１８の電位は、例えば３．３Ｖである。トランジスタ１７ａ及び１７ｂの各他方の制御端子（エミッタ）は、それぞれ抵抗１７ｆ，１７ｇを介して定電流源１７ｈに接続されている。定電流源１７ｈの電流量は、例えば５２ｍＡである。トランジスタ１７ｂの一方の制御端子（コレクタ）の電圧は、差動増幅アンプ１１からの出力電圧（駆動電圧信号Ｖｏｕｔ）として出力される。なお、メインアンプ部１７の最大電圧振幅Ｖｏｕｔｌｉｍｉｔは、例えば５０Ω×５２ｍＡ＝２．６Ｖｐｐである。そして、バックオフ電圧ＶｂａｃｋｏｆｆＨ及びＶｂａｃｋｏｆｆＬそれぞれを振幅Ｖｏｕｔａｍｐの１５％とすると、メインアンプ部１７の振幅Ｖｏｕｔａｍｐは２．０Ｖｐｐとなり、差動増幅アンプ１１のゲインが１であるとき正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの振幅はそれぞれ１．０Ｖｐｐとなる。また、駆動電圧信号Ｖｏｕｔの中心電位は、３．３Ｖ−１．３Ｖ（最大電圧振幅Ｖｏｕｔｌｉｍｉｔの６５％）＝２．０Ｖとなる。なお、トランジスタ１７ａ，１７ｂはＮチャネル型ＦＥＴ等であっても良い。

図４は、Ｐ側ピーク検出回路１２及びＮ側ピーク検出回路１３として好適なピーク検出回路の構成例を示す回路図である。図４に示されるピーク検出回路２０Ａは、オペアンプ２１と、ホールド部２２と、ディスチャージ部２３と、バッファ部２４とを有する。ホールド部２２は、ダイオード２２ａ、キャパシタ２２ｂ、及びノードＮ１を含む。ノードＮ１は、ダイオード２２ａのカソード及びキャパシタ２２ｂの一方の電極と接続され、且つバッファ部２４の入力端に接続されている。キャパシタ２２ｂの他方の電極は接地電位線Ｇに接続されている。

オペアンプ２１の非反転入力端２１ａには、正相成分ＶｉｎＰ（Ｐ側ピーク検出回路１２の場合）又は逆相成分ＶｉｎＮ（Ｎ側ピーク検出回路１３の場合）が入力される。オペアンプ２１の反転入力端２１ｂは、ホールド部２２のノードＮ１と接続されている。オペアンプ２１の出力端２１ｃは、ホールド部２２のダイオード２２ａのアノードと接続されている。このような構成において、ノードＮ１の電位は、正相成分ＶｉｎＰ又は逆相成分ＶｉｎＮのピーク電位に保持される。この電位は、バッファ部２４を介して、正相電位信号ＳＰ１又は逆相電位信号ＳＮ１として出力される。なお、ディスチャージ部２３は、例えばノードＮ１と接地電位線Ｇとの間に接続されたスイッチ素子２３ａによって構成され、キャパシタ２２ｂの放電（すなわちリセット）を行うために設けられる。スイッチ素子２３ａは、図５（ａ）に示されるＦＥＴ２４ａであってもよく、図５（ｂ）に示されるバイポーラトランジスタ２４ｂであってもよい。例えば、リセット信号をＳＲとした場合、リセット信号ＳＲをＦＥＴ２４ａのゲートあるいはバイポーラトランジスタ２４ｂのベースに入力し、ハイレベルを入力してスイッチが閉じて放電を行うようにし、ローレベルを入力してスイッチを開放してリセット（放電）を解除するように構成することができる。なお、図４のピーク検出回路は一例であって、他の回路構成によって同じようにビーク電位の検出を行うピーク検出回路を代わりに使用してもよい。

図６は、フィードバック回路１４の構成の一例を示す回路図である。図６に示されるように、このフィードバック回路１４は、前述した差動増幅アンプ１５に加えて、抵抗３１ａ及び３１ｂ、並びに可変電流源３２ａ及び３２ｂを有する。抵抗３１ａ及び３１ｂは、インピーダンス整合のための抵抗である。抵抗３１ａ（第１の抵抗）は、正相成分ＶｉｎＰを伝達する正相側配線３３ａに接続された一端と、定電位線（バイアス電位線）３４に接続された他端とを有する。抵抗３１ｂ（第２の抵抗）は、逆相成分ＶｉｎＮを伝達する逆相側配線３３ｂに接続された一端と、定電位線（バイアス電位線）３４に接続された他端とを有する。

抵抗３１ａ及び３１ｂそれぞれの抵抗値は、例えば５０Ωである。可変電流源３２ａは、抵抗３１ａと直列に接続された第１の電流源であって、抵抗３１ａと接地電位線Ｇとの間に設けられている。可変電流源３２ｂは、抵抗３１ｂと直列に接続された第２の電流源であって、抵抗３１ｂと接地電位線Ｇとの間に設けられている。可変電流源３２ａを流れる電流量は、差動増幅アンプ１５の非反転出力端１５ａから出力される正相側出力ＳＰ２に応じて増減する。可変電流源３２ｂを流れる電流量は、差動増幅アンプ１５の反転出力端１５ｂから出力される逆相側出力ＳＮ２に応じて増減する。

このフィードバック回路１４において、正相側出力ＳＰ２の電圧値が大きくなると（すなわち正相成分ＶｉｎＰのピーク電圧と逆相成分ＶｉｎＮのピーク電圧との差が大きくなると）、可変電流源３２ａを流れる電流量は増加し、一方で、正相側出力ＳＰ２の相補信号である逆相側出力ＳＮ２の電圧値は小さくなるため、可変電流源３２ｂを流れる電流量は減少する。従って、抵抗３１ａにおける電圧降下量が大きくなって正相成分ＶｉｎＰの直流電圧（バイアス電位）が下降し、また、抵抗３１ｂにおける電圧降下量が小さくなって逆相成分ＶｉｎＮの直流電圧（バイアス電位）が上昇する。その結果、正相成分ＶｉｎＰのピーク電圧は下降し、逆相成分ＶｉｎＮのピーク電圧は上昇して双方の差異が小さくなる。なお、可変電流源３２ａ，３２ｂは例えば電圧制御電流源を使用することができる。

以上の構成を備える本実施形態の光変調器駆動回路１０Ａによって得られる効果について説明する。前述したように、図１９に示された光変調器駆動回路１００では、無信号時平衡電位に対して正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの各振幅の中心位置にずれ（オフセット）が生じる。これは、前述した通り、各論理レベル間の振幅が不均等であるために、各成分の平均電位（直流電位）がそれぞれの振幅の中心位置とは異なるために生じる。従って、図２２（ｃ）に示されるように、差動入力信号Ｖｉｎにおいて、ピーク電位及びボトム電位と無信号時平衡電位Ｅ１との電位差が、振幅を１００％としたときそれぞれ４２．５％及び５７．５％となり、振幅の中心位置が無信号時平衡電位Ｅ１から電圧減少方向に７．５％ずれる。このため、図２２（ｄ）に示されるように、駆動電圧信号Ｖｏｕｔにおいては、アンプ１０１の最大電圧振幅の中心電位から駆動電圧信号Ｖｏｕｔの振幅の中心電位がずれるので、一方のバックオフ電圧が増大し、最大電圧振幅が大きくなってしまう。言い換えれば、アンプ１０１の最大出力振幅（１４５％）に占める駆動電圧信号Ｖｏｕｔの振幅（１００％）の割合が小さくなり、消費電力の無駄が発生してしまう。

上記の課題に対し、本実施形態の光変調器駆動回路１０Ａでは、調整回路（フィードバック回路１４）によって、正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの各直流電位（バイアス電位）の調整が可能である。従って、正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの各ピーク電位が互いに近づくように調整することができ、そのような調整によって、図７（ａ）及び図７（ｂ）に示されるように、正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの各最大振幅の中心位置のずれ（オフセット）を低減することができる。従って、図７（ｃ）に示されるように、差動入力信号Ｖｉｎにおいて、ピーク電位及びボトム電位と無信号時平衡電位Ｅ１との電位差が、差動入力信号Ｖｉｎの振幅Ｖｉｎａｍｐを１００％としたときそれぞれ５０．０％に近づくので、振幅の中心位置が無信号時平衡電位Ｅ１に近づく（好適には略一致する）。その結果、図７（ｄ）に示されるように、駆動電圧信号Ｖｏｕｔにおいて、差動増幅アンプ１１の最大電圧振幅Ｖｏｕｔｌｉｍｉｔの中心電位（すなわち無信号時平衡電位Ｅ１）からの駆動電圧信号Ｖｏｕｔの振幅の中心電位のずれが低減されるので、バックオフ電圧の増大を抑えることができる。例えば、図７（ｄ）に示される例では、バックオフ電圧が、図２２（ｄ）に対して１５％低減されている。従って、本実施形態の光変調器駆動回路１０Ａによれば、差動増幅アンプ１１の最大電圧振幅Ｖｏｕｔｌｉｍｉｔに占める駆動電圧信号Ｖｏｕｔの振幅Ｖｏｕｔａｍｐの割合を高めることができるので、振幅Ｖｏｕｔａｍｐを基準に考えれば差動増幅アンプ１１の最大電圧振幅Ｖｏｕｔｌｉｍｉｔを小さくすることが可能となる。そして、差動増幅アンプ１１の最大電圧振幅Ｖｏｕｔｌｉｍｉｔは、差動増幅アンプ１１の消費電力とほぼ比例する。すなわち、本実施形態の光変調器駆動回路１０Ａによれば、消費電力を低減することができる。

なお、差動増幅アンプ１１の出力段（メインアンプ部１７）の消費電力Ｗは、図３に示された定電流源１７ｈの電流Ｉｅｅと、定電位線１８と接地電位との電位差Ｖｃｃとの積（Ｉｅｅ×Ｖｃｃ）によって表される。電位差Ｖｃｃは、例えばメインアンプ部１７を構成する各トランジスタ１７ａ，１７ｂおよび電流源１７ｈに必要とされる最低動作電圧と駆動電圧信号Ｖｏｕｔの最大振幅との和により決定される。電流Ｉｅｅは、例えば差動増幅アンプ１１の最大電圧振幅と出力抵抗とに基づいて決定される。すなわち、差動増幅アンプ１１の最大電圧振幅をＶｏｕｔｌｉｍｉｔとし、抵抗１７ｄの抵抗値をＲｏｕｔとし、ＥＡ変調器５とその終端抵抗との並列抵抗値をＲｅａｍとすると、Ｉｅｅ＝Ｖｏｕｔｌｉｍｉｔ／（Ｒｏｕｔ／／Ｒｅａｍ）として表される。抵抗値Ｒｏｕｔおよび並列抵抗値Ｒｅａｍは、ＥＡ変調器５の動作帯域および伝送線路の特性インピーダンスとのインピータンス整合を考慮して決定される。例えば、２８Ｇｂａｕｄで使用される場合、抵抗値Ｒｏｕｔおよび並列抵抗値Ｒｅａｍは共に５０オームであり、これらの並列抵抗値（Ｒｏｕｔ／／Ｒｅａｍ）は２５オームである。このように、差動増幅アンプ１１の出力段の消費電力は、出力振幅とバックオフ電圧との和である最大電圧振幅、トランジスタの電圧、及び出力インピータンス整合用抵抗の抵抗値によって決定される。

また、本実施形態のように、フィードバック回路１４は、正相電位信号ＳＰ１及び逆相電位信号ＳＮ１がそれぞれ入力され、正相電位信号ＳＰ１と逆相電位信号ＳＮ１との差分に応じて振幅が増減する正相側出力ＳＰ２及び逆相側出力ＳＮ２を出力する差動増幅アンプ１５を有し、正相側出力ＳＰ２を用いて正相成分ＶｉｎＰの直流電位（バイアス電位）を調整するとともに、逆相側出力ＳＮ２を用いて逆相成分ＶｉｎＮの直流電位（バイアス電位）を調整してもよい。これにより、フィードバック回路１４を好適に実現することができる。

また、本実施形態のように、光変調器駆動回路１０Ａは、正相成分ＶｉｎＰを伝達する正相側配線に接続された一端と、定電位線３４に接続された他端とを有する抵抗３１ａと、逆相成分ＶｉｎＮを伝達する逆相側配線に接続された一端と、定電位線３４に接続された他端とを有する抵抗３１ｂとを更に備え、フィードバック回路１４は、抵抗３１ａと直列に接続された可変電流源３２ａと、抵抗３１ｂと直列に接続された可変電流源３２ｂとを有し、正相側出力ＳＰ２に応じて可変電流源３２ａを流れる電流量を増減させ、逆相側出力ＳＮ２に応じて可変電流源３２ｂを流れる電流量を増減させてもよい。これにより、正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの各直流電位（バイアス電位）を好適に調整することができ、フィードバック回路１４を更に好適に実現することができる。

また、本実施形態のように、フィードバック回路１４は、正相成分ＶｉｎＰのピーク電位が逆相成分ＶｉｎＮのピーク電位よりも低い場合に、可変電流源３２ａの電流量を減少させるとともに、可変電流源３２ｂの電流量を増加させ、正相成分ＶｉｎＰのピーク電位が逆相成分ＶｉｎＮのピーク電位よりも高い場合に、可変電流源３２ａの電流量を増加させるとともに、可変電流源３２ｂの電流量を減少させてもよい。これにより、正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの各直流電位を好適に調整することができる。

なお、本実施形態では、図１９に示された光変調器駆動回路１００に対してＰ側ピーク検出回路１２、Ｎ側ピーク検出回路１３及びフィードバック回路１４が付加されており、これらの回路も電力を消費する。しかし、これらの回路による負帰還動作は、駆動電圧信号Ｖｏｕｔの周波数あるいは変調レート、例えば２５Ｇｂｐｓよりも各段に低い周波数領域、例えば数１００ｋＨｚ以下において行われることができる。従って、これらの回路の消費電力を、上述した効果による消費電力の低減量よりも小さくすることは十分に可能であり、本実施形態の光変調器駆動回路１０Ａによれば、回路全体の消費電力を効果的に低減することができる。

（第１の変形例）
図８は、上記実施形態の第１変形例に係る光変調器駆動回路１０Ｂの構成を概略的に示す図である。図８に示されるように、本変形例の光変調器駆動回路１０Ｂは、上記実施形態のＰ側ピーク検出回路１２、Ｎ側ピーク検出回路１３及びフィードバック回路１４に代えて、Ｐ側ボトム検出回路４２（正相電位検出部）、Ｎ側ボトム検出回路４３（逆相電位検出部）及びフィードバック回路４４を備える。

Ｐ側ボトム検出回路４２は、正相成分ＶｉｎＰのパルス振幅変調信号波形のボトム電位を検出し、該ボトム電位に応じて増減する正相電位信号ＳＰ３を出力する。Ｎ側ボトム検出回路４３は、逆相成分ＶｉｎＮのパルス振幅変調信号波形のボトム電位を検出し、該ボトム電位に応じて増減する逆相電位信号ＳＮ３を出力する。図９は、Ｐ側ボトム検出回路４２及びＮ側ボトム検出回路４３として好適なボトム検出回路の構成例を示す回路図である。図９に示されるボトム検出回路２０Ｂは、図４に示されたピーク検出回路２０Ａとほぼ同様の構成を有しており、オペアンプ２１と、ホールド部２２と、ディスチャージ部２３と、バッファ部２４とを有する。但し、ボトム検出回路２０Ｂではダイオード２２ａの向きがピーク検出回路２０Ａとは逆になっている。すなわち、ノードＮ１はダイオード２２ａのアノードと接続されており、オペアンプ２１の出力端２１ｃはダイオード２２ａのカソードと接続されている。このような構成において、ノードＮ１の電位は、正相成分ＶｉｎＰ又は逆相成分ＶｉｎＮのボトム電位に保持される。この電位は、バッファ部２４を介して、正相電位信号ＳＰ３又は逆相電位信号ＳＮ３として出力される。なお、図９のボトム検出回路は一例であって、他の回路構成によって同じようにボトム電位の検出を行うボトム検出回路を代わりに使用してもよい。

再び図８を参照する。フィードバック回路４４は、正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの各ボトム電位が互いに近づくように、正相電位信号ＳＰ３と逆相電位信号ＳＮ３との差分に基づいて正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの各直流電位を調整する。本変形例のフィードバック回路４４は、正相電位信号ＳＰ３及び逆相電位信号ＳＮ３の差動増幅を行う差動増幅アンプ４５（第２の差動増幅回路）を有する。フィードバック回路４４は、差動増幅アンプ４５の正相側出力ＳＰ４を用いて正相成分ＶｉｎＰの直流電位（バイアス電位）を調整するとともに、差動増幅アンプ４５の逆相側出力ＳＮ４を用いて逆相成分ＶｉｎＮの直流電位（バイアス電位）を調整する。なお、フィードバック回路４４は、本変形例において、正相成分ＶｉｎＰの直流電位及び逆相成分ＶｉｎＮの直流電位を調整するための調整回路を構成する。フィードバック回路４４の詳細な構成は、上記実施形態のフィードバック回路１４と同様にできる。

本変形例によれば、調整回路（フィードバック回路４４）によって、正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの各直流電位（バイアス電位）の調整が可能である。従って、正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの各ボトム電位が互いに近づくように調整されることができ、そのような調整によって、正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの各最大振幅の中心位置のずれ（オフセット）を低減することができる。従って、上記実施形態と同様に、バックオフ電圧の増大を抑えて、差動増幅アンプ１１の最大電圧振幅に占める駆動電圧信号Ｖｏｕｔの振幅の割合を高め、消費電力を低減することができる。

また、本変形例のように、正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの各ボトム電位を検出し、該ボトム電位に基づいてそれぞれの直流電位（バイアス電位）を調整してもよい。このような方式であっても、正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの各直流電位（バイアス電位）を好適に調整することができる。以下の変形例についても同様である。

（第２の変形例）
図１０は、上記実施形態の第２変形例に係る光変調器駆動回路１０Ｃの構成を概略的に示す図である。図１０に示されるように、本変形例の光変調器駆動回路１０Ｃでは、Ｐ側ピーク検出回路１２及びＮ側ピーク検出回路１３それぞれが、図３に示された差動増幅アンプ１１のプリアンプ部１６から出力された増幅後の正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮそれぞれを入力する。そして、フィードバック回路１４は、プリアンプ部１６に入力される差動入力信号Ｖｉｎの正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮに対して各直流電位（バイアス電位）を調整する。なお、本変形例では、メインアンプ部１７が第１の差動増幅回路に相当し、プリアンプ部１６は第３の差動増幅回路に相当する。本変形例の構成であっても、上記実施形態の光変調器駆動回路１０Ａと同様の効果を好適に得ることができる。

（第３の変形例）
図１１は、上記実施形態の第３変形例に係る光変調器駆動回路１０Ｄの構成を概略的に示す図である。図１１に示されるように、本変形例の光変調器駆動回路１０Ｄでは、第２変形例と同様に、Ｐ側ピーク検出回路１２及びＮ側ピーク検出回路１３それぞれが、プリアンプ部１６から出力された増幅後の正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮそれぞれを入力する。そして、第２変形例とは異なり、フィードバック回路１４は、プリアンプ部１６から出力されメインアンプ部１７に入力される差動入力信号Ｖｉｎの正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮに対して各直流電位（バイアス電位）を調整する。本変形例の構成であっても、上記実施形態の光変調器駆動回路１０Ａと同様の効果を好適に得ることができる。

（第４の変形例）
図１２は、上記実施形態の第４変形例に係る光変調器駆動回路１０Ｅの構成を概略的に示す図である。図１２に示されるように、本変形例の光変調器駆動回路１０Ｅは、上記実施形態のフィードバック回路１４に代えて、フィードバック回路５０を備える。フィードバック回路５０は、上記実施形態の差動増幅アンプ１５に代えて、正相用Ａ／Ｄ変換部５１ａ、逆相用Ａ／Ｄ変換部５１ｂ、コントローラ回路５２（演算部）、正相用Ｄ／Ａ変換部５３ａ、及び逆相用Ｄ／Ａ変換部５３ｂを有する。

正相用Ａ／Ｄ変換部５１ａは、Ｐ側ピーク検出回路１２から出力された正相電位信号ＳＰ１のＡ／Ｄ変換を行う。逆相用Ａ／Ｄ変換部５１ｂは、Ｎ側ピーク検出回路１３から出力された逆相電位信号ＳＮ１のＡ／Ｄ変換を行う。コントローラ回路５２は、Ａ／Ｄ変換後の正相電位信号ＤＰ１に基づいて、正相成分ＶｉｎＰの直流電位（バイアス電位）を調整するための正相電位調整信号ＤＰ５を生成する。また、コントローラ回路５２は、Ａ／Ｄ変換後の逆相電位信号ＤＮ１に基づいて、逆相成分ＶｉｎＮの直流電位（バイアス電位）を調整するための逆相電位調整信号ＤＮ５を生成する。正相用Ｄ／Ａ変換部５３ａは、コントローラ回路５２から出力された正相電位調整信号ＤＰ５のＤ／Ａ変換を行うことにより、正相電位調整信号ＳＰ５を生成する。逆相用Ｄ／Ａ変換部５３ｂは、コントローラ回路５２から出力された逆相電位調整信号ＤＮ５のＤ／Ａ変換を行うことにより、逆相電位調整信号ＳＮ５を生成する。

なお、正相電位調整信号ＳＰ５及び逆相電位調整信号ＳＮ５を用いて正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの各直流電位を調整するための構成（抵抗３１ａ及び３１ｂ、並びに可変電流源３２ａ及び３２ｂ）は、上記実施形態と同様である。また、コントローラ回路５２、正相用Ａ／Ｄ変換部５１ａ、逆相用Ａ／Ｄ変換部５１ｂ、正相用Ｄ／Ａ変換部５３ａ、及び逆相用Ｄ／Ａ変換部５３ｂのサンプリング速度は、例えば１０ｋＨｚ〜数１００ｋＨｚである。コントローラ回路には、例えば一般的なＣＰＵを使用することができる。

本変形例のように、フィードバック回路が、ディジタル処理を行うコントローラ回路によって構成される場合であっても、上記実施形態の光変調器駆動回路１０Ａと同様の効果を好適に得ることができる。なお、コントローラ回路５２は、Ｐ側ピーク検出回路１２及びＮ側ピーク検出回路１３のディスチャージ部２３（図４参照）のスイッチ素子２３ａをオン／オフさせるためのリセット信号ＳＲをＰ側ピーク検出回路１２及びＮ側ピーク検出回路１３に提供してもよい。

（第５の変形例）
図１３は、上記実施形態の第５変形例に係る光変調器駆動回路１０Ｆの構成を概略的に示す図である。図１３に示されるように、本変形例の光変調器駆動回路１０Ｆは、上述した第４変形例の抵抗３１ａ及び３１ｂ、並びに可変電流源３２ａ及び３２ｂに代えて、抵抗６１ａ及び６１ｂを有する。本変形例では、コントローラ回路５２は、正相電位信号ＤＰ１に基づいて、正相成分ＶｉｎＰの直流電位（バイアス電位）を調整するための正相電位調整信号ＤＰ６を生成する。また、コントローラ回路５２は、逆相電位信号ＤＮ１に基づいて、逆相成分ＶｉｎＮの直流電位（バイアス電位）を調整するための逆相電位調整信号ＤＮ６を生成する。そして、正相用Ｄ／Ａ変換部５３ａは、コントローラ回路５２から出力された正相電位調整信号ＤＰ６のＤ／Ａ変換を行うことにより、正相電位調整信号としての正相側バイアス電圧ＶＰ６を生成する。同様に、逆相用Ｄ／Ａ変換部５３ｂは、コントローラ回路５２から出力された逆相電位調整信号ＤＮ６のＤ／Ａ変換を行うことにより、逆相電位調整信号としての逆相側バイアス電圧ＶＮ６を生成する。これらのバイアス電圧ＶＰ６及びＶＮ６それぞれは、抵抗６１ａ及び６１ｂそれぞれの一端に印加される。抵抗６１ａ及び６１ｂそれぞれの他端は、正相側配線３３ａ及び逆相側配線３３ｂそれぞれに接続されている。

本変形例の構成では、正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの各バイアス電圧ＶＰ６及びＶＮ６をコントローラ回路５２が調整することによって、正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの各ピーク電位を互いに近づけることができる。これにより、正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの各振幅の中心位置のずれ（オフセット）を低減することができる。従って、上記実施形態と同様に、バックオフ電圧の増大を抑えて、差動増幅アンプ１１の最大電圧振幅Ｖｏｕｔｌｉｍｉｔに占める駆動電圧信号Ｖｏｕｔの振幅Ｖｏｕｔａｍｐの割合を高め、消費電力を低減することができる。なお、本変形例において、正相用Ｄ／Ａ変換部５３ａと抵抗６１ａとの間、及び逆相用Ｄ／Ａ変換部５３ｂと抵抗６１ｂとの間に、電圧フォロワ回路が付加されてもよい。なお、コントローラ回路５２は、Ｐ側ピーク検出回路１２及びＮ側ピーク検出回路１３のディスチャージ部２３のスイッチ素子２３ａをオン／オフさせるためのリセット信号ＳＲをＰ側ピーク検出回路１２及びＮ側ピーク検出回路１３に提供してもよい。

（第６の変形例）
図１４は、上記実施形態の第６変形例に係る光変調器駆動回路１０Ｇの構成を概略的に示す図である。図１４に示されるように、本変形例の光変調器駆動回路１０Ｇは、上記実施形態のＰ側ピーク検出回路１２、Ｎ側ピーク検出回路１３、及びフィードバック回路１４に代えて、調整回路７０Ａを備える。調整回路７０Ａは、可変電圧源７１と、ＤＣレベル設定回路７２とを有する。可変電圧源７１の出力電圧ＶＣは任意に設定され得る。可変電圧源７１の出力電圧ＶＣは、ＤＣレベル設定回路７２に入力される。ＤＣレベル設定回路７２は、出力電圧ＶＣの大きさに応じた正相電位調整信号ＳＰ５及び逆相電位調整信号ＳＮ５を生成する。調整回路７０Ａは、正相電位調整信号ＳＰ５を用いて正相成分ＶｉｎＰの直流電位を調整するとともに、逆相電位調整信号ＳＮ５を用いて逆相成分ＶｉｎＮの直流電位を調整する。なお、正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの直流電位を調整するための構成は、上記実施形態（例えば図６を参照）と同様にできる。

本変形例では、調整回路７０Ａによって、正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの直流電位の調整が可能である。従って、正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの各ピーク電位が互いに近づくように調整されることができ、そのような調整によって、正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの各振幅の中心位置のずれ（オフセット）を低減することができる。従って、上記実施形態と同様に、バックオフ電圧の増大を抑えて、差動増幅アンプ１１の最大電圧振幅Ｖｏｕｔｌｉｍｉｔに占める駆動電圧信号Ｖｏｕｔの振幅Ｖｏｕｔａｍｐの割合を高め、消費電力を低減することができる。本変形例は、例えば、ＥＡ変調器５の駆動電圧信号と光出力信号との間の非線形特性に対して駆動電圧信号の各レベル間の振幅を予め決めておき、それによって生じる正相成分および逆相成分の各最大振幅の中心位置（オフセット）がほぼ一定値として設定できる場合に適用することができる。

（第７の変形例）
図１５は、上記実施形態の第７変形例に係る光変調器駆動回路１０Ｈの構成を概略的に示す図である。図１４に示されるように、本変形例の光変調器駆動回路１０Ｇは、上記実施形態のＰ側ピーク検出回路１２、Ｎ側ピーク検出回路１３、及びフィードバック回路１４に代えて、調整回路７０Ｂを備える。調整回路７０Ｂは、ＤＣレベル設定回路７２、コントローラ回路７３、メモリ７４、及びＤ／Ａ変換部７５を有する。コントローラ回路７３は、メモリ７４に記憶されたデータＤ１に基づいて、ＤＣレベル設定回路７２に入力される電圧ＶＣに対応するディジタル信号Ｄ２を生成する。ディジタル信号Ｄ２は、Ｄ／Ａ変換部７５によって電圧ＶＣに変換される。メモリ７４内の上記データＤ１は任意に設定され得る。なお、上記の構成を除く調整回路７０Ｂの構成は、前述した第６変形例の調整回路７０Ａと同様である。

本変形例では、調整回路７０Ｂによって、正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの直流電位（バイアス電位）の調整が可能である。従って、本変形例によれば、第６変形例と同様の効果を好適に奏することができる。なお、本変形例において、メモリ７４はコントローラ回路７３に内蔵されていてもよい。また、本変形例は、例えば光送信モジュールの環境温度Ｔａを温度センサ（図示せず。コントローラ７３内に内蔵してもよい。）によって検出し、メモリ７４に予め格納されたルックアップテーブルから環境温度Ｔａに対するデータＤ１を読み出して電圧ＶＣを調整することができ、温度補償を行うことができる。

（第８の変形例）
図１６は、上記実施形態の第８変形例として、フィードバック回路８０の構成を示す回路図である。本変形例のフィードバック回路８０は、上記実施形態のフィードバック回路１４の可変電流源３２ａ及び３２ｂ（図６を参照）に代えて、一対のトランジスタ８１ａ，８１ｂと、定電流源８２とを有する。トランジスタ８１ａの制御端子（ベース）には差動増幅アンプ１５からの正相側出力ＳＰ２が入力される。トランジスタ８１ａの一方の電流端子（例えばコレクタ）は抵抗３１ａの一端と接続されており、トランジスタ８１ａの他方の電流端子（例えばエミッタ）は定電流源８２と接続されている。また、トランジスタ８１ｂの制御端子（ベース）には差動増幅アンプ１５からの逆相側出力ＳＮ２が入力される。トランジスタ８１ｂの一方の電流端子（例えばコレクタ）は抵抗３１ｂの一端と接続されており、トランジスタ８１ｂの他方の電流端子（例えばエミッタ）は定電流源８２と接続されている。定電流源８２の電流量は、例えば３ｍＡである。

このフィードバック回路８０において、正相側出力ＳＰ２と逆相側出力ＳＮ２との差が大きくなると（すなわち正相成分ＶｉｎＰのピーク電圧と逆相成分ＶｉｎＮのピーク電圧との差が大きくなると）、トランジスタ８１ａを流れる電流量は増加し、トランジスタ８１ｂを流れる電流量は減少する。従って、抵抗３１ａにおける電圧降下量が大きくなって正相成分ＶｉｎＰの直流電位（バイアス電位）が下降し、また、抵抗３１ｂにおける電圧降下量が小さくなって逆相成分ＶｉｎＮの直流電位（バイアス電位）が上昇する。その結果、正相成分ＶｉｎＰのピーク電位と逆相成分ＶｉｎＮのピーク電位との差が小さくなり、好適には略一致する。定電流源８２の電流量が３ｍＡであり、抵抗３１ａ及び３１ｂの抵抗値が５０Ωである場合、直流電位（バイアス電位）の調整範囲は５０Ω×３ｍＡ＝０．１５Ｖ（駆動電圧信号Ｖｏｕｔの最大振幅Ｖｏｕｔａｍｐの７．５％）となる。定電位線３４の電位は、例えば（２＋０．０７５）Ｖである。これは、トランジスタ８１ａ、８１ｂ、および電流源８２を付加せずに負帰還を掛けない場合の正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの最適バイアス電位を２．０Ｖとしたとき、それに最大調整範囲の１／２である０．０７５Ｖを調整しろとして加えたものである。

なお、無信号時は、ＶｉｎＰ＝ＶｉｎＮ＝２．０Ｖ（最適バイアス電位）となるよう、抵抗３１ａ及び３１ｂに流れる電流量が等しくされる。そして、信号入力時、仮にフィードバック回路１４による帰還動作が行われないとすると、正相成分ＶｉｎＰの中心電位は最適中心電位２．０Ｖから３．７５％低下し、逆相成分ＶｉｎＮの中心電位は最適バイアス電位２．０Ｖから３．７５％上昇する。従って、図２２に示されたように、駆動電圧信号Ｖｏｕｔにて７．５％のオフセットが発生する。なお、この状態では、抵抗３１ａ，３１ｂにそれぞれ１．５ｍＡの電流が流れる。例えば、リセット信号ＳＲをハイレベルにしてリセット（放電）を行っている場合にはこのような状況になる。これに対し、例えばリセットを解除して、フィードバック回路１４による帰還動作が行われた場合には、正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの各直流電位（バイアス電位）が調整されて、正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの各振幅の中心位置は最適バイアス電位２．０Ｖと略一致する（図７を参照）。この状態では、抵抗３１ａに３．０ｍＡの電流が流れ、抵抗３１ｂには電流が流れない。なお、定電流源８２の電流値は調整しろを大きくして余裕をとるためにさらに大きな値にしても良い。

フィードバック回路は、本変形例のような構成を有しても良い。本変形例においても、前述した実施形態と同様の効果を好適に得ることができる。

以上、本発明による光変調器駆動回路の実施形態及び変形例について説明したが、ここで、電圧波形についての説明を補足する。図２３は、（ａ）ＰＡＭ−４伝送信号の過渡応答表示による電圧波形、及び（ｂ）ＰＡＭ−４伝達信号のアイパターン表示による電圧波形を示す図である。電圧波形について、図２３（ｂ）のようなアイパターン表示にて説明してきたが、これは各論理レベル（０−Ｌｅｖｅｌ〜３Ｌｅｖｅｌ）間の時間に対する遷移としては図２３（ａ）の過渡応答表示にて示すような波形となっていることを意味する。すなわち、電圧波形のピーク電位は、例えばＰＡＭ−４の場合の３−Ｌｅｖｅｌに相当し、ボトム電位は０−Ｌｅｖｅｌに相当する。従って、上記実施形態及び各変形例におけるピーク電位は、特定の瞬間における最高電位ではなく、例えばＰＡＭ−４のパルス波形において最高位の論理レベルとして定常的に繰り返される３−Ｌｅｖｅｌの電位を意味する。また、ボトム電位も同様に、例えば、ＰＡＭ−４のパルス波形において最低位の論理レベルとして定常的に繰り返される０−Ｌｅｖｅｌの電位を意味する。なお、さらに論理レベルの数が多いパルス振幅変調方式、例えばＰＡＭ−8（０―Ｌｅｖｅｌ〜７Ｌｅｖｅｌ）やＰＡＭ−１６（０−Ｌｅｖｅｌ〜１５Ｌｅｖｅｌ）においても、ピーク電位は最も大きい論理レベルの電位を意味し、ボトム電位は最も小さい論理レベルの電位を意味する。従って、本発明は、差動入力信号の正相成分と逆相信号のそれぞれのピーク電位（あるいはボトム電位）を互いに一致するように正相成分と逆相成分のそれぞれの直流電位（バイアス電位）を調整するが、本発明による効果は上述したＰＡＭ−４の場合に限定されず、ＰＡＭ−８、ＰＡＭ−１６、あるいはそれ以上の論理レベルを有するパルス振幅変調方式においても同様に得ることができる。

本発明による光変調器駆動回路は、上述した実施形態に限られるものではなく、他に様々な変形が可能である。例えば、正相成分ＶｉｎＰ及び逆相成分ＶｉｎＮの各直流電位を調整するための調整回路の構成としては、上記実施形態及び各変形例以外にも様々な構成が適用され得る。また、上記実施形態及び各変形例では、正相電位検出部及び逆相電位検出部が検出する直流電位としてピーク電位及びボトム電位を例示したが、正相電位検出部及び逆相電位検出部は、これらに限らず他の様々な波形の電位を検出してもよい。さらに、光変調器は電界吸収型以外の入出力特性（電圧特性）が非線形性を有するものであっても本発明による光変調駆動回路を適応することができる。

１Ａ…光送信モジュール、３…レーザダイオード、５…ＥＡ変調器、７…バイアス端子、８…伝送線路、９ａ，９ｂ…信号入力端子、１０Ａ〜１０Ｈ…光変調器駆動回路、１１…差動増幅アンプ、１２…Ｐ側ピーク検出回路、１３…Ｎ側ピーク検出回路、１４，４４，５０…フィードバック回路（調整回路）、１５，４５…差動増幅アンプ、１６…プリアンプ部、１７…メインアンプ部、１７ｈ…定電流源、１８…定電位線、２０Ａ…ピーク検出回路、２０Ｂ…ボトム検出回路、Ｃ１…線形領域、Ｃ２，Ｃ３…飽和領域、Ｖｉｎ…差動入力信号、ＶｉｎＮ…逆相成分、ＶｉｎＰ…正相成分、Ｖｏｕｔ…駆動電圧信号。

Claims (8)

1. 少なくとも３つの電圧レベルを有する差動入力信号に応じて光変調器の駆動信号を出力する駆動回路であって、
   前記差動入力信号の正相成分及び逆相成分がそれぞれ入力され、該正相成分と該逆相成分との差を線形増幅して前記駆動信号を出力する第１の差動増幅回路と、
   前記正相成分および前記逆相成分のそれぞれのピーク電位が互いに一致するように前記正相成分及び前記逆相成分のそれぞれの直流電位を調整する調整回路と、
   を備える光変調器駆動回路。
2. 前記正相成分のピーク電位に応じて正相電位信号を出力する正相電位検出部と、
   前記逆相成分のピーク電位に応じて逆相電位信号を出力する逆相電位検出部と、
   を更に備え、
   前記調整回路は、前記正相電位信号と前記逆相電位信号との差分に基づいて前記正相成分及び前記逆相成分のそれぞれの直流電位を調整する、
   請求項１に記載の光変調器駆動回路。
3. 前記調整回路は、
   前記正相電位信号及び前記逆相電位信号がそれぞれ入力され、前記正相電位信号と前記逆相電位信号との差分に応じて振幅が増減する正相出力信号及び逆相出力信号を出力する第２の差動増幅回路を有し、
   前記正相出力信号用いて前記正相成分の直流電位を調整するとともに、前記逆相出力信号を用いて前記逆相成分の直流電位を調整する、
   請求項２に記載の光変調器駆動回路。
4. 前記正相成分を伝達する正相側配線に接続された一端と、定電位線に接続された他端とを有する第１の抵抗と、
   前記逆相成分を伝達する逆相側配線に接続された一端と、前記定電位線に接続された他端とを有する第２の抵抗と
   を更に備え、
   前記調整回路は、前記第１の抵抗と直列に接続された第１の電流源と、前記第２の抵抗と直列に接続された第２の電流源とを有し、前記正相出力信号に応じて前記第１の電流源を流れる電流量を増減させ、前記逆相出力信号に応じて前記第２の電流源を流れる電流量を増減させる、請求項３に記載の光変調器駆動回路。
5. 前記調整回路は、
   前記正相成分のピーク電位が前記逆相成分のピーク電位よりも低い場合に、前記第１の電流源の電流量を減少させるとともに、前記第２の電流源の電流量を増加させ、
   前記正相成分のピーク電位が前記逆相成分のピーク電位よりも高い場合に、前記第１の電流源の電流量を増加させるとともに、前記第２の電流源の電流量を減少させる、
   請求項４に記載の光変調器駆動回路。
6. 前記正相電位検出部は、前記正相成分のピーク電位に代えて、前記正相成分のボトム電位に応じて前記正相電位信号を出力し、
   前記逆相電位検出部は、前記逆相成分のピーク電位に代えて、前記逆相成分のボトム電位に応じて前記逆相電位信号を出力する、
   請求項２〜４のいずれか一項に記載の光変調器駆動回路。
7. 前記第１の差動増幅回路の前段に接続された第３の差動増幅回路を更に備え、
   前記正相電位検出部は、前記第３の差動増幅回路から出力される前記差動入力信号の前記正相成分を入力し、
   前記逆相電位検出部は、前記第３の差動増幅回路から出力される前記差動入力信号の前記逆相成分を入力し、
   前記調整回路は、前記第３の差動増幅回路に入力される前記差動入力信号の前記正相成分及び前記逆相成分のそれぞれの直流電位を調整する、
   請求項２〜６のいずれか一項に記載の光変調器駆動回路。
8. 前記調整回路は、
   前記正相電位信号のＡ／Ｄ変換を行う正相用Ａ／Ｄ変換部と、
   前記逆相電位信号のＡ／Ｄ変換を行う逆相用Ａ／Ｄ変換部と、
   Ａ／Ｄ変換後の前記正相電位信号に基づいて前記正相成分の直流電位を調整するための正相電位調整信号を生成し、Ａ／Ｄ変換後の前記逆相電位信号に基づいて前記逆相成分の直流電位を調整するための逆相電位調整信号を生成するディジタル演算部と、
   前記正相電位調整信号のＤ／Ａ変換を行う正相用Ｄ／Ａ変換部と、
   前記逆相電位調整信号のＤ／Ａ変換を行う逆相用Ｄ／Ａ変換部と、
   を有し、
   Ｄ／Ａ変換後の前記正相電位調整信号を用いて前記正相成分の直流電位を調整するとともに、Ｄ／Ａ変換後の前記逆相電位調整信号を用いて前記逆相成分の直流電位を調整する、請求項２に記載の光変調器駆動回路。

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