JPWO2011104838A1 - 光送信器 - Google Patents
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Abstract
Description
特許文献1、2および非特許文献1に示されたバイアス制御方式は、2値信号に対するバイアス制御を実行するものである。すなわち、直交周波数分割多重(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)信号、16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)または64QAMのような多値変調信号や予等化信号といった、アナログ的な光波形を含む任意の光波形を生成し、その光波形の特徴を変化させて運用するアプリケーションにおけるバイアス制御には、この方式を適用することができないという問題がある。
図5は、MZ型光変調器の消光特性を示す説明図である。MZ型光変調器では、電極に印加する電圧を変化させることにより、光導波路の屈折率が変化し、光信号の位相が変化する。この特徴を用いることにより、光変調器の出力段で任意の光信号を生成することができる。ここで、印加電圧に対して、出力光レベルが最小となる点をNull点と定義し、出力光レベルが最大となる点をPeak点と定義する。
なお、強度変調方式以外の多くの変調方式において、バイアスは、Null点に制御されなければならない。また、本願発明は、バイアスをNull点に制御することを前提としている。
続いて、変調度が100%である場合のバイアスずれ(Bias Voltage Error)と平均光出力レベルPAVEとの関係を図7に示す。図7より、バイアスをNull点とした場合に平均光出力レベルPAVEが最大となり、バイアスをPeak点とした場合に平均光出力レベルPAVEが最小となることが分かる。
例えば、図8においては、ΔPAVE>0の場合にバイアス電圧を大きくする方向にバイアスを制御し、ΔPAVE<0の場合にバイアス電圧を小さくする方向にバイアスを制御することにより、バイアスがNull点に収束する。
そのため、OFDM信号、多値変調信号、予等化信号といった、アナログ的な光波形を含む任意の光波形を生成する光送信器であって、光変調器の駆動波形を動的に変化させるアプリケーションのための、容易にバイアスをNull点に制御することができる光送信器を得ることができる。
図1は、この発明の実施の形態1に係る光送信器を示すブロック構成図である。
図1において、この光送信器は、MZ型光変調器100、データ信号生成部(データ信号生成手段)201、I−ch(In−phase channel)変調器ドライバ202A、Q−ch(Quadrature−phase channel)変調器ドライバ202B、電流電圧変換部203、アナログ・デジタル変換器(ADC:Analog−to−Digital Converter)204、I−chDC用デジタル・アナログ変換器(DAC:Digital−to−Analog Converter)205A、Q−chDC用DAC205B、PhaseDC用DAC205C、I−chディザ用DAC206A、Q−chディザ用DAC206B、I−chDC・ディザ加算器207A、Q−chDC・ディザ加算器207B、誤差信号極性選択部208(平均変調度演算手段)、およびバイアス制御部300を備えている。
データ信号生成部201は、任意のデータ系列を示すデータ信号を電気信号で生成する。なお、生成するデータ信号は、2値信号に限定されず、OFDM信号、多値変調信号、予等化信号といった、アナログ的な電気波形であってもよい。
また、データ信号生成部201は、生成したデータ信号のうち、I−ch成分をI−ch変調器ドライバ202Aに出力し、Q−ch成分をQ−ch変調器ドライバ202Bに出力するとともに、生成したデータ信号の情報を誤差信号極性選択部208に出力する。
Q−ch変調器ドライバ202Bは、データ信号生成部201からのQ−chデータ信号を変調器駆動に十分な電圧まで増幅し、Q−chデータ変調電極102Bに出力する。
ただし、非反転極性とは、平均変調度が100%である場合にバイアスがNull点に収束する極性とし、反転極性とは、平均変調度が100%である場合にバイアスがPeak点に収束する極性とする。
例えば、予等化信号に対するバイアス制御であれば、予等化量と平均変調度との関係は、単調関数となるので、ある予等化量をしきい値として、予等化量がしきい値よりも大きい場合に極性の非反転を指定した極性選択信号を出力し、予等化量がしきい値よりも小さい場合に極性の反転を指定した極性選択信号を出力することが考えられる。
ADC204は、電流電圧変換部203からの電圧信号をアナログ信号からデジタル信号に変換して、I−ch誤差信号生成部303A、Q−ch誤差信号生成部303BおよびPhase誤差信号生成部303Cに出力する。
Q−chディザ信号生成部301Bは、正極性と負極性とを交互にとる周期信号(Q−chディザ信号)を生成し、ディザ信号乗算部302、Q−ch誤差信号生成部303BおよびQ−chディザ用DAC206Bにそれぞれ出力する。
ディザ信号乗算部302は、I−chディザ信号生成部301AからのI−chディザ信号と、Q−chディザ信号生成部301BからのQ−chディザ信号との排他的論理積を演算し、演算結果をPhase誤差信号生成部303Cへ出力する。
Q−ch制御信号生成部304Bは、Q−ch誤差信号生成部303BからのQ−ch誤差信号e_Qに基づいて、例えば比例積分制御を実行することでQ−ch用DCバイアス信号を生成し、Q−chDC用DAC205Bに出力する。
Q−chDC用DAC205Bは、Q−ch制御信号生成部304BからのQ−ch用DCバイアス信号をデジタル信号からアナログ信号に変換し、Q−chDC・ディザ加算器207Bに出力する。
Q−chディザ用DAC206Bは、Q−chディザ信号生成部301BからのQ−chディザ信号をデジタル信号からアナログ信号に変換し、Q−chDC・ディザ加算器207Bに出力する。
光導波路101Bは、光導波路101Dと光導波路101Eとに分岐しており、光導波路101Bを通過する光は、光導波路101Dと光導波路101Eとに分岐される。
光導波路101Cは、光導波路101Fと光導波路101Gとに分岐しており、光導波路101Cを通過する光は、光導波路101Fと光導波路101Gとに分岐される。
光導波路101Dおよび光導波路101Eにおいてデータ変調および光位相制御を受けた光は、合波されて光導波路101Hに入力される。
光導波路101Fおよび光導波路101Gにおいてデータ変調および光位相制御を受けた光は、合波されて光導波路101Iに入力される。
光導波路101Hおよび光導波路101Iにおいて光位相制御を受けた光は、合波されて光導波路101Jに入力され、光信号として外部に出力される。
モニタPD104は、光導波路101Jで合波される際の漏れ光を検出し、光の強度に応じた検出電流を出力する。
まず、アナログ的な光波形ではない、従来の2値駆動波形または既知信号を利用して、I−ch、Q−ch、Phaseの各バイアス電圧の仮最適化を実行する。
初期引込後、I−ch、Q−ch、Phaseの各バイアス電圧は、仮最適化された値に保持され、任意電気波形入力状態に遷移する。
任意の電気波形がMZ型光変調器100に入力された後、誤差信号極性指定状態に遷移する。
平均変調度が50%以上である場合には、誤差信号に対する極性を非反転とするように、誤差信号極性選択部208から、I−ch誤差信号生成部303AおよびQ−ch誤差信号生成部303Bに対して、極性の非反転を指定した極性選択信号が出力される。これにより、I−ch誤差信号e_IおよびQ−ch誤差信号e_Qの極性を非反転とし、バイアスを正常にNull点に向かわせる。
誤差信号の極性が正常化された後、基本ループ(運用制御状態)に遷移する。
ここで、I−chおよびQ−chの各制御ステップでは、それぞれI−chのバイアス端子のみ、およびQ−chのバイアス端子のみにディザが重畳され、Phaseの制御ステップでは、I−chおよびQ−chのバイアス端子に、同時に異なる周期のディザが重畳される。
なお、I−chディザ信号のディザ周期とQ−chディザ信号のディザ周期とは、整数倍(例えば、I−chディザ信号のディザ周期がQ−chディザ信号のディザ周期の2倍)の関係を有するものとする。
そのため、OFDM信号、多値変調信号、予等化信号といった、アナログ的な光波形を含む任意の光波形を生成する光送信器であって、光変調器の駆動波形を動的に変化させるアプリケーションのための、容易にバイアスをNull点に制御することができる光送信器を得ることができる。
図3は、この発明の実施の形態2に係る光送信器を示すブロック構成図である。
図3において、この光送信器は、図1に示した光送信器に加えて、ドライバ利得制御部209(平均変調度演算手段、変調度制御手段)を備えている。なお、その他の構成は、図1と同様なので、説明を省略する。
データ信号生成部201は、任意のデータ系列を示すデータ信号を電気信号で生成する。なお、生成するデータ信号は、2値信号に限定されず、OFDM信号、多値変調信号、予等化信号といった、アナログ的な電気波形であってもよい。
このとき、ドライバの増幅利得は、平均変調度が50%よりも十分に小さい、例えば30%程度になるように制御されることが考えられる。
Q−ch変調器ドライバ202Bは、データ信号生成部201からのQ−chデータ信号を、ドライバ利得制御部209からの利得制御信号によって決定される増幅利得に応じて増幅し、Q−chデータ変調電極102Bに出力する。
例えば、予等化信号に対するバイアス制御であれば、予等化量と平均変調度との関係は、単調関数となるので、予等化量とI−ch変調器ドライバ202AおよびQ−ch変調器ドライバ202Bの波形調整端子との関係をテーブルに保持しておけばよい。
なお、誤差信号極性選択部208とドライバ利得制御部209とを一体的に構成してもよい。
まず、任意の電気波形がMZ型光変調器100に入力された後、変調度制御状態に遷移する。
このとき、平均変調度を50%よりも十分に小さく、例えば30%程度とするように、ドライバ利得制御部209から、I−ch変調器ドライバ202AおよびQ−ch変調器ドライバ202Bに対して、増幅利得を制御するための利得制御信号が出力される。
ドライバの増幅利得が制御された後、誤差信号極性指定状態に遷移する。
そのため、OFDM信号、多値変調信号、予等化信号といった、アナログ的な光波形を含む任意の光波形を生成する光送信器であって、光変調器の駆動波形を動的に変化させるアプリケーションのための、より容易にバイアスをNull点に制御することができる光送信器を得ることができる。
しかしながら、これに限定されず、本発明は、光導波路101Dおよび光導波路101Eの双方、光導波路101Fおよび光導波路101Gの双方、並びに光導波路101Hおよび光導波路101Iの双方にそれぞれ電極を備え、プッシュ・プル駆動によりゼロチャープを実現する光変調器に対しても適用可能である。
また、偏波多重型の2並列MZ変調器に対しては、I−ch制御部分、Q−ch制御部分およびPhase制御部分を、直交偏波成分についても用意することにより、適用可能となる。
また、モニタPD104を内蔵していない光変調器については、変調器の出力端に光を分岐する光カプラを挿入するとともに、モニタPDを外付けする必要がある。
そのため、DCバイアス信号を単相駆動とする場合には、I−chおよびQ−chのDCバイアス調整時に生じる光位相のずれを、Phase端子の調整により適宜補正することにより、差動駆動と同等の制御が可能となる。
ここで、ディザ信号のディザ周期は、例えば数10〜数100Hzとすればよい。
非特許文献1に示されたバイアス制御方式では、ドライバからの出力信号のうち、片側の信号を制御に使用しているので、高速のRF主信号を制御に用いるという点で、回路構成上の難易度が高くなると考えられる。これに対して、本願発明では、バイアス制御については、RF主信号を使用せず低周波の信号のみを使用するので、回路構成を簡単にすることができる。
また、光変調器のバイアス電圧の最適点の経年変化に対応するためには、バイアスの初期ロック点が、0Vから最も近い点となるように制御することが望ましい。
Claims (5)
- 電気信号であるデータ系列を用いて、光源からの光を光変調器で変調し、任意の光波形を生成する光送信器であって、
前記光変調器の出力光の強度を検出する光強度検出手段と、
前記データ系列を生成するデータ信号生成手段と、
前記データ系列に基づいて、前記データ系列の平均変調度を演算する平均変調度演算手段と、
前記光強度検出手段で検出された前記出力光の強度および前記平均変調度演算手段で演算された前記データ系列の平均変調度に基づいて、前記光変調器に対するバイアス制御を実行するバイアス制御手段と、
を備えた光送信器。 - 前記平均変調度演算手段で演算された前記データ系列の平均変調度に基づいて、前記光変調器のデータ変調電極に出力される前記データ系列を増幅するためのドライバの増幅利得を制御することにより、前記平均変調度を制御する変調度制御手段
をさらに備えた請求項1に記載の光送信器。 - 前記光変調器は、2並列MZ型光変調器であり、前記2並列MZ型光変調器の一方のチャネルをI−ch、他方のチャネルをQ−ch、光位相調整部をPhaseとしたとき、
前記バイアス制御手段は、
I−chバイアス制御時には、I−chのバイアス端子のみに、正および負の2極性を交互にとる微小かつ矩形の既知信号であるディザを重畳し、
Q−chバイアス制御時には、Q−chのバイアス端子のみに前記ディザを重畳し、
Phaseバイアス制御時には、I−chおよびQ−chのバイアス端子に、同時に異なる周期の前記ディザを重畳し、
I−ch誤差信号e_Iは、e_I∝I(p,0)−I(n,0)であり、
Q−ch誤差信号e_Qは、e_Q∝I(0,p)−I(0,n)であり、
Phase誤差信号e_Pは、e_P∝I(p,p)−I(p,n)−{I(n,p)−I(n,n)}であり、
前記I−ch誤差信号、前記Q−ch誤差信号および前記Phase誤差信号に基づいて、I−ch制御信号、Q−ch制御信号およびPhase制御信号を生成して前記バイアス制御を実行し、
これらの式中、I(a,b)は光強度検出手段から出力される電流を示し、aはI−chのディザを示し、bはQ−chのディザを示し、pはディザが正極性側にあることを示し、nはディザが負極正側にあることを示し、0はディザが重畳されていないことを示す
請求項1または請求項2に記載の光送信器。 - 前記任意の光波形を生成するために、
前記バイアス制御手段は、2値駆動波形または既知信号を前記光変調器に入力した状態で、請求項3に記載のバイアス制御を実行する初期引込処理を実行し、
前記データ信号生成手段は、前記初期引込処理の後に、所望する任意の電気波形を前記光変調器に入力する任意電気波形入力処理を実行し、
前記平均変調度演算手段は、前記任意電気波形入力処理の後に、前記任意の電気波形の平均変調度を概略認識し、前記平均変調度に応じて、バイアス制御用の誤差信号の極性の反転または非反転を指定する誤差信号極性指定処理を実行し、
前記バイアス制御手段は、前記誤差信号極性指定処理の後に、請求項3に記載のバイアス制御を実行する運用制御処理を実行し、
前記運用制御処理において、前記任意の光波形の特徴を変化させる要求がある場合に、前記データ信号生成手段が、再度前記任意電気波形入力処理を実行する
光送信器。 - 前記変調度制御手段は、前記任意電気波形入力処理の後に、前記任意の電気波形の平均変調度を概略認識し、前記平均変調度に応じて、前記光変調器のデータ変調電極に出力される前記データ系列を増幅するためのドライバの増幅利得を制御する変調度制御処理を実行する
請求項4に記載の光送信器。
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