JPH06197141A - ディジタル復調器 - Google Patents
ディジタル復調器Info
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- JPH06197141A JPH06197141A JP43A JP35942592A JPH06197141A JP H06197141 A JPH06197141 A JP H06197141A JP 43 A JP43 A JP 43A JP 35942592 A JP35942592 A JP 35942592A JP H06197141 A JPH06197141 A JP H06197141A
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- signal
- fading
- channel
- fading distortion
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 マルチキャリア伝送方式のディジタル復調器
において，補償精度が高く，かつ回路の簡素化及び処理
時間の短縮化を図った実用的なディジタル復調器を提供
する。 【構成】 マルチキャリアの被変調波を受信検波しマル
チキャリアの各チャネルごとに検波信号を出力する検波
手段と，少なくとも２チャネルの該検波信号を入力し該
検波信号における異なるチャネルのパイロットシンボル
をベクトル合成する手段と，当該合成されたパイロット
シンボルを基準にして上記検波信号のフェージング歪量
を算出する演算手段と，該演算手段の出力信号に応じて
上記検波信号のフェージング歪を補償する補償手段とを
構成である。
において，補償精度が高く，かつ回路の簡素化及び処理
時間の短縮化を図った実用的なディジタル復調器を提供
する。 【構成】 マルチキャリアの被変調波を受信検波しマル
チキャリアの各チャネルごとに検波信号を出力する検波
手段と，少なくとも２チャネルの該検波信号を入力し該
検波信号における異なるチャネルのパイロットシンボル
をベクトル合成する手段と，当該合成されたパイロット
シンボルを基準にして上記検波信号のフェージング歪量
を算出する演算手段と，該演算手段の出力信号に応じて
上記検波信号のフェージング歪を補償する補償手段とを
構成である。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は，データ受信装置の復調
器に関するもので，特に移動通信におけるフェージング
歪の補償手段を備えたマルチキャリア伝送方式のディジ
タル復調器に関するものである。
器に関するもので，特に移動通信におけるフェージング
歪の補償手段を備えたマルチキャリア伝送方式のディジ
タル復調器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の技術としては，例えば通信総合研
究所季報１９９１年２月号ｐｐ８７〜９８にある様に，
パイロットシンボルを挿入しフェージング補償を行なう
ものがある。図９にこの従来技術における復調部の構成
図を示す。図において，１は入力端子，２は自動周波数
制御装置，３は局部発振器，４は準同期直交検波器，５
はフェージング歪量推定回路，６はフェージング補償回
路，７は出力端子である。
究所季報１９９１年２月号ｐｐ８７〜９８にある様に，
パイロットシンボルを挿入しフェージング補償を行なう
ものがある。図９にこの従来技術における復調部の構成
図を示す。図において，１は入力端子，２は自動周波数
制御装置，３は局部発振器，４は準同期直交検波器，５
はフェージング歪量推定回路，６はフェージング補償回
路，７は出力端子である。
【０００３】動作について説明すると，自動周波数制御
装置２によって受信入力信号のキャリア周波数に合わせ
て局部発振器３の発振周波数を制御しオフセット周波数
を補償した後，準同期検波器４で準同期検波を行なう。
この検波出力信号はフェージング歪量推定回路５及びフ
ェージング補償回路６に与えられ，フェージング歪量推
定回路５でデータ間に周期的に挿入される既知のパイロ
ット信号を基にしてフェージング歪推定量が算出され
る。この算出されたフェージング歪量を用いてフェージ
ング補償回路６において上記検波出力の補償が行なわれ
る。
装置２によって受信入力信号のキャリア周波数に合わせ
て局部発振器３の発振周波数を制御しオフセット周波数
を補償した後，準同期検波器４で準同期検波を行なう。
この検波出力信号はフェージング歪量推定回路５及びフ
ェージング補償回路６に与えられ，フェージング歪量推
定回路５でデータ間に周期的に挿入される既知のパイロ
ット信号を基にしてフェージング歪推定量が算出され
る。この算出されたフェージング歪量を用いてフェージ
ング補償回路６において上記検波出力の補償が行なわれ
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし，上述の従来技
術は多値ＱＡＭ（直交振幅変調：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ
Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変復調方
式におけるフェージング歪の補償技術に関するもので，
Ｍ（マルチキャリア）１６ＱＡＭ変復調方式等のマルチ
キャリアを有するディジタル変復調方式においてパイロ
ットシンボルを利用したフェージング歪補償技術に関す
る報告は現在のところない。
術は多値ＱＡＭ（直交振幅変調：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ
Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変復調方
式におけるフェージング歪の補償技術に関するもので，
Ｍ（マルチキャリア）１６ＱＡＭ変復調方式等のマルチ
キャリアを有するディジタル変復調方式においてパイロ
ットシンボルを利用したフェージング歪補償技術に関す
る報告は現在のところない。
【０００５】上記マルチキャリア伝送の主要目的は周波
数選択性フェージングによる波形歪を軽減することであ
る。キャリアをＮ波（Ｎは２以上の自然数）に分配すれ
ば，それぞれのキャリアのシンボルレートは１／Ｎに下
がり，信号の帯域も１／Ｎになるので，一つのキャリア
で広帯域伝送する場合と比べて周波数選択性フェージン
グによる波形歪を軽減できる。
数選択性フェージングによる波形歪を軽減することであ
る。キャリアをＮ波（Ｎは２以上の自然数）に分配すれ
ば，それぞれのキャリアのシンボルレートは１／Ｎに下
がり，信号の帯域も１／Ｎになるので，一つのキャリア
で広帯域伝送する場合と比べて周波数選択性フェージン
グによる波形歪を軽減できる。
【０００６】本発明の一つの目的は，上述の如くＭ１６
ＱＡＭ変復調方式等，マルチキャリアを有するディジタ
ル変復調方式の復調器において，補償精度の高いフェー
ジング歪補償を実現することにある。本発明の他の目的
は，上記復調器のフェージング歪量の推定部について処
理時間の短縮化及びハードウェアを簡素化し，実用に適
したディジタル復調器を提供することにある。
ＱＡＭ変復調方式等，マルチキャリアを有するディジタ
ル変復調方式の復調器において，補償精度の高いフェー
ジング歪補償を実現することにある。本発明の他の目的
は，上記復調器のフェージング歪量の推定部について処
理時間の短縮化及びハードウェアを簡素化し，実用に適
したディジタル復調器を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため，マルチキャリア伝送方式のディジタル復調
器において，マルチキャリアの被変調波信号が印加され
る入力端子と，該入力端子に印加される信号を検波しマ
ルチキャリアの各チャネルごとに検波信号を出力する検
波手段と，少なくとも１チャネルの検波信号を入力し該
検波信号のデータ間に周期的に挿入されたパイロットシ
ンボルを基準にして該検波信号のフェージング歪量を算
出する演算手段と，上記検波手段の各チャネルの出力段
ごとに設けられ上記演算手段の出力信号に応じて上記検
波信号のフェージング歪を補償し該フェージング歪が補
償された信号を出力する補償手段とを設けたものであ
る。
成するため，マルチキャリア伝送方式のディジタル復調
器において，マルチキャリアの被変調波信号が印加され
る入力端子と，該入力端子に印加される信号を検波しマ
ルチキャリアの各チャネルごとに検波信号を出力する検
波手段と，少なくとも１チャネルの検波信号を入力し該
検波信号のデータ間に周期的に挿入されたパイロットシ
ンボルを基準にして該検波信号のフェージング歪量を算
出する演算手段と，上記検波手段の各チャネルの出力段
ごとに設けられ上記演算手段の出力信号に応じて上記検
波信号のフェージング歪を補償し該フェージング歪が補
償された信号を出力する補償手段とを設けたものであ
る。
【０００８】また，上記復調器において処理時間の短縮
化及びハードウェアの簡素化を図るため，少なくとも２
チャネルの検波信号を入力し該検波信号中における異な
るチャネルのパイロットシンボルをベクトル合成する合
成手段を設け，当該合成手段から出力されるベクトル合
成されたパイロットシンボルを基準にしてフェージング
歪量を算出する演算手段と，該演算手段の出力信号に応
じて上記検波信号のフェージング歪の補償を行なう補償
手段とを備える構成としたものである。
化及びハードウェアの簡素化を図るため，少なくとも２
チャネルの検波信号を入力し該検波信号中における異な
るチャネルのパイロットシンボルをベクトル合成する合
成手段を設け，当該合成手段から出力されるベクトル合
成されたパイロットシンボルを基準にしてフェージング
歪量を算出する演算手段と，該演算手段の出力信号に応
じて上記検波信号のフェージング歪の補償を行なう補償
手段とを備える構成としたものである。
【０００９】
【実施例】図２に，本発明の一実施例を示す。図２にお
いて，図９と同一部分には同一符号を付している。本構
成では，一例としてサブキャリア数を４とし，各々チャ
ネル１〜４と割り当てている。図において，５−１〜５
−４は各チャネルのフェージング歪量推定回路，６−１
〜６−４は各チャネルのフェージング補償回路である。
いて，図９と同一部分には同一符号を付している。本構
成では，一例としてサブキャリア数を４とし，各々チャ
ネル１〜４と割り当てている。図において，５−１〜５
−４は各チャネルのフェージング歪量推定回路，６−１
〜６−４は各チャネルのフェージング補償回路である。
【００１０】準同期検波器４で検波されたチャネル１〜
４の各検波出力信号は，各チャネル毎にフェージング歪
量推定回路５−１〜５−４及びフェージング補償回路６
−１〜６−４に与えられる。上記フェージング歪量推定
回路５−１〜５−４で各チャネル別に設けられたパイロ
ットシンボルを基準にしてフェージング歪推定量が算出
される。この算出されたフェージング歪量を用いて各チ
ャネル毎にフェージング補償回路６−１〜６−４におい
て各チャネル毎のフェージング補償が行われる。
４の各検波出力信号は，各チャネル毎にフェージング歪
量推定回路５−１〜５−４及びフェージング補償回路６
−１〜６−４に与えられる。上記フェージング歪量推定
回路５−１〜５−４で各チャネル別に設けられたパイロ
ットシンボルを基準にしてフェージング歪推定量が算出
される。この算出されたフェージング歪量を用いて各チ
ャネル毎にフェージング補償回路６−１〜６−４におい
て各チャネル毎のフェージング補償が行われる。
【００１１】以下，この原理について説明する。図３は
Ｍ１６ＱＡＭ変復調方式のデータシンボルとパイロット
シンボルの信号点配置図である。図３において，４チャ
ンネルにおける４つのパイロットシンボルＰ１〜Ｐ４の
うちの１つのパイロットシンボルＰ１を用いて考察す
る。図４はパイロットシンボルＰ１の送受信信号の一例
を示す図である。このパイロットシンボルは，図４に示
すように振幅と位相が既知であるパイロットシンボルＰ
１を送信信号としているので，次のような計算を行ない
フェージング歪推定量を算出することができる。
Ｍ１６ＱＡＭ変復調方式のデータシンボルとパイロット
シンボルの信号点配置図である。図３において，４チャ
ンネルにおける４つのパイロットシンボルＰ１〜Ｐ４の
うちの１つのパイロットシンボルＰ１を用いて考察す
る。図４はパイロットシンボルＰ１の送受信信号の一例
を示す図である。このパイロットシンボルは，図４に示
すように振幅と位相が既知であるパイロットシンボルＰ
１を送信信号としているので，次のような計算を行ない
フェージング歪推定量を算出することができる。
【００１２】図４における各成分を次の様に設定する。
送信パイロットシンボルＰ１をＰI＋ｊＰQ，伝送により
歪みを受けた受信のパイロットシンボルＵをＵI＋ｊ
ＵQ，フェージング歪量をＣI＋ｊＣQとすると，各成分
は次の数１の（１）〜（３）式で表される。
送信パイロットシンボルＰ１をＰI＋ｊＰQ，伝送により
歪みを受けた受信のパイロットシンボルＵをＵI＋ｊ
ＵQ，フェージング歪量をＣI＋ｊＣQとすると，各成分
は次の数１の（１）〜（３）式で表される。
【００１３】
【数１】 ＣI＋ｊＣQ ＝（ＵI＋ｊＵQ）／（ＰI＋ｊＰQ） ＝｛（ＵIＰI＋ＰQＵQ）／（ＰI 2＋ＰQ 2）｝ ＋ｊ｛（ＰIＵQ−ＰQＵI）／（ＰI 2＋ＰQ 2）｝ ‥‥‥（１） ＣI ＝（ＵIＰI＋ＰQＵQ）／（ＰI 2＋ＰQ 2）‥‥‥‥‥‥‥‥（２） ＣQ ＝（ＰIＵQ−ＰQＵI）／（ＰI 2＋ＰQ 2）‥‥‥‥‥‥‥‥（３）
【００１４】上記のようにパイロットシンボルにおける
フェージング歪量を同相成分，直交成分，各々に求め
る。このようなパイロットシンボルを図６に示すように
等間隔に挿入することで数フレームのパイロットシンボ
ルにおけるフェージング歪量を求め，求めたフェージン
グ歪量から補間公式を用いてパイロットシンボル以外の
データシンボルについてのフェージング歪量を求める。
フェージング歪量を同相成分，直交成分，各々に求め
る。このようなパイロットシンボルを図６に示すように
等間隔に挿入することで数フレームのパイロットシンボ
ルにおけるフェージング歪量を求め，求めたフェージン
グ歪量から補間公式を用いてパイロットシンボル以外の
データシンボルについてのフェージング歪量を求める。
【００１５】具体例を図５に示す。図中Ｐは，各時間に
おける受信パイロットシンボルのＩ，Ｑ相の値，各Ｐを
結ぶ曲線は，補間公式を用いて求めた補間曲線である。
図５に示すようにパイロットシンボルにおける同相成
分，直交成分，各々のフェージング歪量をＣＰI，ＣＰQ
とし，そのパイロットシンボルからｍ番目のデータシン
ボルにおける同相成分，直交成分，各々のフェージング
歪量をＣｍI，ＣｍQとすると，補償すべき位相歪量θｍ
は，次の数２の（４）式で求められる。
おける受信パイロットシンボルのＩ，Ｑ相の値，各Ｐを
結ぶ曲線は，補間公式を用いて求めた補間曲線である。
図５に示すようにパイロットシンボルにおける同相成
分，直交成分，各々のフェージング歪量をＣＰI，ＣＰQ
とし，そのパイロットシンボルからｍ番目のデータシン
ボルにおける同相成分，直交成分，各々のフェージング
歪量をＣｍI，ＣｍQとすると，補償すべき位相歪量θｍ
は，次の数２の（４）式で求められる。
【００１６】
【数２】
【００１７】これにより求めたθｍを用いてｍ番目のシ
ンボルの位相に対するフェージング補償を行なう。ま
た，回転方向については，ＣｍQ／ＣｍIの符号により求
まる。
ンボルの位相に対するフェージング補償を行なう。ま
た，回転方向については，ＣｍQ／ＣｍIの符号により求
まる。
【００１８】振幅歪については，パイロットシンボルに
おけるベクトルの絶対値を求めることで，振幅が求ま
る。パイロットシンボルの振幅は既知であるので，その
振幅値を｜Ｐ｜，伝送により歪を受けたパイロットシン
ボル受信波の振幅値を｜Ｕ｜とすれば，振幅に対するフ
ェージング歪推定量｜Ｃ｜は，｜Ｕ｜／｜Ｐ｜により求
まる。この値を基に振幅に対するフェージング補償を行
なう。
おけるベクトルの絶対値を求めることで，振幅が求ま
る。パイロットシンボルの振幅は既知であるので，その
振幅値を｜Ｐ｜，伝送により歪を受けたパイロットシン
ボル受信波の振幅値を｜Ｕ｜とすれば，振幅に対するフ
ェージング歪推定量｜Ｃ｜は，｜Ｕ｜／｜Ｐ｜により求
まる。この値を基に振幅に対するフェージング補償を行
なう。
【００１９】以上の動作原理により，他の各チャンネル
も同様にフェージング推定，補償を行なうものである。
このように，マルチキャリアの各チャネル毎にフェージ
ング歪量を推定し，当該推定されたフェージング歪量を
基にしてフェージング補償を行なう構成としたことか
ら，推定補償量のサンプル数が増加し，著しく補償精度
を向上させることができる。
も同様にフェージング推定，補償を行なうものである。
このように，マルチキャリアの各チャネル毎にフェージ
ング歪量を推定し，当該推定されたフェージング歪量を
基にしてフェージング補償を行なう構成としたことか
ら，推定補償量のサンプル数が増加し，著しく補償精度
を向上させることができる。
【００２０】また，本発明の他の実施例として，フェー
ジング歪量を算出する演算手段を上記実施例の如く検波
出力の各チャネルごとに設けず，例えば図２においてフ
ェージング歪量推定回路５−１のみを設け，その出力信
号によって各チャネルのフェージング補償回路６−１〜
６−４における補償量を制御する例も簡易的で有用であ
る。すなわち，マルチキャリア伝送方式のディジタル復
調器において，マルチキャリアの被変調波信号が印加さ
れる入力端子と，該入力端子に印加される信号を検波し
マルチキャリアの各チャネルごとに検波信号を出力する
検波手段と，少なくとも１チャネルの検波信号を入力し
該検波信号のデータ間に周期的に挿入されたパイロット
シンボルを基準にして該検波信号のフェージング歪量を
算出する少なくとも１以上の演算手段と，上記検波手段
の各チャネルの出力段ごとに設けられ上記演算手段の出
力信号に応じて上記検波信号のフェージング歪を補償し
該フェージング歪が補償された信号を出力する補償手段
とを備える構成のディジタル復調器も有用である。
ジング歪量を算出する演算手段を上記実施例の如く検波
出力の各チャネルごとに設けず，例えば図２においてフ
ェージング歪量推定回路５−１のみを設け，その出力信
号によって各チャネルのフェージング補償回路６−１〜
６−４における補償量を制御する例も簡易的で有用であ
る。すなわち，マルチキャリア伝送方式のディジタル復
調器において，マルチキャリアの被変調波信号が印加さ
れる入力端子と，該入力端子に印加される信号を検波し
マルチキャリアの各チャネルごとに検波信号を出力する
検波手段と，少なくとも１チャネルの検波信号を入力し
該検波信号のデータ間に周期的に挿入されたパイロット
シンボルを基準にして該検波信号のフェージング歪量を
算出する少なくとも１以上の演算手段と，上記検波手段
の各チャネルの出力段ごとに設けられ上記演算手段の出
力信号に応じて上記検波信号のフェージング歪を補償し
該フェージング歪が補償された信号を出力する補償手段
とを備える構成のディジタル復調器も有用である。
【００２１】ところで上述の２つの実施例では，フェー
ジング歪量を推定するために，前記数１の式（１）〜
（３）の複雑な複素計算が必要となるため，処理時間及
びハードウェア量がチャネル数の増加に伴って増加す
る。本発明の一実施例では，上記の問題も解決し処理時
間の短縮化，ハードウェア量の削減を図った実用的なマ
ルチキャリア伝送方式のディジタル復調器を実現するも
のである。
ジング歪量を推定するために，前記数１の式（１）〜
（３）の複雑な複素計算が必要となるため，処理時間及
びハードウェア量がチャネル数の増加に伴って増加す
る。本発明の一実施例では，上記の問題も解決し処理時
間の短縮化，ハードウェア量の削減を図った実用的なマ
ルチキャリア伝送方式のディジタル復調器を実現するも
のである。
【００２２】以下本発明の一実施例について図１を用い
て説明する。入力端子１より入力された受信信号は，自
動周波数制御装置２を介して準同期直交検波器４で準同
期検波される。準同期検波器４で検波されたチャネル１
及び４の検波出力信号は，加算器８−１とフェージング
補償回路６−１及び６−４に与えられる。加算器８−１
でベクトル合成された信号は，フェージング歪量推定回
路５−１を介し各チャネル１〜４のフェージング補償回
路６−１〜６−４に入力され，各々チャネルのフェージ
ング補償回路６−１〜６−４の出力信号は出力端子７に
出力される。
て説明する。入力端子１より入力された受信信号は，自
動周波数制御装置２を介して準同期直交検波器４で準同
期検波される。準同期検波器４で検波されたチャネル１
及び４の検波出力信号は，加算器８−１とフェージング
補償回路６−１及び６−４に与えられる。加算器８−１
でベクトル合成された信号は，フェージング歪量推定回
路５−１を介し各チャネル１〜４のフェージング補償回
路６−１〜６−４に入力され，各々チャネルのフェージ
ング補償回路６−１〜６−４の出力信号は出力端子７に
出力される。
【００２３】以下，この動作について説明する。図７は
フェージング歪が無い場合におけるチャネル１と４の合
成パイロットシンボルを示す信号配置図である。図中パ
イロットシンボルＰ１，Ｐ４についてフェージングによ
る位相歪量が無いとき合成パイロットシンボルＰＧ（パ
イロットシンボルＰ１，Ｐ４の同相成分の和）は図７に
示すように同相成分のみの信号となる様に空間配置され
ているものとする。
フェージング歪が無い場合におけるチャネル１と４の合
成パイロットシンボルを示す信号配置図である。図中パ
イロットシンボルＰ１，Ｐ４についてフェージングによ
る位相歪量が無いとき合成パイロットシンボルＰＧ（パ
イロットシンボルＰ１，Ｐ４の同相成分の和）は図７に
示すように同相成分のみの信号となる様に空間配置され
ているものとする。
【００２４】次に，送信符号に対する信号点配置とパイ
ロットシンボルの相対的な位置関係は不変であるという
性質を利用し，各パイロットシンボルＰ１〜Ｐ４の挿入
位置が図６の関係にあり，チャネル１と４，チャネル２
と３が図７に示すようにそれぞれ対で，かつパイロット
シンボルのベクトル和がＩ相となる関係にあるとすれ
ば，図８に示すように位相歪量をαとした場合，合成パ
イロットシンボルＰＧ′はαだけ位相が回転する。
ロットシンボルの相対的な位置関係は不変であるという
性質を利用し，各パイロットシンボルＰ１〜Ｐ４の挿入
位置が図６の関係にあり，チャネル１と４，チャネル２
と３が図７に示すようにそれぞれ対で，かつパイロット
シンボルのベクトル和がＩ相となる関係にあるとすれ
ば，図８に示すように位相歪量をαとした場合，合成パ
イロットシンボルＰＧ′はαだけ位相が回転する。
【００２５】このときの合成パイロットシンボルＰＧ′
の各成分は，図８に示すようにＩ相成分ｘ，Ｑ相成分ｙ
に分割されそれぞれパイロットシンボルＰ１，Ｐ４の同
相成分の和，直交成分の和でありチャネル１，４の受信
を行なうことにより求められる。以上の値を用いて位相
歪量αを求めると，数３の（５）式のとおりとなる。
の各成分は，図８に示すようにＩ相成分ｘ，Ｑ相成分ｙ
に分割されそれぞれパイロットシンボルＰ１，Ｐ４の同
相成分の和，直交成分の和でありチャネル１，４の受信
を行なうことにより求められる。以上の値を用いて位相
歪量αを求めると，数３の（５）式のとおりとなる。
【００２６】
【数３】
【００２７】上記ＴＡＮの計算は予め計算値をＲＯＭに
記憶させておけば，複雑な計算，処理が不要となる。ま
た，位相の回転の方向はｙ／ｘの符号によって判定でき
る。
記憶させておけば，複雑な計算，処理が不要となる。ま
た，位相の回転の方向はｙ／ｘの符号によって判定でき
る。
【００２８】このようにパイロットシンボル以外のデー
タについては，合成パイロットシンボルＰＧ′の位相歪
量αをフェージング歪推定回路５において推定し，求め
たαの値を適用しフェージンク補償回路６において補間
法を用いて容易に位相補償を行なうことができる。
タについては，合成パイロットシンボルＰＧ′の位相歪
量αをフェージング歪推定回路５において推定し，求め
たαの値を適用しフェージンク補償回路６において補間
法を用いて容易に位相補償を行なうことができる。
【００２９】振幅歪については，従来と同様の手段で補
償を行なうものである。なお図１に示すように，チャネ
ル２及び３のパインロットシンボルＰ２，Ｐ３をベクト
ル合成するための加算器８−２と，当該ベクトル合成さ
れたパイロットシンボルを基準にしてフェージング歪量
を算出するフェージング歪量推定回路５−２とを設けて
前記フェージング推定回路５−１と併用すれば，高速フ
ェージングの場合に適し，推定補償量のサンプルを増加
させ，補償精度を向上させる効果を有する。なお，以上
の説明ではＭ１６ＱＡＭ復調器を例にあげ説明したが，
一般にマルチキャリア伝送方式の多値ＱＡＭやＰＳＫ
（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）等，マルチ
キャリア伝送のディジタル変復調方式の復調器において
も適用可能である。
償を行なうものである。なお図１に示すように，チャネ
ル２及び３のパインロットシンボルＰ２，Ｐ３をベクト
ル合成するための加算器８−２と，当該ベクトル合成さ
れたパイロットシンボルを基準にしてフェージング歪量
を算出するフェージング歪量推定回路５−２とを設けて
前記フェージング推定回路５−１と併用すれば，高速フ
ェージングの場合に適し，推定補償量のサンプルを増加
させ，補償精度を向上させる効果を有する。なお，以上
の説明ではＭ１６ＱＡＭ復調器を例にあげ説明したが，
一般にマルチキャリア伝送方式の多値ＱＡＭやＰＳＫ
（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）等，マルチ
キャリア伝送のディジタル変復調方式の復調器において
も適用可能である。
【００３０】
【発明の効果】本発明によれば，マルチキャリアの多値
直交振幅変調方式の復調器において，フェージング歪に
対する補償精度を著しく高くすることができる。また，
本発明によれば，フェージング歪推定部において，複雑
な複素計算を行なうこと無く歪量の算出が行なえるた
め，処理時間が短くかつハードウェア量の削減した実用
に適した復調器を実現することができる。
直交振幅変調方式の復調器において，フェージング歪に
対する補償精度を著しく高くすることができる。また，
本発明によれば，フェージング歪推定部において，複雑
な複素計算を行なうこと無く歪量の算出が行なえるた
め，処理時間が短くかつハードウェア量の削減した実用
に適した復調器を実現することができる。
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図。
【図２】本発明の他の実施例を示すブロック図。
【図３】Ｍ１６ＱＡＭ変復調方式のデータシンボルとパ
イロットシンボルの信号点配置図。
イロットシンボルの信号点配置図。
【図４】パイロットシンボル送信信号とパイロットシン
ボル受信信号の関係を示す図。
ボル受信信号の関係を示す図。
【図５】パイロットシンボル間のフェージング歪推定量
の関係を示す図。
の関係を示す図。
【図６】パイロットシンボル４チャネル分の挿入位置の
関係図。
関係図。
【図７】フェージング歪量が無い場合の合成パイロット
シンボルの信号点配置図。
シンボルの信号点配置図。
【図８】フェージング歪量が存在する場合の合成パイロ
ットシンボルの信号点配置図。
ットシンボルの信号点配置図。
【図９】従来の復調器の構成例を示すブロック図。
１…入力端子，２…自動周波数制御装置，３…局部発振
器 ４…準同期直交検波器 ５，５−１〜５−４…フェージング歪量推定回路 ６，６−１〜６−４…フェージング補償回路 ７…出力端子，８−１〜８−２…加算器
器 ４…準同期直交検波器 ５，５−１〜５−４…フェージング歪量推定回路 ６，６−１〜６−４…フェージング補償回路 ７…出力端子，８−１〜８−２…加算器
Claims (3)
- 【請求項１】 マルチキャリアの被変調波信号が印加さ
れる入力端子と，該入力端子に印加される信号を検波し
マルチキャリアの各チャネルごとに検波信号を出力する
検波手段と，少なくとも１チャネルの検波信号を入力し
該検波信号のデータ間に周期的に挿入されたパイロット
シンボルを基準にして該検波信号のフェージング歪量を
算出する演算手段と，上記検波手段の各チャネルの出力
段ごとに設けられ上記演算手段の出力信号に応じて上記
検波信号のフェージング歪を補償し該フェージング歪が
補償された信号を出力する補償手段とを具備することを
特徴とするマルチキャリア伝送方式のディジタル復調
器。 - 【請求項２】 上記演算手段は，上記検波手段の各チャ
ネルの出力段ごとに設けられ，該各演算手段の出力信号
によってそれぞれ同じチャネルの補償手段の補償量が制
御されることを特徴とする特許請求の範囲請求項１記載
のディジタル復調器。 - 【請求項３】 マルチキャリアの被変調波信号が印加さ
れる入力端子と，該入力端子に印加される信号を検波し
マルチキャリアの各チャネルごとに検波信号を出力する
検波手段と，少なくとも２チャネルの上記検波信号を入
力し該検波信号中の異なるチャネルのパイロットシンボ
ルをベクトル合成する合成手段と，該合成手段の出力信
号を入力し該入力信号中の上記ベクトル合成されたパイ
ロットシンボルを基準にして上記検波信号のフェージン
グ歪量を算出する演算手段と，上記検波手段の各チャネ
ルの出力段ごとに設けられ上記演算手段の出力信号に応
じて上記検波信号のフェージング歪を補償し該フェージ
ング歪が補償された信号を出力する補償手段とを具備す
ることを特徴とするマルチキャリア伝送方式のディジタ
ル復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP43A JPH06197141A (ja) | 1992-12-25 | 1992-12-25 | ディジタル復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP43A JPH06197141A (ja) | 1992-12-25 | 1992-12-25 | ディジタル復調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06197141A true JPH06197141A (ja) | 1994-07-15 |
Family
ID=18464439
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP43A Pending JPH06197141A (ja) | 1992-12-25 | 1992-12-25 | ディジタル復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06197141A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6442218B1 (en) | 1998-09-04 | 2002-08-27 | Fujitsu Limited | Demodulator |
| KR100459395B1 (ko) * | 2001-11-28 | 2004-12-03 | 엘지전자 주식회사 | 비터비 입력신호의 조정 장치 및 방법 |
| US10914927B2 (en) | 2018-01-18 | 2021-02-09 | Sintai Optical (Shenzhen) Co., Ltd. | Wide-angle lens assembly |
-
1992
- 1992-12-25 JP JP43A patent/JPH06197141A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6442218B1 (en) | 1998-09-04 | 2002-08-27 | Fujitsu Limited | Demodulator |
| KR100459395B1 (ko) * | 2001-11-28 | 2004-12-03 | 엘지전자 주식회사 | 비터비 입력신호의 조정 장치 및 방법 |
| US10914927B2 (en) | 2018-01-18 | 2021-02-09 | Sintai Optical (Shenzhen) Co., Ltd. | Wide-angle lens assembly |
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