CN113507427A - 一种适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法、设备及可读存储介质 - Google Patents

一种适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法、设备及可读存储介质 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种适用于π/4‑DQPSK的载波跟踪方法、设备及可读存储介质，该方法包括接收采样处理、两路解调判决和载波环路跟踪，接收来自发送端的π/4‑DQPSK调制射频信号，利用正交的本地载波分别与所述数字中频信号进行I路解调处理和Q路解调处理，I路解调处理中经过点积运算后的结果，与Q路解调处理中经过差积运算后的结果，结合用于相位误差检测，并经过环路滤波后，跟踪调控本地载波。本发明有利于降低调制信号包络起伏，解调方法通过全数字化处理方式，实现了对π/4‑DQPSK调制信号的解调转换并有效解调出信息，同时还具有很好的载波跟踪能力，抗噪声特性好。

Description

一种适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法、设备及可读存储介质
技术领域
本申请涉及移动和卫星通信技术领域，尤其涉及一种适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法、设备及可读存储介质。
背景技术
在移动通信和卫星通信技术领域中，选取信号调制方式要与信号传输的信道特性相适配，得到适合信道传输的调制信号。现有技术中，QPSK信号调制方式的最大相位跳变为π，频谱包络波动较大，容易导致非线性放大所产生的频谱失真。
另外，QPSK信号调制方式在接收载波同步的过程中，随着频差的增大，对解调性能的恶化影响更严重。因此，需要改进信号调制和接收方法，以降低和消除频差导致的解调性能恶化，提高信号接收的抗噪声性能。
发明内容
基于此，本发明实施例提出一种适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法、设备及可读存储介质，解决现有技术中对π/4-DQPSK调制信号接收解调存在的因频谱包络波导大而产生的频谱失真问题，以及克服频差增大带来的解调性能恶化的问题。
为了解决上述技术问题，本申请实施例提供了一种适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法，具体技术方案如下：
接收采样处理，接收来自发送端的π/4-DQPSK调制射频信号，所述π/4-DQPSK调制射频信号经过下变频可得到中频信号，所述中频信号经过带通滤波后，再进行AD采样，得到数字中频信号；两路解调判决，利用正交的本地载波分别与所述数字中频信号进行I路解调处理和Q路解调处理；所述I路解调处理包括同相本地载波相乘、基带成形滤波、点积运算、同相解差分和判决，所述Q路解调处理包括正交载波相乘、基带成形滤波、差积运算、正交解差分和判决；载波环路跟踪，所述I路解调处理中经过点积运算后的结果，与所述Q路解调处理中经过差积运算后的结果，结合用于相位误差检测，并经过环路滤波后，跟踪调控本地载波。
优选地，所述来自发送端的π/4-DQPSK调制射频信号产生的步骤包括：
发送数据变换，发送的数据经串并变换，由一路串行数据序列变换为两路并行数据序列，对应为同相信道数据序列ak和正交信道数据序列bk，k表示数据的序号；差分相位编码，利用所述同相信道数据序列ak和正交信道数据序列bk进行差分相位变换，得到前后码元相位差，再利用所述前后码元相位差分别计算得到同相信道调制序列uk(t)和正交信道调制序列vk(t)；信号调制，所述同相信道调制序列uk(t)和正交信道调制序列vk(t)分别进行成形滤波后，分别与正交的发端载波相乘后再相加，得到所述π/4-DQPSK调制射频信号。
优选地，根据所述前后码元相位差进行计算，得到所述同相信道调制序列uk(t)和所述正交信道调制序列vk(t)分别是：
Figure BDA0003216751060000021
其中Δθk表示所述前后码元相位差。
优选地，所述I路解调处理中经过所述同相本地载波相乘得到I路数据为ik＝cos(φk+θk)，经过所述基带成形滤波得到基带π/4-DQPSK同相分量，进行点积运算，得到的结果是基带DQPSK同相分量Wk；所述Q路解调处理中经过所述同相本地载波相乘得到Q路数据为qk＝sin(φk+θk)，经过所述基带成形滤波得到基带π/4-DQPSK正交分量，进行差积运算，得到的结果是基带DQPSK正交分量Zk；其中，φk为载波调制相位，θk是相位误差。
优选地，所述点积运算为：
DOTk＝(ik+qk)·ik-1+(ik-qk)·qk-1；
所述差积运算为：
CROSSk＝(ik-qk)·ik-1-(ik+qk)·qk-1。
优选地，将所述基带DQPSK同相分量Wk和基带DQPSK正交分量Zk进行结合计算，得到相位误差检测的表达式为
Ud＝DOTK·(DOTK-CROSSK)·CROSSK·(DOTK+CROSSK)；
将所述误差Ud输入到环路滤波器进行修正本地载波频率后输入到数控振荡器，实时恢复出本地载波。
优选地，所述I路解调处理中的同相解差分为：
Xk＝WkWk-1+ZkZk-1＝cos(θk-θk-1)＝cos(Δθk)；
所述Q路解调处理中的正交解差分为：
Yk＝ZkWk-1-WkZk-1＝sin(θk-θk-1)＝sin(Δθk)。
优选地，所述I路解调处理中的判决和所述Q路解调处理中的判决对应为：
Figure BDA0003216751060000031
优选地，本发明的另一个实施例提出了一种适用于π/4-DQPSK的载波跟踪设备，所述π/4-DQPSK的载波跟踪设备包括存储器、处理器以及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的适用于π/4-DQPSK的载波跟踪程序，所述π/4-DQPSK的载波跟踪程序被所述处理器执行时实现上述实施例提出的方法的步骤。
优选地，本发明的另一个实施例提出了一种可读存储介质，所述可读存储介质上存储有适用于π/4-DQPSK载波跟踪程序，所述适用于π/4-DQPSK的载波跟踪程序被处理器执行时实现上述实施例提出的方法的步骤。
实施本申请实施例，具有如下有益效果：本发明公开了一种适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法、设备及可读存储介质，该方法包括接收采样处理、两路解调判决和载波环路跟踪，接收来自发送端的π/4-DQPSK调制射频信号，利用正交的本地载波分别与所述数字中频信号进行I路解调处理和Q路解调处理，I路解调处理中经过点积运算后的结果，与Q路解调处理中经过差积运算后的结果，结合用于相位误差检测，并经过环路滤波后，跟踪调控本地载波。本发明有利于降低调制信号包络起伏，解调方法通过全数字化处理方式，实现了对π/4-DQPSK调制信号的解调转换并有效解调出信息，同时还具有很好的载波跟踪能力，抗噪声特性好。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法一实施例的流程图；
图2为本发明适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法另一实施例中的发送端调制框图；
图3为本发明适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法另一实施例中的接收端接收解调框图；
图4为本发明适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法另一实施例的载波跟踪仿真图；
图5为本发明实施例方案涉及的硬件运行环境的适用于π/4-DQPSK的载波跟踪设备的结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
本申请说明书、权利要求书和附图中出现的术语“包括”和“具有”以及它们任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。例如包含了一系列步骤或模块的过程、方法、系统、产品或设备没有限定于已列出的步骤或单元，而是可选地还包括没有列出的步骤或单元，或可选地还包括对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。此外，术语“第一”、“第二”和“第三”等是用于区别不同的对象，而并非用于描述特定的顺序。
为了更好的理解上述技术方案，下面将参照附图更详细地描述本公开的示例性实施例。虽然附图中显示了本公开的示例性实施例，然而应当理解，可以以各种形式实现本公开而不应被这里阐述的实施例所限制。相反，提供这些实施例是为了能够更透彻地理解本公开，并且能够将本公开的范围完整的传达给本领域的技术人员。
如图1所示，图1为本发明适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法一实施例的流程图，该实施例中，适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法包括以下步骤：
步骤S1,接收采样处理，接收来自发送端的π/4-DQPSK调制射频信号，所述π/4-DQPSK调制射频信号经过下变频可得到中频信号，所述中频信号经过带通滤波后，再进行AD采样，得到数字中频信号；
步骤S2，两路解调判决，利用正交的本地载波分别与所述数字中频信号进行I路解调处理和Q路解调处理；所述I路解调处理包括同相本地载波相乘、基带成形滤波、点积运算、同相解差分和判决，所述Q路解调处理包括正交载波相乘、基带成形滤波、差积运算、正交解差分和判决；
步骤S3，载波环路跟踪，所述I路解调处理中经过点积运算后的结果，与所述Q路解调处理中经过差积运算后的结果，结合用于相位误差检测，并经过环路滤波后，跟踪调控本地载波。
通信技术发展到今天，已经有众多的通信体制，根据不同的环境和具体情况可以选择不同的通信体制。由于基带信号的频谱特性不适合信道传输，所以需要变频调制，得到适合信道传输的信号。传统的QPSK调制信号的最大相位跳变为π，频谱包络波动的幅度较大。π/4-DQPSK全称为π/4-Shift Differentially Encoded Quadrature Phase ShiftKeying，是一种基于QPSK的改进调制方式，本申请通过上述适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法实施例，在发送端可以实现对π/4-DQPSK调制射频信号的最大相位跳变只有3π/4，从而使得调制信号的包络起伏和非线性放大所产生的频谱失真显著减小，具有更好的频谱特性。
优选地，由于π/4-DQPSK采用差分编码，本发明在接收过程中，使用载波跟踪，需要进行载波恢复。并且，在接收的载波同步中，如果本地振荡器的频率与信号载频存在着频差Δf，则在一个码元内，将存在2πΔfT的相位漂移,会使系统误比特率增加，当ΔfT＝0.025，即频率偏差为码元速率的2.5％时，在一个码元周期内会有一个9°的相位差，在误码率10-5时，该相位差将会引起1dB左右的性能恶化，随着频差的增大，对性能的恶化影响更严重。因此在系统实现时要采取措施减少本地振荡器的频率与信号载频之间的频差，本发明采用一种适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法，以消除频差导致的性能恶化，提高系统的抗噪声性能。
优选地，针对步骤S1，结合图2，图2为本发明适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法一实施例中的发送端调制框图。具体地，发送端的π/4-DQPSK调制射频信号产生方法包括：
步骤S11，发送数据变换，发送的数据经串并变换，由一路串行数据序列变换为两路并行数据序列，对应为同相信道数据序列ak和正交信道数据序列bk，k表示数据的序号；
步骤S12，差分相位编码，利用所述同相信道数据序列ak和正交信道数据序列bk进行差分相位变换，得到前后码元相位差，再利用所述前后码元相位差分别计算得到同相信道调制序列uk(t)和正交信道调制序列vk(t)；
步骤S13，信号调制，所述同相信道调制序列uk(t)和正交信道调制序列vk(t)分别进行成形滤波后，分别与正交的发端载波相乘后再相加，得到所述π/4-DQPSK调制射频信号。
优选地，针对步骤S11并结合图2，在发送端输入数据，将输入的数据在串/并转换单元101进行串并变换，串/并转换单元101对输入的一路串行数据序列(a1b1a2b2…akbk…)变换为两路并行数据序列输出，分别为同相信道数据序列ak和正交信道数据序列bk，k表示数据的序号。
优选地，针对步骤S12并结合图2，将串/并转换单元101输出的两路并行数据序列：同相信道数据序列ak和正交信道数据序列bk输入到信号变换单元102进行差分相位变换，得到前后码元相位差Δθk，再利用所述前后码元相位差Δθk分别计算得到同相信道调制序列uk(t)和正交信道调制序列vk(t)并输出。
优选地，同相信道数据序列ak和正交信道数据序列bk进行差分相位变换，得到前后码元相位差的实现方法实施例如表1所示，表1为π/4-DQPSK差分相位变换方法。
表1π/4-DQPSK差分相位变换方法
同相支路a<sub>k</sub> 正交支路b<sub>k</sub> 前后码元相位差Δθ<sub>k</sub>
1 1 π/4
0 1 3π/4
0 0 -3π/4
1 0 -π/4
更优选地，表1只是一种优选实施方式，前后码元相位差Δθk与同相信道数据序列ak和正交信道数据序列bk的取值组合，还可以有其他的对应关系，均包含在本申请的保护范围之内，如表2所示，表2为π/4-DQPSK差分相位另一变换方法。
表2π/4-DQPSK差分相位另一变换方法
同相支路a<sub>k</sub> 正交支路b<sub>k</sub> 前后码元相位差Δθ<sub>k</sub>
1 1 3π/4
0 1 π/4
0 0 -π/4
1 0 -3π/4
在实际应用中，只需要确定其中的一种变换方法即可使用，对应的这也需要在接收端确认发送端所具体采用的变换方法。可见，在发送端数据采用π/4-DQPSK调制后，它的相位跳变只有：
{π/4，3π/4，-3π/4，-π/4}，其最大的相位跳变为3π/4，因此能够使得调制信号的包络起伏和非线性放大所产生的频谱失真显著减小，具有更好的频谱特性。
优选地，得到了前后码元相位差Δθk后，还可以进一步利用所述前后码元相位差Δθk分别计算得到同相信道调制序列uk(t)和正交信道调制序列vk(t)：
uk(t)＝uk-1(t)cos(Δθk)-vk-1(t)sin(Δθk)，
vk(t)＝uk-1(t)sin(Δθk)+vk-1(t)cos(Δθk)。
优选地，针对步骤S13，结合图2所示，将信号变换单元102输出的同相信道调制序列uk(t)和正交信道调制序列vk(t)分别输入到第一基带成形滤波器1031和第二基带成形滤波器1032中进行进行成形滤波，同相信道调制序列uk(t)和正交信道调制序列vk(t)经过成形滤波后，分别与正交的发端载波相乘后再相加，发端载波分为正交的两路输出，对应分别是cos wct和sinwct，一路发端载波cos wct通过第一乘法器1041与第一基带成形滤波器1031输出的波形信号相乘，另一路发端载波sinwct通过第二乘法器1042与第二基带成形滤波器1032输出的波形信号相乘。然后，第一乘法器1041和第二乘法器1042分别输出的结果再通过加法器105相加后，得到最终调制产生的π/4-DQPSK调制射频信号。
以上内容是对图1中步骤S1在发端的具体实现过程进行的说明，以下内容则是具体对收端的解调接收过程进行具体说明。
优选地，针对步骤S2，结合图3，从图3示出可知，I路解调处理包括同相乘法器2011、同相基带成形滤波器2021、点积运算器2031、同相相位差计算器2041和同相判决器2051，分别进行同相本地载波相乘、基带成形滤波、点积运算、同相解差分和判决；Q路解调处理包括正交乘法器2012、正交基带成形滤波器2022、差积运算器2032、正交相位差计算器2042和正交判决器2052，分别进行正交载波相乘、基带成形滤波、差积运算、正交解差分和判决。
优选地，接收的所述I路数据为ik＝cos(φk+θk)，经过基带成形滤波得到基带π/4-DQPSK同相分量，进行点积运算，将φk消除，得到的结果是基带DQPSK同相分量Wk；接收的所述Q路数据为qk＝sin(φk+θk)，经过基带成形滤波得到基带π/4-DQPSK正交分量，进行差积运算，将φk消除，得到的结果是基带DQPSK正交分量Zk；其中，φk为载波调制相位，θk是相位误差。
基于上述I路数据和Q路数据，分别进行点积运算DOTk和差积运算CROSSk计算，可得：
DOTk＝ik·ik-1+qk·qk-1＝cos(Δφk+Δθk)
CROSSk＝qk·ik-1-ik·qk-1＝sin(Δφk-Δθk)
其中Δφk为前后时刻载波调制相位的变化量，取值为
{π/4，3π/4，5π/4，7π/4}前后码元相位差Δθk，为了得到该相位差的变化，就需要消除Δφk的影响，为了消除Δφk，点积运算DOTk和差积运算CROSSk计算可以进一步表示为：
DOTk＝(ik+qk)·ik-1+(ik-qk)·qk-1
＝cos(φk+φk-1+θk+θk-1)+sin(φk+φk-1+θk+θk-1)
CROSSk＝(ik-qk)·ik-1-(ik+qk)·qk-1
＝cos(φk+φk-1+θk+θk-1)-sin(φk+φk-1+θk+θk-1)
优选地，针对步骤S3，请参照图3，从图3示出可知，I路解调处理包括点积运算器2031和差积运算器2032，将经过点积运算器2031和差积运算器2032进行处理的结果输入到相位误差检测器206进行相位误差检测，然后通过环路滤波器207进行环路滤波，再通过数控振荡器208(NCO)产生输出两路正交的本地载波，其中一路本地载波cos wct输入到同相乘法器2011进行同相载波的下变频处理，另一路本地载波sinwct输入到同相乘法器2012进行正交载波的下变频处理。具体地，所述相位误差检测的步骤包括：
步骤31，将所述基带DQPSK同相分量Wk和基带DQPSK正交分量Zk进行结合计算，得到相位误差检测的表达式为：
Ud＝DOTK·(DOTK-CROSSK)·CROSSK·(DOTK+CROSSK)；
步骤S32，将所述误差Ud输入到环路滤波器进行修正本地载波频率后输入到数控振荡器，实时恢复出本地载波。
优选地，请参照图3，从图3示出可知，由相位误差检测器206实现相位误差检测处理过程，得到误差Ud：
Ud＝DOTK·(DOTK-CROSSK)·CROSSK·(DOTK+CROSSK)
根据前述的点积运算DOTk和差积运算CROSSk，进一步得到：
Ud＝{cos(φk+φk-1+θk+θk-1)+sin(φk+φk-1+θk+θk-1)}·2sin(φk+φk-1+θk+θk-1)·
{cos(φk+φk-1+θk+θk-1)-sin(φk+φk-1+θk+θk-1)}·2cos(φk+φk-1+θk+θk-1)
＝sin[4(φk+φk-1+θk+θk-1)]
即：Ud＝sin[4(φk+φk-1+θk+θk-1)]
其中φk，φk-1为前后码元的载波调制相位，θk,θk-1是前后码元的相位，根据其相位关系，前后时刻载波调制相位之和φk+φk-1的取值是等效为：{π/4，3π/4，5π/4，7π/4}，因此，可最终化简为：
Ud＝-sin[4(θk+θk-1)]≈-sin(θerror)
经相位误差检测器206的处理之后，得到的信号Ud是只包含了相位误差θerror的误差信号，接收信号中的调制信息完全被消除了。随后将误差信号通过环路滤波器207进行环路滤波，再通过数控振荡器208产生两路正交的本地载波，分别用于同相支路和正交支路的载波同步跟踪，可实时恢复出本地载波。
优选地，在接收端本地载波同步以后，其同步后的值为：
Figure BDA0003216751060000091
至此，我们得到了没有频差的DQPSK的信号，信息还包含在相位差里面。具体地，所述I路解调处理中的同相解差分为：
Xk＝WkWk-1+ZkZk-1＝cos(θk-θk-1)＝cos(Δθk)；
所述Q路解调处理中的正交解差分为：
Yk＝ZkWk-1-WkZk-1＝sin(θk-θk-1)＝sin(Δθk)。
优选地，请参照图3，如图3示出可知，由同相相位差计算器2041对I路解调处理中解调后的信号解差分，将
Figure BDA0003216751060000101
代入同相解差分，得到：
Xk＝WkWk-1+ZkZk-1＝cos(θk-θk-1)＝cos(Δθk)
优选地，请参照图3，如图3示出可知，由正交相位差计算器2042对Q路解调处理中解调后的信号解差分，将
Figure BDA0003216751060000102
代入正交解差分，得到：
Yk＝ZkWk-1-WkZk-1＝sin(θk-θk-1)＝sin(Δθk)
优选地，Xk和Yk的极性判断规则如表3所示，表3为DQPSK信号解调判决规则。
表3DQPSK信号解调判决规则
X<sub>k</sub>路极性 Y<sub>k</sub>路极性 相位差Δθ 判决输出I路 判决输出Q路
正 正 0 1 1
负 正 π/2 0 1
负 负 π 0 0
正 负 3π/2 1 0
优选地，根据表3，通过下面的判决法，分别对进行I路解调处理中经过同相相位差计算器处理后的结果进行判决和Q路解调处理中经过正交相位差计算器处理后的结果进行判决，结果为：
Figure BDA0003216751060000103
至此，对Xk和Yk进行上述判决即可恢复出原始信息。
由此可以看出，本发明在发送端基于表1中的对应关系实现了基于π/4相位的DQPSK调制，其最大的相位跳变为3π/4，具有较小的包络起伏。在接收端处理过程中，首先对AD采样的中频信号进行带通滤波，分别乘以载波的同相分量和正交分量，随后计算I路解调的点积DOTk和Q路解调的差积CROSSk，将I路解调处理中经过点积运算后的结果，与Q路解调处理中经过差积运算后的结果，结合后经相位误差检测器的处理之后，得到的信号Ud是只包含了相位误差θerror的误差信号，将误差信号通过环路滤波器进行环路滤波，再通过数控振荡器产生两路正交的本地载波，分别用于同相支路和正交支路的载波同步跟踪，将解调后的信号解差分后根据判决规则对Xk和Yk进行判决，即可恢复出原始信息。
为了验证本发明的技术效果进行了仿真验证，仿真的参数为采样率为fs＝80MHz，载波频率为fc＝10MHz，信息符号的速率为4Kbit/s，频差为200Hz，跟踪的频差如图4所示，由图4中可以看出，环路能够正常锁定到载波的频差，验证该方案的正确性。
此外，本发明还提供一种π/4-DQPSK的载波跟踪设备，所述π/4-DQPSK的载波跟踪设备包括存储器、处理器以及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的π/4-DQPSK的载波跟踪程序，所述π/4-DQPSK的载波跟踪程序被所述处理器执行时实现前述的适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法的步骤。
优选地，本发明还提供一种可读存储介质，所述可读存储介质上存储有π/4-DQPSK的载波跟踪程序，所述π/4-DQPSK的载波跟踪程序被处理器执行时实现如前述的适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法的步骤。
如图5所示，图5是本发明实施例方案涉及的硬件运行环境的适用于π/4-DQPSK的载波跟踪设备结构示意图。
本发明实施例适用于π/4-DQPSK的载波跟踪设备结构可以是通信设备。
如图5所示，该适用于π/4-DQPSK的载波跟踪设备可以包括：处理器1001，例如CPU，网络接口1004，用户接口1003，存储器1005，通信总线1002。其中，通信总线1002用于实现这些组件之间的连接通信。用户接口1003可以包括显示屏(Display)、输入单元比如键盘(Keyboard)，可选用户接口1003还可以包括标准的有线接口、无线接口。网络接口1004可选的可以包括标准的无线接口(如WI-FI接口)。存储器1005可以是高速RAM存储器，也可以是稳定的存储器(non-volatile memory)，例如磁盘存储器。存储器1005可选的还可以是独立于前述处理器1001的存储装置。
本领域技术人员可以理解，图5中示出的适用于π/4-DQPSK的载波跟踪设备结构并不构成对适用于π/4-DQPSK的载波跟踪设备的限定，可以包括比图示更多或更少的部件，或者组合某些部件，或者不同的部件布置。下面结合图5对本实施例的适用于π/4-DQPSK的载波跟踪设备进行介绍。
如图5所示，作为一种可读存储介质的存储器1005中可以包括操作系统、网络通信模块、用户接口模块以及适用于π/4-DQPSK的载波跟踪程序。
在图5所示的设备中，网络接口1004主要用于连接后台服务器，与后台服务器进行数据通信；用户接口1003主要用于连接客户端(用户端)，与客户端进行数据通信；处理器1001是终端设备的控制中心，利用各种接口和线路连接整个适用于π/4-DQPSK的载波跟踪设备的各个部分，通过运行或执行存储在存储器1005内的软件程序和/或模块，以及调用存储在存储器1005中的的适用于π/4-DQPSK的载波跟踪程序，并执行以下操作：
接收采样处理，接收来自发送端的π/4-DQPSK调制射频信号，所述π/4-DQPSK调制射频信号经过下变频可得到中频信号，所述中频信号经过带通滤波后，再进行AD采样，得到数字中频信号；两路解调判决，利用正交的本地载波分别与所述数字中频信号进行I路解调处理和Q路解调处理；所述I路解调处理包括同相本地载波相乘、基带成形滤波、点积运算、同相解差分和判决，所述Q路解调处理包括正交载波相乘、基带成形滤波、差积运算、正交解差分和判决；载波环路跟踪，所述I路解调处理中经过点积运算后的结果，与所述Q路解调处理中经过差积运算后的结果，结合用于相位误差检测，并经过环路滤波后，跟踪调控本地载波。
优选地，所述来自发送端的π/4-DQPSK调制射频信号产生的步骤包括：
发送数据变换，发送的数据经串并变换，由一路串行数据序列变换为两路并行数据序列，对应为同相信道数据序列ak和正交信道数据序列bk，k表示数据的序号；差分相位编码，利用所述同相信道数据序列ak和正交信道数据序列bk进行差分相位变换，得到前后码元相位差，再利用所述前后码元相位差分别计算得到同相信道调制序列uk(t)和正交信道调制序列vk(t)；信号调制，所述同相信道调制序列uk(t)和正交信道调制序列vk(t)分别进行成形滤波后，分别与正交的发端载波相乘后再相加，得到所述π/4-DQPSK调制射频信号。
优选地，根据所述前后码元相位差进行计算，得到所述同相信道调制序列uk(t)和所述正交信道调制序列vk(t)分别是：
Figure BDA0003216751060000132
其中Δθk表示所述前后码元相位差。
优选地，所述I路解调处理中经过所述同相本地载波相乘得到I路数据为ik＝cos(φk+θk)，经过所述基带成形滤波得到基带π/4-DQPSK同相分量，进行点积运算，得到的结果是基带DQPSK同相分量Wk；所述Q路解调处理中经过所述同相本地载波相乘得到Q路数据为qk＝sin(φk+θk)，经过诉所述基带成形滤波得到基带π/4-DQPSK正交分量，进行差积运算，得到的结果是基带DQPSK正交分量Zk；其中，φk为载波调制相位，θk是相位误差。
优选地，所述点积运算为：
DOTk＝(ik+qk)·ik-1+(ik-qk)·qk-1；
所述差积运算为：
CROSSk＝(ik-qk)·ik-1-(ik+qk)·qk-1。
优选地，将所述基带DQPSK同相分量Wk和基带DQPSK正交分量Zk进行结合计算，得到相位误差检测的表达式为
Ud＝DOTK·(DOTK-CROSSK)·CROSSK·(DOTK+CROSSK)；
将所述误差Ud输入到环路滤波器进行修正本地载波频率后输入到数控振荡器，实时恢复出本地载波。
优选地，所述I路解调处理中的同相解差分为：
Xk＝WkWk-1+ZkZk-1＝cos(θk-θk-1)＝cos(Δθk)；
所述Q路解调处理中的正交解差分为：
Yk＝ZkWk-1-WkZk-1＝sin(θk-θk-1)＝sin(Δθk)。
优选地，所述I路解调处理中的判决和所述Q路解调处理中的判决对应为：
Figure BDA0003216751060000131
本发明适用于π/4-DQPSK的载波跟踪设备的具体实施方式与上述适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法各实施例基本相同，在此不再赘述。
应当理解的是，在本文中提及的“多个”是指两个或两个以上。本领域技术人员在考虑说明书及实践这里公开的申请后，将容易想到本申请的其它实施方案。本申请旨在涵盖本申请的任何变型、用途或者适应性变化，这些变型、用途或者适应性变化遵循本申请的一般性原理并包括本申请未公开的本技术领域中的公知常识或惯用技术手段。说明书和实施例仅被视为示例性的，本申请的真正范围和精神由下面的权利要求指出。
需要说明的是，本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其它实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可。对于装置实施例而言，由于其与方法实施例基本相似，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。
以上所揭露的仅为本申请较佳实施例而已，当然不能以此来限定本申请之权利范围，因此依本申请权利要求所作的等同变化，仍属本申请所涵盖的范围。

Claims (10)

1.一种适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法，其特征在于，包括步骤：
接收采样处理，接收来自发送端的π/4-DQPSK调制射频信号，所述π/4-DQPSK调制射频信号经过下变频可得到中频信号，所述中频信号经过带通滤波后，再进行AD采样，得到数字中频信号；
两路解调判决，利用正交的本地载波分别与所述数字中频信号进行I路解调处理和Q路解调处理；所述I路解调处理包括同相本地载波相乘、基带成形滤波、点积运算、同相解差分和判决，所述Q路解调处理包括正交载波相乘、基带成形滤波、差积运算、正交解差分和判决；
载波环路跟踪，所述I路解调处理中经过点积运算后的结果，与所述Q路解调处理中经过差积运算后的结果，结合用于相位误差检测，并经过环路滤波后，跟踪调控本地载波。
2.根据权利要求1所述的适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法，其特征在于，所述来自发送端的π/4-DQPSK调制射频信号产生的步骤包括：
发送数据变换，发送的数据经串并变换，由一路串行数据序列变换为两路并行数据序列，对应为同相信道数据序列ak和正交信道数据序列bk，k表示数据的序号；
差分相位编码，利用所述同相信道数据序列ak和正交信道数据序列bk进行差分相位变换，得到前后码元相位差，再利用所述前后码元相位差分别计算得到同相信道调制序列uk(t)和正交信道调制序列vk(t)；
信号调制，所述同相信道调制序列uk(t)和正交信道调制序列vk(t)分别进行成形滤波后，分别与正交的发端载波相乘后再相加，得到所述π/4-DQPSK调制射频信号。
3.根据权利要求2所述的适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法，其特征在于，
根据所述前后码元相位差进行计算，得到所述同相信道调制序列uk(t)和所述正交信道调制序列vk(t)分别是：
uk(t)＝uk-1(t)cos(Δθk)-vk-1(t)sin(Δθk)
vk(t)＝uk-1(t)sin(Δθk)+vk-1(t)cos(Δθk)，
其中Δθk表示所述前后码元相位差。
4.根据权利要求3所述的适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法，其特征在于，
所述I路解调处理中经过所述同相本地载波相乘得到I路数据为ik＝cos(φk+θk)，经过所述基带成形滤波得到基带π/4-DQPSK同相分量，进行点积运算，得到的结果是基带DQPSK同相分量Wk；
所述Q路解调处理中经过所述同相本地载波相乘得到Q路数据为qk＝sin(φk+θk)，经过所述基带成形滤波得到基带π/4-DQPSK正交分量，进行差积运算，得到的结果是基带DQPSK正交分量Zk；
其中，φk为载波调制相位，θk是相位误差。
5.根据权利要求4所述的适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法，其特征在于，
所述点积运算为：
DOTk＝(ik+qk)·ik-1+(ik-qk)·qk-1；
所述差积运算为：
CROSSk＝(ik-qk)·ik-1-(ik+qk)·qk-1。
6.根据权利要求5所述的适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法，其特征在于，
将所述基带DQPSK同相分量Wk和基带DQPSK正交分量Zk进行结合计算，得到相位误差检测的表达式为：
Ud＝DOTK·(DOTK-CROSSK)·CROSSK·(DOTK+CROSSK)；
将所述误差Ud输入到环路滤波器进行修正本地载波频率后输入到数控振荡器，实时恢复出本地载波。
7.根据权利要求5所述的适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法，其特征在于，
所述I路解调处理中的同相解差分为：
Xk＝WkWk-1+ZkZk-1＝cos(θk-θk-1)＝cos(Δθk)；
所述Q路解调处理中的正交解差分为：
Yk＝ZkWk-1-WkZk-1＝sin(θk-θk-1)＝sin(Δθk)。
8.根据权利要求7所述的适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法，其特征在于，所述I路解调处理中的判决和所述Q路解调处理中的判决对应为：
Figure FDA0003216751050000031
9.一种适用于π/4-DQPSK的载波跟踪设备，其特征在于，所述π/4-DQPSK的载波跟踪设备包括存储器、处理器以及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的适用于π/4-DQPSK的载波跟踪程序，所述π/4-DQPSK的载波跟踪程序被所述处理器执行时实现如权利要求1-8中任一项所述的适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法的步骤。
10.一种可读存储介质，其特征在于，所述可读存储介质上存储有适用于π/4-DQPSK的载波跟踪程序，所述适用于π/4-DQPSK的载波跟踪程序被处理器执行时实现如权利要求1-8中任一项所述的适用于π/4-DQPSK的载波跟踪方法的步骤。
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