JP2013172262A - 通信機および通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＯＦＤＭ方式の通信において、ＰＡＰＲを低減し、さらにＰＡＰＲの低減の程度を制御する。
【解決手段】変調部１１が入力信号から生成した変調信号から、直並列変換部１２はサブキャリア変調信号を生成する。ＩＦＦＴ部１３はサブキャリア変調信号の逆高速フーリエ変換を行い、分割部１４は演算結果を分割して第１サブデータを生成し、分散部１５は第１サブデータに分散係数を加算する。ソート部１６は分散後第１サブデータから第２サブデータを生成し、演算部１７は分散後第１サブデータと第２サブデータの同じ行の要素を用い、分散後第１サブデータを振幅係数で除算して第２サブデータを加算して２で除算、または分散後第１サブデータを２で除算する。補正部１８は平均後第１サブデータから補正係数を減算し、合成部１９は分割時の位置に並べて合成して、ベースバンド信号を生成する。送信部２０は送信信号を生成して送信する。
【選択図】図１

Description

本発明は、通信機および通信方法に関する。

ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の通信では、入力信号をサブキャリア変調し、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation：逆高速フーリエ変換）を行い、ベースバンド信号を生成する。そのため、サブキャリアの数が増え、ＦＦＴ（Fast Fourier Transformation：高速フーリエ変換）サイズが大きくなると、大きなピークを持つベースバンド信号が生成され、ＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）が高くなるという性質を持っている。ＰＡＰＲが高くなると、信号を歪みなく伝送するために広範囲において線形性を有する増幅器が必要となる。そこでＰＡＰＲを低減するための技術が開発されている。

特許文献１では、ＰＡＰＲを低減するため、ＩＦＦＴを行う前に逐次決定法により算出した最適位相に基づきサブキャリア変調信号の位相を制御する。

特開２００６−１６５７８１号公報

ＯＦＤＭ方式の通信では、ＰＡＰＲを低減することが課題となっている。特許文献１では、ＰＡＰＲを低減する最適位相を算出するために繰り返し計算処理を行い、サブキャリアごとに位相を制御する必要がある。また特許文献１に開示されている技術では、ＰＡＰＲの低減の程度を制御することはできない。

本発明は、上述のような事情に鑑みてなされたものであり、ＯＦＤＭ方式の通信において、ＰＡＰＲを低減し、さらにＰＡＰＲの低減の程度を制御することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調手段と、
前記サブキャリア変調信号の逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴ手段と、
前記ＩＦＦＴ手段の演算結果を所定の数に分割して複数の第１サブデータを生成する分割手段と、
前記第１サブデータごとに定めた複素数であって、少なくともいずれか１つは０以外の複素数である分散係数を前記第１サブデータの各要素の値に加算して分散後第１サブデータを生成する分散手段と、
前記分散後第１サブデータの各要素を該分散後第１サブデータにおける該要素の位置とは異なる位置に並べ、少なくとも１つの所定の要素の値を０に置き換えて生成した第２サブデータであって、該分散後第１サブデータおよび前記第２サブデータの同じ行の要素の組み合わせが互いに異なるような前記第２サブデータを生成するソート手段と、
前記分散後第１サブデータおよび前記第２サブデータの同じ行の要素を用いて、前記第２サブデータの該要素が前記ソート手段で値を０に置き換えた前記所定の要素でない場合には、該分散後第１サブデータの該要素の値を所定の振幅係数で除算し、前記第２サブデータの該要素の値を加算して、２で除算し、前記第２サブデータの該要素が前記ソート手段で値を０に置き換えた前記所定の要素である場合には、該分散後第１サブデータの該要素の値を２で除算して平均後第１サブデータを生成する演算手段と、
前記平均後第１サブデータの各要素の値から、前記第１サブデータごとに定めた複素数である補正係数を減算して補正後第１サブデータを生成する補正手段と、
前記補正後第１サブデータを前記分割手段で分割したときの位置に並べて合成したデータに基づきベースバンド信号を生成する合成手段と、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信手段と、
を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記分割手段は、前記ＩＦＦＴ手段の演算結果を高速フーリエ変換サイズの約数に等分割する。

好ましくは、前記分割手段は、前記ＩＦＦＴ手段の演算結果を４等分し、前記第１サブデータごとに定めた前記分散係数として、複素平面上で複素平面の原点から離れる方向を示す、実部の絶対値と虚部の絶対値とが同じ複素数であって、互いに異なる複素数を用い、前記補正係数として前記分散係数に所定の実数を乗算した値を用いる。

好ましくは、前記ソート手段は、前記分散後第１サブデータを所定の方向に所定の回数だけシフトしたデータの内、少なくとも１つの要素の値を０に置き換えて前記第２サブデータを生成する。

好ましくは、前記ソート手段は、前記分散後第１サブデータを上方向に１回シフトしたデータの内、最後の行の要素の値を０に置き換えて前記第２サブデータを生成する。

好ましくは、前記ソート手段は、前記分散後第１サブデータを上方向に１回シフトしたデータの内、偶数行の要素の値を０に置き換えて前記第２サブデータを生成する。

本発明の第２の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信手段と、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する直並列手段と、
前記並列信号を所定の数に分割して複数のサブデータを生成する受信側分割手段と、
前記サブデータの各要素の値に、前記サブデータごとに定めた複素数である補正係数を加算し、２を乗算して逆補正後サブデータを生成する逆補正手段と、
前記逆補正後サブデータの所定の要素の値から、該要素に対応づけられた、所定の要素の値を減算して所定の振幅係数を乗算する演算を行った後に、該演算を施した要素に対応づけられた所定の要素の値から、該演算を施した要素の値を減算して前記振幅係数を乗算する演算を所定の回数繰り返して逆演算後サブデータを生成する逆演算手段と、
前記逆演算後サブデータの各要素の値から、前記サブデータごとに定めた複素数であって、少なくともいずれか１つは０以外の複素数である分散係数を減算して逆分散後サブデータを生成する逆分散手段と、
前記逆分散後サブデータを前記受信側分割手段で分割したときの位置に並べて合成する受信側合成手段と、
前記受信側合成手段の演算結果の高速フーリエ変換を行ってサブキャリア変調信号を生成するＦＦＴ手段と、
前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調手段と、
を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記受信側分割手段は、前記並列信号を前記並列信号の要素の数の約数に等分割する。

好ましくは、前記受信側分割手段は、前記並列信号を４等分し、前記サブデータごとに定めた前記分散係数として、複素平面上で複素平面の原点から離れる方向を示す、実部の絶対値と虚部の絶対値とが同じ複素数であって、互いに異なる複素数を用い、前記補正係数として前記分散係数に所定の実数を乗算した値を用いる。

好ましくは、前記逆演算手段は、前記逆補正後サブデータの所定の要素の値から、該要素に対応付けられた、最後の行の要素の値または前記逆演算手段で演算を施した該要素の直後に位置する要素の値を減算し、前記振幅係数を乗算する。

好ましくは、前記逆演算手段は、前記逆補正後サブデータの奇数行の要素の値から、該要素の直後に位置する偶数行の要素の値を減算し、前記振幅係数を乗算する。

本発明の第３の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調ステップと、
前記サブキャリア変調信号の逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴステップと、
前記ＩＦＦＴステップの演算結果を所定の数に分割して複数の第１サブデータを生成する分割ステップと、
前記第１サブデータごとに定めた複素数であって、少なくともいずれか１つは０以外の複素数である分散係数を前記第１サブデータの各要素の値に加算して分散後第１サブデータを生成する分散ステップと、
前記分散後第１サブデータの各要素を該分散後第１サブデータにおける該要素の位置とは異なる位置に並べ、少なくとも１つの所定の要素の値を０に置き換えて生成した第２サブデータであって、該分散後第１サブデータおよび前記第２サブデータの同じ行の要素の組み合わせが互いに異なるような前記第２サブデータを生成するソートステップと、
前記分散後第１サブデータおよび前記第２サブデータの同じ行の要素を用いて、前記第２サブデータの該要素が前記ソートステップで値を０に置き換えた前記所定の要素でない場合には、該分散後第１サブデータの該要素の値を所定の振幅係数で除算し、前記第２サブデータの該要素の値を加算して、２で除算し、前記第２サブデータの該要素が前記ソートステップで値を０に置き換えた前記所定の要素である場合には、該分散後第１サブデータの該要素の値を２で除算して平均後第１サブデータを生成する演算ステップと、
前記平均後第１サブデータの各要素の値から、前記第１サブデータごとに定めた複素数である補正係数を減算して補正後第１サブデータを生成する補正ステップと、
前記補正後第１サブデータを前記分割ステップで分割したときの位置に並べて合成したデータに基づき前記ベースバンド信号を生成する合成ステップと、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信ステップと、
を備えることを特徴とする。

本発明の第４の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信ステップと、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する直並列ステップと、
前記並列信号を所定の数に分割して複数のサブデータを生成する受信側分割ステップと、
前記サブデータの各要素の値に、前記サブデータごとに定めた複素数である補正係数を加算し、２を乗算して逆補正後サブデータを生成する逆補正ステップと、
前記逆補正後サブデータの所定の要素の値から、該要素に対応づけられた、所定の要素の値を減算して所定の振幅係数を乗算する演算を行った後に、該演算を施した要素に対応づけられた所定の要素の値から、該演算を施した要素の値を減算して前記振幅係数を乗算する演算を所定の回数繰り返して逆演算後サブデータを生成する逆演算ステップと、
前記逆演算後サブデータの各要素の値から、前記サブデータごとに定めた複素数であって、少なくともいずれか１つは０以外の複素数である分散係数を減算して逆分散後サブデータを生成する逆分散ステップと、
前記逆分散後サブデータを前記受信側分割ステップで分割したときの位置に並べて合成する受信側合成ステップと、
前記受信側合成ステップの演算結果の高速フーリエ変換を行ってサブキャリア変調信号を生成するＦＦＴステップと、
前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調ステップと、
を備えることを特徴とする。

本発明によれば、ＯＦＤＭ方式の通信において、ＰＡＰＲを低減し、さらにＰＡＰＲの低減の程度を制御することが可能になる。

本発明の実施の形態１に係る通信機の構成例を示すブロック図である。 実施の形態１に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。 実施の形態１に係る通信機が行う演算処理を示す図である。 実施の形態１に係る通信機が行う送信制御の動作の一例を示すフローチャートである。 実施の形態１に係る通信機が行う受信制御の動作の一例を示すフローチャートである。 シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を示す図である。 シミュレーションしたＢＥＲ特性を示す図である。 シミュレーションしたＢＥＲと振幅係数の関係を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお図中、同一または同等の部分には同一の符号を付す。以下の説明において、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation：逆高速フーリエ変換）は、ＩＦＦＴとＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transformation：逆離散フーリエ変換）を含む概念とする。したがって本発明の実施の形態においては、ＩＦＦＴの代わりに、ＩＤＦＴを行うよう構成してもよい。同様にＦＦＴ（Fast Fourier Transformation：高速フーリエ変換）は、ＦＦＴとＤＦＴ（Discrete Fourier Transformation：離散フーリエ変換）を含む概念とする。またＩＤＦＴおよびＤＦＴを行う場合は、以下の説明におけるＦＦＴサイズとは、ＤＦＴのサイズを意味する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る通信機の構成例を示すブロック図である。通信機１は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の無線通信により他の機器と通信を行う。通信機１は、アンテナ１０、変調部１１、直並列変換部１２、ＩＦＦＴ部１３、分割部１４、分散部１５、ソート部１６、演算部１７、補正部１８、合成部１９、送信部２０、およびコントローラ３０を備える。

コントローラ３０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit：中央処理装置）３１、ＲＡＭ（Random Access Memory）３３、およびＲＯＭ（Read-Only Memory）３４を備える。複雑化を避け、理解を容易にするために、コントローラ３０から各部への信号線が省略されているが、コントローラ３０は通信機１の各部にＩ／Ｏ（Input／Output）３２を介して接続しており、それらの処理の開始、終了、処理内容の制御を行う。

ＲＡＭ３３には、例えば送信フレームを生成するためのデータが記憶されている。ＲＯＭ３４は、コントローラ３０が通信機１の動作を制御するための制御プログラムを格納する。コントローラ３０は、制御プログラムに基づいて、通信機１を制御する。

図２は、実施の形態１に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。上述の通信機１に受信機能をもたせるため、図２に示す通信機１はさらに復調部４１、並直列変換部４２、ＦＦＴ部４３、受信側合成部４４、逆分散部４５、逆演算部４６、逆補正部４７、受信側分割部４８、受信部４９、および送受信切替部５０を備える。送信機能および受信機能を備える図２に示す通信機１を用いて、通信機１が行う通信方法について以下に説明する。

変調部１１は、入力信号を所定の変調方式で変調し、変調信号を生成し、直並列変換部１２に送る。変調方式として、例えばＱＰＳＫ（Quadrature Phase-Shift Keying：四位相偏移変調）を用いる。直並列変換部１２は、変調信号を直並列変換して並列信号を生成し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する。そして、サブキャリア変調信号をＩＦＦＴ部１３に送る。ＩＦＦＴ部１３は、サブキャリア変調信号のＩＦＦＴを行い、演算結果を分割部１４に送る。サブキャリア変調信号をｄとすると、ＩＦＦＴ部１３の演算結果ｕは下記（１）式で表される。

分割部１４は、ＩＦＦＴ部１３の演算結果ｕを所定の数に分割して複数の第１サブデータを生成する。所定の数は、演算結果ｕを等分できる数でなくともよく、第１サブデータの要素の数は互いに異なってもよい。所定の数が、演算結果ｕを等分できる数、すなわちＦＦＴサイズの約数である場合には、第１サブデータのそれぞれに含まれる要素の数が同じであるため、分割部１４以降の処理の実装が容易である。ここで例えば所定の数を４とし、ＦＦＴサイズをＮとすると、演算結果ｕは下記（２）式のように４つの第１サブデータに分割される。各第１サブデータは、下記（３）式のように表される。分割部１４は、各第１サブデータを分散部１５に送る。

分散部１５は、第１サブデータごとに定めた複素数であって、少なくともいずれか１つは０以外の複素数である分散係数を第１サブデータの各要素の値に加算して分散後第１サブデータを生成する。上述の例において、第１サブデータごとに定めた複素数として、例えば複素平面上で複素平面の原点から離れる方向を示す、実部の絶対値と虚部の絶対値とが同じ複素数であって互いに異なる複素数を用いることで、後述するようにＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）を低減することができる。

ここで下記（４）式で表される、サイズがＮ／４であり、各要素の値が１である列ベクトルｍを用意する。

上述のような第１サブデータごとに定めた複素数を各第１サブデータの要素の値に加算して生成した、分散後第１サブデータｖ_１、ｖ_２、ｖ_３、ｖ_４は、所定の実数ｔと列ベクトルｍを用いて、下記（５）式で表される。ただし、ｉは虚数単位である。ｔは、後述するようにＰＡＰＲおよびＢＥＲ（Bit Error Rate：符号誤り率）を考慮して予め定められた値である。分散部１５は、分散後第１サブデータｖ_１、ｖ_２、ｖ_３、ｖ_４をソート部１６および演算部１７に送る。

ソート部１６は、分散後第１サブデータの各要素を該分散後第１サブデータにおける該要素の位置とは異なる位置に並べ、少なくとも１つの要素の値を０に置き換えて生成した第２サブデータであって、分散後第１サブデータおよび第２サブデータの同じ行の要素の組み合わせが互いに異なるような第２サブデータを生成する。ソート部１６は、分散後第１サブデータを所定の方向に所定の回数だけシフトしたデータの内、少なくとも１つの所定の要素の値を０に置き換えるよう構成してもよい。

ここで例えば分散後第１サブデータを上方向に１回シフトしたデータの内、最後の行の要素の値を０に置き換えて第２サブデータを生成するよう構成すると、下記（６）式で表される分散後第１サブデータｖ_１に基づき生成した第２サブデータｖ’_１は下記（７）式のように表される。

ソート部１６は、同様に他の分散後第１サブデータに基づき第２サブデータを生成し、第２サブデータを演算部１７に送る。演算部１７は、分散後第１サブデータおよび該分散後第１サブデータに基づき生成した第２サブデータの同じ行の要素を用いて、第２サブデータの該要素がソート部１６で値を０に置き換えた所定の要素でない場合には、分散後第１サブデータの該要素の値を所定の実数である振幅係数で除算し、第２サブデータの該要素の値を加算して、２で除算して平均後第１サブデータを生成する。演算部１７は、第２サブデータの該要素がソート部１６で値を０に置き換えた所定の要素である場合には、分散後第１サブデータの該要素の値を２で除算する。

すなわち、上記（６）式で表される分散後第１サブデータｖ_１に、上記（７）式で表される第２サブデータｖ’_１を用いて演算を施して生成した、平均後第１サブデータｗ_１は、下記（８）式で表される。下記（８）式中のａは振幅係数を表す。振幅係数ａは、後述するようにＰＡＰＲおよびＢＥＲを考慮して予め定められた値である。

演算部１７は、他の分散後第１サブデータについても、第２サブデータを用いて同様の演算を行う。演算部１７は、平均後第１サブデータを補正部１８に送る。

補正部１８は、平均後第１サブデータの各要素の値から、第１サブデータごとに定めた複素数である補正係数を減算して補正後第１サブデータを生成する。補正係数として、分散係数に所定の実数を乗算した値を用いるよう構成してもよい。例えば分散係数に所定の実数を乗算して算出した補正係数の実部と虚部の絶対値をｃとすると、平均後第１サブデータｗ_１、ｗ_２、ｗ_３、ｗ_４から補正係数を減算して生成した、補正後第１サブデータｘ_１、ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４は、下記（９）式で表される。ｃは、後述するようにＰＡＰＲおよびＢＥＲを考慮して予め定められた値である。分散係数と補正係数は同じ、すなわち上記（５）式中のｔおよび下記（９）式中のｃは同じ値でもよいし、分散係数と補正係数が異なる、すなわちｔおよびｃが異なる値でもよい。補正部１８は、補正後第１サブデータｘ_１、ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４を合成部１９に送る。

合成部１９は、下記（１０）式で表されるように、補正後第１サブデータを分割部１４で分割したときの位置に並べて合成したデータｘに基づきベースバンド信号を生成する。合成部１９は、ベースバンド信号を送信部２０に送る。

送信部２０は、ベースバンド信号から送信信号を生成し、送受信切替部５０およびアンテナ１０を介して他の機器に送信信号を送る。

上述の演算によりＰＡＰＲを低減する原理を示す。図３は、実施の形態１に係る通信機が行う演算処理を示す図である。図３（ａ）において、ＩＦＦＴ部１３の演算結果ｕの各要素に対応する複素平面上の点は、図中の円の中に位置するものとする。ここで分割部１４はＩＦＦＴ部１３の演算結果ｕを４等分して第１サブデータを生成し、図中の矢印が第１サブデータごとに定めた複素数であるとする。分散部１５において、第１サブデータの各要素の値に第１サブデータごとに定めた分散係数を加算して生成した、分散後第１サブデータの各要素に対応する複素平面上の点は、図３（ｂ）中の各円の中に位置する。

演算部１７は、分散後第１サブデータと該分散後第１サブデータから生成した第２サブデータを用いて上述の演算を施す。補正部１８において、平均後第１サブデータの各要素から図中の矢印で表すように分散係数と同じ値である補正係数を減算して生成した、補正後第１サブデータの各要素に対応する複素平面上の点は、図３（ａ）の円の中に位置する。また分散係数と補正係数が異なる場合には、補正後第１サブデータの各要素に対応する複素平面上の点は、例えば図３（ｃ）に示す各円の中に位置する。

例えば下記（１１）式で表される第１サブデータに対し上述の演算を施した場合について考える。説明の簡易化のため各要素は実数とする。下記（１１）式から生成したデータのＰＡＰＲは３．２９０６ｄＢである。

ここで分散係数＝３とすると、分散後第１サブデータは、下記（１２）式で表される。

ソート部１６において、上記（１２）式で表される分散後第１サブデータを上方向に１回シフトして、最後の行の値を０として生成した第２サブデータは、下記（１３）式で表される。

説明の簡易化のため振幅係数を１とすると、演算部１７において、上記（１３）式で表される第２サブデータを用いて演算を施して生成した、平均後第１サブデータは、下記（１４）式で表される。下記（１４）式から生成したデータのＰＡＰＲは２．９６６２ｄＢであり、上述の演算を施すことによりＰＡＰＲが低減されることがわかる。

図４は、実施の形態１に係る通信機が行う送信制御の動作の一例を示すフローチャートである。変調部１１は、入力信号を所定の変調方式で変調して変調信号を生成し、直並列変換部１２は、変調信号を直並列変換して、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する（ステップＳ１１０）。ＩＦＦＴ部１３は、サブキャリア変調信号のＩＦＦＴを行う（ステップＳ１２０）。

分割部１４は、ＩＦＦＴ部１３の演算結果を所定の数に分割して複数の第１サブデータを生成する（ステップＳ１３０）。分散部１５は、第１サブデータごとに定めた分散係数を第１サブデータの各要素の値に加算する（ステップＳ１４０）。ソート部１６は、例えば、分散後第１サブデータを上方向に１回シフトしたデータの内、最後の行の要素の値を０に置き換えて第２サブデータを生成する（ステップＳ１５０）。演算部１７は、例えば、分散後第１サブデータの最後の行の値を２で除算し、該要素以外の分散後第１サブデータの要素の値を振幅係数で除算し、第２サブデータの要素の値を加算し、２で除算する演算を行う（ステップＳ１６０）。

補正部１８は、平均後第１サブデータの各要素の値から、第１サブデータごとに定めた補正係数を減算する（ステップＳ１７０）。合成部１９は、補正後第１サブデータを分割したときの位置に並べて合成したデータに基づきベースバンド信号を生成する（ステップＳ１８０）。送信部２０は、ベースバンド信号から送信信号を生成し、送受信切替部５０およびアンテナ１０を介して他の機器に送信信号を送る（ステップＳ１９０）。ステップＳ１９０の送信処理が完了すると、処理を終了する。

受信側での処理を以下に説明する。受信部４９は、アンテナ１０および送受信切替部５０を介して送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成し、受信側分割部４８に送る。受信側分割部４８は、ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する。上述の例においては並列信号は上記（１０）式で表されるデータｘに一致する。受信側分割部４８は、並列信号を所定の数に分割してサブデータを生成し、サブデータを逆補正部４７に送る。所定の数は送信側の分割部１４で用いた数と同じであり、各サブデータに含まれる要素の数も送信側で生成した各第１サブデータに含まれる要素の数と同じである。受信側では送信側で用いた所定の数および各サブデータに含まれる要素の数についての情報を保持しているものとし、送信側で用いた分散係数、振幅係数、および補正係数についても情報を保持しているものとする。

したがって分割部１４でＩＦＦＴ部１３の演算結果をＦＦＴサイズの約数に分割した場合には、受信側分割部４８は並列信号を該ＦＦＴサイズの約数と同じ値である並列信号の要素の数の約数に分割する。上述の例では、受信側分割部４８は、並列信号ｘを上記（１０）式のように４等分してサブデータを生成し、逆補正部４７に送る。

逆補正部４７は、サブデータの各要素の値に、サブデータごとに定めた複素数である補正係数を加算し、２を乗算して逆補正後サブデータを生成する。補正係数は送信側の補正部１８で用いた補正係数と同じである。逆補正後サブデータは、下記（１５）式で表され、逆補正後サブデータｙ_１の各要素は、下記（１６）式のように表される。逆補正部４７は、逆補正後サブデータを逆演算部４６に送る。

逆演算部４６は、逆補正後サブデータの所定の要素の値から、該要素に対応づけられた、所定の要素の値を減算し、所定の実数である振幅係数を乗算する演算を行った後に、該演算を施した要素に対応づけられた所定の要素の値から、該演算を施した要素の値を減算して振幅係数を乗算する演算を所定の回数繰り返して逆演算後サブデータを生成する。振幅係数は送信側の演算部１７で用いた振幅係数と同じである。所定の回数は、送信側のソート部１６で第２サブデータを生成する際に値を０に置き換えた要素の第２サブデータにおける位置によって決定される。

逆演算部４６は、上述の例のように、送信側のソート部１６で分散後第１サブデータを上方向に１回シフトして最後の行の要素の値を０として第２サブデータを生成した場合には、逆補正後サブデータの所定の要素の値から、該要素に対応づけられた、最後の行の要素の値または、逆演算部４６で演算を施した該要素の直後に位置する要素の値を減算し、振幅係数を乗算する。

例えば上記（１６）式の逆補正後サブデータについては、最後から２行目の要素の値から、最後の行の要素の値を減算し、振幅係数を乗算して逆演算後サブデータを生成する。そして、最後から３行目の要素の値から、上述の演算を施した最後から２行目の要素の値を減算し、振幅係数を乗算する。このように順に各要素に演算を施していき、下記（１７）式で表される逆演算後サブデータｚ_１が得られる。逆演算後サブデータｚ_１は、送信側の分散部１５で演算を施して生成した、分散後第１サブデータｖ_１に一致する。

逆演算部４６は、他の逆補正後サブデータについても同様に演算を施し、それぞれ分散後第１サブデータｖ_１、ｖ_２、ｖ_３、ｖ_４に一致する逆演算後サブデータｚ_１、ｚ_２、ｚ_３、ｚ_４を逆分散部４５に送る。

逆分散部４５は、逆演算後サブデータの各要素の値から、サブデータごとに定めた複素数であって、少なくともいずれか１つは０以外の複素数である分散係数を減算して逆分散後サブデータを生成する。分散係数は送信側の分散部１５で用いた分散係数と同じである。逆演算後サブデータｚ_１、ｚ_２、ｚ_３、ｚ_４に演算を施して生成した、逆分散後サブデータｒ_１、ｒ_２、ｒ_３、ｒ_４は、下記（１８）式で表される。逆分散部４５は、逆分散後サブデータｒ_１、ｒ_２、ｒ_３、ｒ_４を受信側合成部４４に送る。上記（５）式より、逆分散後サブデータｒ_１、ｒ_２、ｒ_３、ｒ_４は、分割部１４で生成した第１サブデータｕ_１、ｕ_２、ｕ_３、ｕ_４に一致する。逆分散部４５は、逆分散後サブデータを受信側合成部４４に送る。

受信側合成部４４は、下記（１９）式で表されるように、逆分散後サブデータを受信側分割部４８で分割したときの位置に並べて合成したデータｒをＦＦＴ部４３に送る。ｒは送信側のＩＦＦＴ部１３の演算結果ｕに一致する。

ＦＦＴ部４３は、受信側合成部４４の演算結果ｒのＦＦＴを行ってサブキャリア変調信号を生成し、並直列変換部４２に送る。並直列変換部４２は、サブキャリア変調信号を並直列変換し、直列信号を生成して復調部４１に送る。復調部４１は、直列信号を所定の復調方式で復調する。例えば、復調部４１は直列信号のＱＰＳＫ復調を行う。これにより変調部１１で変調した入力信号を復調部４１で復調して出力することができる。

図５は、実施の形態１に係る通信機が行う受信制御の動作の一例を示すフローチャートである。受信部４９は、アンテナ１０および送受信切替部５０を介して送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成する（ステップＳ２１０）。受信側分割部４８は、ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する（ステップＳ２２０）。受信側分割部４８は、並列信号を所定の数に分割してサブデータを生成する（ステップＳ２３０）。逆補正部４７は、サブデータの各要素の値に、サブデータごとに定めた補正係数を加算し、２を乗算して補正後サブデータを生成する（ステップＳ２４０）。

逆演算部４６は、ｐをサブデータの要素の数で初期化する（ステップＳ２５０）。逆演算部４６は、ある逆補正後サブデータについて、ｐ−１行目の要素の値からｐ行目の要素を減算し、振幅係数を乗算する（ステップＳ２６０）。すなわち、最後から２行目の要素の値から、最後の行の要素の値を減算し、振幅係数を乗算する。逆演算部４６は、ｐ＝０であるか否かを検出し（ステップＳ２７０）、ｐが０でない場合には（ステップＳ２７０：Ｎ）、ｐから１を減算して（ステップＳ２８０）、ステップＳ２６０に戻り、上述の処理を繰り返す。

上述の処理を繰り返して、ｐが０になった場合には（ステップＳ２７０：Ｙ）、全ての逆補正後サブデータについて上述の処理が完了しているか否かを検出する（ステップＳ２９０）。全ての逆補正後サブデータについて上述の処理が完了していない場合には（ステップＳ２９０：Ｎ）、ステップＳ２５０に戻り、上述の処理を繰り返す。全ての逆補正後サブデータについて上述の処理が完了している場合には（ステップＳ２９０：Ｙ）、ステップＳ３００に進む。なお逆補正後サブデータそれぞれに対する上述の処理は並行して行うよう構成してもよい。

逆分散部４５は、逆演算後サブデータの各要素の値から、サブデータごとに定めた分散係数を減算する（ステップＳ３００）。受信側合成部４４は、逆演算後サブデータを分割したときの位置に並べて合成し、ＦＦＴ部４３は合成したデータのＦＦＴを行ってサブキャリア変調信号を生成する（ステップＳ３１０）。並直列変換部４２は、サブキャリア変調信号を並直列変換して直列信号を生成し、復調部４１は、直列信号を所定の復調方式で復調する（ステップＳ３２０）。

以上説明したとおり、本発明の実施の形態１に係る通信機１によれば、ＯＦＤＭ通信方式において、サブキャリア変調信号のＩＦＦＴを行った演算結果に所定の演算を施してベースバンド信号を生成することでＰＡＰＲを低減することが可能となる。また後述するように、ＰＡＰＲを低減し、ＰＡＰＲの低減の程度および誤り率を制御することが可能となる。

（実施の形態２）
実施の形態２に係る通信機１の構成は、実施の形態１と同様である。実施の形態１と異なる、ソート部１６における第２サブデータの生成方法について説明する。実施の形態２に係る通信機１は、ソート部１６において上方向に１回シフトした分散後第１サブデータの要素を所定の間隔で選択し、該要素の値を０として第２サブデータを生成する。

ソート部１６は、例えば下記（２０）式で表されるように、分散後第１サブデータを上方向に１回シフトしたデータの内、偶数行の要素の値を０に置き換えて第２サブデータを生成する。

演算部１７において、上記（６）式で表される分散後第１サブデータｖ_１に上記（２０）式で表される第２サブデータｖ’_１を用いて演算を施して生成した、平均後第１サブデータｗ_１は、下記（２１）式で表される。

この場合、受信側の逆演算部４６は、逆補正後サブデータの奇数行の要素の値から、該要素の直後に位置する偶数行の要素の値を減算し、振幅係数を乗算する。図５のステップＳ２５０〜Ｓ２８０までの処理を、逆補正後サブデータの奇数行の要素の値から、該要素の直後に位置する偶数行の要素の値を減算し、振幅係数を乗算するという１ステップの処理に置き換えればよい。

また例えば、ソート部１６は、分散後第１サブデータを上方向に１回シフトしたデータを４個の要素ごとに複数のグループに分け、該グループの最後の行の要素の値を０に置き換えて、下記（２２）式で表される第２サブデータを生成する。

演算部１７において、上記（６）式で表される分散後第１サブデータｖ_１に上記（２２）式で表される第２サブデータｖ’_１を用いて演算を施して生成した、平均後第１サブデータｗ_１は、下記（２３）式で表される。

この場合、受信側の逆演算部４６は、逆補正後サブデータを４個の要素ごとに複数のグループに分け、該グループにおいて、所定の要素の値から、該要素に対応付けられた所定の要素の値を減算し、振幅係数を乗算する演算を行った後に、該演算を施した要素に対応付けられた所定の要素の値から、該演算を施した要素の値を減算して振幅係数を乗算する演算を２回繰り返す。すなわち、該グループの最後から２行目の要素の値から該グループの最後の行の要素の値を減算し、振幅係数を乗算する。そして、該グループの最後から３行目の要素の値から、上述の演算を施した該グループの最後から２行目の要素の値を減算し、振幅係数を乗算する。該グループの最初の行の要素の値についても同様に演算を施す。

図５のステップＳ２５０において、ｐを１グループに含まれる要素の数である４で初期化する。ステップＳ２６０において、ｐの自然数倍の行の要素の直前の行に位置する要素の値からそれぞれ、ｐの自然数倍の行の要素の値を減算し、振幅係数を乗算する。例えばサブデータの要素の数が８であれば、３行目の要素の値から４行目の要素の値を減算して振幅係数を乗算し、７行目の要素の値から８行目の要素の値を減算して振幅係数を乗算する。

ソート部１６は、上述の方法に限られず、分散後第１サブデータにおいて所定の個数の要素ごとに要素の値を０として第２サブデータを生成することができる。この場合、受信側で所定の個数の要素ごとに基準となる要素があるため、逆演算部４６での処理を高速化することができる。

以上説明したとおり、本発明の実施の形態２に係る通信機１によれば、ＯＦＤＭ通信方式において、実施の形態１に係る通信機１に比べ、受信側での復元処理を高速化することが可能となる。

（具体例）
次に、シミュレーションにより本実施の形態に係る発明の効果を説明する。所定の変調方式をＱＰＳＫとし、ＦＦＴサイズを２０４８として、ＰＡＰＲのＣＣＤＦ（Complementary Cumulative Distribution Function：相補累積分布関数）、すなわちＰＡＰＲの発生確率の特性を比較した。図６は、シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を示す図である。横軸はＰＡＰＲ（単位：ｄＢ）、縦軸はＰＡＰＲのＣＣＤＦである。従来技術のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性が太い実線のグラフであり、実施の形態１に係る発明のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性が細い実線のグラフであり、実施の形態２に係る発明のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性が点線のグラフである。

実施の形態１においては、上述の例のようにＩＦＦＴ部１３の演算結果を４等分して第１サブデータを生成し、各第１サブデータに上述の演算を施した。実施の形態２においては、上述の例のようにＩＦＦＴ部１３の演算結果を４等分して第１サブデータを生成し、分散後第１サブデータを上方向に１回シフトしたデータの内、偶数行の要素の値を０に置き換えて生成した第２サブデータに基づき、分散後第１サブデータに上述の演算を施した。図６（ａ）は、上記（５）式中のｔ＝０．０６とし、上記（８）、（２１）式中のａ＝０．５とし、上記（９）式中のｃ＝０．０６とした場合、図６（ｂ）は、ｔ＝０．０６、ａ＝０．５、ｃ＝０．０５とした場合、図６（ｃ）は、ｔ＝０．０６、ａ＝０．４、ｃ＝０．０６とした場合のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性である。

いずれの場合においても、図に示す範囲において、実施の形態１、２に係る発明のＰＡＰＲは従来技術と比較して低減されており、実施の形態１の方がＰＡＰＲがより低減されている。また実施の形態１においては、ｔとｃの値が異なる図６（ｂ）の方が、ｔとｃの値が同じである図６（ａ）、（ｃ）に比べて、よりＰＡＰＲが低減されていることがわかる。なお図示していないが、ｃおよびｔを０とした場合のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性は、従来技術とほぼ変わらない。したがって、ｃおよびｔが０である場合にはＰＡＰＲをほとんど低減することができないことがわかる。

同様にＢＥＲについてのシミュレーションを行った。図７は、シミュレーションしたＢＥＲ特性を示す図である。横軸はＥｂ／Ｎｏ（Energy per Bit to NOise power spectral density ratio：ビットエネルギー対雑音電力密度比）、縦軸はＢＥＲである。Ｅｂ／Ｎｏの単位はｄＢである。従来技術のＢＥＲはプロット点を四角で表した実線のグラフであり、実施の形態１に係る発明のＢＥＲはプロット点を三角で表した点線のグラフであり、実施の形態２に係る発明のＢＥＲはプロット点を丸で表した一点鎖線のグラフである。図７（ａ）は、ｔ＝０．０６、ａ＝０．５、ｃ＝０．０６とした場合、図７（ｂ）は、ｔ＝０．０６、ａ＝０．５、ｃ＝０．０５とした場合、図７（ｃ）は、ｔ＝０．０６、ａ＝０．４、ｃ＝０．０６とした場合のＢＥＲ特性である。

図７（ｃ）の実施の形態１に係る発明のＢＥＲは従来技術と同程度であるが、それ以外の場合のＢＥＲは従来技術と比較して劣化している。実施の形態１においては、振幅係数ａの値により、ＢＥＲが大きく変化することがわかる。

ｔおよびｃを一定値とし、ａの値を変えて同様にＢＥＲについてのシミュレーションを行った。図８は、シミュレーションしたＢＥＲと振幅係数の関係を示す図である。グラフの見方は図７と同様であり、図８（ａ）は、ｔ＝０、ａ＝１．５、ｃ＝０とした場合、図８（ｂ）は、ｔ＝０、ａ＝１、ｃ＝０とした場合、図８（ｃ）は、ｔ＝０、ａ＝０．５、ｃ＝０とした場合のＢＥＲ特性である。振幅係数ａを１以上の値にすると、小さい値が雑音に埋もれてしまうため、図８（ａ）、（ｂ）ではＢＥＲが劣化している。しかしＢＥＲは、送信電力を上げることで、改善することが可能である。またａの値を１より小さくすることで、ＢＥＲの劣化を防ぐことができることがわかる。

上述のシミュレーションにより、サブキャリア変調信号のＩＦＦＴ後のデータを所定の数に分割して生成した第１サブデータに所定の演算を施し、ベースバンド信号を生成することでＰＡＰＲを低減できることがわかった。また分散係数、振幅係数、および補正係数を変更することでＰＡＰＲの低減の程度およびＢＥＲを制御することができることがわかった。

本発明の実施の形態は上述の実施の形態に限られない。変調部１１の変調方式は、ＱＰＳＫに限られず、ＱＰＳＫ以外のＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相偏移変調）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直角位相振幅変調）などを用いることができる。変調部１１と直並列変換部１２の順序を変えて、入力信号を直並列変換してサブキャリア信号に割り当て、並列信号の各データを所定の変調方式で変調するよう構成してもよい。その場合、受信側では復調部４１と並直列変換部４２の順序を変えて、復調処理を行う。

ＩＦＦＴ部１３は、ＩＦＦＴの代わりにＩＤＦＴを行うよう構成してもよいし、ＦＦＴ部４３は、ＦＦＴの代わりにＤＦＴを行うよう構成してもよい。

１ 通信機
１０ アンテナ
１１ 変調部
１２ 直並列変換部
１３ ＩＦＦＴ部
１４ 分割部
１５ 分散部
１６ ソート部
１７ 演算部
１８ 補正部
１９ 合成部
２０ 送信部
３０ コントローラ
３１ ＣＰＵ
３２ Ｉ／Ｏ
３３ ＲＡＭ
３４ ＲＯＭ
４１ 復調部
４２ 並直列変換部
４３ ＦＦＴ部
４４ 受信側合成部
４５ 逆分散部
４６ 逆演算部
４７ 逆補正部
４８ 受信側分割部
４９ 受信部
５０ 送受信切替部

Claims (13)

1. 直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
   入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調手段と、
   前記サブキャリア変調信号の逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴ手段と、
   前記ＩＦＦＴ手段の演算結果を所定の数に分割して複数の第１サブデータを生成する分割手段と、
   前記第１サブデータごとに定めた複素数であって、少なくともいずれか１つは０以外の複素数である分散係数を前記第１サブデータの各要素の値に加算して分散後第１サブデータを生成する分散手段と、
   前記分散後第１サブデータの各要素を該分散後第１サブデータにおける該要素の位置とは異なる位置に並べ、少なくとも１つの所定の要素の値を０に置き換えて生成した第２サブデータであって、該分散後第１サブデータおよび前記第２サブデータの同じ行の要素の組み合わせが互いに異なるような前記第２サブデータを生成するソート手段と、
   前記分散後第１サブデータおよび前記第２サブデータの同じ行の要素を用いて、前記第２サブデータの該要素が前記ソート手段で値を０に置き換えた前記所定の要素でない場合には、該分散後第１サブデータの該要素の値を所定の振幅係数で除算し、前記第２サブデータの該要素の値を加算して、２で除算し、前記第２サブデータの該要素が前記ソート手段で値を０に置き換えた前記所定の要素である場合には、該分散後第１サブデータの該要素の値を２で除算して平均後第１サブデータを生成する演算手段と、
   前記平均後第１サブデータの各要素の値から、前記第１サブデータごとに定めた複素数である補正係数を減算して補正後第１サブデータを生成する補正手段と、
   前記補正後第１サブデータを前記分割手段で分割したときの位置に並べて合成したデータに基づきベースバンド信号を生成する合成手段と、
   前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信手段と、
   を備えることを特徴とする通信機。
2. 前記分割手段は、前記ＩＦＦＴ手段の演算結果を高速フーリエ変換サイズの約数に等分割することを特徴とする請求項１に記載の通信機。
3. 前記分割手段は、前記ＩＦＦＴ手段の演算結果を４等分し、前記第１サブデータごとに定めた前記分散係数として、複素平面上で複素平面の原点から離れる方向を示す、実部の絶対値と虚部の絶対値とが同じ複素数であって、互いに異なる複素数を用い、前記補正係数として前記分散係数に所定の実数を乗算した値を用いることを特徴とする請求項２に記載の通信機。
4. 前記ソート手段は、前記分散後第１サブデータを所定の方向に所定の回数だけシフトしたデータの内、少なくとも１つの要素の値を０に置き換えて前記第２サブデータを生成することを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の通信機。
5. 前記ソート手段は、前記分散後第１サブデータを上方向に１回シフトしたデータの内、最後の行の要素の値を０に置き換えて前記第２サブデータを生成することを特徴とする請求項４に記載の通信機。
6. 前記ソート手段は、前記分散後第１サブデータを上方向に１回シフトしたデータの内、偶数行の要素の値を０に置き換えて前記第２サブデータを生成することを特徴とする請求項４に記載の通信機。
7. 直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
   送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信手段と、
   前記ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する直並列手段と、
   前記並列信号を所定の数に分割して複数のサブデータを生成する受信側分割手段と、
   前記サブデータの各要素の値に、前記サブデータごとに定めた複素数である補正係数を加算し、２を乗算して逆補正後サブデータを生成する逆補正手段と、
   前記逆補正後サブデータの所定の要素の値から、該要素に対応づけられた、所定の要素の値を減算して所定の振幅係数を乗算する演算を行った後に、該演算を施した要素に対応づけられた所定の要素の値から、該演算を施した要素の値を減算して前記振幅係数を乗算する演算を所定の回数繰り返して逆演算後サブデータを生成する逆演算手段と、
   前記逆演算後サブデータの各要素の値から、前記サブデータごとに定めた複素数であって、少なくともいずれか１つは０以外の複素数である分散係数を減算して逆分散後サブデータを生成する逆分散手段と、
   前記逆分散後サブデータを前記受信側分割手段で分割したときの位置に並べて合成する受信側合成手段と、
   前記受信側合成手段の演算結果の高速フーリエ変換を行ってサブキャリア変調信号を生成するＦＦＴ手段と、
   前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調手段と、
   を備えることを特徴とする通信機。
8. 前記受信側分割手段は、前記並列信号を前記並列信号の要素の数の約数に等分割することを特徴とする請求項７に記載の通信機。
9. 前記受信側分割手段は、前記並列信号を４等分し、前記サブデータごとに定めた前記分散係数として、複素平面上で複素平面の原点から離れる方向を示す、実部の絶対値と虚部の絶対値とが同じ複素数であって、互いに異なる複素数を用い、前記補正係数として前記分散係数に所定の実数を乗算した値を用いることを特徴とする請求項８に記載の通信機。
10. 前記逆演算手段は、前記逆補正後サブデータの所定の要素の値から、該要素に対応付けられた、最後の行の要素の値または前記逆演算手段で演算を施した該要素の直後に位置する要素の値を減算し、前記振幅係数を乗算することを特徴とする請求項７ないし９のいずれか１項に記載の通信機。
11. 前記逆演算手段は、前記逆補正後サブデータの奇数行の要素の値から、該要素の直後に位置する偶数行の要素の値を減算し、前記振幅係数を乗算することを特徴とする請求項７ないし９のいずれか１項に記載の通信機。
12. 直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
    入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調ステップと、
    前記サブキャリア変調信号の逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴステップと、
    前記ＩＦＦＴステップの演算結果を所定の数に分割して複数の第１サブデータを生成する分割ステップと、
    前記第１サブデータごとに定めた複素数であって、少なくともいずれか１つは０以外の複素数である分散係数を前記第１サブデータの各要素の値に加算して分散後第１サブデータを生成する分散ステップと、
    前記分散後第１サブデータの各要素を該分散後第１サブデータにおける該要素の位置とは異なる位置に並べ、少なくとも１つの所定の要素の値を０に置き換えて生成した第２サブデータであって、該分散後第１サブデータおよび前記第２サブデータの同じ行の要素の組み合わせが互いに異なるような前記第２サブデータを生成するソートステップと、
    前記分散後第１サブデータおよび前記第２サブデータの同じ行の要素を用いて、前記第２サブデータの該要素が前記ソートステップで値を０に置き換えた前記所定の要素でない場合には、該分散後第１サブデータの該要素の値を所定の振幅係数で除算し、前記第２サブデータの該要素の値を加算して、２で除算し、前記第２サブデータの該要素が前記ソートステップで値を０に置き換えた前記所定の要素である場合には、該分散後第１サブデータの該要素の値を２で除算して平均後第１サブデータを生成する演算ステップと、
    前記平均後第１サブデータの各要素の値から、前記第１サブデータごとに定めた複素数である補正係数を減算して補正後第１サブデータを生成する補正ステップと、
    前記補正後第１サブデータを前記分割ステップで分割したときの位置に並べて合成したデータに基づき前記ベースバンド信号を生成する合成ステップと、
    前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信ステップと、
    を備えることを特徴とする通信方法。
13. 直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
    送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信ステップと、
    前記ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する直並列ステップと、
    前記並列信号を所定の数に分割して複数のサブデータを生成する受信側分割ステップと、
    前記サブデータの各要素の値に、前記サブデータごとに定めた複素数である補正係数を加算し、２を乗算して逆補正後サブデータを生成する逆補正ステップと、
    前記逆補正後サブデータの所定の要素の値から、該要素に対応づけられた、所定の要素の値を減算して所定の振幅係数を乗算する演算を行った後に、該演算を施した要素に対応づけられた所定の要素の値から、該演算を施した要素の値を減算して前記振幅係数を乗算する演算を所定の回数繰り返して逆演算後サブデータを生成する逆演算ステップと、
    前記逆演算後サブデータの各要素の値から、前記サブデータごとに定めた複素数であって、少なくともいずれか１つは０以外の複素数である分散係数を減算して逆分散後サブデータを生成する逆分散ステップと、
    前記逆分散後サブデータを前記受信側分割ステップで分割したときの位置に並べて合成する受信側合成ステップと、
    前記受信側合成ステップの演算結果の高速フーリエ変換を行ってサブキャリア変調信号を生成するＦＦＴステップと、
    前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調ステップと、
    を備えることを特徴とする通信方法。

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