JP2001156745A - 復調装置及び復調方法 - Google Patents
復調装置及び復調方法Info
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- JP2001156745A JP2001156745A JP2000111953A JP2000111953A JP2001156745A JP 2001156745 A JP2001156745 A JP 2001156745A JP 2000111953 A JP2000111953 A JP 2000111953A JP 2000111953 A JP2000111953 A JP 2000111953A JP 2001156745 A JP2001156745 A JP 2001156745A
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- signal
- circuit
- ofdm
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- error
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 非同期のサンプリングクロックでＯＦＤＭ信
号をサンプリングし、クロック再生を行うことなくＯＦ
ＤＭ信号を復調する。 【解決手段】 ＯＦＤＭ受信装置１は、直交復調された
ＯＦＤＭ信号をアナログ／デジタル変換を行うＡ／Ｄ変
換回路５と、デジタル化されたＯＦＤＭ信号をＦＦＴ変
換するＦＦＴ変換回路７と、ＦＦＴウィンドウを生成す
るウィンドウ同期回路８とを備えている。ＯＦＤＭ受信
装置１では、ＯＦＤＭ信号を非同期のサンプリングクロ
ックでサンプリングしてデジタルデータに変換する。ウ
ィンドウ同期回路８は、ＯＦＤＭシンボルから有効シン
ボル分のサンプル数のデータを演算範囲として切り出
し、切り出した演算範囲に対してフーリエ変換を行う。
号をサンプリングし、クロック再生を行うことなくＯＦ
ＤＭ信号を復調する。 【解決手段】 ＯＦＤＭ受信装置１は、直交復調された
ＯＦＤＭ信号をアナログ／デジタル変換を行うＡ／Ｄ変
換回路５と、デジタル化されたＯＦＤＭ信号をＦＦＴ変
換するＦＦＴ変換回路７と、ＦＦＴウィンドウを生成す
るウィンドウ同期回路８とを備えている。ＯＦＤＭ受信
装置１では、ＯＦＤＭ信号を非同期のサンプリングクロ
ックでサンプリングしてデジタルデータに変換する。ウ
ィンドウ同期回路８は、ＯＦＤＭシンボルから有効シン
ボル分のサンプル数のデータを演算範囲として切り出
し、切り出した演算範囲に対してフーリエ変換を行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重化伝送（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division
Multiplexing）方式によるデジタル放送等に適用される
復調装置及び復調方法に関する。
重化伝送（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division
Multiplexing）方式によるデジタル放送等に適用される
復調装置及び復調方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、デジタル信号を伝送する方式とし
て、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal F
requency Division Multiplexing）と呼ばれる変調方式
が提案されている。このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に
多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、それ
ぞれのサブキャリアの振幅及び位相にデータを割り当
て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadratu
re Amplitude Modulation）によりディジタル変調する
方式である。
て、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal F
requency Division Multiplexing）と呼ばれる変調方式
が提案されている。このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に
多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、それ
ぞれのサブキャリアの振幅及び位相にデータを割り当
て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadratu
re Amplitude Modulation）によりディジタル変調する
方式である。
【０００３】このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリア
で伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの
帯域は狭くなり変調速度は遅くはなるが、トータルの伝
送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有
している。また、このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャ
リアが並列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなる
という特徴を有している。そのため、このＯＦＤＭ方式
は、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時
間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにく
くなる。また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに
対してデータの割り当てが行われることから、変調時に
は逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Inverse Fast Fouri
er Transform）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行
うＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路を用いる
ことにより、送受信回路を構成することができるという
特徴を有している。
で伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの
帯域は狭くなり変調速度は遅くはなるが、トータルの伝
送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有
している。また、このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャ
リアが並列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなる
という特徴を有している。そのため、このＯＦＤＭ方式
は、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時
間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにく
くなる。また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに
対してデータの割り当てが行われることから、変調時に
は逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Inverse Fast Fouri
er Transform）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行
うＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路を用いる
ことにより、送受信回路を構成することができるという
特徴を有している。
【０００４】以上のような特徴からＯＦＤＭ方式は、マ
ルチパス妨害の影響を強く受ける地上波ディジタル放送
に適用することが広く検討されている。このようなＯＦ
ＤＭ方式を採用した地上波ディジタル放送としては、例
えば、ＤＶＢ−Ｔ（DigitalVideo Broadcasting-Terres
trial）やＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital
Broadcasting -Terrestrial）といった規格が提案され
ている。
ルチパス妨害の影響を強く受ける地上波ディジタル放送
に適用することが広く検討されている。このようなＯＦ
ＤＭ方式を採用した地上波ディジタル放送としては、例
えば、ＤＶＢ−Ｔ（DigitalVideo Broadcasting-Terres
trial）やＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital
Broadcasting -Terrestrial）といった規格が提案され
ている。
【０００５】ＯＦＤＭ方式による送信信号は、図１５に
示すように、ＯＦＤＭシンボルと呼ばれるシンボル単位
で伝送される。このＯＦＤＭシンボルは、送信時にＩＦ
ＦＴが行われる信号期間である有効シンボルと、この有
効シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされ
たガードインターバルとから構成されている。このガー
ドインターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設け
られている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）に
おいては、有効シンボル内に、２０４８本のサブキャリ
アが含まれており、そのサブキャリア間隔は４.１４Ｈ
ｚとなる。また、有効シンボル内の２０４８本のサブキ
ャリアのうち、１７０５本のサブキャリアにデータが変
調されている。また、ガードインターバルは、有効シン
ボルの１／４や１／８の時間長の信号とされている。
示すように、ＯＦＤＭシンボルと呼ばれるシンボル単位
で伝送される。このＯＦＤＭシンボルは、送信時にＩＦ
ＦＴが行われる信号期間である有効シンボルと、この有
効シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされ
たガードインターバルとから構成されている。このガー
ドインターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設け
られている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）に
おいては、有効シンボル内に、２０４８本のサブキャリ
アが含まれており、そのサブキャリア間隔は４.１４Ｈ
ｚとなる。また、有効シンボル内の２０４８本のサブキ
ャリアのうち、１７０５本のサブキャリアにデータが変
調されている。また、ガードインターバルは、有効シン
ボルの１／４や１／８の時間長の信号とされている。
【０００６】つぎに、ＯＦＤＭ方式による従来のデジタ
ルテレビジョン放送の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）に
ついて説明する。図１６は、従来のＯＦＤＭ受信装置の
ブロック構成図である。なお、この従来のＯＦＤＭ受信
装置は、本発明をＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード、ガード
インターバルが有効シンボル１／８の長さ）に適用した
ものである。また、この図１６では、ブロック間で伝達
される信号が複素信号の場合には太線で信号成分を表現
し、ブロック間で伝達される信号が実数信号の場合には
細線で信号成分を表現している。
ルテレビジョン放送の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）に
ついて説明する。図１６は、従来のＯＦＤＭ受信装置の
ブロック構成図である。なお、この従来のＯＦＤＭ受信
装置は、本発明をＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード、ガード
インターバルが有効シンボル１／８の長さ）に適用した
ものである。また、この図１６では、ブロック間で伝達
される信号が複素信号の場合には太線で信号成分を表現
し、ブロック間で伝達される信号が実数信号の場合には
細線で信号成分を表現している。
【０００７】従来のＯＦＤＭ受信装置１０１は、この図
１６に示すように、アンテナ１０２と、チューナ１０３
と、直交復調回路１０４と、Ａ／Ｄ変換回路１０５と、
電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０６と、ＦＦＴ演算回路１
０７、ウィンドウ同期回路１０８と、クロック再生回路
１０９とを備えている。
１６に示すように、アンテナ１０２と、チューナ１０３
と、直交復調回路１０４と、Ａ／Ｄ変換回路１０５と、
電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０６と、ＦＦＴ演算回路１
０７、ウィンドウ同期回路１０８と、クロック再生回路
１０９とを備えている。
【０００８】放送局から放送されたデジタルテレビジョ
ン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１０１のアンテナ
１０２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ１０３
に供給される。
ン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１０１のアンテナ
１０２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ１０３
に供給される。
【０００９】アンテナ１０２により受信されたＲＦ信号
は、チューナ１０３によりＩＦ信号に周波数変換され、
直交復調回路１０４に供給される。
は、チューナ１０３によりＩＦ信号に周波数変換され、
直交復調回路１０４に供給される。
【００１０】直交復調回路１０４は、ＩＦ信号を直交復
調し、ベースバンドのアナログのＯＦＤＭ信号を出力す
る。この直交復調回路１０４から出力されるベースバン
ドのアナログのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ（Fast Fourier
Transform）演算される前のいわゆる時間領域の信号で
あることから、以下ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。この
ＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成
分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信
号）とを含んだ複素信号となっている。直交復調回路１
０４により出力されるアナログのＯＦＤＭ時間領域信号
は、Ａ／Ｄ変換回路１０５に供給される。
調し、ベースバンドのアナログのＯＦＤＭ信号を出力す
る。この直交復調回路１０４から出力されるベースバン
ドのアナログのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ（Fast Fourier
Transform）演算される前のいわゆる時間領域の信号で
あることから、以下ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。この
ＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成
分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信
号）とを含んだ複素信号となっている。直交復調回路１
０４により出力されるアナログのＯＦＤＭ時間領域信号
は、Ａ／Ｄ変換回路１０５に供給される。
【００１１】Ａ／Ｄ変換回路１０５は、ＶＣＯ１０６か
ら供給されるサンプリングクロックＣＬＫと同期したタ
イミングでＯＦＤＭ時間領域信号をサンプリングし、ア
ナログ−デジタル変換を行う。Ａ／Ｄ変換回路１０５
は、デジタル化したＯＦＤＭ時間領域信号をＦＦＴ演算
回路１０７及びウィンドウ同期回路１０８に供給する。
ら供給されるサンプリングクロックＣＬＫと同期したタ
イミングでＯＦＤＭ時間領域信号をサンプリングし、ア
ナログ−デジタル変換を行う。Ａ／Ｄ変換回路１０５
は、デジタル化したＯＦＤＭ時間領域信号をＦＦＴ演算
回路１０７及びウィンドウ同期回路１０８に供給する。
【００１２】ＶＣＯ１０６は、Ａ／Ｄ変換回路１０５に
供給するサンプリングクロックＣＬＫを発生する。この
ＶＣＯ１０６は、クロック再生回路１０９から供給され
る誤差信号ＳEに応じて発振周波数を増減する。この誤
差信号ＳEは、受信したＯＦＤＭ信号とサンプリングク
ロックＣＬＫとの周波数及び位相の同期のずれ量を示す
信号である。ＶＣＯ１０６は、この誤差信号ＳEが０と
なるようにサンプリングクロックＣＬＫの周波数及び位
相を制御することによって、受信したＯＦＤＭ信号から
サンプリングクロックＣＬＫを再生し、ＯＦＤＭ信号の
同期復調を可能としている。具体的に同期がとれている
場合には、ＶＣＯ１０６は、１ＯＦＤＭシンボルを２３
０４サンプル（２０４８＋２５６サンプル）でサンプリ
ングする周波数のサンプリングクロックＣＬＫを発生す
ることとなる。
供給するサンプリングクロックＣＬＫを発生する。この
ＶＣＯ１０６は、クロック再生回路１０９から供給され
る誤差信号ＳEに応じて発振周波数を増減する。この誤
差信号ＳEは、受信したＯＦＤＭ信号とサンプリングク
ロックＣＬＫとの周波数及び位相の同期のずれ量を示す
信号である。ＶＣＯ１０６は、この誤差信号ＳEが０と
なるようにサンプリングクロックＣＬＫの周波数及び位
相を制御することによって、受信したＯＦＤＭ信号から
サンプリングクロックＣＬＫを再生し、ＯＦＤＭ信号の
同期復調を可能としている。具体的に同期がとれている
場合には、ＶＣＯ１０６は、１ＯＦＤＭシンボルを２３
０４サンプル（２０４８＋２５６サンプル）でサンプリ
ングする周波数のサンプリングクロックＣＬＫを発生す
ることとなる。
【００１３】ＦＦＴ演算回路１０７は、ＯＦＤＭ時間領
域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに対
して変調されているデータを抽出して出力する。このＦ
ＦＴ演算回路１０７から出力される信号は、ＦＦＴされ
た後のいわゆる周波数領域の信号であることから、以
下、ＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。
域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに対
して変調されているデータを抽出して出力する。このＦ
ＦＴ演算回路１０７から出力される信号は、ＦＦＴされ
た後のいわゆる周波数領域の信号であることから、以
下、ＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。
【００１４】ＦＦＴ演算回路１０７は、ガードインター
バルの時間長分の信号をＯＦＤＭシンボルから除去する
ことにより得られる有効シンボル長の範囲（２０４８サ
ンプルの範囲）に対してＦＦＴ演算を行う。その演算範
囲（ＦＦＴウィンドウ）は、ウィンドウ同期回路１０８
から供給されるウィンドウ同期信号Ｗsyncに基づき制御
される。具体的にその演算開始位置は、ＯＦＤＭシンボ
ルの境界（図１５のＡに示す位置）から、ガードインタ
ーバルの終了位置（図１５のＢに示す位置）までの間の
いずれかの位置となる。
バルの時間長分の信号をＯＦＤＭシンボルから除去する
ことにより得られる有効シンボル長の範囲（２０４８サ
ンプルの範囲）に対してＦＦＴ演算を行う。その演算範
囲（ＦＦＴウィンドウ）は、ウィンドウ同期回路１０８
から供給されるウィンドウ同期信号Ｗsyncに基づき制御
される。具体的にその演算開始位置は、ＯＦＤＭシンボ
ルの境界（図１５のＡに示す位置）から、ガードインタ
ーバルの終了位置（図１５のＢに示す位置）までの間の
いずれかの位置となる。
【００１５】ＦＦＴ演算回路１０７から出力されたＯＦ
ＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様
に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチ
ャネル信号）とからなる複素信号となっている。ＯＦＤ
Ｍ周波数領域信号は、クロック再生回路１０９及び後段
のイコライザに供給される。
ＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様
に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチ
ャネル信号）とからなる複素信号となっている。ＯＦＤ
Ｍ周波数領域信号は、クロック再生回路１０９及び後段
のイコライザに供給される。
【００１６】ＦＦＴウィンドウ同期回路１０８は、入力
されたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分遅延
させて、ガードインターバル部分とこのガードインター
バルの複写元となる信号との相関性を求め、この相関性
が高い部分に基づきＯＦＤＭシンボルの境界位置を算出
し、その境界位置を示すウィンドウ同期信号Ｗsyncを発
生する。ＦＦＴウィンドウ同期回路１０８は、発生した
ウィンドウ同期信号ＷsyncをＦＦＴ演算回路１０７に供
給する。
されたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分遅延
させて、ガードインターバル部分とこのガードインター
バルの複写元となる信号との相関性を求め、この相関性
が高い部分に基づきＯＦＤＭシンボルの境界位置を算出
し、その境界位置を示すウィンドウ同期信号Ｗsyncを発
生する。ＦＦＴウィンドウ同期回路１０８は、発生した
ウィンドウ同期信号ＷsyncをＦＦＴ演算回路１０７に供
給する。
【００１７】クロック再生回路１０９は、ＦＦＴ演算回
路１０７から出力されたＯＦＤＭ時間領域信号に基づ
き、送信されたＯＦＤＭ信号のクロックとＶＣＯ１０６
から発生されるサンプリングクロックＣＬＫとの周波数
及び位相の誤差を示す誤差信号ＳEを算出する。クロッ
ク再生回路１０９は、算出した誤差信号ＳEをＶＣＯ１
０６に供給する。
路１０７から出力されたＯＦＤＭ時間領域信号に基づ
き、送信されたＯＦＤＭ信号のクロックとＶＣＯ１０６
から発生されるサンプリングクロックＣＬＫとの周波数
及び位相の誤差を示す誤差信号ＳEを算出する。クロッ
ク再生回路１０９は、算出した誤差信号ＳEをＶＣＯ１
０６に供給する。
【００１８】以上のようなＯＦＤＭ受信装置１０１で
は、受信したＯＦＤＭ信号を同期復調するために、受信
したＯＦＤＭ信号からクロックを再生するためのクロッ
ク再生回路１０９及びＶＣＯ１０６を用い、フィードバ
ック制御により、Ａ／Ｄ変換回路１０５のサンプリング
クロックＣＬＫの周波数及び位相を調整している。
は、受信したＯＦＤＭ信号を同期復調するために、受信
したＯＦＤＭ信号からクロックを再生するためのクロッ
ク再生回路１０９及びＶＣＯ１０６を用い、フィードバ
ック制御により、Ａ／Ｄ変換回路１０５のサンプリング
クロックＣＬＫの周波数及び位相を調整している。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】ところで、従来のＯＦ
ＤＭ受信装置１０１では、以上のように受信したＯＦＤ
Ｍ信号の同期復調のためにＶＣＯ１０６及びクロック再
生回路１０９を用いて、Ａ／Ｄ変換回路１０５のサンプ
リングクロックＣＬＫの周波数及び位相を制御している
ため、その回路構成が複雑化していた。
ＤＭ受信装置１０１では、以上のように受信したＯＦＤ
Ｍ信号の同期復調のためにＶＣＯ１０６及びクロック再
生回路１０９を用いて、Ａ／Ｄ変換回路１０５のサンプ
リングクロックＣＬＫの周波数及び位相を制御している
ため、その回路構成が複雑化していた。
【００２０】本発明は、このような事情に鑑みてなされ
たものであり、クロック再生を行うことなくＯＦＤＭ信
号を復調することができる復調装置及び復調方法を提供
することを目的とする。
たものであり、クロック再生を行うことなくＯＦＤＭ信
号を復調することができる復調装置及び復調方法を提供
することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】本発明にかかる復調装置
は、情報が分割されて複数のサブキャリアに変調される
ことにより生成された有効シンボルと、この有効シンボ
ルの一部の信号波形が複写されることにより生成された
ガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単
位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調す
る復調装置であって、上記ＯＦＤＭ信号を所定の周波数
のサンプリングクロックでサンプリングして、デジタル
データに変換するアナログ／デジタル変換手段と、上記
デジタルデータに変換された上記ＯＦＤＭ信号の各伝送
シンボルから、上記有効シンボル分のサブキャリアの本
数分の演算領域を切り出し、切り出した上記演算領域に
対してフーリエ変換して、周波数領域信号を生成するフ
ーリエ変換手段と、伝送シンボルの境界位置を算出し、
算出した伝送シンボルの境界位置に基づき上記伝送シン
ボル内における上記演算領域の位置を制御するウィンド
ウ制御手段とを備え、上記アナログ／デジタル変換手段
のサンプリングクロックは、上記ＯＦＤＭ信号と非同期
であることを特徴とする。
は、情報が分割されて複数のサブキャリアに変調される
ことにより生成された有効シンボルと、この有効シンボ
ルの一部の信号波形が複写されることにより生成された
ガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単
位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調す
る復調装置であって、上記ＯＦＤＭ信号を所定の周波数
のサンプリングクロックでサンプリングして、デジタル
データに変換するアナログ／デジタル変換手段と、上記
デジタルデータに変換された上記ＯＦＤＭ信号の各伝送
シンボルから、上記有効シンボル分のサブキャリアの本
数分の演算領域を切り出し、切り出した上記演算領域に
対してフーリエ変換して、周波数領域信号を生成するフ
ーリエ変換手段と、伝送シンボルの境界位置を算出し、
算出した伝送シンボルの境界位置に基づき上記伝送シン
ボル内における上記演算領域の位置を制御するウィンド
ウ制御手段とを備え、上記アナログ／デジタル変換手段
のサンプリングクロックは、上記ＯＦＤＭ信号と非同期
であることを特徴とする。
【００２２】この復調装置では、ＯＦＤＭ信号を非同期
のサンプリングクロックでサンプリングしてデジタルデ
ータに変換し、伝送シンボルから有効シンボル分のサン
プル数のデータを演算範囲として切り出し、切り出した
演算範囲に対してフーリエ変換を行う。
のサンプリングクロックでサンプリングしてデジタルデ
ータに変換し、伝送シンボルから有効シンボル分のサン
プル数のデータを演算範囲として切り出し、切り出した
演算範囲に対してフーリエ変換を行う。
【００２３】本発明にかかる復調装置は、上記伝送シン
ボルの境界位置から次の伝送シンボルの境界位置までを
上記サンプリングクロックでカウントし、このカウント
量に基づき上記ＯＦＤＭ信号と上記サンプリングクロッ
クとの周波数誤差を算出し、この周波数誤差に基づき各
伝送シンボルに生じているクロック位相誤差を算出し、
各伝送シンボルに生じているクロック位相誤差と各サブ
キャリア周波数とに基づき各サブキャリア毎のクロック
位相誤差を算出するクロック位相誤差算出手段と、上記
各サブキャリア毎のクロック位相誤差に基づき、上記周
波数領域信号の各サブキャリアのクロック位相誤差を補
正する位相補正手段とを備えることを特徴とする。
ボルの境界位置から次の伝送シンボルの境界位置までを
上記サンプリングクロックでカウントし、このカウント
量に基づき上記ＯＦＤＭ信号と上記サンプリングクロッ
クとの周波数誤差を算出し、この周波数誤差に基づき各
伝送シンボルに生じているクロック位相誤差を算出し、
各伝送シンボルに生じているクロック位相誤差と各サブ
キャリア周波数とに基づき各サブキャリア毎のクロック
位相誤差を算出するクロック位相誤差算出手段と、上記
各サブキャリア毎のクロック位相誤差に基づき、上記周
波数領域信号の各サブキャリアのクロック位相誤差を補
正する位相補正手段とを備えることを特徴とする。
【００２４】この復調装置では、ＯＦＤＭ信号を非同期
のサンプリングクロックでサンプリングしてデジタルデ
ータに変換し、伝送シンボルから有効シンボル分のサン
プル数のデータを演算範囲として切り出し、切り出した
演算範囲に対してフーリエ変換を行う。さらに、この復
調装置では、サンプリングクロックにより伝送シンボル
のシンボル期間をカウントしたときのカウント量に基づ
き周波数誤差を算出し、この周波数誤差に基づきサンプ
リングクロックが非同期であることの影響により生じる
クロック位相誤差を補正する。
のサンプリングクロックでサンプリングしてデジタルデ
ータに変換し、伝送シンボルから有効シンボル分のサン
プル数のデータを演算範囲として切り出し、切り出した
演算範囲に対してフーリエ変換を行う。さらに、この復
調装置では、サンプリングクロックにより伝送シンボル
のシンボル期間をカウントしたときのカウント量に基づ
き周波数誤差を算出し、この周波数誤差に基づきサンプ
リングクロックが非同期であることの影響により生じる
クロック位相誤差を補正する。
【００２５】本発明にかかる復調装置は、上記周波数領
域信号の全てのサブキャリアに共通する共通位相誤差を
算出し、この共通位相誤差を角度情報で出力する共通位
相誤差算出手段を備え、上記位相補正手段は、上記共通
位相誤差と上記クロック位相誤差とを加算し、加算した
誤差情報に基づき上記周波数領域信号を位相補正するこ
とを特徴とする。
域信号の全てのサブキャリアに共通する共通位相誤差を
算出し、この共通位相誤差を角度情報で出力する共通位
相誤差算出手段を備え、上記位相補正手段は、上記共通
位相誤差と上記クロック位相誤差とを加算し、加算した
誤差情報に基づき上記周波数領域信号を位相補正するこ
とを特徴とする。
【００２６】この復調装置では、ＯＦＤＭ信号を非同期
のサンプリングクロックでサンプリングしてデジタルデ
ータに変換し、伝送シンボルから有効シンボル分のサン
プル数のデータを演算範囲として切り出し、切り出した
演算範囲に対してフーリエ変換を行う。さらに、この復
調装置では、サンプリングクロックにより伝送シンボル
のシンボル期間をカウントしたときのカウント量に基づ
きクロック位相誤差を算出するとともに、全てのサブキ
ャリアに共通する共通位相誤差を算出し、このクロック
位相誤差と共通位相誤差とを角度信号の状態で加算し、
加算して得られた誤差情報に基づきＯＦＤＭ信号の位相
補正を行う。
のサンプリングクロックでサンプリングしてデジタルデ
ータに変換し、伝送シンボルから有効シンボル分のサン
プル数のデータを演算範囲として切り出し、切り出した
演算範囲に対してフーリエ変換を行う。さらに、この復
調装置では、サンプリングクロックにより伝送シンボル
のシンボル期間をカウントしたときのカウント量に基づ
きクロック位相誤差を算出するとともに、全てのサブキ
ャリアに共通する共通位相誤差を算出し、このクロック
位相誤差と共通位相誤差とを角度信号の状態で加算し、
加算して得られた誤差情報に基づきＯＦＤＭ信号の位相
補正を行う。
【００２７】本発明にかかる復調装置は、上記伝送シン
ボルの境界位置から次の伝送シンボルの境界位置までを
上記サンプリングクロックでカウントし、このカウント
量に基づき上記ＯＦＤＭ信号と上記サンプリングクロッ
クとの周波数誤差を算出し、この周波数誤差に基づき１
伝送シンボル単位毎に生じるクロック位相誤差を算出
し、この１伝送シンボル単位毎に生じるクロック位相誤
差と各サブキャリア周波数とに基づき各サブキャリア毎
のクロック位相誤差を算出するクロック位相誤差算出手
段と、上記各サブキャリア毎のクロック位相誤差に基づ
き、上記周波数領域信号の各サブキャリアのクロック位
相誤差を補正する位相補正手段とを備えることを特徴と
する。
ボルの境界位置から次の伝送シンボルの境界位置までを
上記サンプリングクロックでカウントし、このカウント
量に基づき上記ＯＦＤＭ信号と上記サンプリングクロッ
クとの周波数誤差を算出し、この周波数誤差に基づき１
伝送シンボル単位毎に生じるクロック位相誤差を算出
し、この１伝送シンボル単位毎に生じるクロック位相誤
差と各サブキャリア周波数とに基づき各サブキャリア毎
のクロック位相誤差を算出するクロック位相誤差算出手
段と、上記各サブキャリア毎のクロック位相誤差に基づ
き、上記周波数領域信号の各サブキャリアのクロック位
相誤差を補正する位相補正手段とを備えることを特徴と
する。
【００２８】この復調装置では、ＯＦＤＭ信号を非同期
のサンプリングクロックでサンプリングしてデジタルデ
ータに変換し、伝送シンボルから有効シンボル分のサン
プル数のデータを演算範囲として切り出し、切り出した
演算範囲に対してフーリエ変換を行う。さらに、この復
調装置では、サンプリングクロックにより伝送シンボル
のシンボル期間をカウントしたときのカウント量に基づ
き周波数誤差を算出し、この周波数誤差に基づき１伝送
シンボル単位毎に生じるクロック位相誤差を算出して、
サンプリングクロックが非同期であることの影響により
生じるＯＦＤＭ信号のクロック位相誤差を補正する。
のサンプリングクロックでサンプリングしてデジタルデ
ータに変換し、伝送シンボルから有効シンボル分のサン
プル数のデータを演算範囲として切り出し、切り出した
演算範囲に対してフーリエ変換を行う。さらに、この復
調装置では、サンプリングクロックにより伝送シンボル
のシンボル期間をカウントしたときのカウント量に基づ
き周波数誤差を算出し、この周波数誤差に基づき１伝送
シンボル単位毎に生じるクロック位相誤差を算出して、
サンプリングクロックが非同期であることの影響により
生じるＯＦＤＭ信号のクロック位相誤差を補正する。
【００２９】本発明にかかる復調方法は、情報が分割さ
れて複数のサブキャリアに変調されることにより生成さ
れた有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波
形が複写されることにより生成されたガードインターバ
ルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波
数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調方法であっ
て、上記ＯＦＤＭ信号を、このＯＦＤＭ信号と非同期の
周波数のサンプリングクロックでサンプリングして、デ
ジタルデータに変換し、伝送シンボルの境界位置を算出
し、算出した伝送シンボルの境界位置に基づき、上記有
効シンボル分のサブキャリアの本数分の演算領域を切り
出し、切り出した上記演算領域に対してフーリエ変換す
ることを特徴とする。
れて複数のサブキャリアに変調されることにより生成さ
れた有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波
形が複写されることにより生成されたガードインターバ
ルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波
数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調方法であっ
て、上記ＯＦＤＭ信号を、このＯＦＤＭ信号と非同期の
周波数のサンプリングクロックでサンプリングして、デ
ジタルデータに変換し、伝送シンボルの境界位置を算出
し、算出した伝送シンボルの境界位置に基づき、上記有
効シンボル分のサブキャリアの本数分の演算領域を切り
出し、切り出した上記演算領域に対してフーリエ変換す
ることを特徴とする。
【００３０】この復調方法では、ＯＦＤＭ信号を非同期
のサンプリングクロックでサンプリングしてデジタルデ
ータに変換し、伝送シンボルから有効シンボル分のサン
プル数のデータを演算範囲として切り出し、切り出した
演算範囲に対してフーリエ変換を行う。
のサンプリングクロックでサンプリングしてデジタルデ
ータに変換し、伝送シンボルから有効シンボル分のサン
プル数のデータを演算範囲として切り出し、切り出した
演算範囲に対してフーリエ変換を行う。
【００３１】本発明にかかる復調方法は、上記伝送シン
ボルの境界位置から次の伝送シンボルの境界位置までを
上記サンプリングクロックでカウントし、このカウント
量に基づき上記ＯＦＤＭ信号と上記サンプリングクロッ
クとの周波数誤差を算出し、この周波数誤差に基づき各
伝送シンボルに生じるクロック位相誤差を算出し、各伝
送シンボルに生じるクロック位相誤差と各サブキャリア
周波数とに基づき各サブキャリア毎のクロック位相誤差
を算出し、上記各サブキャリア毎のクロック位相誤差に
基づき、上記周波数領域信号の各サブキャリアのクロッ
ク位相誤差を補正することを特徴とする。
ボルの境界位置から次の伝送シンボルの境界位置までを
上記サンプリングクロックでカウントし、このカウント
量に基づき上記ＯＦＤＭ信号と上記サンプリングクロッ
クとの周波数誤差を算出し、この周波数誤差に基づき各
伝送シンボルに生じるクロック位相誤差を算出し、各伝
送シンボルに生じるクロック位相誤差と各サブキャリア
周波数とに基づき各サブキャリア毎のクロック位相誤差
を算出し、上記各サブキャリア毎のクロック位相誤差に
基づき、上記周波数領域信号の各サブキャリアのクロッ
ク位相誤差を補正することを特徴とする。
【００３２】この復調方法では、ＯＦＤＭ信号を非同期
のサンプリングクロックでサンプリングしてデジタルデ
ータに変換し、伝送シンボルから有効シンボル分のサン
プル数のデータを演算範囲として切り出し、切り出した
演算範囲に対してフーリエ変換を行う。さらに、この復
調装置では、サンプリングクロックにより伝送シンボル
のシンボル期間をカウントしたときのカウント量に基づ
き周波数誤差を算出し、この周波数誤差に基づきサンプ
リングクロックが非同期であることの影響により生じる
クロック位相誤差を補正する。
のサンプリングクロックでサンプリングしてデジタルデ
ータに変換し、伝送シンボルから有効シンボル分のサン
プル数のデータを演算範囲として切り出し、切り出した
演算範囲に対してフーリエ変換を行う。さらに、この復
調装置では、サンプリングクロックにより伝送シンボル
のシンボル期間をカウントしたときのカウント量に基づ
き周波数誤差を算出し、この周波数誤差に基づきサンプ
リングクロックが非同期であることの影響により生じる
クロック位相誤差を補正する。
【００３３】本発明にかかる復調方法は、上記周波数領
域信号の全てのサブキャリアに共通する共通位相誤差を
算出し、この共通位相誤差を角度情報で出力し、上記共
通位相誤差と上記クロック位相誤差とを加算し、加算し
た誤差情報に基づき上記周波数領域信号を位相補正する
ことを特徴とする。
域信号の全てのサブキャリアに共通する共通位相誤差を
算出し、この共通位相誤差を角度情報で出力し、上記共
通位相誤差と上記クロック位相誤差とを加算し、加算し
た誤差情報に基づき上記周波数領域信号を位相補正する
ことを特徴とする。
【００３４】この復調方法では、ＯＦＤＭ信号を非同期
のサンプリングクロックでサンプリングしてデジタルデ
ータに変換し、伝送シンボルから有効シンボル分のサン
プル数のデータを演算範囲として切り出し、切り出した
演算範囲に対してフーリエ変換を行う。さらに、この復
調装置では、サンプリングクロックにより伝送シンボル
のシンボル期間をカウントしたときのカウント量に基づ
きクロック位相誤差を算出するとともに、全てのサブキ
ャリアに共通する共通位相誤差を算出し、このクロック
位相誤差と共通位相誤差とを角度信号の状態で加算し、
加算して得られた誤差情報に基づきＯＦＤＭ信号の位相
補正を行う。
のサンプリングクロックでサンプリングしてデジタルデ
ータに変換し、伝送シンボルから有効シンボル分のサン
プル数のデータを演算範囲として切り出し、切り出した
演算範囲に対してフーリエ変換を行う。さらに、この復
調装置では、サンプリングクロックにより伝送シンボル
のシンボル期間をカウントしたときのカウント量に基づ
きクロック位相誤差を算出するとともに、全てのサブキ
ャリアに共通する共通位相誤差を算出し、このクロック
位相誤差と共通位相誤差とを角度信号の状態で加算し、
加算して得られた誤差情報に基づきＯＦＤＭ信号の位相
補正を行う。
【００３５】本発明にかかる復調方法は、上記伝送シン
ボルの境界位置から次の伝送シンボルの境界位置までを
上記サンプリングクロックでカウントし、このカウント
量に基づき上記ＯＦＤＭ信号と上記サンプリングクロッ
クとの周波数誤差を算出し、この周波数誤差に基づき１
伝送シンボル単位毎に生じるクロック位相誤差を算出
し、この１伝送シンボル単位毎に生じるクロック位相誤
差と各サブキャリア周波数とに基づき各サブキャリア毎
のクロック位相誤差を算出し、上記各サブキャリア毎の
クロック位相誤差に基づき、上記周波数領域信号の各サ
ブキャリアのクロック位相誤差を補正することを特徴と
する。
ボルの境界位置から次の伝送シンボルの境界位置までを
上記サンプリングクロックでカウントし、このカウント
量に基づき上記ＯＦＤＭ信号と上記サンプリングクロッ
クとの周波数誤差を算出し、この周波数誤差に基づき１
伝送シンボル単位毎に生じるクロック位相誤差を算出
し、この１伝送シンボル単位毎に生じるクロック位相誤
差と各サブキャリア周波数とに基づき各サブキャリア毎
のクロック位相誤差を算出し、上記各サブキャリア毎の
クロック位相誤差に基づき、上記周波数領域信号の各サ
ブキャリアのクロック位相誤差を補正することを特徴と
する。
【００３６】この復調方法では、ＯＦＤＭ信号を非同期
のサンプリングクロックでサンプリングしてデジタルデ
ータに変換し、伝送シンボルから有効シンボル分のサン
プル数のデータを演算範囲として切り出し、切り出した
演算範囲に対してフーリエ変換を行う。さらに、この復
調装置では、サンプリングクロックにより伝送シンボル
のシンボル期間をカウントしたときのカウント量に基づ
き周波数誤差を算出し、この周波数誤差に基づき１伝送
シンボル単位毎に生じるクロック位相誤差を算出して、
サンプリングクロックが非同期であることの影響により
生じるＯＦＤＭ信号のクロック位相誤差を補正する。
のサンプリングクロックでサンプリングしてデジタルデ
ータに変換し、伝送シンボルから有効シンボル分のサン
プル数のデータを演算範囲として切り出し、切り出した
演算範囲に対してフーリエ変換を行う。さらに、この復
調装置では、サンプリングクロックにより伝送シンボル
のシンボル期間をカウントしたときのカウント量に基づ
き周波数誤差を算出し、この周波数誤差に基づき１伝送
シンボル単位毎に生じるクロック位相誤差を算出して、
サンプリングクロックが非同期であることの影響により
生じるＯＦＤＭ信号のクロック位相誤差を補正する。
【００３７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態とし
て、本発明を適用したＯＦＤＭ方式によるデジタル放送
の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説明する。
て、本発明を適用したＯＦＤＭ方式によるデジタル放送
の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説明する。
【００３８】なお、以下に説明する第１から第４の実施
の形態は、本発明をＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード、ガー
ドインターバル長が有効シンボルの１／８の期間）に適
用したＯＦＤＭ受信装置である。また、以下説明に用い
る各図において、ブロック間で伝達される信号が複素信
号の場合には太線で信号成分を表現し、ブロック間で伝
達される信号が実数信号の場合には細線で信号成分を表
現している。
の形態は、本発明をＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード、ガー
ドインターバル長が有効シンボルの１／８の期間）に適
用したＯＦＤＭ受信装置である。また、以下説明に用い
る各図において、ブロック間で伝達される信号が複素信
号の場合には太線で信号成分を表現し、ブロック間で伝
達される信号が実数信号の場合には細線で信号成分を表
現している。
【００３９】第１の実施の形態 まず、第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置について説
明をする。
明をする。
【００４０】図１に本発明を適用した第１の実施の形態
のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図を示す。
のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図を示す。
【００４１】本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信
装置１は、図１に示すように、アンテナ２と、チューナ
３と、直交復調回路４と、Ａ／Ｄ変換回路５と、クロッ
ク発生回路６と、ＦＦＴ演算回路７、ウィンドウ同期回
路８とを備えている。
装置１は、図１に示すように、アンテナ２と、チューナ
３と、直交復調回路４と、Ａ／Ｄ変換回路５と、クロッ
ク発生回路６と、ＦＦＴ演算回路７、ウィンドウ同期回
路８とを備えている。
【００４２】放送局から放送されたデジタルテレビジョ
ン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２に
より受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給され
る。
ン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２に
より受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給され
る。
【００４３】アンテナ２により受信されたＲＦ信号は、
チューナ３によりＩＦ信号に周波数変換され、直交復調
回路４に供給される。
チューナ３によりＩＦ信号に周波数変換され、直交復調
回路４に供給される。
【００４４】直交復調回路４は、ＩＦ信号を直交復調
し、ベースバンドのアナログのＯＦＤＭ信号を出力す
る。この直交復調回路４から出力されるベースバンドの
アナログのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ（Fast Fourier Tra
nsform）演算される前のいわゆる時間領域の信号である
ことから、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。このＯＦＤＭ
時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチ
ャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とを含
んだ複素信号となっている。直交復調回路４から出力さ
れるアナログのＯＦＤＭ時間領域信号は、Ａ／Ｄ変換回
路５に供給される。
し、ベースバンドのアナログのＯＦＤＭ信号を出力す
る。この直交復調回路４から出力されるベースバンドの
アナログのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ（Fast Fourier Tra
nsform）演算される前のいわゆる時間領域の信号である
ことから、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。このＯＦＤＭ
時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチ
ャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とを含
んだ複素信号となっている。直交復調回路４から出力さ
れるアナログのＯＦＤＭ時間領域信号は、Ａ／Ｄ変換回
路５に供給される。
【００４５】Ａ／Ｄ変換回路５は、クロック発生回路６
から供給されるサンプリングクロックＣＬＫと同期した
タイミングでＯＦＤＭ時間領域信号をサンプリングし、
アナログ−デジタル変換を行う。Ａ／Ｄ変換回路５は、
デジタル化したＯＦＤＭ時間領域信号をＦＦＴ演算回路
７及びウィンドウ同期回路８に供給する。
から供給されるサンプリングクロックＣＬＫと同期した
タイミングでＯＦＤＭ時間領域信号をサンプリングし、
アナログ−デジタル変換を行う。Ａ／Ｄ変換回路５は、
デジタル化したＯＦＤＭ時間領域信号をＦＦＴ演算回路
７及びウィンドウ同期回路８に供給する。
【００４６】クロック発生回路６は、例えば、高精度で
安定した水晶発振器等により構成され、Ａ／Ｄ変換回路
５に供給するサンプリングクロックＣＬＫを発生する。
クロック発生回路６から発生されるサンプリングクロッ
クＣＬＫのクロック周波数は、有効シンボルのサンプリ
ング数が２０４８サンプルでサンプリングする程度の周
波数とされ、予めシステムにより設定される。なお、こ
のクロック発生回路６は、受信するＯＦＤＭ信号とは非
同期とされており、常に一定の周波数のサンプリングク
ロックを出力する。
安定した水晶発振器等により構成され、Ａ／Ｄ変換回路
５に供給するサンプリングクロックＣＬＫを発生する。
クロック発生回路６から発生されるサンプリングクロッ
クＣＬＫのクロック周波数は、有効シンボルのサンプリ
ング数が２０４８サンプルでサンプリングする程度の周
波数とされ、予めシステムにより設定される。なお、こ
のクロック発生回路６は、受信するＯＦＤＭ信号とは非
同期とされており、常に一定の周波数のサンプリングク
ロックを出力する。
【００４７】ＦＦＴ演算回路７は、ＯＦＤＭ時間領域信
号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに対して
変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ
演算回路７から出力される信号は、ＦＦＴされた後のい
わゆる周波数領域の信号であることから、以下、ＯＦＤ
Ｍ周波数領域信号と呼ぶ。
号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに対して
変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ
演算回路７から出力される信号は、ＦＦＴされた後のい
わゆる周波数領域の信号であることから、以下、ＯＦＤ
Ｍ周波数領域信号と呼ぶ。
【００４８】ＦＦＴ演算回路７は、ガードインターバル
の時間長分の信号をＯＦＤＭシンボルから除去すること
により得られる有効シンボル長の範囲（２０４８サンプ
ルの範囲）に対してＦＦＴ演算を行う。その演算範囲
（ＦＦＴウィンドウ）は、ウィンドウ同期回路８から供
給されるウィンドウ同期信号Ｗsyncにより制御される。
その演算開始位置は、ＯＦＤＭシンボルの境界から、ガ
ードインターバルの終了位置までの間のいずれかの位置
となる。
の時間長分の信号をＯＦＤＭシンボルから除去すること
により得られる有効シンボル長の範囲（２０４８サンプ
ルの範囲）に対してＦＦＴ演算を行う。その演算範囲
（ＦＦＴウィンドウ）は、ウィンドウ同期回路８から供
給されるウィンドウ同期信号Ｗsyncにより制御される。
その演算開始位置は、ＯＦＤＭシンボルの境界から、ガ
ードインターバルの終了位置までの間のいずれかの位置
となる。
【００４９】ＦＦＴ演算回路７から出力されたＯＦＤＭ
周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実
軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル
信号）とからなる複素信号となっている。ＯＦＤＭ周波
数領域信号は、後段の位相補正回路やイコライザ等に供
給される。
周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実
軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル
信号）とからなる複素信号となっている。ＯＦＤＭ周波
数領域信号は、後段の位相補正回路やイコライザ等に供
給される。
【００５０】ＦＦＴウィンドウ同期回路８は、入力され
たＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分遅延させ
て、ガードインターバル部分とこのガードインターバル
の複写元となる信号との相関性を求め、この相関性が高
い部分に基づきＯＦＤＭシンボルの境界位置を算出し、
その境界位置に基づき生成されたウィンドウ同期信号Ｗ
syncを発生する。ＦＦＴウィンドウ同期回路８は、発生
したウィンドウ同期信号ＷsyncをＦＦＴ演算回路７に供
給する。
たＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分遅延させ
て、ガードインターバル部分とこのガードインターバル
の複写元となる信号との相関性を求め、この相関性が高
い部分に基づきＯＦＤＭシンボルの境界位置を算出し、
その境界位置に基づき生成されたウィンドウ同期信号Ｗ
syncを発生する。ＦＦＴウィンドウ同期回路８は、発生
したウィンドウ同期信号ＷsyncをＦＦＴ演算回路７に供
給する。
【００５１】ＦＦＴウィンドウ同期回路８は、具体的に
は、下式に示すような、自己相関関数Ｃｏｒｒ（ｔ）を
算出することにより、シンボル境界を算出する。
は、下式に示すような、自己相関関数Ｃｏｒｒ（ｔ）を
算出することにより、シンボル境界を算出する。
【００５２】
【数１】
【００５３】この式は、ＯＦＤＭ時間領域信号（ｆ
（ｔ））を時間軸方向に有効シンボル期間Ｔｕだけ平行
移動させたときの自己相関関数（積分領域はガードイン
ターバル期間Ｔｇとする）を示している。そして、ＦＦ
Ｔウィンドウ同期回路８は、この自己相関関数Ｃｏｒｒ
（ｔ）のピーク位置を求め、そのピーク位置がＯＦＤＭ
シンボルの境界となる。
（ｔ））を時間軸方向に有効シンボル期間Ｔｕだけ平行
移動させたときの自己相関関数（積分領域はガードイン
ターバル期間Ｔｇとする）を示している。そして、ＦＦ
Ｔウィンドウ同期回路８は、この自己相関関数Ｃｏｒｒ
（ｔ）のピーク位置を求め、そのピーク位置がＯＦＤＭ
シンボルの境界となる。
【００５４】これを図面を用いて順に説明すると、ま
ず、図２（Ａ）に示すような元のＯＦＤＭ時間領域信号
（ｆ（ｔ））に対して、図２（Ｂ）に示すようなＴｕ時
間遅延した信号の共役関数であるＯＦＤＭ時間領域信号
（ｆ（ｔ−Ｔｕ））を求める。次に、この（ｆ（ｔ））
と（ｆ（ｔ−Ｔｕ））とを複素乗算し、複素乗算して得
られた関数を時間積分する。この時間積分して得られた
関数が、自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））である。そし
て、この自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の値がもっと
も高いピーク部分が、ガードインターバルと相関性の高
い部分となる。すなわち、図２（Ｃ）に示すような自己
相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））のもっとも高いピーク値が
示す時間が、ガードインターバルのコピー元となる波形
と一致した時間を示していることとなる。従って、この
ピーク位置の情報に基づきＯＦＤＭシンボルの境界、さ
らに、ＦＦＴウィンドウを算出することができる。
ず、図２（Ａ）に示すような元のＯＦＤＭ時間領域信号
（ｆ（ｔ））に対して、図２（Ｂ）に示すようなＴｕ時
間遅延した信号の共役関数であるＯＦＤＭ時間領域信号
（ｆ（ｔ−Ｔｕ））を求める。次に、この（ｆ（ｔ））
と（ｆ（ｔ−Ｔｕ））とを複素乗算し、複素乗算して得
られた関数を時間積分する。この時間積分して得られた
関数が、自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））である。そし
て、この自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の値がもっと
も高いピーク部分が、ガードインターバルと相関性の高
い部分となる。すなわち、図２（Ｃ）に示すような自己
相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））のもっとも高いピーク値が
示す時間が、ガードインターバルのコピー元となる波形
と一致した時間を示していることとなる。従って、この
ピーク位置の情報に基づきＯＦＤＭシンボルの境界、さ
らに、ＦＦＴウィンドウを算出することができる。
【００５５】ウィンドウ同期回路８の回路構成につい
て、図３を用いてさらに詳細に説明をする。
て、図３を用いてさらに詳細に説明をする。
【００５６】ウィンドウ同期回路８は、有効シンボル長
遅延メモリ２１と、複素乗算回路２２と、積分回路２３
と、二乗回路２４と、最大値サーチ回路２５と、ウィン
ドウ発生回路２６とを備えている。
遅延メモリ２１と、複素乗算回路２２と、積分回路２３
と、二乗回路２４と、最大値サーチ回路２５と、ウィン
ドウ発生回路２６とを備えている。
【００５７】Ａ／Ｄ変換回路５から出力されたＯＦＤＭ
時間領域信号（ｆ（ｔ））は、ウィンドウ同期回路８の
遅延メモリ２１及び複素乗算回路２２に供給される。
時間領域信号（ｆ（ｔ））は、ウィンドウ同期回路８の
遅延メモリ２１及び複素乗算回路２２に供給される。
【００５８】有効シンボル長遅延メモリ２１は、供給さ
れたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル時間（Ｔｕ）
分遅延させる。有効シンボル長遅延メモリ２１は、ＯＦ
ＤＭ時間領域信号の遅延信号（ｆ（ｔ−Ｔｕ））を、複
素乗算回路２２に供給する。
れたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル時間（Ｔｕ）
分遅延させる。有効シンボル長遅延メモリ２１は、ＯＦ
ＤＭ時間領域信号の遅延信号（ｆ（ｔ−Ｔｕ））を、複
素乗算回路２２に供給する。
【００５９】複素乗算回路２２は、ＯＦＤＭ時間領域信
号（ｆ（ｔ））と、上記遅延信号（ｆ（ｔ−Ｔｕ））と
を複素乗算し、複素乗算結果（ｆ（ｔ）・ｆ（ｔ−Ｔ
ｕ）※）を積分回路２３に供給する。
号（ｆ（ｔ））と、上記遅延信号（ｆ（ｔ−Ｔｕ））と
を複素乗算し、複素乗算結果（ｆ（ｔ）・ｆ（ｔ−Ｔ
ｕ）※）を積分回路２３に供給する。
【００６０】積分回路２３は、上記複素乗算結果（ｆ
（ｔ）・ｆ（ｔ−Ｔｕ）※）を時間ｔで積分し、上記数
１で示した自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））を求める。
積分回路２３は、求めた自己相関関数（Ｃｏｒｒ
（ｔ））を二乗回路２４に供給する。
（ｔ）・ｆ（ｔ−Ｔｕ）※）を時間ｔで積分し、上記数
１で示した自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））を求める。
積分回路２３は、求めた自己相関関数（Ｃｏｒｒ
（ｔ））を二乗回路２４に供給する。
【００６１】二乗回路２４は、供給された自己相関関数
（Ｃｏｒｒ（ｔ））の実数成分（ＣＩ）及び虚数成分
（ＱＩ）をそれぞれ二乗する。次に、自己相関関数（Ｃ
ｏｒｒ（ｔ））の実数成分の二乗と虚数成分の二乗の加
算値を求め、自己相関関数の絶対値の二乗成分を求め
る。二乗回路２４は、求めた自己相関関数の絶対値の二
乗成分を最大値サーチ回路２５に供給する。
（Ｃｏｒｒ（ｔ））の実数成分（ＣＩ）及び虚数成分
（ＱＩ）をそれぞれ二乗する。次に、自己相関関数（Ｃ
ｏｒｒ（ｔ））の実数成分の二乗と虚数成分の二乗の加
算値を求め、自己相関関数の絶対値の二乗成分を求め
る。二乗回路２４は、求めた自己相関関数の絶対値の二
乗成分を最大値サーチ回路２５に供給する。
【００６２】最大値サーチ回路２５は、供給された自己
相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の絶対値の二乗成分のピー
ク値を算出し、そのピーク値が算出されたタイミングで
ＯＮとなるピーク検出信号ＳPを発生する。最大値サー
チ回路２５から発生されたピーク検出信号ＳPは、ウィ
ンドウ発生回路２６に供給される。
相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の絶対値の二乗成分のピー
ク値を算出し、そのピーク値が算出されたタイミングで
ＯＮとなるピーク検出信号ＳPを発生する。最大値サー
チ回路２５から発生されたピーク検出信号ＳPは、ウィ
ンドウ発生回路２６に供給される。
【００６３】ウィンドウ発生回路２６には、クロック発
生回路６から発生されたサンプリングクロックＣＬＫ
と、最大値サーチ回路２５から出力されたピーク検出信
号ＳPが供給される。ウィンドウ発生回路２６は、ピー
ク検出信号ＳPに応じてＦＦＴウィンドウのウィンドウ
位置を決定し、例えばパルス状のウィンドウ同期信号Ｗ
syncを出力する。例えば、パルス状のウィンドウ同期信
号ＷsyncがＯＮとなっているタイミングがＦＦＴウィン
ドウの位置を示している。
生回路６から発生されたサンプリングクロックＣＬＫ
と、最大値サーチ回路２５から出力されたピーク検出信
号ＳPが供給される。ウィンドウ発生回路２６は、ピー
ク検出信号ＳPに応じてＦＦＴウィンドウのウィンドウ
位置を決定し、例えばパルス状のウィンドウ同期信号Ｗ
syncを出力する。例えば、パルス状のウィンドウ同期信
号ＷsyncがＯＮとなっているタイミングがＦＦＴウィン
ドウの位置を示している。
【００６４】ウィンドウ発生回路２６は、例えば、ＯＦ
ＤＭシンボル境界位置からＦＦＴ演算開始位置までのオ
フセット量、及び、ＯＦＤＭシンボル境界位置からＦＦ
Ｔ演算終了位置までオフセット量をそれぞれ予め定めて
おく。そして、例えば、図４に示すように、ピーク検出
信号ＳPが供給されたタイミングからサンプリングクロ
ックＣＬＫをカウントして、そのカウント値が演算開始
位置を示すオフセット量となるとＯＮとなり、そのカウ
ント値が演算終了位置を示すオフセット量となるとＯＦ
Ｆとなるようなウィンドウ同期信号Ｗsyncを発生する。
演算開始位置から演算終了位置までのカウント量は、有
効シンボル長のサンプル数（２０４８カウント）とな
る。ＦＦＴ演算回路７は、このようなウインドウ同期信
号Ｗsyncが供給されると、供給されたＯＦＤＭシンボル
の全サンプル（２３０４サンプル）から、ウィンドウ同
期信号ＷsyncがＯＮとなっているタイミングのサンプル
を抜き出し、その抜き出したサンプルに対してのみＦＦ
Ｔ演算を行う。
ＤＭシンボル境界位置からＦＦＴ演算開始位置までのオ
フセット量、及び、ＯＦＤＭシンボル境界位置からＦＦ
Ｔ演算終了位置までオフセット量をそれぞれ予め定めて
おく。そして、例えば、図４に示すように、ピーク検出
信号ＳPが供給されたタイミングからサンプリングクロ
ックＣＬＫをカウントして、そのカウント値が演算開始
位置を示すオフセット量となるとＯＮとなり、そのカウ
ント値が演算終了位置を示すオフセット量となるとＯＦ
Ｆとなるようなウィンドウ同期信号Ｗsyncを発生する。
演算開始位置から演算終了位置までのカウント量は、有
効シンボル長のサンプル数（２０４８カウント）とな
る。ＦＦＴ演算回路７は、このようなウインドウ同期信
号Ｗsyncが供給されると、供給されたＯＦＤＭシンボル
の全サンプル（２３０４サンプル）から、ウィンドウ同
期信号ＷsyncがＯＮとなっているタイミングのサンプル
を抜き出し、その抜き出したサンプルに対してのみＦＦ
Ｔ演算を行う。
【００６５】つぎに、ピーク検出信号ＳPと、ウィンド
ウ同期信号Ｗsyncの発生タイミングとの関係についてさ
らに説明する。
ウ同期信号Ｗsyncの発生タイミングとの関係についてさ
らに説明する。
【００６６】本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信
装置１では、クロック発生回路６が、周波数が固定され
たサンプリングクロックＣＬＫを発生する。Ａ／Ｄ変換
回路５は、このサンプリングクロックＣＬＫにより動作
する。すなわち、ＯＦＤＭ受信装置１では、Ａ／Ｄ変換
器５のサンプリングクロックが、受信したＯＦＤＭ信号
に対して同期しいない。
装置１では、クロック発生回路６が、周波数が固定され
たサンプリングクロックＣＬＫを発生する。Ａ／Ｄ変換
回路５は、このサンプリングクロックＣＬＫにより動作
する。すなわち、ＯＦＤＭ受信装置１では、Ａ／Ｄ変換
器５のサンプリングクロックが、受信したＯＦＤＭ信号
に対して同期しいない。
【００６７】従って、ＯＦＤＭシンボルのシンボル期間
をサンプリングクロックＣＬＫによりカウントした場
合、そのカウント数は、同期がとれていた場合のカウン
ト数（２３０４サンプル）と異なる場合がある。
をサンプリングクロックＣＬＫによりカウントした場
合、そのカウント数は、同期がとれていた場合のカウン
ト数（２３０４サンプル）と異なる場合がある。
【００６８】具体的には、ピーク検出信号ＳPの間隔を
カウントした値がシンボル期間のカウント数となるが、
そのシンボル期間のカウント数が２３０４カウントで一
定とならず前後に増減する場合がある。例えば、図５に
示しているように、標準のカウント数を２３０４カウン
トとしたとき、ＯＦＤＭシンボル期間のカウント数が、
標準カウント数以下の２３０３、２３０２、２３０１・
・・といったカウント数や、標準カウント数以上の２３
０５、２３０６、２３０７・・・といったカウント数と
なる場合がある。
カウントした値がシンボル期間のカウント数となるが、
そのシンボル期間のカウント数が２３０４カウントで一
定とならず前後に増減する場合がある。例えば、図５に
示しているように、標準のカウント数を２３０４カウン
トとしたとき、ＯＦＤＭシンボル期間のカウント数が、
標準カウント数以下の２３０３、２３０２、２３０１・
・・といったカウント数や、標準カウント数以上の２３
０５、２３０６、２３０７・・・といったカウント数と
なる場合がある。
【００６９】ところが、ＦＦＴ演算回路７は、ＯＦＤＭ
シンボルの全サンプルからガードインターバルのサンプ
ル数を除いた有効シンボル分のサンプル数（２０４８サ
ンプル）に対して、ＦＦＴ演算を行う。従って、ウィン
ドウ発生回路２６は、供給されたピーク値検出信号ＳP
を基準として、２つのＯＦＤＭシンボルをまたがないよ
うな、有効シンボル分のカウント幅（２０４８カウン
ト）のウィンドウ同期信号ＷSYNCを生成すれば、ＦＦＴ
演算は可能となる。
シンボルの全サンプルからガードインターバルのサンプ
ル数を除いた有効シンボル分のサンプル数（２０４８サ
ンプル）に対して、ＦＦＴ演算を行う。従って、ウィン
ドウ発生回路２６は、供給されたピーク値検出信号ＳP
を基準として、２つのＯＦＤＭシンボルをまたがないよ
うな、有効シンボル分のカウント幅（２０４８カウン
ト）のウィンドウ同期信号ＷSYNCを生成すれば、ＦＦＴ
演算は可能となる。
【００７０】従って、このＯＦＤＭ受信装置１では、Ａ
／Ｄ変換回路５のサンプリングクロックＣＬＫを受信し
たＯＦＤＭ信号と非同期とするとともに、ウィンドウ同
期回路８を用いて検出した自己相関関数のピーク位置を
基準にＦＦＴ演算範囲を定めるようにしている。そのた
め、このＯＦＤＭ受信装置１では、ＯＦＤＭシンボル期
間のカウント数が標準期間（２３０４サンプル）と比べ
て増減したとしても、ＯＦＤＭシンボル期間に少なくと
も有効シンボル分のカウント数（２０４８サンプル）さ
え確保されていれば、ＦＦＴ演算を行うことができる。
／Ｄ変換回路５のサンプリングクロックＣＬＫを受信し
たＯＦＤＭ信号と非同期とするとともに、ウィンドウ同
期回路８を用いて検出した自己相関関数のピーク位置を
基準にＦＦＴ演算範囲を定めるようにしている。そのた
め、このＯＦＤＭ受信装置１では、ＯＦＤＭシンボル期
間のカウント数が標準期間（２３０４サンプル）と比べ
て増減したとしても、ＯＦＤＭシンボル期間に少なくと
も有効シンボル分のカウント数（２０４８サンプル）さ
え確保されていれば、ＦＦＴ演算を行うことができる。
【００７１】このように、第１の実施の形態のＯＦＤＭ
受信装置１では、Ａ／Ｄ変換回路５のサンプリングクロ
ックＣＬＫを受信信号に同期させなくても、サンプリン
グクロックＣＬＫによるＯＦＤＭシンボル期間のカウン
ト数に応じてＦＦＴウィンドウの位置を制御することに
よって、受信したＯＦＤＭ信号を正しく復調することが
できる。
受信装置１では、Ａ／Ｄ変換回路５のサンプリングクロ
ックＣＬＫを受信信号に同期させなくても、サンプリン
グクロックＣＬＫによるＯＦＤＭシンボル期間のカウン
ト数に応じてＦＦＴウィンドウの位置を制御することに
よって、受信したＯＦＤＭ信号を正しく復調することが
できる。
【００７２】第２の実施の形態 つぎに、第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置について
説明をする。なお、この第２の実施の形態の説明をする
にあたり、上述した第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装
置１と同一の構成要素については図面中に同一の符号を
付け、その詳細な説明を省略する。
説明をする。なお、この第２の実施の形態の説明をする
にあたり、上述した第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装
置１と同一の構成要素については図面中に同一の符号を
付け、その詳細な説明を省略する。
【００７３】図６に本発明を適用した第２の実施の形態
のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図を示す。
のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図を示す。
【００７４】本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信
装置３１は、図６に示すように、アンテナ２と、チュー
ナ３と、直交復調回路４と、Ａ／Ｄ変換回路５と、クロ
ック発生回路６と、ＦＦＴ演算回路７、ウィンドウ同期
回路８と、クロック誤差検出回路３２と、複素変換回路
３３と、位相補正回路３４とを備えている。
装置３１は、図６に示すように、アンテナ２と、チュー
ナ３と、直交復調回路４と、Ａ／Ｄ変換回路５と、クロ
ック発生回路６と、ＦＦＴ演算回路７、ウィンドウ同期
回路８と、クロック誤差検出回路３２と、複素変換回路
３３と、位相補正回路３４とを備えている。
【００７５】クロック誤差検出回路３２には、ウィンド
ウ同期回路８により生成されたピーク検出信号ＳP及び
クロック発生回路６により発生されたサンプリングクロ
ックＣＬＫが供給される。このピーク検出信号ＳPは、
自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の絶対値の二乗成分の
ピーク値を算出し、そのピーク値が算出されたタイミン
グでＯＮとなる信号である。サンプリングクロックＣＬ
Ｋは、受信したＯＦＤＭ信号と非同期のクロックであ
る。
ウ同期回路８により生成されたピーク検出信号ＳP及び
クロック発生回路６により発生されたサンプリングクロ
ックＣＬＫが供給される。このピーク検出信号ＳPは、
自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の絶対値の二乗成分の
ピーク値を算出し、そのピーク値が算出されたタイミン
グでＯＮとなる信号である。サンプリングクロックＣＬ
Ｋは、受信したＯＦＤＭ信号と非同期のクロックであ
る。
【００７６】上述した第１の実施の形態で説明したよう
に、ＦＦＴ演算回路７は、ＯＦＤＭシンボル期間のカウ
ント数が標準期間（２３０４サンプル）と比べて増減し
たとしても、自己相関関数のピーク値に基づきＦＦＴウ
ィンドウの開始位置が制御されているので、ＯＦＤＭシ
ンボル期間に少なくとも有効シンボル分のカウント数
（２０４８サンプル）さえ確保されていれば、ＦＦＴ演
算を行うことができる。しかしながら、ＦＦＴ演算が可
能であったとしても、その演算結果には、ＯＦＤＭ信号
とサンプリングクロックＣＬＫとの同期ずれの影響が、
各サブキャリアの位相誤差として発生する。
に、ＦＦＴ演算回路７は、ＯＦＤＭシンボル期間のカウ
ント数が標準期間（２３０４サンプル）と比べて増減し
たとしても、自己相関関数のピーク値に基づきＦＦＴウ
ィンドウの開始位置が制御されているので、ＯＦＤＭシ
ンボル期間に少なくとも有効シンボル分のカウント数
（２０４８サンプル）さえ確保されていれば、ＦＦＴ演
算を行うことができる。しかしながら、ＦＦＴ演算が可
能であったとしても、その演算結果には、ＯＦＤＭ信号
とサンプリングクロックＣＬＫとの同期ずれの影響が、
各サブキャリアの位相誤差として発生する。
【００７７】クロック誤差検出回路３２は、このような
サンプリングクロックＣＬＫの同期ずれの影響に基づく
位相誤差情報を算出して、その位相誤差情報を角度情報
（位相補正量θclk（ｎ）：ｎはキャリア番号）にして
出力するものである。
サンプリングクロックＣＬＫの同期ずれの影響に基づく
位相誤差情報を算出して、その位相誤差情報を角度情報
（位相補正量θclk（ｎ）：ｎはキャリア番号）にして
出力するものである。
【００７８】クロック誤差検出回路３２の具体的な回路
構成についてさらに詳細に説明をする。
構成についてさらに詳細に説明をする。
【００７９】クロック誤差検出回路３２は、図６に示す
ように、カウンタ３５と、ＲＯＭ３６と、減算回路３７
と、累積加算回路３８と、剰余回路３９と、位相補正量
算出回路４０とを備えている。
ように、カウンタ３５と、ＲＯＭ３６と、減算回路３７
と、累積加算回路３８と、剰余回路３９と、位相補正量
算出回路４０とを備えている。
【００８０】カウンタ３５には、ウィンドウ同期回路８
から出力されるピーク検出信号ＳPと、クロック発生回
路６により発生されるサンプリングクロックＣＬＫとが
供給される。カウンタ３５は、クロック発生回路６から
発生されたサンプリングクロックＣＬＫをカウントし、
内部レジスタ等にそのカウント値ｘを格納する。このカ
ウンタ３５内の内部レジスタは、ピーク検出信号ＳPが
供給されたタイミングでリセットされるとともに、格納
しているカウント値ｘを減算回路３７に出力する。すな
わち、カウンタ３５は、各ＯＦＤＭシンボルのシンボル
期間を、サンプリングクロックＣＬＫによりカウントし
たときのカウント値を出力している。
から出力されるピーク検出信号ＳPと、クロック発生回
路６により発生されるサンプリングクロックＣＬＫとが
供給される。カウンタ３５は、クロック発生回路６から
発生されたサンプリングクロックＣＬＫをカウントし、
内部レジスタ等にそのカウント値ｘを格納する。このカ
ウンタ３５内の内部レジスタは、ピーク検出信号ＳPが
供給されたタイミングでリセットされるとともに、格納
しているカウント値ｘを減算回路３７に出力する。すな
わち、カウンタ３５は、各ＯＦＤＭシンボルのシンボル
期間を、サンプリングクロックＣＬＫによりカウントし
たときのカウント値を出力している。
【００８１】ＲＯＭ３６には、ＯＦＤＭ時間領域信号と
サンプリングクロックＣＬＫとの同期がとれていた場合
におけるＯＦＤＭシンボルのシンボル期間のサンプル数
データが格納されている。すなわち、ＯＦＤＭ受信装置
３１においては、有効シンボルのサンプル数（２０４
８）とガードインターバルのサンプル数（２５６）とを
加算した値である標準カウント値（ｘtyp：２３０４）
が格納されている。
サンプリングクロックＣＬＫとの同期がとれていた場合
におけるＯＦＤＭシンボルのシンボル期間のサンプル数
データが格納されている。すなわち、ＯＦＤＭ受信装置
３１においては、有効シンボルのサンプル数（２０４
８）とガードインターバルのサンプル数（２５６）とを
加算した値である標準カウント値（ｘtyp：２３０４）
が格納されている。
【００８２】減算回路３７は、カウンタ３５から出力さ
れたＯＦＤＭシンボルのカウント値ｘから、ＲＯＭ３６
に格納された標準カウント値ｘtypを減算し、ＦＦＴウ
ィンドウ誤差αを算出する。算出されたＦＦＴウィンド
ウ誤差αは、累積加算回路３８に供給される。ここで、
このＦＦＴウィンドウ誤差αが意味するところは、各Ｏ
ＦＤＭシンボルとサンプリングクロックＣＬＫとの周波
数誤差量を示している。すなわち、この減算回路３７で
は、本来のＯＦＤＭシンボルのサンプル数と、サンプリ
ングクロックＣＬＫによりカウントしたときのＯＦＤＭ
シンボルのカウント数との差分をとっているため、各Ｏ
ＦＤＭシンボルとサンプリングクロックＣＬＫとの周波
数の同期がとられていれば、図７の（Ａ）に示すように
ＦＦＴウィンドウ誤差αは０となるが、周波数の同期が
とられておらずサンプリングクロックＣＬＫの周波数が
高い状態であれば例えば図７の（Ｂ）や図７の（Ｄ）に
示すようにＦＦＴウィンドウ誤差αは＋の値となり、周
波数サンプリングクロックＣＬＫの周波数が低い状態で
あれば例えば図７の（Ｃ）に示すようにＦＦＴウィンド
ウ誤差αは−の値となる。
れたＯＦＤＭシンボルのカウント値ｘから、ＲＯＭ３６
に格納された標準カウント値ｘtypを減算し、ＦＦＴウ
ィンドウ誤差αを算出する。算出されたＦＦＴウィンド
ウ誤差αは、累積加算回路３８に供給される。ここで、
このＦＦＴウィンドウ誤差αが意味するところは、各Ｏ
ＦＤＭシンボルとサンプリングクロックＣＬＫとの周波
数誤差量を示している。すなわち、この減算回路３７で
は、本来のＯＦＤＭシンボルのサンプル数と、サンプリ
ングクロックＣＬＫによりカウントしたときのＯＦＤＭ
シンボルのカウント数との差分をとっているため、各Ｏ
ＦＤＭシンボルとサンプリングクロックＣＬＫとの周波
数の同期がとられていれば、図７の（Ａ）に示すように
ＦＦＴウィンドウ誤差αは０となるが、周波数の同期が
とられておらずサンプリングクロックＣＬＫの周波数が
高い状態であれば例えば図７の（Ｂ）や図７の（Ｄ）に
示すようにＦＦＴウィンドウ誤差αは＋の値となり、周
波数サンプリングクロックＣＬＫの周波数が低い状態で
あれば例えば図７の（Ｃ）に示すようにＦＦＴウィンド
ウ誤差αは−の値となる。
【００８３】なお、このＦＦＴウィンドウ誤差αは、サ
ンプリングクロックＣＬＫの周波数単位で離散的に表さ
れた周波数誤差であるので、このサンプリングクロック
ＣＬＫの周期以下の誤差は毎シンボル毎には出現せず
に、一定シンボル期間その誤差が蓄積された後に一定量
の誤差が出現する場合がある。
ンプリングクロックＣＬＫの周波数単位で離散的に表さ
れた周波数誤差であるので、このサンプリングクロック
ＣＬＫの周期以下の誤差は毎シンボル毎には出現せず
に、一定シンボル期間その誤差が蓄積された後に一定量
の誤差が出現する場合がある。
【００８４】累積加算回路３８は、各ＯＦＤＭシンボル
毎のＦＦＴウィンドウ誤差αを累積加算して、位相補正
を行う当該ＯＦＤＭシンボルにおける累積誤差量βを求
める。累積加算回路３８は、累積誤差量βを剰余回路３
９に供給する。
毎のＦＦＴウィンドウ誤差αを累積加算して、位相補正
を行う当該ＯＦＤＭシンボルにおける累積誤差量βを求
める。累積加算回路３８は、累積誤差量βを剰余回路３
９に供給する。
【００８５】剰余回路３９は、ｍシンボルまでの誤差量
を累積加算したときの累積誤差量βを、有効シンボルの
サンプリング数Ｎ（２０４８）で割ったときの余りを示
す位相誤差量βmに変換する処理を行う。すなわち、累
積誤差量βを、有効シンボル内の回転位相値に置き換え
る処理を行う。具体的には、以下のような演算を行い、
位相誤差量βmを求める。
を累積加算したときの累積誤差量βを、有効シンボルの
サンプリング数Ｎ（２０４８）で割ったときの余りを示
す位相誤差量βmに変換する処理を行う。すなわち、累
積誤差量βを、有効シンボル内の回転位相値に置き換え
る処理を行う。具体的には、以下のような演算を行い、
位相誤差量βmを求める。
【００８６】βm＝（α＋βm-1）％Ｎ かつ、（−Ｎ／
２＜βm＜Ｎ／２） 位相補正量算出回路４０は、剰余回路３９で求められた
位相誤差量βmから、各サブキャリアに応じた位相補正
量θclk（ｎ）を、以下の式に基づき求める。
２＜βm＜Ｎ／２） 位相補正量算出回路４０は、剰余回路３９で求められた
位相誤差量βmから、各サブキャリアに応じた位相補正
量θclk（ｎ）を、以下の式に基づき求める。
【００８７】θclk（ｎ）＝２πｎβm／Ｎ ここで、ｎは、各サブキャリアのサブキャリア番号を示
し、Ｎは有効シンボルのサンプル数を示している。
し、Ｎは有効シンボルのサンプル数を示している。
【００８８】図８は、一例として、ＯＦＤＭ信号の各周
波数のサブキャリアの配置と、サブキャリア番号を示し
ている。この図８に示すように、この例においては、Ｏ
ＦＤＭ信号の中心周波数に位置するサブキャリアのサブ
キャリア番号を０としている。各サブキャリアは、周波
数Δｆ（Δｆ＝１／Ｔ：Ｔは有効シンボル長）間隔で配
置され、それぞれにサブキャリア番号が付けられてい
る。例えば、中心周波数より低い周波数に配置されてい
るサブキャリアには、−１〜−１０２４のサブキャリア
番号が付与され、中心周波数より高い周波数に配置され
ているサブキャリアには、１〜１０２３のサブキャリア
番号が付与されている。
波数のサブキャリアの配置と、サブキャリア番号を示し
ている。この図８に示すように、この例においては、Ｏ
ＦＤＭ信号の中心周波数に位置するサブキャリアのサブ
キャリア番号を０としている。各サブキャリアは、周波
数Δｆ（Δｆ＝１／Ｔ：Ｔは有効シンボル長）間隔で配
置され、それぞれにサブキャリア番号が付けられてい
る。例えば、中心周波数より低い周波数に配置されてい
るサブキャリアには、−１〜−１０２４のサブキャリア
番号が付与され、中心周波数より高い周波数に配置され
ているサブキャリアには、１〜１０２３のサブキャリア
番号が付与されている。
【００８９】以上のようにクロック誤差検出回路３２
は、位相補正量θclk（ｎ）を求め、求めた位相補正量
θclk（ｎ）を複素変換回路３３に供給する。
は、位相補正量θclk（ｎ）を求め、求めた位相補正量
θclk（ｎ）を複素変換回路３３に供給する。
【００９０】続いて、複素変換回路３３は、供給された
位相補正量θclk（ｎ）に対して、サイン及びコサイン
をとり、複素信号に変換する。複素変換回路３３は、複
素変換をした位相補正量（ｃｏｓ（θclk（ｎ）），ｓ
ｉｎ（θclk（ｎ）））を位相補正回路３４に供給す
る。
位相補正量θclk（ｎ）に対して、サイン及びコサイン
をとり、複素信号に変換する。複素変換回路３３は、複
素変換をした位相補正量（ｃｏｓ（θclk（ｎ）），ｓ
ｉｎ（θclk（ｎ）））を位相補正回路３４に供給す
る。
【００９１】位相補正回路３４は、ＦＦＴ演算回路７か
ら出力されるＯＦＤＭ周波数領域信号の各サブキャリア
に対応したデータに対して、複素変換回路３３から出力
される位相補正量（ｃｏｓ（θclk（ｎ）），ｓｉｎ
（θclk（ｎ）））を複素乗算して、サンプリングクロ
ックＣＬＫが非同期であることにより生じる各サブキャ
リアの位相誤差を補正する。具体的には、以下に示すよ
うな行列演算を行う。
ら出力されるＯＦＤＭ周波数領域信号の各サブキャリア
に対応したデータに対して、複素変換回路３３から出力
される位相補正量（ｃｏｓ（θclk（ｎ）），ｓｉｎ
（θclk（ｎ）））を複素乗算して、サンプリングクロ
ックＣＬＫが非同期であることにより生じる各サブキャ
リアの位相誤差を補正する。具体的には、以下に示すよ
うな行列演算を行う。
【００９２】
【数２】
【００９３】上式において、Ｉｉｎ（ｎ），Ｑｉｎ
（ｎ）は、ＦＦＴ演算回路３４から出力されたサブキャ
リア番号ｎの演算結果であり、Ｉｉｎ（ｎ）が実数成
分，Ｑｉｎ（ｎ）が虚数成分を示している。また、Ｉｏ
ｕｔ（ｎ），Ｑｏｕｔ（ｎ）は、位相補正回路３４から
出力されるサブキャリア番号ｎの位相補正結果であり、
Ｉｏｕｔ（ｎ）が実数成分，Ｑｏｕｔ（ｎ）が虚数成分
を示している。
（ｎ）は、ＦＦＴ演算回路３４から出力されたサブキャ
リア番号ｎの演算結果であり、Ｉｉｎ（ｎ）が実数成
分，Ｑｉｎ（ｎ）が虚数成分を示している。また、Ｉｏ
ｕｔ（ｎ），Ｑｏｕｔ（ｎ）は、位相補正回路３４から
出力されるサブキャリア番号ｎの位相補正結果であり、
Ｉｏｕｔ（ｎ）が実数成分，Ｑｏｕｔ（ｎ）が虚数成分
を示している。
【００９４】そして、位相補正回路３４は、位相誤差成
分が除去されたＯＦＤＭ周波数領域信号を、例えば、イ
コライザ等に供給する。
分が除去されたＯＦＤＭ周波数領域信号を、例えば、イ
コライザ等に供給する。
【００９５】以上のように、本発明の第２の実施の形態
のＯＦＤＭ受信装置３１では、Ａ／Ｄ変換回路５のサン
プリングクロックＣＬＫを受信信号に同期させなくて
も、サンプリングクロックＣＬＫによるＯＦＤＭシンボ
ル期間のカウント数に応じてＦＦＴウィンドウの位置を
制御することによって、受信したＯＦＤＭ信号を正しく
復調することができる。それとともに、このＯＦＤＭ受
信装置３１では、ＯＦＤＭシンボル期間をサンプリング
クロックＣＬＫによってカウントすることによって上記
ＯＦＤＭ信号と上記サンプリングクロックとの周波数誤
差を算出し、サンプリングクロックＣＬＫの周波数誤差
に基づくＦＦＴ演算後の各サブキャリアに生じる位相誤
差を補正することができる。
のＯＦＤＭ受信装置３１では、Ａ／Ｄ変換回路５のサン
プリングクロックＣＬＫを受信信号に同期させなくて
も、サンプリングクロックＣＬＫによるＯＦＤＭシンボ
ル期間のカウント数に応じてＦＦＴウィンドウの位置を
制御することによって、受信したＯＦＤＭ信号を正しく
復調することができる。それとともに、このＯＦＤＭ受
信装置３１では、ＯＦＤＭシンボル期間をサンプリング
クロックＣＬＫによってカウントすることによって上記
ＯＦＤＭ信号と上記サンプリングクロックとの周波数誤
差を算出し、サンプリングクロックＣＬＫの周波数誤差
に基づくＦＦＴ演算後の各サブキャリアに生じる位相誤
差を補正することができる。
【００９６】なお、例えば、ＤＢＳＫやＤＱＰＳＫ等の
位相変調方式により各サブキャリアにデータが変調され
ているＯＦＤＭ信号を受信する場合には、上記ＯＦＤＭ
受信装置３１の構成は、図９に示すように、ＦＦＴ演算
回路７と位相補正回路３４との間に、差動復調回路４１
が設けられる。ここで、この差動復調を行った場合、各
ＯＦＤＭシンボルに生じる位相誤差は、時間的に前に存
在するＯＦＤＭシンボルに含まれている位相誤差量が除
去されている。従って、差動復調回路４１が設けられた
場合には、クロック誤差検出回路３２は、上述した図６
に示した構成と比較して、累積加算回路３８が取り除か
れた構成となる。
位相変調方式により各サブキャリアにデータが変調され
ているＯＦＤＭ信号を受信する場合には、上記ＯＦＤＭ
受信装置３１の構成は、図９に示すように、ＦＦＴ演算
回路７と位相補正回路３４との間に、差動復調回路４１
が設けられる。ここで、この差動復調を行った場合、各
ＯＦＤＭシンボルに生じる位相誤差は、時間的に前に存
在するＯＦＤＭシンボルに含まれている位相誤差量が除
去されている。従って、差動復調回路４１が設けられた
場合には、クロック誤差検出回路３２は、上述した図６
に示した構成と比較して、累積加算回路３８が取り除か
れた構成となる。
【００９７】また、上記第２の実施の形態のＯＦＤＭ受
信装置３１は、図１０に示すように、ウィンドウ位置調
整回路４２を設けてもよい。ウィンドウ位置調整回路４
２は、外部から供給されるウィンドウ制御信号に応じ
て、ウィンドウ同期回路８に備えられるウィンドウ発生
回路２６を制御する。
信装置３１は、図１０に示すように、ウィンドウ位置調
整回路４２を設けてもよい。ウィンドウ位置調整回路４
２は、外部から供給されるウィンドウ制御信号に応じ
て、ウィンドウ同期回路８に備えられるウィンドウ発生
回路２６を制御する。
【００９８】例えば、ウィンドウ発生回路２６は、上述
したように、ピーク検出信号ＳPに基づき、ＯＦＤＭシ
ンボル内におけるＦＦＴウィンドウのウィンドウ位置を
決定し、そのウィンドウ位置を特定する例えばパルス状
のウィンドウ同期信号Ｗsyncを出力する。このウィンド
ウ位置の決定は、例えば、ピーク検出信号ＳPが供給さ
れたタイミングからＦＦＴ演算の演算開始位置から演算
終了位置までのそれぞれのオフセット量を予め定めてお
き、行われる。そして、ウィンドウ発生回路２６は、例
えば、ピーク検出信号ＳPが供給されたタイミングから
サンプリングクロックＣＬＫをカウントして、そのカウ
ント値が演算開始位置を示すオフセット量となるとＯＮ
となり、そのカウント値が演算終了位置を示すオフセッ
ト量とあるとＯＦＦとなるようなウィンドウ同期信号Ｗ
syncを発生する。
したように、ピーク検出信号ＳPに基づき、ＯＦＤＭシ
ンボル内におけるＦＦＴウィンドウのウィンドウ位置を
決定し、そのウィンドウ位置を特定する例えばパルス状
のウィンドウ同期信号Ｗsyncを出力する。このウィンド
ウ位置の決定は、例えば、ピーク検出信号ＳPが供給さ
れたタイミングからＦＦＴ演算の演算開始位置から演算
終了位置までのそれぞれのオフセット量を予め定めてお
き、行われる。そして、ウィンドウ発生回路２６は、例
えば、ピーク検出信号ＳPが供給されたタイミングから
サンプリングクロックＣＬＫをカウントして、そのカウ
ント値が演算開始位置を示すオフセット量となるとＯＮ
となり、そのカウント値が演算終了位置を示すオフセッ
ト量とあるとＯＦＦとなるようなウィンドウ同期信号Ｗ
syncを発生する。
【００９９】ここで、ウィンドウ位置調整回路４２は、
例えば、例えば、ＯＦＤＭ信号の受信状態に応じて、例
えば、ＦＦＴウィンドウの開始位置を、ＯＦＤＭシンボ
ルの境界位置にしたり、また、有効シンボルの開始位置
にしたり、任意に調整できるように、ウィンドウ発生回
路２６のオフセット量を制御するようになっている。
例えば、例えば、ＯＦＤＭ信号の受信状態に応じて、例
えば、ＦＦＴウィンドウの開始位置を、ＯＦＤＭシンボ
ルの境界位置にしたり、また、有効シンボルの開始位置
にしたり、任意に調整できるように、ウィンドウ発生回
路２６のオフセット量を制御するようになっている。
【０１００】そして、ウィンドウ位置調整回路４２は、
このようにウィンドウ位置を調整することによって生じ
るサブキャリア番号ｎの位置ずれを補正するため、位相
補正量算出回路４０で用いられるサブキャリア番号ｎを
直接供給するようになっている。
このようにウィンドウ位置を調整することによって生じ
るサブキャリア番号ｎの位置ずれを補正するため、位相
補正量算出回路４０で用いられるサブキャリア番号ｎを
直接供給するようになっている。
【０１０１】このようにウィンドウ位置調整回路４２を
設けることにより、ＦＦＴウィンドウの位置を能動的に
自在に変更することができる。
設けることにより、ＦＦＴウィンドウの位置を能動的に
自在に変更することができる。
【０１０２】また、上記第２の実施の形態のＯＦＤＭ受
信装置３１では、図１０に示すように、累積加算回路３
８に対して累積誤差量βの初期値β0を与えるメモリ４
３を設けてもよい。例えば、電源投入時におけるクロッ
ク発生回路６の特性、或いは、所定時間の間スタンバイ
状態とした後に受信動作を開始したときの特性等に応じ
て、初期値β0を予め設定しておく。累積加算回路３８
は、受信が開始されると、まず、この初期値β0をメモ
リ４３から読み出し、この初期値β0に対してαを加算
していくようにする。このように初期値β0を設定して
おくことによって、サンプリングクロックＣＬＫの周波
数誤差に基づく位相誤差の補正の初期応答が素早くでき
る。
信装置３１では、図１０に示すように、累積加算回路３
８に対して累積誤差量βの初期値β0を与えるメモリ４
３を設けてもよい。例えば、電源投入時におけるクロッ
ク発生回路６の特性、或いは、所定時間の間スタンバイ
状態とした後に受信動作を開始したときの特性等に応じ
て、初期値β0を予め設定しておく。累積加算回路３８
は、受信が開始されると、まず、この初期値β0をメモ
リ４３から読み出し、この初期値β0に対してαを加算
していくようにする。このように初期値β0を設定して
おくことによって、サンプリングクロックＣＬＫの周波
数誤差に基づく位相誤差の補正の初期応答が素早くでき
る。
【０１０３】第３の実施の形態 つぎに、第３の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置について
説明をする。なお、この第３の実施の形態の説明をする
にあたり、上述した第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装
置１及び第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置３１と同
一の構成要素については図面中に同一の符号を付け、そ
の詳細な説明を省略する。
説明をする。なお、この第３の実施の形態の説明をする
にあたり、上述した第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装
置１及び第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置３１と同
一の構成要素については図面中に同一の符号を付け、そ
の詳細な説明を省略する。
【０１０４】図１１に、本発明を適用した第３の実施の
形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図を示す。
形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図を示す。
【０１０５】本発明の第３の実施の形態のＯＦＤＭ受信
装置５１は、図１１に示すように、アンテナ２と、チュ
ーナ３と、直交復調回路４と、Ａ／Ｄ変換回路５と、ク
ロック発生回路６と、ＦＦＴ演算回路７、ウィンドウ同
期回路８と、クロック誤差検出回路３２と、複素変換回
路３３と、位相補正回路３４と、ＣＰＥ算出回路５２
と、加算回路５３と、１シンボル遅延回路５４とを備え
ている。
装置５１は、図１１に示すように、アンテナ２と、チュ
ーナ３と、直交復調回路４と、Ａ／Ｄ変換回路５と、ク
ロック発生回路６と、ＦＦＴ演算回路７、ウィンドウ同
期回路８と、クロック誤差検出回路３２と、複素変換回
路３３と、位相補正回路３４と、ＣＰＥ算出回路５２
と、加算回路５３と、１シンボル遅延回路５４とを備え
ている。
【０１０６】ＣＰＥ算出回路５２は、ＯＦＤＭ周波数領
域信号に含まれているＣＰＥ（Common Phase Error）の
算出を行う。このＣＰＥは、サブキャリアの位相変動に
よる雑音であり、すべてのサブキャリアに対して同じ位
相で乗っている雑音である。ＣＰＥ算出回路５２は、算
出したＣＰＥを角度情報の位相補正量θCPEとして出力
する。
域信号に含まれているＣＰＥ（Common Phase Error）の
算出を行う。このＣＰＥは、サブキャリアの位相変動に
よる雑音であり、すべてのサブキャリアに対して同じ位
相で乗っている雑音である。ＣＰＥ算出回路５２は、算
出したＣＰＥを角度情報の位相補正量θCPEとして出力
する。
【０１０７】具体的に、ＣＰＥ算出回路５２は、差動復
調回路６１と、ＣＰ選択回路６２と、平均化回路６３
と、Ｔａｎ-1回路６４と、累積加算回路６５とから構成
される。
調回路６１と、ＣＰ選択回路６２と、平均化回路６３
と、Ｔａｎ-1回路６４と、累積加算回路６５とから構成
される。
【０１０８】差動復調回路６１は、ＦＦＴ演算回路７か
ら出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、シンボ
ル間の差動復調を行い、差動復調信号を求める。この差
動復調回路６１の回路構成は、例えば、１シンボル遅延
回路と、乗算器とからなり、１シンボル分遅延させたＯ
ＦＤＭ周波数領域信号と、遅延していないＯＦＤＭ周波
数領域信号とを、シンボル間で複素乗算する。差動復調
回路６１は、算出したシンボル間の差動復調データをＣ
Ｐ選択回路６２に供給する。
ら出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、シンボ
ル間の差動復調を行い、差動復調信号を求める。この差
動復調回路６１の回路構成は、例えば、１シンボル遅延
回路と、乗算器とからなり、１シンボル分遅延させたＯ
ＦＤＭ周波数領域信号と、遅延していないＯＦＤＭ周波
数領域信号とを、シンボル間で複素乗算する。差動復調
回路６１は、算出したシンボル間の差動復調データをＣ
Ｐ選択回路６２に供給する。
【０１０９】ＣＰ選択回路６２は、供給されたシンボル
間の一回差動復調データのうち、ＣＰ信号成分の一回差
動復調データを抽出する。ＣＰ信号は、有効シンボル内
の複数のサブキャリアのうち、予め定められた位置に複
数含まれている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモー
ド）においては、１シンボル内に４５個のＣＰ信号が含
まれている。ＣＰ選択回路６２は、例えば、ＣＰ信号が
変調されているサブキャリアのサブキャリア番号を記憶
しておき、そのサブキャリア番号のデータのみを抜き出
すことによって、ＣＰ信号を選択する。ＣＰ信号成分の
シンボル間の一回差動復調データは、平均化回路６３に
供給される。
間の一回差動復調データのうち、ＣＰ信号成分の一回差
動復調データを抽出する。ＣＰ信号は、有効シンボル内
の複数のサブキャリアのうち、予め定められた位置に複
数含まれている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモー
ド）においては、１シンボル内に４５個のＣＰ信号が含
まれている。ＣＰ選択回路６２は、例えば、ＣＰ信号が
変調されているサブキャリアのサブキャリア番号を記憶
しておき、そのサブキャリア番号のデータのみを抜き出
すことによって、ＣＰ信号を選択する。ＣＰ信号成分の
シンボル間の一回差動復調データは、平均化回路６３に
供給される。
【０１１０】平均化回路６３は、ＣＰ信号のシンボル間
の一回差動復調データを、１シンボル内で平均化する。
平均化回路６３は、例えば４５個のＣＰ信号の一回差動
復調データの１シンボル内における平均値を求め、その
値をシンボル内の位相変動量として出力する。この位相
変動量は、Ｔａｎ-1回路６３に供給される。
の一回差動復調データを、１シンボル内で平均化する。
平均化回路６３は、例えば４５個のＣＰ信号の一回差動
復調データの１シンボル内における平均値を求め、その
値をシンボル内の位相変動量として出力する。この位相
変動量は、Ｔａｎ-1回路６３に供給される。
【０１１１】Ｔａｎ-1回路６３は、複素信号として供給
される位相変動量に対して、実数成分と虚数成分とのア
ークタンジェントを演算することにより、位相変動量の
角度データを求める。求められた位相変動量の角度デー
タは、累積加算回路６５に供給される。
される位相変動量に対して、実数成分と虚数成分とのア
ークタンジェントを演算することにより、位相変動量の
角度データを求める。求められた位相変動量の角度デー
タは、累積加算回路６５に供給される。
【０１１２】累積加算回路６５は、供給された角度デー
タを累積加算することによって、位相補正量θCPEを算
出する。算出した１シンボル毎の位相変動成分を累積加
算することによって、ＯＦＤＭ信号の位相変動に追従し
ていく位相補正量θCPEを生成することができる。
タを累積加算することによって、位相補正量θCPEを算
出する。算出した１シンボル毎の位相変動成分を累積加
算することによって、ＯＦＤＭ信号の位相変動に追従し
ていく位相補正量θCPEを生成することができる。
【０１１３】ＣＰＥ算出回路５２により算出された位相
補正量θCPEは、加算回路５３に供給される。
補正量θCPEは、加算回路５３に供給される。
【０１１４】加算回路５３には、ＣＰＥ算出回路５２か
ら出力される位相補正量θCPEと、クロック誤差検出回
路３２から出力される位相補正量θclk（ｎ）とが供給
される。加算回路５３は、これらの二つの位相補正量を
加算して、位相補正量θを生成する。加算回路５３は、
生成した位相補正量θを複素変換回路３３に供給する。
ら出力される位相補正量θCPEと、クロック誤差検出回
路３２から出力される位相補正量θclk（ｎ）とが供給
される。加算回路５３は、これらの二つの位相補正量を
加算して、位相補正量θを生成する。加算回路５３は、
生成した位相補正量θを複素変換回路３３に供給する。
【０１１５】複素変換回路３３は、位相補正量θ
clk（ｎ）と位相補正量θCPEとを加算して得られた位相
補正量θを、複素信号に変換し、位相補正回路３４に供
給する。
clk（ｎ）と位相補正量θCPEとを加算して得られた位相
補正量θを、複素信号に変換し、位相補正回路３４に供
給する。
【０１１６】位相補正回路３４には、ＦＦＴ演算回路７
から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号が、１シンボル
遅延回路５４により１シンボル分遅延されて供給され
る。１シンボル分遅延されるのは、ＣＰＥ算出回路５２
によりＣＰＥ補正信号を求める際に、差動復調を行うの
で、１シンボル分処理が遅延するためである。
から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号が、１シンボル
遅延回路５４により１シンボル分遅延されて供給され
る。１シンボル分遅延されるのは、ＣＰＥ算出回路５２
によりＣＰＥ補正信号を求める際に、差動復調を行うの
で、１シンボル分処理が遅延するためである。
【０１１７】位相補正回路３４は、ＯＦＤＭ周波数領域
信号と、複素信号に変換された位相補正量θとを複素乗
算して、ＯＦＤＭ信号とサンプリングクロックＣＬＫと
の同期ずれの影響により生じている各サブキャリアの位
相誤差成分、及び、ＣＰＥにより生じている各サブキャ
リアに同一の位相誤差成分とをＯＦＤＭ周波数領域信号
から除去する。
信号と、複素信号に変換された位相補正量θとを複素乗
算して、ＯＦＤＭ信号とサンプリングクロックＣＬＫと
の同期ずれの影響により生じている各サブキャリアの位
相誤差成分、及び、ＣＰＥにより生じている各サブキャ
リアに同一の位相誤差成分とをＯＦＤＭ周波数領域信号
から除去する。
【０１１８】位相補正回路３４は、位相誤差成分が除去
されたＯＦＤＭ周波数領域信号を、例えば、イコライザ
等に供給する。
されたＯＦＤＭ周波数領域信号を、例えば、イコライザ
等に供給する。
【０１１９】以上のように、本発明の第３の実施の形態
のＯＦＤＭ受信装置５１では、Ａ／Ｄ変換回路５のサン
プリングクロックＣＬＫを受信信号に同期させなくて
も、サンプリングクロックＣＬＫによるＯＦＤＭシンボ
ル期間のカウント数に応じてＦＦＴウィンドウの位置を
制御することによって、受信したＯＦＤＭ信号を正しく
復調することができる。それとともに、このＯＦＤＭ受
信装置５１では、ＯＦＤＭシンボル期間をサンプリング
クロックＣＬＫによってカウントすることによって上記
ＯＦＤＭ信号と上記サンプリングクロックとの周波数誤
差を算出し、サンプリングクロックＣＬＫの周波数誤差
に基づくＦＦＴ演算後の各サブキャリアに生じる位相誤
差を補正することができる。さらに、このＯＦＤＭ受信
装置５１では、サンプリングクロックＣＬＫの周波数誤
差に基づく影響による位相誤差と、ＣＰＥ誤差と角度信
号の状態で加算することにより、ＯＦＤＭ周波数領域信
号に対して１つの位相補正回路によりこれら２つの位相
誤差を除去することができ、回路構成が簡単となる。
のＯＦＤＭ受信装置５１では、Ａ／Ｄ変換回路５のサン
プリングクロックＣＬＫを受信信号に同期させなくて
も、サンプリングクロックＣＬＫによるＯＦＤＭシンボ
ル期間のカウント数に応じてＦＦＴウィンドウの位置を
制御することによって、受信したＯＦＤＭ信号を正しく
復調することができる。それとともに、このＯＦＤＭ受
信装置５１では、ＯＦＤＭシンボル期間をサンプリング
クロックＣＬＫによってカウントすることによって上記
ＯＦＤＭ信号と上記サンプリングクロックとの周波数誤
差を算出し、サンプリングクロックＣＬＫの周波数誤差
に基づくＦＦＴ演算後の各サブキャリアに生じる位相誤
差を補正することができる。さらに、このＯＦＤＭ受信
装置５１では、サンプリングクロックＣＬＫの周波数誤
差に基づく影響による位相誤差と、ＣＰＥ誤差と角度信
号の状態で加算することにより、ＯＦＤＭ周波数領域信
号に対して１つの位相補正回路によりこれら２つの位相
誤差を除去することができ、回路構成が簡単となる。
【０１２０】なお、例えば、ＤＢＳＫやＤＱＰＳＫ等の
位相変調方式により各サブキャリアにデータが変調され
ているＯＦＤＭ信号を受信する場合には、上記ＯＦＤＭ
受信装置５１の構成は、図１２に示すように、１シンボ
ル遅延回路５４に代えて、差動復調回路４１が設けられ
る。ここで、この差動復調を行った場合、各ＯＦＤＭシ
ンボルに生じる位相誤差は、時間的に前に存在するＯＦ
ＤＭシンボルに含まれている位相誤差量が除去される。
従って、差動復調回路４１が設けられた場合には、クロ
ック誤差検出回路３２は、上述した図５に示した構成と
比較して、累積加算回路３８が取り除かれた構成とな
る。また、同様に、ＣＰＥ算出回路５２も、上述した図
１０に示す構成と比較して、累積加算回路６５が取り除
かれた構成となる。
位相変調方式により各サブキャリアにデータが変調され
ているＯＦＤＭ信号を受信する場合には、上記ＯＦＤＭ
受信装置５１の構成は、図１２に示すように、１シンボ
ル遅延回路５４に代えて、差動復調回路４１が設けられ
る。ここで、この差動復調を行った場合、各ＯＦＤＭシ
ンボルに生じる位相誤差は、時間的に前に存在するＯＦ
ＤＭシンボルに含まれている位相誤差量が除去される。
従って、差動復調回路４１が設けられた場合には、クロ
ック誤差検出回路３２は、上述した図５に示した構成と
比較して、累積加算回路３８が取り除かれた構成とな
る。また、同様に、ＣＰＥ算出回路５２も、上述した図
１０に示す構成と比較して、累積加算回路６５が取り除
かれた構成となる。
【０１２１】また、この第３の実施の形態のＯＦＤＭ受
信装置５１に、上述したウィンドウ位置調整回路４２や
メモリ４３を設けてもよい。
信装置５１に、上述したウィンドウ位置調整回路４２や
メモリ４３を設けてもよい。
【０１２２】第４の実施の形態 つぎに、第４の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置について
説明をする。なお、この第４の実施の形態の説明をする
にあたり、上述した第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装
置１及び第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置３１と同
一の構成要素については面中に同一の符号を付け、その
詳細な説明を省略する。
説明をする。なお、この第４の実施の形態の説明をする
にあたり、上述した第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装
置１及び第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置３１と同
一の構成要素については面中に同一の符号を付け、その
詳細な説明を省略する。
【０１２３】図１３に、本発明を適用した第４の実施の
形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図を示す。
形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図を示す。
【０１２４】本発明の第４の実施の形態のＯＦＤＭ受信
装置７０は、図１３に示すように、アンテナ２と、チュ
ーナ３と、直交復調回路４と、Ａ／Ｄ変換回路５と、ク
ロック発生回路６と、ＦＦＴ演算回路７、ウィンドウ同
期回路８と、クロック誤差検出回路３２と、複素変換回
路３３と、位相補正回路７１とを備えている。
装置７０は、図１３に示すように、アンテナ２と、チュ
ーナ３と、直交復調回路４と、Ａ／Ｄ変換回路５と、ク
ロック発生回路６と、ＦＦＴ演算回路７、ウィンドウ同
期回路８と、クロック誤差検出回路３２と、複素変換回
路３３と、位相補正回路７１とを備えている。
【０１２５】クロック誤差検出回路７１には、ウィンド
ウ同期回路８により生成されたピーク検出信号ＳP及び
クロック発生回路６により発生されたサンプリングクロ
ックＣＬＫが供給される。このピーク検出信号ＳPは、
自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の絶対値の二乗成分の
ピーク値を算出し、そのピーク値が算出されたタイミン
グでＯＮとなる信号である。サンプリングクロックＣＬ
Ｋは、受信したＯＦＤＭ信号と非同期のクロックであ
る。
ウ同期回路８により生成されたピーク検出信号ＳP及び
クロック発生回路６により発生されたサンプリングクロ
ックＣＬＫが供給される。このピーク検出信号ＳPは、
自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の絶対値の二乗成分の
ピーク値を算出し、そのピーク値が算出されたタイミン
グでＯＮとなる信号である。サンプリングクロックＣＬ
Ｋは、受信したＯＦＤＭ信号と非同期のクロックであ
る。
【０１２６】上述した第１の実施の形態で説明したよう
に、ＦＦＴ演算回路７は、ＯＦＤＭシンボル期間のカウ
ント数が標準期間（２３０４サンプル）と比べて増減し
たとしても、自己相関関数のピーク値に基づきＦＦＴウ
ィンドウの開始位置が制御されるので、ＯＦＤＭシンボ
ル期間に少なくとも有効シンボル分のカウント数（２０
４８サンプル）さえ確保されていれば、ＦＦＴ演算を行
うことができる。しかしながら、ＦＦＴ演算が可能であ
ったとしても、その演算結果には、ＯＦＤＭ信号とサン
プリングクロックＣＬＫとの同期ずれの影響が、各サブ
キャリアの位相誤差として発生する。
に、ＦＦＴ演算回路７は、ＯＦＤＭシンボル期間のカウ
ント数が標準期間（２３０４サンプル）と比べて増減し
たとしても、自己相関関数のピーク値に基づきＦＦＴウ
ィンドウの開始位置が制御されるので、ＯＦＤＭシンボ
ル期間に少なくとも有効シンボル分のカウント数（２０
４８サンプル）さえ確保されていれば、ＦＦＴ演算を行
うことができる。しかしながら、ＦＦＴ演算が可能であ
ったとしても、その演算結果には、ＯＦＤＭ信号とサン
プリングクロックＣＬＫとの同期ずれの影響が、各サブ
キャリアの位相誤差として発生する。
【０１２７】クロック誤差検出回路７１は、このような
サンプリングクロックＣＬＫの同期ずれの影響に基づく
１シンボル毎の位相誤差成分を、サンプリングクロック
ＣＬＫの周期以下の位相まで算出して、角度情報として
出力する。このクロック誤差検出回路７１から出力され
る位相誤差情報（位相補正量θclk（ｎ）：ｎはキャリ
ア番号）は、複素変換回路３３に供給される。
サンプリングクロックＣＬＫの同期ずれの影響に基づく
１シンボル毎の位相誤差成分を、サンプリングクロック
ＣＬＫの周期以下の位相まで算出して、角度情報として
出力する。このクロック誤差検出回路７１から出力され
る位相誤差情報（位相補正量θclk（ｎ）：ｎはキャリ
ア番号）は、複素変換回路３３に供給される。
【０１２８】このクロック誤差検出回路７１は、カウン
タ３５と、ＲＯＭ３６と、減算回路３７と、第１の加算
回路７２と、第２の加算回路７３と、第１のラッチ回路
７４と、剰余回路３９と、位相補正量算出回路４０と、
第３の加算回路７５と、第２のラッチ回路７６と、第３
のラッチ回路７７と、Ｍカウント回路７８と、１／Ｍ回
路７９とを備えている。
タ３５と、ＲＯＭ３６と、減算回路３７と、第１の加算
回路７２と、第２の加算回路７３と、第１のラッチ回路
７４と、剰余回路３９と、位相補正量算出回路４０と、
第３の加算回路７５と、第２のラッチ回路７６と、第３
のラッチ回路７７と、Ｍカウント回路７８と、１／Ｍ回
路７９とを備えている。
【０１２９】カウンタ３５には、ウィンドウ同期回路８
から出力されるピーク検出信号ＳPと、クロック発生回
路６により発生されるサンプリングクロックＣＬＫとが
供給される。カウンタ３５は、クロック発生回路６から
発生されたサンプリングクロックＣＬＫをカウントし、
内部レジスタ等にそのカウント値ｘを格納する。このカ
ウンタ３５内の内部レジスタは、ピーク検出信号ＳPが
供給されたタイミングでリセットされるとともに、格納
しているカウント値ｘを減算回路３７に出力する。すな
わち、カウンタ３５は、各ＯＦＤＭシンボルのシンボル
期間を、サンプリングクロックＣＬＫによりカウントし
たときのカウント値を出力している。
から出力されるピーク検出信号ＳPと、クロック発生回
路６により発生されるサンプリングクロックＣＬＫとが
供給される。カウンタ３５は、クロック発生回路６から
発生されたサンプリングクロックＣＬＫをカウントし、
内部レジスタ等にそのカウント値ｘを格納する。このカ
ウンタ３５内の内部レジスタは、ピーク検出信号ＳPが
供給されたタイミングでリセットされるとともに、格納
しているカウント値ｘを減算回路３７に出力する。すな
わち、カウンタ３５は、各ＯＦＤＭシンボルのシンボル
期間を、サンプリングクロックＣＬＫによりカウントし
たときのカウント値を出力している。
【０１３０】ＲＯＭ３６には、ＯＦＤＭ時間領域信号と
サンプリングクロックＣＬＫとの同期がとれていた場合
におけるＯＦＤＭシンボルのシンボル期間のサンプル数
データが格納されている。すなわち、本ＯＦＤＭ受信装
置７０においては、有効シンボルのサンプル数（２０４
８）とガードインターバルのサンプル数（２５６）とを
加算した値である標準カウント値（ｘtyp：２３０４）
が格納されている。
サンプリングクロックＣＬＫとの同期がとれていた場合
におけるＯＦＤＭシンボルのシンボル期間のサンプル数
データが格納されている。すなわち、本ＯＦＤＭ受信装
置７０においては、有効シンボルのサンプル数（２０４
８）とガードインターバルのサンプル数（２５６）とを
加算した値である標準カウント値（ｘtyp：２３０４）
が格納されている。
【０１３１】減算回路３７は、カウンタ３５から出力さ
れたＯＦＤＭシンボルのカウント値ｘから、ＲＯＭ３６
に格納された標準カウント値ｘtypを減算し、ＦＦＴウ
ィンドウ誤差αを算出する。算出されたＦＦＴウィンド
ウ誤差αは、第１の加算回路７２及び第３の加算回路７
５に供給される。ここで、このＦＦＴウィンドウ誤差α
が意味するところは、各ＯＦＤＭシンボルとサンプリン
グクロックＣＬＫとの周波数誤差量を示している。すな
わち、この減算回路３７では、本来のＯＦＤＭシンボル
のサンプル数と、サンプリングクロックＣＬＫによりカ
ウントしたときのＯＦＤＭシンボルのカウント数との差
分をとっているため、各ＯＦＤＭシンボルとサンプリン
グクロックＣＬＫとの周波数の同期がとられていれば、
ＦＦＴウィンドウ誤差αは０となるが、周波数の同期が
とられておらずサンプリングクロックＣＬＫの周波数が
高い状態であれば例えばＦＦＴウィンドウ誤差αは＋
１，＋２，＋３・・・といった正の整数値となり、周波
数サンプリングクロックＣＬＫの周波数が低い状態であ
れば例えばＦＦＴウィンドウ誤差αは−１，−２，−３
・・・といった負の整数値となる。
れたＯＦＤＭシンボルのカウント値ｘから、ＲＯＭ３６
に格納された標準カウント値ｘtypを減算し、ＦＦＴウ
ィンドウ誤差αを算出する。算出されたＦＦＴウィンド
ウ誤差αは、第１の加算回路７２及び第３の加算回路７
５に供給される。ここで、このＦＦＴウィンドウ誤差α
が意味するところは、各ＯＦＤＭシンボルとサンプリン
グクロックＣＬＫとの周波数誤差量を示している。すな
わち、この減算回路３７では、本来のＯＦＤＭシンボル
のサンプル数と、サンプリングクロックＣＬＫによりカ
ウントしたときのＯＦＤＭシンボルのカウント数との差
分をとっているため、各ＯＦＤＭシンボルとサンプリン
グクロックＣＬＫとの周波数の同期がとられていれば、
ＦＦＴウィンドウ誤差αは０となるが、周波数の同期が
とられておらずサンプリングクロックＣＬＫの周波数が
高い状態であれば例えばＦＦＴウィンドウ誤差αは＋
１，＋２，＋３・・・といった正の整数値となり、周波
数サンプリングクロックＣＬＫの周波数が低い状態であ
れば例えばＦＦＴウィンドウ誤差αは−１，−２，−３
・・・といった負の整数値となる。
【０１３２】なお、このＦＦＴウィンドウ誤差αは、サ
ンプリングクロックＣＬＫの周波数単位で離散的に表さ
れた周波数誤差である。このサンプリングクロックＣＬ
Ｋの周期以下の誤差は毎シンボルごとには表されず、一
定シンボル期間その誤差が蓄積された後に一定量の誤差
が出現する。
ンプリングクロックＣＬＫの周波数単位で離散的に表さ
れた周波数誤差である。このサンプリングクロックＣＬ
Ｋの周期以下の誤差は毎シンボルごとには表されず、一
定シンボル期間その誤差が蓄積された後に一定量の誤差
が出現する。
【０１３３】一方、Ｍカウント回路７８は、ウィンドウ
同期回路８から供給されるピーク検出信号ＳPをカウン
トし、そのカウント値を内部レジスタに格納する。そし
て、内部レジスタの値がＭ、例えば、１００００となる
と、第２のラッチ回路７６にクリア信号、第３のラッチ
回路７７にロード信号を供給し、この内部レジスタの値
をクリアする。すなわち、このピーク検出信号ＳPがＯ
ＦＤＭシンボルの境界を示していることから、ＯＦＤＭ
シンボルのシンボル数がＭ、例えば、１００００となる
毎に、クリア信号及びロード信号を供給する。
同期回路８から供給されるピーク検出信号ＳPをカウン
トし、そのカウント値を内部レジスタに格納する。そし
て、内部レジスタの値がＭ、例えば、１００００となる
と、第２のラッチ回路７６にクリア信号、第３のラッチ
回路７７にロード信号を供給し、この内部レジスタの値
をクリアする。すなわち、このピーク検出信号ＳPがＯ
ＦＤＭシンボルの境界を示していることから、ＯＦＤＭ
シンボルのシンボル数がＭ、例えば、１００００となる
毎に、クリア信号及びロード信号を供給する。
【０１３４】第３の加算回路７５及び第２のラッチ回路
７６は、累積加算回路を構成し、供給されたＦＦＴウィ
ンドウ誤差αを累積加算する。第２のラッチ回路７６
は、Ｍカウント回路７８からシンボル数がＭ毎にクリア
信号が供給される。このことから、Ｍ個のＯＦＤＭシン
ボルのＦＦＴウィンドウ誤差αを累積した値を出力す
る。このＦＦＴウィンドウ誤差の累積加算値は、第３の
ラッチ回路７７に供給される。
７６は、累積加算回路を構成し、供給されたＦＦＴウィ
ンドウ誤差αを累積加算する。第２のラッチ回路７６
は、Ｍカウント回路７８からシンボル数がＭ毎にクリア
信号が供給される。このことから、Ｍ個のＯＦＤＭシン
ボルのＦＦＴウィンドウ誤差αを累積した値を出力す
る。このＦＦＴウィンドウ誤差の累積加算値は、第３の
ラッチ回路７７に供給される。
【０１３５】第３のラッチ回路７７は、Ｍ個のＯＦＤＭ
シンボル毎にＦＦＴウィンドウ誤差αの累積加算値を、
第２のラッチ回路７６からロードする。
シンボル毎にＦＦＴウィンドウ誤差αの累積加算値を、
第２のラッチ回路７６からロードする。
【０１３６】１／Ｍ回路７９は、第３のラッチ回路７７
にラッチされている値を、１／Ｍを乗算し、微少ＦＦＴ
ウィンドウ誤差Δαを出力する。
にラッチされている値を、１／Ｍを乗算し、微少ＦＦＴ
ウィンドウ誤差Δαを出力する。
【０１３７】すなわち、この微少ＦＦＴウィンドウ誤差
Δαの意味するところは、Ｍ個のＯＦＤＭシンボル、例
えば、１００００シンボルのＦＦＴウィンドウ誤差αを
合計し、それをＭで割った値である。つまり、Ｍ個のＯ
ＦＤＭシンボルから得られたＦＦＴウィンドウ誤差を平
均化した、１個のＯＦＤＭシンボルあたりのＦＦＴウィ
ンドウ誤差を示している。
Δαの意味するところは、Ｍ個のＯＦＤＭシンボル、例
えば、１００００シンボルのＦＦＴウィンドウ誤差αを
合計し、それをＭで割った値である。つまり、Ｍ個のＯ
ＦＤＭシンボルから得られたＦＦＴウィンドウ誤差を平
均化した、１個のＯＦＤＭシンボルあたりのＦＦＴウィ
ンドウ誤差を示している。
【０１３８】そして、この微少ＦＦＴウィンドウ誤差Δ
αは、上述したＦＦＴウィンドウ誤差αがサンプリング
クロックＣＬＫの周波数単位で離散的に表された周波数
誤差であるのに対して、サンプリングクロックＣＬＫの
周期以下の誤差を示していることとなる。
αは、上述したＦＦＴウィンドウ誤差αがサンプリング
クロックＣＬＫの周波数単位で離散的に表された周波数
誤差であるのに対して、サンプリングクロックＣＬＫの
周期以下の誤差を示していることとなる。
【０１３９】この微少ＦＦＴウィンドウ誤差Δαは、第
２の加算回路７３に供給される。
２の加算回路７３に供給される。
【０１４０】一方、第１の加算回路７２は、後段の第２
のラッチ回路７４により出力される累積誤差量βがフィ
ードバックされ、この累積誤差量βとＦＦＴウィンドウ
誤差αとを加算し、加算した結果を第２の加算回路７３
に供給する。
のラッチ回路７４により出力される累積誤差量βがフィ
ードバックされ、この累積誤差量βとＦＦＴウィンドウ
誤差αとを加算し、加算した結果を第２の加算回路７３
に供給する。
【０１４１】第２の加算回路７３は、１／Ｍ回路７９か
ら供給される微少ＦＦＴウィンドウ誤差Δαを、第１の
加算回路７２の出力値から減算し、その減算結果をラッ
チ回路７４に供給する。
ら供給される微少ＦＦＴウィンドウ誤差Δαを、第１の
加算回路７２の出力値から減算し、その減算結果をラッ
チ回路７４に供給する。
【０１４２】ラッチ回路７４は、第２の加算回路７３か
ら出力されたデータをラッチし、１シンボル毎にそのデ
ータを更新する。
ら出力されたデータをラッチし、１シンボル毎にそのデ
ータを更新する。
【０１４３】このラッチ回路７４からは、ＯＦＤＭシン
ボル毎のＦＦＴウィンドウ誤差αを累積加算した、当該
ＯＦＤＭシンボルにおける累積誤差量βが出力される。
ここで、この累積誤差量βは、複数のＯＦＤＭシンボル
のＦＦＴウィンドウ誤差を平均化することにより得られ
た１シンボルあたりの微少ＦＦＴウィンドウ誤差Δαが
反映されている。
ボル毎のＦＦＴウィンドウ誤差αを累積加算した、当該
ＯＦＤＭシンボルにおける累積誤差量βが出力される。
ここで、この累積誤差量βは、複数のＯＦＤＭシンボル
のＦＦＴウィンドウ誤差を平均化することにより得られ
た１シンボルあたりの微少ＦＦＴウィンドウ誤差Δαが
反映されている。
【０１４４】この累積加算回路３８は、累積誤差量βを
剰余回路３９に供給する。
剰余回路３９に供給する。
【０１４５】剰余回路３９は、ｍシンボルまでの誤差量
を累積加算したときの累積誤差量βを、有効シンボルの
サンプリング数Ｎ（２０４８）で割ったときの余りを示
す位相誤差量βmに変換する処理を行う。すなわち、累
積誤差量βを、有効シンボル内の回転位相値に置き換え
る処理を行う。具体的には、以下のような演算を行い、
位相誤差量βmを求める。
を累積加算したときの累積誤差量βを、有効シンボルの
サンプリング数Ｎ（２０４８）で割ったときの余りを示
す位相誤差量βmに変換する処理を行う。すなわち、累
積誤差量βを、有効シンボル内の回転位相値に置き換え
る処理を行う。具体的には、以下のような演算を行い、
位相誤差量βmを求める。
【０１４６】βｍ＝（α＋βm-1）％Ｎ かつ、（−Ｎ
／２＜βm＜Ｎ／２） 位相補正量算出回路４０は、剰余回路３９で求められた
位相誤差量βmから、各サブキャリアに応じた位相補正
量θclk（ｎ）を、以下の式に基づき求める。
／２＜βm＜Ｎ／２） 位相補正量算出回路４０は、剰余回路３９で求められた
位相誤差量βmから、各サブキャリアに応じた位相補正
量θclk（ｎ）を、以下の式に基づき求める。
【０１４７】θclk（ｎ）＝２πｎβm／Ｎ ここで、ｎは、各サブキャリアのサブキャリア番号を示
し、Ｎは有効シンボルのサンプル数を示している。
し、Ｎは有効シンボルのサンプル数を示している。
【０１４８】求められた位相補正量θclk（ｎ）は、複
素変換回路３３に供給される。
素変換回路３３に供給される。
【０１４９】複素変換回路３３は、供給された位相補正
量θclk（ｎ）に対して、サイン及びコサインをとり、
複素信号に変換する。複素変換回路３３は、複素変換を
した位相補正量（ｃｏｓ（θclk（ｎ）），ｓｉｎ（θ
clk（ｎ）））を位相補正回路３４に供給する。
量θclk（ｎ）に対して、サイン及びコサインをとり、
複素信号に変換する。複素変換回路３３は、複素変換を
した位相補正量（ｃｏｓ（θclk（ｎ）），ｓｉｎ（θ
clk（ｎ）））を位相補正回路３４に供給する。
【０１５０】そして、位相補正回路３４は、ＦＦＴ演算
回路７から出力されるＯＦＤＭ周波数領域信号の各サブ
キャリアに対応したデータに対して、複素変換回路３３
から出力される位相補正量（ｃｏｓ（θclk（ｎ）），
ｓｉｎ（θclk（ｎ）））を複素乗算して、サンプリン
グクロックＣＬＫが非同期であることにより生じる位相
誤差を補正する。
回路７から出力されるＯＦＤＭ周波数領域信号の各サブ
キャリアに対応したデータに対して、複素変換回路３３
から出力される位相補正量（ｃｏｓ（θclk（ｎ）），
ｓｉｎ（θclk（ｎ）））を複素乗算して、サンプリン
グクロックＣＬＫが非同期であることにより生じる位相
誤差を補正する。
【０１５１】以上のように、本発明の第４の実施の形態
のＯＦＤＭ受信装置７０では、Ａ／Ｄ変換回路５のサン
プリングクロックＣＬＫを受信信号に同期させなくて
も、サンプリングクロックＣＬＫによるＯＦＤＭシンボ
ル期間のカウント数に応じてＦＦＴウィンドウの位置を
制御することによって、受信したＯＦＤＭ信号を正しく
復調することができる。それとともに、このＯＦＤＭ受
信装置７０では、ＯＦＤＭシンボル期間をサンプリング
クロックＣＬＫによってカウントすることによって上記
ＯＦＤＭ信号と上記サンプリングクロックとの周波数誤
差を算出し、サンプリングクロックＣＬＫの周波数誤差
に基づくＦＦＴ演算後の各サブキャリアに生じる位相誤
差を補正することができる。
のＯＦＤＭ受信装置７０では、Ａ／Ｄ変換回路５のサン
プリングクロックＣＬＫを受信信号に同期させなくて
も、サンプリングクロックＣＬＫによるＯＦＤＭシンボ
ル期間のカウント数に応じてＦＦＴウィンドウの位置を
制御することによって、受信したＯＦＤＭ信号を正しく
復調することができる。それとともに、このＯＦＤＭ受
信装置７０では、ＯＦＤＭシンボル期間をサンプリング
クロックＣＬＫによってカウントすることによって上記
ＯＦＤＭ信号と上記サンプリングクロックとの周波数誤
差を算出し、サンプリングクロックＣＬＫの周波数誤差
に基づくＦＦＴ演算後の各サブキャリアに生じる位相誤
差を補正することができる。
【０１５２】さらに、この第４の実施の形態のＯＦＤＭ
受信装置７０では、１ＯＦＤＭシンボル単位毎に生じる
微少ＦＦＴウィンドウ誤差Δαを算出し、この微少ＦＦ
Ｔウィンドウ誤差Δα成分を反映した位相誤差まで補正
することができる。
受信装置７０では、１ＯＦＤＭシンボル単位毎に生じる
微少ＦＦＴウィンドウ誤差Δαを算出し、この微少ＦＦ
Ｔウィンドウ誤差Δα成分を反映した位相誤差まで補正
することができる。
【０１５３】なお、例えば、ＤＢＳＫやＤＱＰＳＫ等の
位相変調方式により各サブキャリアにデータが変調され
ているＯＦＤＭ信号を受信する場合には、上記ＯＦＤＭ
受信装置７０の構成は、図１４に示すように、ＦＦＴ演
算回路７と位相補正回路３４との間に、差動復調回路４
１が設けられる。ここで、この差動復調を行った場合、
各ＯＦＤＭシンボルに生じる位相誤差は、時間的に前に
存在するＯＦＤＭシンボルに含まれている位相誤差量が
除去される。従って、差動復調回路４１が設けられた場
合には、クロック誤差検出回路７１は、上述した図１３
に示した構成と比較して、第１の加算回路７２が取り除
かれた構成となる。
位相変調方式により各サブキャリアにデータが変調され
ているＯＦＤＭ信号を受信する場合には、上記ＯＦＤＭ
受信装置７０の構成は、図１４に示すように、ＦＦＴ演
算回路７と位相補正回路３４との間に、差動復調回路４
１が設けられる。ここで、この差動復調を行った場合、
各ＯＦＤＭシンボルに生じる位相誤差は、時間的に前に
存在するＯＦＤＭシンボルに含まれている位相誤差量が
除去される。従って、差動復調回路４１が設けられた場
合には、クロック誤差検出回路７１は、上述した図１３
に示した構成と比較して、第１の加算回路７２が取り除
かれた構成となる。
【０１５４】また、この第４の実施の形態のＯＦＤＭ受
信装置７０に、上述したウィンドウ位置調整回路４２や
メモリ４３を設けてもよい。また、この第４の実施の形
態のＯＦＤＭ受信装置７０では、累積加算値βの初期値
β0をプリセットしておくとともに、微少ＦＦＴウィン
ドウ誤差αをメモリに格納しておいて、動作開始時にラ
ッチ７７にロードするようにしてもよい。
信装置７０に、上述したウィンドウ位置調整回路４２や
メモリ４３を設けてもよい。また、この第４の実施の形
態のＯＦＤＭ受信装置７０では、累積加算値βの初期値
β0をプリセットしておくとともに、微少ＦＦＴウィン
ドウ誤差αをメモリに格納しておいて、動作開始時にラ
ッチ７７にロードするようにしてもよい。
【０１５５】
【発明の効果】本発明にかかる復調装置及び復調方法で
は、ＯＦＤＭ信号を非同期のサンプリングクロックでサ
ンプリングしてデジタルデータに変換し、伝送シンボル
から有効シンボル分のサンプル数のデータを演算範囲と
して切り出し、切り出した演算範囲に対してフーリエ変
換を行う。
は、ＯＦＤＭ信号を非同期のサンプリングクロックでサ
ンプリングしてデジタルデータに変換し、伝送シンボル
から有効シンボル分のサンプル数のデータを演算範囲と
して切り出し、切り出した演算範囲に対してフーリエ変
換を行う。
【０１５６】このことにより本発明では、ＶＣＯやクロ
ック再生回路等を用いずに、ＯＦＤＭ信号の復調をする
ことができ、構成を簡略化することができる。
ック再生回路等を用いずに、ＯＦＤＭ信号の復調をする
ことができ、構成を簡略化することができる。
【０１５７】また、本発明にかかる復調装置及び復調方
法では、ＯＦＤＭ信号を非同期のサンプリングクロック
でサンプリングしてデジタルデータに変換し、伝送シン
ボルから有効シンボル分のサンプル数のデータを演算範
囲として切り出し、切り出した演算範囲に対してフーリ
エ変換を行う。さらに、この復調装置では、サンプリン
グクロックにより伝送シンボルのシンボル期間をカウン
トしたときのカウント量に基づき周波数誤差を算出し、
この周波数誤差に基づきサンプリングクロックが非同期
であることの影響により生じるクロック位相誤差を補正
する。
法では、ＯＦＤＭ信号を非同期のサンプリングクロック
でサンプリングしてデジタルデータに変換し、伝送シン
ボルから有効シンボル分のサンプル数のデータを演算範
囲として切り出し、切り出した演算範囲に対してフーリ
エ変換を行う。さらに、この復調装置では、サンプリン
グクロックにより伝送シンボルのシンボル期間をカウン
トしたときのカウント量に基づき周波数誤差を算出し、
この周波数誤差に基づきサンプリングクロックが非同期
であることの影響により生じるクロック位相誤差を補正
する。
【０１５８】このことにより本発明では、ＶＣＯやクロ
ック再生回路等を用いずに構成を簡略化することができ
るとともに、高精度にＯＦＤＭ信号を復調することがで
きる。
ック再生回路等を用いずに構成を簡略化することができ
るとともに、高精度にＯＦＤＭ信号を復調することがで
きる。
【０１５９】本発明にかかる復調装置及び復調方法で
は、ＯＦＤＭ信号を非同期のサンプリングクロックでサ
ンプリングしてデジタルデータに変換し、伝送シンボル
から有効シンボル分のサンプル数のデータを演算範囲と
して切り出し、切り出した演算範囲に対してフーリエ変
換を行う。さらに、この復調装置では、サンプリングク
ロックにより伝送シンボルのシンボル期間をカウントし
たときのカウント量に基づきクロック位相誤差を算出す
るとともに、全てのサブキャリアに共通する共通位相誤
差を算出し、このクロック位相誤差と共通位相誤差とを
角度信号の状態で加算し、加算して得られた誤差情報に
基づきＯＦＤＭ信号の位相補正を行う。
は、ＯＦＤＭ信号を非同期のサンプリングクロックでサ
ンプリングしてデジタルデータに変換し、伝送シンボル
から有効シンボル分のサンプル数のデータを演算範囲と
して切り出し、切り出した演算範囲に対してフーリエ変
換を行う。さらに、この復調装置では、サンプリングク
ロックにより伝送シンボルのシンボル期間をカウントし
たときのカウント量に基づきクロック位相誤差を算出す
るとともに、全てのサブキャリアに共通する共通位相誤
差を算出し、このクロック位相誤差と共通位相誤差とを
角度信号の状態で加算し、加算して得られた誤差情報に
基づきＯＦＤＭ信号の位相補正を行う。
【０１６０】このことにより本発明では、ＶＣＯやクロ
ック再生回路等を用いずに構成を簡略化することができ
るとともに、高精度にＯＦＤＭ信号を復調することがで
きる。さらに、共通位相誤差とクロック位相誤差の回路
構成を簡略化することができる。
ック再生回路等を用いずに構成を簡略化することができ
るとともに、高精度にＯＦＤＭ信号を復調することがで
きる。さらに、共通位相誤差とクロック位相誤差の回路
構成を簡略化することができる。
【０１６１】本発明にかかる復調装置及び復調方法で
は、ＯＦＤＭ信号を非同期のサンプリングクロックでサ
ンプリングしてデジタルデータに変換し、伝送シンボル
から有効シンボル分のサンプル数のデータを演算範囲と
して切り出し、切り出した演算範囲に対してフーリエ変
換を行う。さらに、この復調装置では、サンプリングク
ロックにより伝送シンボルのシンボル期間をカウントし
たときのカウント量に基づき周波数誤差を算出し、この
周波数誤差に基づき１伝送シンボル単位毎に生じるクロ
ック位相誤差を算出して、サンプリングクロックが非同
期であることの影響により生じるＯＦＤＭ信号のクロッ
ク位相誤差を補正する。
は、ＯＦＤＭ信号を非同期のサンプリングクロックでサ
ンプリングしてデジタルデータに変換し、伝送シンボル
から有効シンボル分のサンプル数のデータを演算範囲と
して切り出し、切り出した演算範囲に対してフーリエ変
換を行う。さらに、この復調装置では、サンプリングク
ロックにより伝送シンボルのシンボル期間をカウントし
たときのカウント量に基づき周波数誤差を算出し、この
周波数誤差に基づき１伝送シンボル単位毎に生じるクロ
ック位相誤差を算出して、サンプリングクロックが非同
期であることの影響により生じるＯＦＤＭ信号のクロッ
ク位相誤差を補正する。
【０１６２】このことにより本発明では、サンプリング
クロック周期以下のクロック位相誤差を補正することが
でき、さらに高精度にＯＦＤＭ信号を復調することがで
きる。
クロック周期以下のクロック位相誤差を補正することが
でき、さらに高精度にＯＦＤＭ信号を復調することがで
きる。
【図１】本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置
のブロック構成図である。
のブロック構成図である。
【図２】ＯＦＤＭ時間領域信号を時間軸方向に平行移動
させたときの自己相関関数からＯＦＤＭシンボルの境界
を求められることを説明するための図である。
させたときの自己相関関数からＯＦＤＭシンボルの境界
を求められることを説明するための図である。
【図３】上記ＯＦＤＭ受信装置のウィンドウ同期回路の
ブロック構成図である。
ブロック構成図である。
【図４】ウィンドウ同期信号Ｗsynの発生タイミングを
説明する図である。
説明する図である。
【図５】ピーク検出信号ＳPと、ウィンドウ同期信号Ｗ
syncの発生タイミングとの関係について説明する図であ
る。
syncの発生タイミングとの関係について説明する図であ
る。
【図６】本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置
のブロック構成図である。
のブロック構成図である。
【図７】本来のＯＦＤＭシンボルのサンプル数と、上記
第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置で用いられるサン
プリングクロックＣＬＫによりカウントしたときのＯＦ
ＤＭシンボルのカウント数との差分量を説明するための
図である。
第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置で用いられるサン
プリングクロックＣＬＫによりカウントしたときのＯＦ
ＤＭシンボルのカウント数との差分量を説明するための
図である。
【図８】ＯＦＤＭ信号のサブキャリアの配置と、サブキ
ャリア番号について説明するための図である。
ャリア番号について説明するための図である。
【図９】上記第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の変
形例のブロック構成図である。
形例のブロック構成図である。
【図１０】上記第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の
他の変形例のブロック構成図である。
他の変形例のブロック構成図である。
【図１１】第３の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロ
ック構成図である。
ック構成図である。
【図１２】上記第３の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の
変形例のブロック構成図である。
変形例のブロック構成図である。
【図１３】第４の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロ
ック構成図である。
ック構成図である。
【図１４】上記第４の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の
変形例のブロック構成図である。
変形例のブロック構成図である。
【図１５】ＯＦＤＭ信号の伝送シンボルについて説明す
る図である。
る図である。
【図１６】従来のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図で
ある。
ある。
１，３１，５１，７０ ＯＦＤＭ受信装置、４ 直交復
調回路、５ Ａ／Ｄ変換回路、６ クロック発生回路、
７ ＦＦＴ演算回路、８ ウィンドウ同期回路、３２，
７１ クロック誤差検出回路、３３ 複素変換回路、３
４ 位相補正回路、４１ 差動復調回路、４２ ウィン
ドウ位置調整回路、５２ ＣＰＥ算出回路、５３ 加算
回路
調回路、５ Ａ／Ｄ変換回路、６ クロック発生回路、
７ ＦＦＴ演算回路、８ ウィンドウ同期回路、３２，
７１ クロック誤差検出回路、３３ 複素変換回路、３
４ 位相補正回路、４１ 差動復調回路、４２ ウィン
ドウ位置調整回路、５２ ＣＰＥ算出回路、５３ 加算
回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松宮 功 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソニ ー株式会社内 Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD13 DD19 DD33 DD42 5K047 AA15 CC08 GG02 GG09 MM12 MM38 MM45
Claims (10)
- 【請求項１】 情報が分割されて複数のサブキャリアに
変調されることにより生成された有効シンボルと、この
有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより
生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボ
ルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信
号を復調する復調装置において、 上記ＯＦＤＭ信号を所定の周波数のサンプリングクロッ
クでサンプリングして、デジタルデータに変換するアナ
ログ／デジタル変換手段と、 上記デジタルデータに変換された上記ＯＦＤＭ信号の各
伝送シンボルから、上記有効シンボル分のサブキャリア
の本数分の演算領域を切り出し、切り出した上記演算領
域に対してフーリエ変換して、周波数領域信号を生成す
るフーリエ変換手段と、 伝送シンボルの境界位置を算出し、算出した伝送シンボ
ルの境界位置に基づき上記伝送シンボル内における上記
演算領域の位置を制御するウィンドウ制御手段とを備
え、 上記アナログ／デジタル変換手段のサンプリングクロッ
クは、上記ＯＦＤＭ信号と非同期であることを特徴とす
る復調装置。 - 【請求項２】 上記ウィンドウ制御手段は、上記ＯＦＤ
Ｍ信号を遅延させて上記ガードインターバル部分とこの
ガードインターバルの複写元との相関性を求め、この相
関性が高い部分に基づき上記伝送シンボルの境界位置を
算出することを特徴とする請求項１記載の復調装置。 - 【請求項３】 上記伝送シンボルの境界位置から次の伝
送シンボルの境界位置までを上記サンプリングクロック
でカウントし、このカウント量に基づき上記ＯＦＤＭ信
号と上記サンプリングクロックとの周波数誤差を算出
し、この周波数誤差に基づき各伝送シンボルに生じてい
るクロック位相誤差を算出し、各伝送シンボルに生じて
いるクロック位相誤差と各サブキャリア周波数とに基づ
き各サブキャリア毎のクロック位相誤差を算出するクロ
ック位相誤差算出手段と、 上記各サブキャリア毎のクロック位相誤差に基づき、上
記周波数領域信号の各サブキャリアのクロック位相誤差
を補正する位相補正手段とを備えることを特徴とする請
求項１記載の復調装置。 - 【請求項４】 上記周波数領域信号の全てのサブキャリ
アに共通する共通位相誤差を算出し、この共通位相誤差
を角度情報で出力する共通位相誤差算出手段を備え、 上記位相補正手段は、上記共通位相誤差と上記クロック
位相誤差とを加算し、加算した誤差情報に基づき上記周
波数領域信号を位相補正することを特徴とする請求項３
記載の復調装置。 - 【請求項５】 上記伝送シンボルの境界位置から次の伝
送シンボルの境界位置までを上記サンプリングクロック
でカウントし、このカウント量に基づき上記ＯＦＤＭ信
号と上記サンプリングクロックとの周波数誤差を算出
し、この周波数誤差に基づき１伝送シンボル単位毎に生
じるクロック位相誤差を算出し、この１伝送シンボル単
位毎に生じるクロック位相誤差と各サブキャリア周波数
とに基づき各サブキャリア毎のクロック位相誤差を算出
するクロック位相誤差算出手段と、 上記各サブキャリア毎のクロック位相誤差に基づき、上
記周波数領域信号の各サブキャリアのクロック位相誤差
を補正する位相補正手段とを備えることを特徴とする請
求項１記載の復調装置。 - 【請求項６】 情報が分割されて複数のサブキャリアに
変調されることにより生成された有効シンボルと、この
有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより
生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボ
ルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信
号を復調する復調方法において、 上記ＯＦＤＭ信号を、このＯＦＤＭ信号と非同期の周波
数のサンプリングクロックでサンプリングして、デジタ
ルデータに変換し、 伝送シンボルの境界位置を算出し、算出した伝送シンボ
ルの境界位置に基づき、上記有効シンボル分のサブキャ
リアの本数分の演算領域を切り出し、切り出した上記演
算領域に対してフーリエ変換することを特徴とする復調
方法。 - 【請求項７】 上記ＯＦＤＭ信号を遅延させて上記ガー
ドインターバル部分とこのガードインターバルの複写元
との相関性を求め、この相関性が高い部分に基づき上記
伝送シンボルの境界位置を算出することを特徴とする請
求項６記載の復調方法。 - 【請求項８】 上記伝送シンボルの境界位置から次の伝
送シンボルの境界位置までを上記サンプリングクロック
でカウントし、このカウント量に基づき上記ＯＦＤＭ信
号と上記サンプリングクロックとの周波数誤差を算出
し、この周波数誤差に基づき各伝送シンボルに生じるク
ロック位相誤差を算出し、各伝送シンボルに生じるクロ
ック位相誤差と各サブキャリア周波数とに基づき各サブ
キャリア毎のクロック位相誤差を算出し、 上記各サブキャリア毎のクロック位相誤差に基づき、上
記周波数領域信号の各サブキャリアのクロック位相誤差
を補正することを特徴とする請求項６記載の復調方法。 - 【請求項９】 上記周波数領域信号の全てのサブキャリ
アに共通する共通位相誤差を算出し、この共通位相誤差
を角度情報で出力し、 上記共通位相誤差と上記クロック位相誤差とを加算し、
加算した誤差情報に基づき上記周波数領域信号を位相補
正することを特徴とする請求項８記載の復調方法。 - 【請求項１０】 上記伝送シンボルの境界位置から次の
伝送シンボルの境界位置までを上記サンプリングクロッ
クでカウントし、このカウント量に基づき上記ＯＦＤＭ
信号と上記サンプリングクロックとの周波数誤差を算出
し、この周波数誤差に基づき１伝送シンボル単位毎に生
じるクロック位相誤差を算出し、この１伝送シンボル単
位毎に生じるクロック位相誤差と各サブキャリア周波数
とに基づき各サブキャリア毎のクロック位相誤差を算出
し、 上記各サブキャリア毎のクロック位相誤差に基づき、上
記周波数領域信号の各サブキャリアのクロック位相誤差
を補正することを特徴とする請求項６記載の復調方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000111953A JP2001156745A (ja) | 1999-09-14 | 2000-04-07 | 復調装置及び復調方法 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26073399 | 1999-09-14 | ||
| JP11-260733 | 1999-09-14 | ||
| JP2000111953A JP2001156745A (ja) | 1999-09-14 | 2000-04-07 | 復調装置及び復調方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001156745A true JP2001156745A (ja) | 2001-06-08 |
Family
ID=26544733
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000111953A Withdrawn JP2001156745A (ja) | 1999-09-14 | 2000-04-07 | 復調装置及び復調方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001156745A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004062151A1 (ja) * | 2002-12-27 | 2004-07-22 | Sony Corporation | Ｏｆｄｍ復調装置 |
| WO2004062149A1 (ja) * | 2002-12-27 | 2004-07-22 | Sony Corporation | Ｏｆｄｍ復調装置 |
| WO2004062150A1 (ja) * | 2002-12-27 | 2004-07-22 | Sony Corporation | Ｏｆｄｍ復調装置 |
| JP2012186615A (ja) * | 2011-03-04 | 2012-09-27 | Sony Corp | 受信装置、受信方法、およびプログラム |
| JP2012191297A (ja) * | 2011-03-09 | 2012-10-04 | Fujitsu Semiconductor Ltd | 受信装置，送信装置およびその離散サンプルタイミングに係る補正方法 |
| JP2016154322A (ja) * | 2015-02-12 | 2016-08-25 | 三菱電機株式会社 | 同期タイミング制御装置、同期タイミング制御方法、及び受信機 |
-
2000
- 2000-04-07 JP JP2000111953A patent/JP2001156745A/ja not_active Withdrawn
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004062151A1 (ja) * | 2002-12-27 | 2004-07-22 | Sony Corporation | Ｏｆｄｍ復調装置 |
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| JP2012191297A (ja) * | 2011-03-09 | 2012-10-04 | Fujitsu Semiconductor Ltd | 受信装置，送信装置およびその離散サンプルタイミングに係る補正方法 |
| JP2016154322A (ja) * | 2015-02-12 | 2016-08-25 | 三菱電機株式会社 | 同期タイミング制御装置、同期タイミング制御方法、及び受信機 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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