JPH11220451A - Ｏｆｄｍ受信装置 - Google Patents
Ｏｆｄｍ受信装置Info
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- JPH11220451A JPH11220451A JP10019891A JP1989198A JPH11220451A JP H11220451 A JPH11220451 A JP H11220451A JP 10019891 A JP10019891 A JP 10019891A JP 1989198 A JP1989198 A JP 1989198A JP H11220451 A JPH11220451 A JP H11220451A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
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- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
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- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
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- H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
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- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 位相雑音によるＣＰＥ、ＩＣＩを低減しビッ
ト誤り率の劣化を防ぐ。 【解決手段】 入力ＯＦＤＭ信号を、チューナ１０１、
局部発振器１０２によってＩＦ帯に変換し、Ａ／Ｄ変換
器１０３によってディジタル信号に変換し、ＩＱ復調器
１０４により複素ベースバンド信号に変換した後、位相
雑音抑圧回路１０５にて入力信号の位相変動を検出して
その補正を行い、局部発振器１０２の位相雑音を抑圧す
る。その出力について、ＦＦＴ回路１０６にて１シンボ
ル期間中の有効シンボル期間のＦＦＴ処理により各サブ
キャリアの受信データを得る。局部発振器１０２の位相
雑音は、ＦＦＴを行う前に位相雑音抑圧回路１０５で低
減されているため、ＦＦＴ回路１０６の出力においてＣ
ＰＥ及びＩＣＩの両方が低減される。ＦＦＴ回路１０６
の出力は復調回路１０７に入力され、各サブキャリアに
伝送されているＱＡＭ信号が復調される。
ト誤り率の劣化を防ぐ。 【解決手段】 入力ＯＦＤＭ信号を、チューナ１０１、
局部発振器１０２によってＩＦ帯に変換し、Ａ／Ｄ変換
器１０３によってディジタル信号に変換し、ＩＱ復調器
１０４により複素ベースバンド信号に変換した後、位相
雑音抑圧回路１０５にて入力信号の位相変動を検出して
その補正を行い、局部発振器１０２の位相雑音を抑圧す
る。その出力について、ＦＦＴ回路１０６にて１シンボ
ル期間中の有効シンボル期間のＦＦＴ処理により各サブ
キャリアの受信データを得る。局部発振器１０２の位相
雑音は、ＦＦＴを行う前に位相雑音抑圧回路１０５で低
減されているため、ＦＦＴ回路１０６の出力においてＣ
ＰＥ及びＩＣＩの両方が低減される。ＦＦＴ回路１０６
の出力は復調回路１０７に入力され、各サブキャリアに
伝送されているＱＡＭ信号が復調される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、１シンボル期間が
ガード期間と有効シンボル期間から構成されるＯＦＤＭ
信号を受信するＯＦＤＭ受信装置に係り、特に受信信号
における位相雑音の抑圧技術に関する。
ガード期間と有効シンボル期間から構成されるＯＦＤＭ
信号を受信するＯＦＤＭ受信装置に係り、特に受信信号
における位相雑音の抑圧技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、音声信号及び映像信号の伝送にお
いてディジタル変調方式の開発が盛んである。特に地上
ディジタル放送においては、マルチパス妨害に強い直交
周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ）変調方式が注目され
ている。以下、本発明に関連する従来の技術について説
明する。
いてディジタル変調方式の開発が盛んである。特に地上
ディジタル放送においては、マルチパス妨害に強い直交
周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ）変調方式が注目され
ている。以下、本発明に関連する従来の技術について説
明する。
【０００３】ＯＦＤＭ信号は多数のサブキャリアを周波
数多重しているために位相雑音の影響を受けやすい。こ
のため、民生用の受信機においては、チューナの局部発
振器の位相雑音によるビット誤り率特性の劣化が大きな
問題となる。
数多重しているために位相雑音の影響を受けやすい。こ
のため、民生用の受信機においては、チューナの局部発
振器の位相雑音によるビット誤り率特性の劣化が大きな
問題となる。
【０００４】位相雑音によるＯＦＤＭ信号への影響には
次の２つがある。１つは、位相雑音の低域成分によって
生じるサブキャリアの位相変動である。これは、全ての
サブキャリアが同じ角度で変動することからCommon Pha
se Error（ＣＰＥ）と呼ばれている。もう１つは、他の
サブキャリアの位相雑音が干渉することによりキャリア
のＳＮＲが劣化するInter Carrier Interference（ＩＣ
Ｉ）である。これらの影響は、位相雑音のスペクトラム
とサブキャリアの間隔に大きく依存する。
次の２つがある。１つは、位相雑音の低域成分によって
生じるサブキャリアの位相変動である。これは、全ての
サブキャリアが同じ角度で変動することからCommon Pha
se Error（ＣＰＥ）と呼ばれている。もう１つは、他の
サブキャリアの位相雑音が干渉することによりキャリア
のＳＮＲが劣化するInter Carrier Interference（ＩＣ
Ｉ）である。これらの影響は、位相雑音のスペクトラム
とサブキャリアの間隔に大きく依存する。
【０００５】位相雑音による劣化を改善する方式とし
て、「J. H. Stott ，“The DVB Terrestrial (DVB-T)
Specification and Its Implementation in A Practica
l Modem.”，IBC ，Sept. ，1996. 」において、ＤＶＢ
−Ｔで規定されているContinual Pilot （ＣＰ）を利用
してＣＰＥを除去する方式が示されている。図７に、こ
の文献に示された内容に基づく従来のＯＦＤＭ受信装置
の構成を示す。
て、「J. H. Stott ，“The DVB Terrestrial (DVB-T)
Specification and Its Implementation in A Practica
l Modem.”，IBC ，Sept. ，1996. 」において、ＤＶＢ
−Ｔで規定されているContinual Pilot （ＣＰ）を利用
してＣＰＥを除去する方式が示されている。図７に、こ
の文献に示された内容に基づく従来のＯＦＤＭ受信装置
の構成を示す。
【０００６】図７において、入力信号は、チューナ１１
及び局部発振器１２によってＩＦ帯に周波数変換された
後、Ａ／Ｄ変換器１３によってディジタル信号に変換さ
れて、さらにＩＱ復調器１４により複素ベースバンド信
号に変換される。ＩＱ復調器１４の出力はＦＦＴ回路１
５に供給される。ＦＦＴ（高速フーリエ変換）回路１５
は、ＯＦＤＭ信号の１シンボル期間の中の有効シンボル
期間（サンプル数Ｎｕ）をＦＦＴ処理（時間領域から周
波数領域に変換）する。これにより各サブキャリアキャ
リアの受信データが得られる。
及び局部発振器１２によってＩＦ帯に周波数変換された
後、Ａ／Ｄ変換器１３によってディジタル信号に変換さ
れて、さらにＩＱ復調器１４により複素ベースバンド信
号に変換される。ＩＱ復調器１４の出力はＦＦＴ回路１
５に供給される。ＦＦＴ（高速フーリエ変換）回路１５
は、ＯＦＤＭ信号の１シンボル期間の中の有効シンボル
期間（サンプル数Ｎｕ）をＦＦＴ処理（時間領域から周
波数領域に変換）する。これにより各サブキャリアキャ
リアの受信データが得られる。
【０００７】ここで、局部発振器１２の位相雑音の影響
により、ＦＦＴ回路１５の出力には、先に述べたＣＰＥ
及びＩＣＩが生じる。ＣＰＥ除去回路１６は各サブキャ
リアのＣＰＥを除去する。ＣＰＥ除去回路１６の出力は
復調回路１７に供給され、各サブキャリアに伝送されて
いるＱＡＭ信号が復調されて出力される。
により、ＦＦＴ回路１５の出力には、先に述べたＣＰＥ
及びＩＣＩが生じる。ＣＰＥ除去回路１６は各サブキャ
リアのＣＰＥを除去する。ＣＰＥ除去回路１６の出力は
復調回路１７に供給され、各サブキャリアに伝送されて
いるＱＡＭ信号が復調されて出力される。
【０００８】上記ＣＰＥ除去回路１６の構成及び動作を
さらに説明する。
さらに説明する。
【０００９】ＤＶＢ−Ｔ規格では、複数の所定周波数の
サブキャリアに一定の振幅・位相が伝送されている。す
なわちこれがＣＰである。このＣＰはＦＦＴ回路１５か
ら出力される受信データ中から分岐され、複素共役回路
１９で複素共役の形式に変換された後、複素乗算器２０
に供給される。この複素乗算器２０には、Ｎｕ遅延回路
１８を通して１シンボル前のＣＰの受信データが供給さ
れる。すなわち、この複素乗算器２０は、同じ周波数の
ＣＰについて、現在の受信データと１シンボル前の受信
データとの乗算を行う。この演算によりＣＰの前のシン
ボルからの位相変化を求めることができる。
サブキャリアに一定の振幅・位相が伝送されている。す
なわちこれがＣＰである。このＣＰはＦＦＴ回路１５か
ら出力される受信データ中から分岐され、複素共役回路
１９で複素共役の形式に変換された後、複素乗算器２０
に供給される。この複素乗算器２０には、Ｎｕ遅延回路
１８を通して１シンボル前のＣＰの受信データが供給さ
れる。すなわち、この複素乗算器２０は、同じ周波数の
ＣＰについて、現在の受信データと１シンボル前の受信
データとの乗算を行う。この演算によりＣＰの前のシン
ボルからの位相変化を求めることができる。
【００１０】複素乗算器２０の出力は平均回路２１に供
給される。この平均回路２１は、複数のＣＰの検出結果
を平均することで雑音成分を除去する。位相検出（ｔａ
ｎ-1）回路２２は平均回路２１から供給される複素信号
の位相を求める。この位相が位相雑音により生じた各サ
ブキャリアに共通の位相変動、すなわちＣＰＥである。
位相検出回路２２の出力は累積器２３に供給され、検出
された位相変化が累積される。累積器２３の出力はロー
テータ２４に供給され、１シンボル前の信号が逆方向に
回転させられる。これによってＦＦＴ出力からＣＰＥを
除去することができる。
給される。この平均回路２１は、複数のＣＰの検出結果
を平均することで雑音成分を除去する。位相検出（ｔａ
ｎ-1）回路２２は平均回路２１から供給される複素信号
の位相を求める。この位相が位相雑音により生じた各サ
ブキャリアに共通の位相変動、すなわちＣＰＥである。
位相検出回路２２の出力は累積器２３に供給され、検出
された位相変化が累積される。累積器２３の出力はロー
テータ２４に供給され、１シンボル前の信号が逆方向に
回転させられる。これによってＦＦＴ出力からＣＰＥを
除去することができる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、図７に
示したＯＦＤＭ受信装置は、位相雑音による劣化の一つ
であるＣＰＥを除去することができる。しかし、位相雑
音スペクトラムの低域成分が大きい場合、８Ｋキャリア
のＯＦＤＭのようにサブキャリアの周波数間隔が狭くな
るほどＩＣＩが急激に増加するため、従来のＣＰＥ除去
のみを行ってもビット誤り率の改善効果は少なくなる。
このような状況は、チューナの位相雑音によって生じる
だけでなく、移動受信時のドップラ効果によっても生じ
る。
示したＯＦＤＭ受信装置は、位相雑音による劣化の一つ
であるＣＰＥを除去することができる。しかし、位相雑
音スペクトラムの低域成分が大きい場合、８Ｋキャリア
のＯＦＤＭのようにサブキャリアの周波数間隔が狭くな
るほどＩＣＩが急激に増加するため、従来のＣＰＥ除去
のみを行ってもビット誤り率の改善効果は少なくなる。
このような状況は、チューナの位相雑音によって生じる
だけでなく、移動受信時のドップラ効果によっても生じ
る。
【００１２】本発明は、上記の問題を解決し、位相雑音
によるビット誤り率の劣化を防ぐために、ＣＰＥだけで
なくＩＣＩも抑圧することのできるＯＦＤＭ受信装置を
提供することを目的とする。
によるビット誤り率の劣化を防ぐために、ＣＰＥだけで
なくＩＣＩも抑圧することのできるＯＦＤＭ受信装置を
提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は以下の特徴的手段を有する。
に本発明は以下の特徴的手段を有する。
【００１４】（１）１シンボル期間がガード期間（サン
プル数Ｎｇ）と有効シンボル期間（サンプル数Ｎｕ）か
ら構成されるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受
信して複素ベースバンドに変換し、この複素ベースバン
ドＯＦＤＭ信号からシンボルデータを復調するＯＦＤＭ
受信装置において、前記複素ベースバンドＯＦＤＭ信号
におけるｍ番目の受信シンボルのｎ番目（０≦ｎ≦Ｎｇ
−１）のサンプル点の信号Ｓ(m,n) と、この信号からＮ
ｕサンプル遅れた信号Ｓ(m,n+Nu)を用いて、ｍ番目の受
信シンボルにおけるＮｕサンプルあたりのキャリア位相
変化Δθ(m) を求める第１のキャリア位相変動検出手段
と、前記第１のキャリア位相変動検出手段の出力Δθ
(m) からｍ＋１番目の受信シンボルの先頭におけるキャ
リア位相θ＾(m+1,0) を求め、連続する複数シンボルの
シンボル先頭におけるキャリア位相からｍ番目の受信シ
ンボル内のキャリア位相θ＾(m,n) を推定するキャリア
位相推定手段と、前記キャリア位相推定手段の出力を用
いてｍ番目の受信シンボルのＳ(m,n) を−θ＾(m,n) だ
け回転させることにより、受信信号の位相変動を補正す
る位相変動補正手段と、前記位相変動補正手段の出力の
中の有効シンボル期間を時間領域から周波数領域の信号
に変換することにより、ＯＦＤＭ信号の各サブキャリア
のデータを復調する時間−周波数領域変換手段と、前記
時間−周波数領域変換手段の出力から各サブキャリアに
伝送されているシンボルデータを復調する復調手段とを
具備したことを特徴とするものである。
プル数Ｎｇ）と有効シンボル期間（サンプル数Ｎｕ）か
ら構成されるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受
信して複素ベースバンドに変換し、この複素ベースバン
ドＯＦＤＭ信号からシンボルデータを復調するＯＦＤＭ
受信装置において、前記複素ベースバンドＯＦＤＭ信号
におけるｍ番目の受信シンボルのｎ番目（０≦ｎ≦Ｎｇ
−１）のサンプル点の信号Ｓ(m,n) と、この信号からＮ
ｕサンプル遅れた信号Ｓ(m,n+Nu)を用いて、ｍ番目の受
信シンボルにおけるＮｕサンプルあたりのキャリア位相
変化Δθ(m) を求める第１のキャリア位相変動検出手段
と、前記第１のキャリア位相変動検出手段の出力Δθ
(m) からｍ＋１番目の受信シンボルの先頭におけるキャ
リア位相θ＾(m+1,0) を求め、連続する複数シンボルの
シンボル先頭におけるキャリア位相からｍ番目の受信シ
ンボル内のキャリア位相θ＾(m,n) を推定するキャリア
位相推定手段と、前記キャリア位相推定手段の出力を用
いてｍ番目の受信シンボルのＳ(m,n) を−θ＾(m,n) だ
け回転させることにより、受信信号の位相変動を補正す
る位相変動補正手段と、前記位相変動補正手段の出力の
中の有効シンボル期間を時間領域から周波数領域の信号
に変換することにより、ＯＦＤＭ信号の各サブキャリア
のデータを復調する時間−周波数領域変換手段と、前記
時間−周波数領域変換手段の出力から各サブキャリアに
伝送されているシンボルデータを復調する復調手段とを
具備したことを特徴とするものである。
【００１５】（２）１シンボル期間がガード期間（サン
プル数Ｎｇ）と有効シンボル期間（サンプル数Ｎｕ）か
ら構成されるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受
信して複素ベースバンドに変換し、この複素ベースバン
ドＯＦＤＭ信号からシンボルデータを復調するＯＦＤＭ
受信装置において、前記複素ベースバンドＯＦＤＭ信号
におけるｍ番目の受信シンボルのｎ番目（０≦ｎ≦Ｎｇ
−１）のサンプル点の信号Ｓ(m,n) と、この信号からＮ
ｕサンプル遅れた信号Ｓ(m,n+Nu)を用いて、ｍ番目の受
信シンボルにおけるＮｕサンプルあたりのキャリア位相
変化Δθ(m) を求める第１のキャリア位相変動検出手段
と、前記第１のキャリア位相変動検出手段の出力Δθ
(m) からｍ＋１番目の受信シンボルの先頭におけるキャ
リア位相θ＾(m+1,0) を求め、連続する複数シンボルの
シンボル先頭におけるキャリア位相からｍ番目の受信シ
ンボル内のキャリア位相θ＾(m,n) を推定するキャリア
位相推定手段と、前記キャリア位相推定手段の出力を用
いてｍ番目の受信シンボルのＳ(m,n) を−θ＾(m,n) だ
け回転させることにより、受信信号の位相変動を補正す
る第１の位相変動補正手段と、前記位相変動補正手段出
力の中の有効シンボル期間を時間領域から周波数領域の
信号に変換することにより、ＯＦＤＭ信号の各サブキャ
リアのデータを復調する時間−周波数領域変換手段と、
前記時間−周波数領域変換手段の出力を用いて、連続す
る２シンボルの時間−周波数領域変換結果Ｃ(m,k) とＣ
(m+1,k) （ｋはサブキャリア番号）から全てのサブキャ
リアに共通の位相変動Δφ(m) を検出する第２のキャリ
ア位相変動検出手段と、前記第２のキャリア位相変動検
出手段の出力を用いてＣ(m,k) を−Δφ(m) だけ回転さ
せることにより、全てのサブキャリアに共通の位相変動
を除去する第２の位相変動補正手段と、前記第２の位相
変動補正手段の出力から各サブキャリアに伝送されてい
るシンボルデータを復調する復調手段とを具備したこと
を特徴とするものである。
プル数Ｎｇ）と有効シンボル期間（サンプル数Ｎｕ）か
ら構成されるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受
信して複素ベースバンドに変換し、この複素ベースバン
ドＯＦＤＭ信号からシンボルデータを復調するＯＦＤＭ
受信装置において、前記複素ベースバンドＯＦＤＭ信号
におけるｍ番目の受信シンボルのｎ番目（０≦ｎ≦Ｎｇ
−１）のサンプル点の信号Ｓ(m,n) と、この信号からＮ
ｕサンプル遅れた信号Ｓ(m,n+Nu)を用いて、ｍ番目の受
信シンボルにおけるＮｕサンプルあたりのキャリア位相
変化Δθ(m) を求める第１のキャリア位相変動検出手段
と、前記第１のキャリア位相変動検出手段の出力Δθ
(m) からｍ＋１番目の受信シンボルの先頭におけるキャ
リア位相θ＾(m+1,0) を求め、連続する複数シンボルの
シンボル先頭におけるキャリア位相からｍ番目の受信シ
ンボル内のキャリア位相θ＾(m,n) を推定するキャリア
位相推定手段と、前記キャリア位相推定手段の出力を用
いてｍ番目の受信シンボルのＳ(m,n) を−θ＾(m,n) だ
け回転させることにより、受信信号の位相変動を補正す
る第１の位相変動補正手段と、前記位相変動補正手段出
力の中の有効シンボル期間を時間領域から周波数領域の
信号に変換することにより、ＯＦＤＭ信号の各サブキャ
リアのデータを復調する時間−周波数領域変換手段と、
前記時間−周波数領域変換手段の出力を用いて、連続す
る２シンボルの時間−周波数領域変換結果Ｃ(m,k) とＣ
(m+1,k) （ｋはサブキャリア番号）から全てのサブキャ
リアに共通の位相変動Δφ(m) を検出する第２のキャリ
ア位相変動検出手段と、前記第２のキャリア位相変動検
出手段の出力を用いてＣ(m,k) を−Δφ(m) だけ回転さ
せることにより、全てのサブキャリアに共通の位相変動
を除去する第２の位相変動補正手段と、前記第２の位相
変動補正手段の出力から各サブキャリアに伝送されてい
るシンボルデータを復調する復調手段とを具備したこと
を特徴とするものである。
【００１６】（３）（１）または（２）の構成におい
て、前記第１のキャリア位相変動検出手段は、前記複素
ベースバンドＯＦＤＭ信号をＮｕサンプルだけ遅延させ
る遅延手段と、前記複素ベースバンドＯＦＤＭ信号の複
素共役信号を求める複素共役手段と、前記遅延手段の出
力と前記複素共役手段の出力を乗算する複素乗算手段
と、前記複素乗算手段の出力の中で、ｍ番目の受信シン
ボルのガード期間（０≦ｎ≦Ｎｇ−１）の乗算結果をＮ
ｇサンプル以下の複数サンプルについて平均する平均手
段と、前記平均手段の出力の位相を検出する位相検出手
段とを備えることを特徴とするものである。
て、前記第１のキャリア位相変動検出手段は、前記複素
ベースバンドＯＦＤＭ信号をＮｕサンプルだけ遅延させ
る遅延手段と、前記複素ベースバンドＯＦＤＭ信号の複
素共役信号を求める複素共役手段と、前記遅延手段の出
力と前記複素共役手段の出力を乗算する複素乗算手段
と、前記複素乗算手段の出力の中で、ｍ番目の受信シン
ボルのガード期間（０≦ｎ≦Ｎｇ−１）の乗算結果をＮ
ｇサンプル以下の複数サンプルについて平均する平均手
段と、前記平均手段の出力の位相を検出する位相検出手
段とを備えることを特徴とするものである。
【００１７】（４）（１）または（２）の構成におい
て、前記キャリア位相推定手段は、連続する２シンボル
のシンボル先頭におけるキャリア位相θ(m+1,0) 、θ
(m,0) からｍ番目の受信シンボル内のキャリア位相θ
(m,n) を推定する場合に、前記Δθ(m) をシンボル先頭
のタイミングで保持するラッチ手段と、前記ラッチ手段
の出力に係数１／Ｎｕを乗算する乗算手段と、前記乗算
手段の出力をサンプル単位で累算する累算手段とを備え
ることを特徴とするものである。
て、前記キャリア位相推定手段は、連続する２シンボル
のシンボル先頭におけるキャリア位相θ(m+1,0) 、θ
(m,0) からｍ番目の受信シンボル内のキャリア位相θ
(m,n) を推定する場合に、前記Δθ(m) をシンボル先頭
のタイミングで保持するラッチ手段と、前記ラッチ手段
の出力に係数１／Ｎｕを乗算する乗算手段と、前記乗算
手段の出力をサンプル単位で累算する累算手段とを備え
ることを特徴とするものである。
【００１８】（５）（１）または（２）の構成におい
て、前記キャリア位相推定手段は、連続するｌシンボル
（ｌ≧３）のシンボル先頭におけるキャリア位相θ(m+
1,0) 、θ(m,0) 、…θ(m-l+2,0) からｍ番目の受信シ
ンボル内のキャリア位相θ(m,n)を推定する場合に、前
記Δθ(m) をシンボル先頭のタイミングで保持する第１
のラッチ手段と、前記第１のラッチ手段の出力に係数
（Ｎｇ＋Ｎｕ）／Ｎｕを乗算する乗算手段と、前記乗算
手段の出力をシンボル先頭のタイミングで累算する累算
手段と、（１−ｌ）シンボル期間の前記累積手段の出力
を保持するｌ−１個の第２のラッチ手段と、前記受信シ
ンボル内のサンプル位置ｎを示す値を発生するシンボル
カウンタと、前記累積手段の出力θ(m+1,0) と、前記
（１−ｌ）個の第２のラッチ手段の出力θ(m,0) 、…θ
(m-l+2,0) と、前記シンボルカウンタの出力ｎを用い
て、ｍ番目の受信シンボル内のキャリア位相θ(m,n) を
求める補間手段とを備えることを特徴とするものであ
る。
て、前記キャリア位相推定手段は、連続するｌシンボル
（ｌ≧３）のシンボル先頭におけるキャリア位相θ(m+
1,0) 、θ(m,0) 、…θ(m-l+2,0) からｍ番目の受信シ
ンボル内のキャリア位相θ(m,n)を推定する場合に、前
記Δθ(m) をシンボル先頭のタイミングで保持する第１
のラッチ手段と、前記第１のラッチ手段の出力に係数
（Ｎｇ＋Ｎｕ）／Ｎｕを乗算する乗算手段と、前記乗算
手段の出力をシンボル先頭のタイミングで累算する累算
手段と、（１−ｌ）シンボル期間の前記累積手段の出力
を保持するｌ−１個の第２のラッチ手段と、前記受信シ
ンボル内のサンプル位置ｎを示す値を発生するシンボル
カウンタと、前記累積手段の出力θ(m+1,0) と、前記
（１−ｌ）個の第２のラッチ手段の出力θ(m,0) 、…θ
(m-l+2,0) と、前記シンボルカウンタの出力ｎを用い
て、ｍ番目の受信シンボル内のキャリア位相θ(m,n) を
求める補間手段とを備えることを特徴とするものであ
る。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。
施の形態を詳細に説明する。
【００２０】図１は本発明におけるＯＦＤＭ受信装置の
一実施形態を示す図である。図１において、入力信号
は、チューナ１０１及び局部発振器１０２によってＩＦ
帯に周波数変換された後、Ａ／Ｄ変換器１０３によって
ディジタル信号に変換されて、さらにＩＱ復調器１０４
により複素ベースバンド信号に変換される。位相雑音抑
圧回路１０５は、ＩＱ復調器１０４からの入力信号の位
相変動を検出し、これを補正することにより局部発振器
１０２の位相雑音を抑圧する。位相雑音抑圧回路１０５
の出力はＦＦＴ回路１０６に供給される。
一実施形態を示す図である。図１において、入力信号
は、チューナ１０１及び局部発振器１０２によってＩＦ
帯に周波数変換された後、Ａ／Ｄ変換器１０３によって
ディジタル信号に変換されて、さらにＩＱ復調器１０４
により複素ベースバンド信号に変換される。位相雑音抑
圧回路１０５は、ＩＱ復調器１０４からの入力信号の位
相変動を検出し、これを補正することにより局部発振器
１０２の位相雑音を抑圧する。位相雑音抑圧回路１０５
の出力はＦＦＴ回路１０６に供給される。
【００２１】ＦＦＴ回路１０６は、ＯＦＤＭ信号の１シ
ンボル期間の中で有効シンボル期間（サンプル数Ｎｕ）
をＦＦＴ処理する。これにより各サブキャリアの受信デ
ータが得られる。局部発振器１０２の位相雑音は、ＦＦ
Ｔを行う前に位相雑音抑圧回路１０５で低減されてい
る。したがって、ＦＦＴ回路１０６の出力においてＣＰ
Ｅ及びＩＣＩの両方が低減される。ＦＦＴ回路１０６の
出力は復調回路１０７に供給され、ここで各サブキャリ
アに伝送されているＱＡＭ信号が復調されて出力され
る。
ンボル期間の中で有効シンボル期間（サンプル数Ｎｕ）
をＦＦＴ処理する。これにより各サブキャリアの受信デ
ータが得られる。局部発振器１０２の位相雑音は、ＦＦ
Ｔを行う前に位相雑音抑圧回路１０５で低減されてい
る。したがって、ＦＦＴ回路１０６の出力においてＣＰ
Ｅ及びＩＣＩの両方が低減される。ＦＦＴ回路１０６の
出力は復調回路１０７に供給され、ここで各サブキャリ
アに伝送されているＱＡＭ信号が復調されて出力され
る。
【００２２】上記位相雑音抑圧回路１０５の構成及び動
作をさらに説明する。
作をさらに説明する。
【００２３】ＯＦＤＭ信号の１シンボルは、図２に示す
ように、ガード期間（時間Ｔｇ）と有効シンボル期間
（時間Ｔｕ）により構成される。ガード期間にはマルチ
パスによるシンボル間干渉を防ぐために有効シンボルの
一部がコピーされている。したがって、これらの同じ信
号を用いて、時間Ｔｕの間に生じたキャリアの位相変化
を検出することができる。
ように、ガード期間（時間Ｔｇ）と有効シンボル期間
（時間Ｔｕ）により構成される。ガード期間にはマルチ
パスによるシンボル間干渉を防ぐために有効シンボルの
一部がコピーされている。したがって、これらの同じ信
号を用いて、時間Ｔｕの間に生じたキャリアの位相変化
を検出することができる。
【００２４】ｍ番目の受信シンボルのｎ番目のサンプル
点における複素ベースバンド信号をＳ(n,m) で表すと
き、時間Ｔｕのキャリア位相変化を示す誤差ベクトルｅ
(m,n)は次式で求めることができる。
点における複素ベースバンド信号をＳ(n,m) で表すと
き、時間Ｔｕのキャリア位相変化を示す誤差ベクトルｅ
(m,n)は次式で求めることができる。
【００２５】
【数１】
【００２６】（１）式の演算をＮｕ遅延回路１０８、複
素共役回路１０９、複素乗算器１１０により行う。次
に、ガード期間の複数の信号についてｅ(m,n) を平均回
路１１１を用いて平均することにより雑音の影響を除去
する。この平均結果をｍ番目の受信シンボルにおける誤
差ベクトル時間ｅ(m) とする。例えば、ガード期間の全
ての信号の平均を求めた場合にｅ(m) は次式で表され
る。
素共役回路１０９、複素乗算器１１０により行う。次
に、ガード期間の複数の信号についてｅ(m,n) を平均回
路１１１を用いて平均することにより雑音の影響を除去
する。この平均結果をｍ番目の受信シンボルにおける誤
差ベクトル時間ｅ(m) とする。例えば、ガード期間の全
ての信号の平均を求めた場合にｅ(m) は次式で表され
る。
【００２７】
【数２】
【００２８】誤差ベクトルｅ(m) の位相成分をｍ番目の
受信シンボルにおける時間Ｔｕ単位のキャリア位相変化
Δθ(m) とする。Δθ(m) は位相検出（ｔａｎ-1）回路
１１２により次式で求められる。
受信シンボルにおける時間Ｔｕ単位のキャリア位相変化
Δθ(m) とする。Δθ(m) は位相検出（ｔａｎ-1）回路
１１２により次式で求められる。
【００２９】
【数３】
【００３０】以上により求めたＴｕ単位のキャリア位相
変化Δθ(m) を用いて、位相推定回路１１３によりＯＦ
ＤＭシンボル内のキャリア位相θ(m,n) を推定する。次
に位相推定回路１１３の出力θ(m,n) を用いて、タイミ
ング調整用の遅延回路１１４の出力Ｓ(m,n) の位相をロ
ーテータ１１５により補正する。位相補正後の信号Ｓ′
(m,n) は次式で表される。
変化Δθ(m) を用いて、位相推定回路１１３によりＯＦ
ＤＭシンボル内のキャリア位相θ(m,n) を推定する。次
に位相推定回路１１３の出力θ(m,n) を用いて、タイミ
ング調整用の遅延回路１１４の出力Ｓ(m,n) の位相をロ
ーテータ１１５により補正する。位相補正後の信号Ｓ′
(m,n) は次式で表される。
【００３１】
【数４】
【００３２】以上、位相雑音抑圧回路１０５の構成及び
動作を説明した。次に、シンボル内のキャリア位相の推
定方法を図３を参照して説明する。
動作を説明した。次に、シンボル内のキャリア位相の推
定方法を図３を参照して説明する。
【００３３】図３はＯＦＤＭシンボル内のキャリア位相
変化と以下に説明する直線補間との関係を示すものであ
る。（３）式によって得られたｍ番目の受信シンボルに
おけるＴｕ単位のキャリア位相変化Δθ(m) を用いて、
ｍ＋１番目の受信シンボルの先頭におけるキャリア位相
θ＾(m+1,0) を次式で推定する。
変化と以下に説明する直線補間との関係を示すものであ
る。（３）式によって得られたｍ番目の受信シンボルに
おけるＴｕ単位のキャリア位相変化Δθ(m) を用いて、
ｍ＋１番目の受信シンボルの先頭におけるキャリア位相
θ＾(m+1,0) を次式で推定する。
【００３４】
【数５】
【００３５】次に、θ＾(m,0) とθ＾(m+1,0) から直線
補間によりθ＾(m,n) を求める。
補間によりθ＾(m,n) を求める。
【００３６】
【数６】
【００３７】図４に（６）式に示した直線補間による位
相推定回路１１３の具体的な構成を示す。図４におい
て、ラッチ（Ｄ）回路２０１には、入力データとしてΔ
θ(m)、クロックとしてシンボル同期信号が供給され
る。これによりＯＦＤＭシンボルの先頭タイミングでラ
ッチ回路２０１にΔθ(m) が保持される。Δθ(m) は時
間Ｔｕ（サンプル数Ｎｕ）の位相変化なので、乗算器２
０２で１／Ｎｕをかけることにより１サンプルの位相変
化が求められる。乗算器２０３の出力を、累積器２０４
によりサンプル単位で累積する。以上により、（６）式
に示した直線補間によるシンボル内のキャリア位相θ
(m,n) が得られる。
相推定回路１１３の具体的な構成を示す。図４におい
て、ラッチ（Ｄ）回路２０１には、入力データとしてΔ
θ(m)、クロックとしてシンボル同期信号が供給され
る。これによりＯＦＤＭシンボルの先頭タイミングでラ
ッチ回路２０１にΔθ(m) が保持される。Δθ(m) は時
間Ｔｕ（サンプル数Ｎｕ）の位相変化なので、乗算器２
０２で１／Ｎｕをかけることにより１サンプルの位相変
化が求められる。乗算器２０３の出力を、累積器２０４
によりサンプル単位で累積する。以上により、（６）式
に示した直線補間によるシンボル内のキャリア位相θ
(m,n) が得られる。
【００３８】尚、位相推定開始時（ｍ＝ｎ＝０のとき）
に累積器２０３の初期値は任意でよい。なぜなら、初期
値に応じて推定されたキャリア位相に一定のオフセット
が生じるが、これは復調回路１０７を構成する同期検波
回路で補正できるからである。
に累積器２０３の初期値は任意でよい。なぜなら、初期
値に応じて推定されたキャリア位相に一定のオフセット
が生じるが、これは復調回路１０７を構成する同期検波
回路で補正できるからである。
【００３９】（６）式は、連続する２シンボルのシンボ
ル先頭のキャリア位相からシンボル内のキャリア位相を
補間する例であるが、さらに多くの位相データを用いて
補間を行うことによりキャリア位相の推定精度を向上で
きる。例えば、連続する３シンボルのシンボル先頭のキ
ャリア位相θ＾(m+1,0) 、θ＾(m,0) 、θ＾(m-1,0)か
ら次式によりθ＾(m,n) を求めることができる。
ル先頭のキャリア位相からシンボル内のキャリア位相を
補間する例であるが、さらに多くの位相データを用いて
補間を行うことによりキャリア位相の推定精度を向上で
きる。例えば、連続する３シンボルのシンボル先頭のキ
ャリア位相θ＾(m+1,0) 、θ＾(m,0) 、θ＾(m-1,0)か
ら次式によりθ＾(m,n) を求めることができる。
【００４０】
【数７】
【００４１】Ａ(n/Ns)、Ｂ(n/Ns)、Ｃ(n/Ns)は補間多項
式であり、補間のアルゴリズムとしてはガウス補間など
の様々な方式か知られている。
式であり、補間のアルゴリズムとしてはガウス補間など
の様々な方式か知られている。
【００４２】図５に（７）に示した補間による位相推定
回路１１３の具体的な構成を示す。図５において、ラッ
チ回路３０１には、入力データとしてΔθ(m) 、クロッ
クとしてシンボル同期信号が供給される。これによりｍ
番目のＯＦＤＭシンボルの先頭タイミングで、ラッチ回
路３０１にΔθ(m) が保持される。Δθ(m) は時間Ｔｕ
（サンプル数Ｎｕ）の位相変化なので、乗算器３０２で
（Ｎｇ＋Ｎｕ）／Ｎｕをかけることにより１ＯＦＤＭシ
ンボルの位相変化を求められる。
回路１１３の具体的な構成を示す。図５において、ラッ
チ回路３０１には、入力データとしてΔθ(m) 、クロッ
クとしてシンボル同期信号が供給される。これによりｍ
番目のＯＦＤＭシンボルの先頭タイミングで、ラッチ回
路３０１にΔθ(m) が保持される。Δθ(m) は時間Ｔｕ
（サンプル数Ｎｕ）の位相変化なので、乗算器３０２で
（Ｎｇ＋Ｎｕ）／Ｎｕをかけることにより１ＯＦＤＭシ
ンボルの位相変化を求められる。
【００４３】乗算器３０２の出力は累積器３０３により
シンボル単位で累積される。すなわち、累積器３０３の
出力は、次のシンボル先頭のキャリア位相θ(m+1,0) で
ある。また、ラッチ回路３０４、３０５の出力は、それ
ぞれθ＾(m,0) 、θ＾(m-1,0) である。累積器３０３の
出力及び、ラッチ回路３０４、３０５の出力は補間回路
３０６に供給される。また、シンボルカウンタ３０７か
らシンボル内のサンプル番号ｎが補間回路３０６に供給
される。補間回路３０６はθ＾(m+1,0) 、θ＾(m,0) 、
θ＾(m-1,0) 及びｎを用いてθ＾(m,n) を求める。以上
により、図４の例に比べて信号処理及び回路構成は複雑
になるが、より高精度にシンボル内のキャリア位相θ＾
(m,n) を求めることができる。
シンボル単位で累積される。すなわち、累積器３０３の
出力は、次のシンボル先頭のキャリア位相θ(m+1,0) で
ある。また、ラッチ回路３０４、３０５の出力は、それ
ぞれθ＾(m,0) 、θ＾(m-1,0) である。累積器３０３の
出力及び、ラッチ回路３０４、３０５の出力は補間回路
３０６に供給される。また、シンボルカウンタ３０７か
らシンボル内のサンプル番号ｎが補間回路３０６に供給
される。補間回路３０６はθ＾(m+1,0) 、θ＾(m,0) 、
θ＾(m-1,0) 及びｎを用いてθ＾(m,n) を求める。以上
により、図４の例に比べて信号処理及び回路構成は複雑
になるが、より高精度にシンボル内のキャリア位相θ＾
(m,n) を求めることができる。
【００４４】尚、図５の例において、位相推定開始時
（ｍ＝０のとき）に累積器３０３の初期値は任意でよ
い。なぜなら、初期値に応じてキャリア位相に一定のオ
フセットが生じるが、これは復調回路１０７を構成する
同期検波回路で補正できるからである。また、図５は３
つの位相データから補間を行う場合の例であるが、同様
の構成により、さらに多くの位相データを用いて補間が
可能であることは明らかである。
（ｍ＝０のとき）に累積器３０３の初期値は任意でよ
い。なぜなら、初期値に応じてキャリア位相に一定のオ
フセットが生じるが、これは復調回路１０７を構成する
同期検波回路で補正できるからである。また、図５は３
つの位相データから補間を行う場合の例であるが、同様
の構成により、さらに多くの位相データを用いて補間が
可能であることは明らかである。
【００４５】図６は本発明の他の実施形態を示す図であ
る。図６は、図１の構成に加えて、ＦＦＴの後に従来と
同様のＣＰＥ除去回路４０１を配置したものである。位
相雑音抑圧回路１０５によって、ＦＦＴ回路１０６の前
で位相雑音を抑圧することによりＣＰＥ及びＩＣＩを減
少させて、さらにＣＰＥ除去回路４０１で残留したＣＰ
Ｅを除去する。このＣＰＥ除去回路４０１は、図７に示
した回路１６と同じ構成であって、Ｎｕ遅延回路４０
２、複素共役回路４０３、複素乗算器４０４、平均回路
４０５、位相検出回路４０６、累積器４０７、ローテー
タ４０８からなり、その動作も図７に示した回路１６と
同じである。これにより、図１の実施形態に比べで位相
雑音による劣化をさらに減少させることができる。
る。図６は、図１の構成に加えて、ＦＦＴの後に従来と
同様のＣＰＥ除去回路４０１を配置したものである。位
相雑音抑圧回路１０５によって、ＦＦＴ回路１０６の前
で位相雑音を抑圧することによりＣＰＥ及びＩＣＩを減
少させて、さらにＣＰＥ除去回路４０１で残留したＣＰ
Ｅを除去する。このＣＰＥ除去回路４０１は、図７に示
した回路１６と同じ構成であって、Ｎｕ遅延回路４０
２、複素共役回路４０３、複素乗算器４０４、平均回路
４０５、位相検出回路４０６、累積器４０７、ローテー
タ４０８からなり、その動作も図７に示した回路１６と
同じである。これにより、図１の実施形態に比べで位相
雑音による劣化をさらに減少させることができる。
【００４６】尚、図１及び図６の実施形態においては、
サブキャリアの変調方式がＱＡＭ方式の場合の構成を示
した。サブキャリアの変調方式がＤＱＰＳＫなどの差動
変調方式の場合でも、復調回路１０７を構成する同期検
波回路を遅延検波回路に置き換えることにより、本発明
が適用できることは明らかである。
サブキャリアの変調方式がＱＡＭ方式の場合の構成を示
した。サブキャリアの変調方式がＤＱＰＳＫなどの差動
変調方式の場合でも、復調回路１０７を構成する同期検
波回路を遅延検波回路に置き換えることにより、本発明
が適用できることは明らかである。
【００４７】
【発明の効果】以上に説明したように本発明によれば、
位相雑音によるＣＰＥ及びＩＣＩの両方を減少させ、こ
れによってビット誤り率の劣化を防ぐことのできるＯＦ
ＤＭ受信装置を提供することができる。
位相雑音によるＣＰＥ及びＩＣＩの両方を減少させ、こ
れによってビット誤り率の劣化を防ぐことのできるＯＦ
ＤＭ受信装置を提供することができる。
【図１】 本発明のＯＦＤＭ受信装置の一実施形態の構
成を示すブロック図。
成を示すブロック図。
【図２】 同実施形態の位相雑音抑圧回路に入力される
ベースバンドＯＦＤＭ信号の１シンボルのフォーマット
とその回路の処理内容を示す図。
ベースバンドＯＦＤＭ信号の１シンボルのフォーマット
とその回路の処理内容を示す図。
【図３】 同実施形態の位相雑音抑圧回路において、Ｏ
ＦＤＭシンボル内のキャリア位相変化と直線補間との関
係を示す図。
ＦＤＭシンボル内のキャリア位相変化と直線補間との関
係を示す図。
【図４】 同実施形態に用いられるキャリア位相推定回
路の具体的な構成を示すブロック図。
路の具体的な構成を示すブロック図。
【図５】 同実施形態に用いられるキャリア位相推定回
路の他の構成例を示すブロック図。
路の他の構成例を示すブロック図。
【図６】 本発明のＯＦＤＭ受信装置の他の実施形態の
構成を示すブロック図。
構成を示すブロック図。
【図７】 従来のＯＦＤＭ受信装置の一例を示すブロッ
ク図。
ク図。
１０１…チューナ １０２…局部発振器 １０３…Ａ／Ｄ変換器 １０４…ＩＱ復調器 １０５…位相雑音抑圧回路 １０６…ＦＦＴ回路 １０７…復調回路 １０８…Ｎｕ遅延回路 １０９…複素共役回路 １１０…複素乗算器 １１１…平均回路 １１２…位相検出回路 １１３…キャリア位相推定回路 １１４…遅延回路 １１５…ローテータ ４０１…ＣＰＥ除去回路 ４０２…Ｎｕ遅延回路 ４０３…複素共役回路 ４０４…複素乗算器 ４０５…平均回路 ４０６…位相検出回路 ４０７…累積器 ４０８…ローテータ
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１１年１月１８日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００６
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００６】図７において、入力信号は、チューナ１１
及び局部発振器１２によってＩＦ帯に周波数変換された
後、Ａ／Ｄ変換器１３によってディジタル信号に変換さ
れて、さらにＩＱ復調器１４により複素ベースバンド信
号に変換される。ＩＱ復調器１４の出力はＦＦＴ回路１
５に供給される。ＦＦＴ（高速フーリエ変換）回路１５
は、ＯＦＤＭ信号の１シンボル期間の中の有効シンボル
期間（サンプル数Ｎｕ）をＦＦＴ処理（時間領域から周
波数領域に変換）する。これにより各サブキャリアの受
信データが得られる。
及び局部発振器１２によってＩＦ帯に周波数変換された
後、Ａ／Ｄ変換器１３によってディジタル信号に変換さ
れて、さらにＩＱ復調器１４により複素ベースバンド信
号に変換される。ＩＱ復調器１４の出力はＦＦＴ回路１
５に供給される。ＦＦＴ（高速フーリエ変換）回路１５
は、ＯＦＤＭ信号の１シンボル期間の中の有効シンボル
期間（サンプル数Ｎｕ）をＦＦＴ処理（時間領域から周
波数領域に変換）する。これにより各サブキャリアの受
信データが得られる。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１４
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１４】（１）１シンボル期間がガード期間（サン
プル数Ｎｇ）と有効シンボル期間（サンプル数Ｎｕ）か
ら構成され、ガード期間に有効シンボルの後部の信号を
コピーしてなるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を
受信して複素ベースバンドに変換し、この複素ベースバ
ンドＯＦＤＭ信号からシンボルデータを復調するＯＦＤ
Ｍ受信装置において、前記複素ベースバンドＯＦＤＭ信
号におけるｍ番目の受信シンボルの、ガード期間内のｎ
番目（０≦ｎ≦Ｎｇ−１）のサンプル点の信号Ｓ(m,n)
と、この信号からＮｕサンプル遅れた有効シンボル期間
内のサンプル点の信号Ｓ(m,n+Nu)を用いて、ｍ番目の受
信シンボルにおけるＮｕサンプルあたりのキャリア位相
変化分Δθ(m) を求める第１のキャリア位相変動検出手
段と、前記第１のキャリア位相変動検出手段の出力Δθ
(m) とｍ番目の受信シンボルの先頭におけるキャリア位
相θ＾(m,0) からｍ＋１番目の受信シンボルの先頭にお
けるキャリア位相θ＾(m+1,0) を推定し、少なくともｍ
番目とｍ＋１番目の連続する受信シンボルの先頭におけ
るキャリア位相から、ｍ番目の受信シンボル内の全ての
キャリア位相θ＾(m,n) （０≦ｎ≦Ｎｇ＋Ｎｕ−１）を
推定するキャリア位相推定手段と、前記キャリア位相推
定手段の出力を用いてｍ番目の受信シンボルの全てのサ
ンプル点の信号Ｓ(m,n) （０≦ｎ≦Ｎｇ＋Ｎｕ−１）を
それぞれ−θ＾(m,n) だけ回転させることにより、受信
信号の位相変動を補正する位相変動補正手段と、前記位
相変動補正手段の出力の中の有効シンボル期間を時間領
域から周波数領域の信号に変換することにより、ＯＦＤ
Ｍ信号の各サブキャリアのデータを復調する時間−周波
数領域変換手段と、前記時間−周波数領域変換手段の出
力から各サブキャリアに伝送されているシンボルデータ
を復調する復調手段とを具備したことを特徴とするもの
である。
プル数Ｎｇ）と有効シンボル期間（サンプル数Ｎｕ）か
ら構成され、ガード期間に有効シンボルの後部の信号を
コピーしてなるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を
受信して複素ベースバンドに変換し、この複素ベースバ
ンドＯＦＤＭ信号からシンボルデータを復調するＯＦＤ
Ｍ受信装置において、前記複素ベースバンドＯＦＤＭ信
号におけるｍ番目の受信シンボルの、ガード期間内のｎ
番目（０≦ｎ≦Ｎｇ−１）のサンプル点の信号Ｓ(m,n)
と、この信号からＮｕサンプル遅れた有効シンボル期間
内のサンプル点の信号Ｓ(m,n+Nu)を用いて、ｍ番目の受
信シンボルにおけるＮｕサンプルあたりのキャリア位相
変化分Δθ(m) を求める第１のキャリア位相変動検出手
段と、前記第１のキャリア位相変動検出手段の出力Δθ
(m) とｍ番目の受信シンボルの先頭におけるキャリア位
相θ＾(m,0) からｍ＋１番目の受信シンボルの先頭にお
けるキャリア位相θ＾(m+1,0) を推定し、少なくともｍ
番目とｍ＋１番目の連続する受信シンボルの先頭におけ
るキャリア位相から、ｍ番目の受信シンボル内の全ての
キャリア位相θ＾(m,n) （０≦ｎ≦Ｎｇ＋Ｎｕ−１）を
推定するキャリア位相推定手段と、前記キャリア位相推
定手段の出力を用いてｍ番目の受信シンボルの全てのサ
ンプル点の信号Ｓ(m,n) （０≦ｎ≦Ｎｇ＋Ｎｕ−１）を
それぞれ−θ＾(m,n) だけ回転させることにより、受信
信号の位相変動を補正する位相変動補正手段と、前記位
相変動補正手段の出力の中の有効シンボル期間を時間領
域から周波数領域の信号に変換することにより、ＯＦＤ
Ｍ信号の各サブキャリアのデータを復調する時間−周波
数領域変換手段と、前記時間−周波数領域変換手段の出
力から各サブキャリアに伝送されているシンボルデータ
を復調する復調手段とを具備したことを特徴とするもの
である。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１５
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１５】（２）少なくとも既知の位相変調方式によ
るキャリアが既知の位置に存在し、１シンボル期間がガ
ード期間（サンプル数Ｎｇ）と有効シンボル期間（サン
プル数Ｎｕ）から構成され、ガード期間に有効シンボル
の後部の信号をコピーしてなるＯＦＤＭ（直交周波数分
割多重）信号を受信して複素ベースバンドに変換し、こ
の複素ベースバンドＯＦＤＭ信号からシンボルデータを
復調するＯＦＤＭ受信装置において、前記複素ベースバ
ンドＯＦＤＭ信号におけるｍ番目の受信シンボルの、ガ
ード期間内のｎ番目（０≦ｎ≦Ｎｇ−１）のサンプル点
の信号Ｓ(m,n)と、この信号からＮｕサンプル遅れた有
効シンボル期間内のサンプル点の信号Ｓ(m,n+Nu)を用い
て、ｍ番目の受信シンボルにおけるＮｕサンプルあたり
のキャリア位相変化分Δθ(m) を求める第１のキャリア
位相変動検出手段と、前記第１のキャリア位相変動検出
手段の出力Δθ(m) とｍ番目の受信シンボルの先頭にお
けるキャリア位相θ＾(m,0) からｍ＋１番目の受信シン
ボルの先頭におけるキャリア位相θ＾(m+1,0)を推定
し、少なくともｍ番目とｍ＋１番目の連続する受信シン
ボルの先頭におけるキャリア位相から、ｍ番目の受信シ
ンボル内の全てのキャリア位相θ＾(m,n) （０≦ｎ≦Ｎ
ｇ＋Ｎｕ−１）を推定するキャリア位相推定手段と、前
記キャリア位相推定手段の出力を用いてｍ番目の受信シ
ンボルの全ての サンプル点の信号Ｓ(m,n) （０≦ｎ≦Ｎ
ｇ＋Ｎｕ−１）をそれぞれ−θ＾(m,n)だけ回転させる
ことにより、受信信号の位相変動を補正する第１の位相
変動補正手段と、前記位相変動補正手段出力の中の有効
シンボル期間を時間領域から周波数領域の信号に変換す
ることにより、ＯＦＤＭ信号の各サブキャリアのデータ
を復調する時間−周波数領域変換手段と、前記時間−周
波数領域変換手段の出力のうち前記位相変調キャリアを
用いて、連続する２シンボルの時間−周波数領域変換結
果Ｃ(m,k) とＣ(m+1,k) （ｋはサブキャリア番号）から
全てのサブキャリアに共通の位相変動Δφ(m) を検出す
る第２のキャリア位相変動検出手段と、前記第２のキャ
リア位相変動検出手段の出力を用いてＣ(m,k) を−Δφ
(m) だけ回転させることにより、全てのサブキャリアに
共通の位相変動を除去する第２の位相変動補正手段と、
前記第２の位相変動補正手段の出力から各サブキャリア
に伝送されているシンボルデータを復調する復調手段と
を具備したことを特徴とするものである。
るキャリアが既知の位置に存在し、１シンボル期間がガ
ード期間（サンプル数Ｎｇ）と有効シンボル期間（サン
プル数Ｎｕ）から構成され、ガード期間に有効シンボル
の後部の信号をコピーしてなるＯＦＤＭ（直交周波数分
割多重）信号を受信して複素ベースバンドに変換し、こ
の複素ベースバンドＯＦＤＭ信号からシンボルデータを
復調するＯＦＤＭ受信装置において、前記複素ベースバ
ンドＯＦＤＭ信号におけるｍ番目の受信シンボルの、ガ
ード期間内のｎ番目（０≦ｎ≦Ｎｇ−１）のサンプル点
の信号Ｓ(m,n)と、この信号からＮｕサンプル遅れた有
効シンボル期間内のサンプル点の信号Ｓ(m,n+Nu)を用い
て、ｍ番目の受信シンボルにおけるＮｕサンプルあたり
のキャリア位相変化分Δθ(m) を求める第１のキャリア
位相変動検出手段と、前記第１のキャリア位相変動検出
手段の出力Δθ(m) とｍ番目の受信シンボルの先頭にお
けるキャリア位相θ＾(m,0) からｍ＋１番目の受信シン
ボルの先頭におけるキャリア位相θ＾(m+1,0)を推定
し、少なくともｍ番目とｍ＋１番目の連続する受信シン
ボルの先頭におけるキャリア位相から、ｍ番目の受信シ
ンボル内の全てのキャリア位相θ＾(m,n) （０≦ｎ≦Ｎ
ｇ＋Ｎｕ−１）を推定するキャリア位相推定手段と、前
記キャリア位相推定手段の出力を用いてｍ番目の受信シ
ンボルの全ての サンプル点の信号Ｓ(m,n) （０≦ｎ≦Ｎ
ｇ＋Ｎｕ−１）をそれぞれ−θ＾(m,n)だけ回転させる
ことにより、受信信号の位相変動を補正する第１の位相
変動補正手段と、前記位相変動補正手段出力の中の有効
シンボル期間を時間領域から周波数領域の信号に変換す
ることにより、ＯＦＤＭ信号の各サブキャリアのデータ
を復調する時間−周波数領域変換手段と、前記時間−周
波数領域変換手段の出力のうち前記位相変調キャリアを
用いて、連続する２シンボルの時間−周波数領域変換結
果Ｃ(m,k) とＣ(m+1,k) （ｋはサブキャリア番号）から
全てのサブキャリアに共通の位相変動Δφ(m) を検出す
る第２のキャリア位相変動検出手段と、前記第２のキャ
リア位相変動検出手段の出力を用いてＣ(m,k) を−Δφ
(m) だけ回転させることにより、全てのサブキャリアに
共通の位相変動を除去する第２の位相変動補正手段と、
前記第２の位相変動補正手段の出力から各サブキャリア
に伝送されているシンボルデータを復調する復調手段と
を具備したことを特徴とするものである。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１６
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１６】（３）（１）または（２）の構成におい
て、前記第１のキャリア位相変動検出手段は、前記複素
ベースバンドＯＦＤＭ信号をＮｕサンプルだけ遅延させ
る遅延手段と、前記複素ベースバンドＯＦＤＭ信号の複
素共役信号を求める複素共役変換手段と、前記遅延手段
の出力と前記複素共役変換手段の出力を乗算する複素乗
算手段と、前記複素乗算手段の出力の中で、ｍ番目の受
信シンボルのガード期間内のｎ（０≦ｎ≦Ｎｇ−１）個
の乗算結果のうちＮｇサンプル以下の複数サンプルにつ
いて平均する平均化手段と、前記平均化手段の出力の位
相を検出する位相検出手段とを備えることを特徴とする
ものである。
て、前記第１のキャリア位相変動検出手段は、前記複素
ベースバンドＯＦＤＭ信号をＮｕサンプルだけ遅延させ
る遅延手段と、前記複素ベースバンドＯＦＤＭ信号の複
素共役信号を求める複素共役変換手段と、前記遅延手段
の出力と前記複素共役変換手段の出力を乗算する複素乗
算手段と、前記複素乗算手段の出力の中で、ｍ番目の受
信シンボルのガード期間内のｎ（０≦ｎ≦Ｎｇ−１）個
の乗算結果のうちＮｇサンプル以下の複数サンプルにつ
いて平均する平均化手段と、前記平均化手段の出力の位
相を検出する位相検出手段とを備えることを特徴とする
ものである。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１７
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１７】（４）（１）または（２）の構成におい
て、前記キャリア位相推定手段は、連続する２シンボル
のシンボル先頭におけるキャリア位相θ＾(m+1,0) 、θ
＾(m,0) からｍ番目の受信シンボル内の全てのキャリア
位相θ(m,n) を推定する場合に、前記キャリア位相変化
分Δθ(m) をシンボル先頭のタイミングで保持するラッ
チ手段と、前記ラッチ手段の出力に係数１／Ｎｕを乗算
する乗算手段と、前記乗算手段の出力をサンプル単位で
累積する累積手段とを備えることを特徴とするものであ
る。
て、前記キャリア位相推定手段は、連続する２シンボル
のシンボル先頭におけるキャリア位相θ＾(m+1,0) 、θ
＾(m,0) からｍ番目の受信シンボル内の全てのキャリア
位相θ(m,n) を推定する場合に、前記キャリア位相変化
分Δθ(m) をシンボル先頭のタイミングで保持するラッ
チ手段と、前記ラッチ手段の出力に係数１／Ｎｕを乗算
する乗算手段と、前記乗算手段の出力をサンプル単位で
累積する累積手段とを備えることを特徴とするものであ
る。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１８
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１８】（５）（１）または（２）の構成におい
て、前記キャリア位相推定手段は、連続するｌシンボル
（ｌ≧３）のシンボル先頭における各キャリア位相θ＾
(m+1,0) 、θ＾(m,0) 、…、θ＾(m-l+2,0) からｍ番目
の受信シンボル内の全てのキャリア位相θ＾(m,n) を推
定する場合において、前記キャリア位相変化分Δθ(m)
をシンボル先頭のタイミングで保持する第１のラッチ手
段と、前記第１のラッチ手段の出力に係数（Ｎｇ＋Ｎ
ｕ）／Ｎｕを乗算する乗算手段と、前記乗算手段の出力
をシンボル先頭のタイミングで累積する累積手段と、
（ｌ−１）シンボル期間の前記累積手段の出力を保持す
るｌ−１個の第２のラッチ手段と、前記受信シンボル内
のサンプル位置を示す値ｎを発生するシンボルカウンタ
と、前記累積手段の出力θ＾(m+1,0) と、前記（ｌ−
１）個の第２のラッチ手段の出力θ＾(m,0) 、…、θ＾
(m-l+2,0) と、前記シンボルカウンタの出力ｎを用い
て、ｍ番目の受信シンボル内の全てのキャリア位相θ＾
(m,n) を求める補間手段とを備えることを特徴とするも
のである。
て、前記キャリア位相推定手段は、連続するｌシンボル
（ｌ≧３）のシンボル先頭における各キャリア位相θ＾
(m+1,0) 、θ＾(m,0) 、…、θ＾(m-l+2,0) からｍ番目
の受信シンボル内の全てのキャリア位相θ＾(m,n) を推
定する場合において、前記キャリア位相変化分Δθ(m)
をシンボル先頭のタイミングで保持する第１のラッチ手
段と、前記第１のラッチ手段の出力に係数（Ｎｇ＋Ｎ
ｕ）／Ｎｕを乗算する乗算手段と、前記乗算手段の出力
をシンボル先頭のタイミングで累積する累積手段と、
（ｌ−１）シンボル期間の前記累積手段の出力を保持す
るｌ−１個の第２のラッチ手段と、前記受信シンボル内
のサンプル位置を示す値ｎを発生するシンボルカウンタ
と、前記累積手段の出力θ＾(m+1,0) と、前記（ｌ−
１）個の第２のラッチ手段の出力θ＾(m,0) 、…、θ＾
(m-l+2,0) と、前記シンボルカウンタの出力ｎを用い
て、ｍ番目の受信シンボル内の全てのキャリア位相θ＾
(m,n) を求める補間手段とを備えることを特徴とするも
のである。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２４
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２４】ｍ番目の受信シンボルのｎ番目のサンプル
点における複素ベースバンド信号をＳ(m,n) で表すと
き、時間Ｔｕのキャリア位相変化を示す誤差ベクトルｅ
(m,n)は次式で求めることができる。
点における複素ベースバンド信号をＳ(m,n) で表すと
き、時間Ｔｕのキャリア位相変化を示す誤差ベクトルｅ
(m,n)は次式で求めることができる。
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３０】以上により求めたＴｕ単位のキャリア位相
変化Δθ(m) を用いて、位相推定回路１１３によりＯＦ
ＤＭシンボル内の全てのキャリア位相θ(m,n) の推定値
θ＾(m,n) を求める。次に位相推定回路１１３の出力θ
＾(m,n) を用いて、タイミング調整用の遅延回路１１４
の出力Ｓ(m,n) の位相をローテータ１１５により補正す
る。位相補正後の信号Ｓ′(m,n) は次式で表される。
変化Δθ(m) を用いて、位相推定回路１１３によりＯＦ
ＤＭシンボル内の全てのキャリア位相θ(m,n) の推定値
θ＾(m,n) を求める。次に位相推定回路１１３の出力θ
＾(m,n) を用いて、タイミング調整用の遅延回路１１４
の出力Ｓ(m,n) の位相をローテータ１１５により補正す
る。位相補正後の信号Ｓ′(m,n) は次式で表される。
【手続補正１０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３１
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３１】 Ｓ'(m,n) = Ｓ(m,n)・exp[-ｊθ＾(m,n)] …（４）
【手続補正１１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３４
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３４】 θ＾(m+1,0) = θ＾(m,0) + (Ns/Nu)・Δθ(m) …（５） Ｎs ： １シンボル期間のサンプル数
【手続補正１２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３６
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３６】 θ＾(m,n) = (1-n/Ns)・θ＾(m,0) + (n/Ns)・θ＾(m+1,0) = θ＾(m,0) + (n/Nu)・Δθ(m) …（６）
【手続補正１３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００４０】 θ＾(m,n) = A(n/Ns)・θ＾(m+1,0) + B(n/Ns)・θ＾(m,0) + C(n/Ns)・θ＾(m-1,0) …（７）
【手続補正１４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４３
【補正方法】変更
【補正内容】
【００４３】乗算器３０２の出力は累積器３０３により
シンボル単位で累積される。すなわち、累積器３０３の
出力は、次のシンボル先頭のキャリア位相θ＾(m+1,0)
である。また、ラッチ回路３０４、３０５の出力は、そ
れぞれθ＾(m,0) 、θ＾(m-1,0) である。累積器３０３
の出力及び、ラッチ回路３０４、３０５の出力は補間回
路３０６に供給される。また、シンボルカウンタ３０７
からシンボル内のサンプル番号ｎが補間回路３０６に供
給される。補間回路３０６はθ＾(m+1,0) 、θ＾(m,0)
、 θ＾(m-1,0) 及びｎを用いてθ＾(m,n) を求める。
以上により、図４の例に比べて信号処理及び回路構成は
複雑になるが、より高精度にシンボル内のキャリア位相
θ＾(m,n) を求めることができる。
シンボル単位で累積される。すなわち、累積器３０３の
出力は、次のシンボル先頭のキャリア位相θ＾(m+1,0)
である。また、ラッチ回路３０４、３０５の出力は、そ
れぞれθ＾(m,0) 、θ＾(m-1,0) である。累積器３０３
の出力及び、ラッチ回路３０４、３０５の出力は補間回
路３０６に供給される。また、シンボルカウンタ３０７
からシンボル内のサンプル番号ｎが補間回路３０６に供
給される。補間回路３０６はθ＾(m+1,0) 、θ＾(m,0)
、 θ＾(m-1,0) 及びｎを用いてθ＾(m,n) を求める。
以上により、図４の例に比べて信号処理及び回路構成は
複雑になるが、より高精度にシンボル内のキャリア位相
θ＾(m,n) を求めることができる。
フロントページの続き (72)発明者 多賀 昇 神奈川県横浜市磯子区新杉田町８番地 株 式会社東芝マルチメディア技術研究所内 (72)発明者 佐藤 誠 神奈川県横浜市磯子区新杉田町８番地 株 式会社東芝マルチメディア技術研究所内
Claims (5)
- 【請求項１】１シンボル期間がガード期間（サンプル数
Ｎｇ）と有効シンボル期間（サンプル数Ｎｕ）から構成
されるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信して
複素ベースバンドに変換し、この複素ベースバンドＯＦ
ＤＭ信号からシンボルデータを復調するＯＦＤＭ受信装
置において、 前記複素ベースバンドＯＦＤＭ信号におけるｍ番目の受
信シンボルのｎ番目（０≦ｎ≦Ｎｇ−１）のサンプル点
の信号Ｓ(m,n) と、この信号からＮｕサンプル遅れた信
号Ｓ(m,n+Nu)を用いて、ｍ番目の受信シンボルにおける
Ｎｕサンプルあたりのキャリア位相変化Δθ(m) を求め
る第１のキャリア位相変動検出手段と、 前記第１のキャリア位相変動検出手段の出力Δθ(m) か
らｍ＋１番目の受信シンボルの先頭におけるキャリア位
相θ＾(m+1,0) を求め、連続する複数シンボルのシンボ
ル先頭におけるキャリア位相からｍ番目の受信シンボル
内のキャリア位相θ＾(m,n) を推定するキャリア位相推
定手段と、 前記キャリア位相推定手段の出力を用いてｍ番目の受信
シンボルのＳ(m,n) を−θ＾(m,n) だけ回転させること
により、受信信号の位相変動を補正する位相変動補正手
段と、 前記位相変動補正手段の出力の中の有効シンボル期間を
時間領域から周波数領域の信号に変換することにより、
ＯＦＤＭ信号の各サブキャリアのデータを復調する時間
−周波数領域変換手段と、 前記時間−周波数領域変換手段の出力から各サブキャリ
アに伝送されているシンボルデータを復調する復調手段
とを具備したことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。 - 【請求項２】１シンボル期間がガード期間（サンプル数
Ｎｇ）と有効シンボル期間（サンプル数Ｎｕ）から構成
されるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信して
複素ベースバンドに変換し、この複素ベースバンドＯＦ
ＤＭ信号からシンボルデータを復調するＯＦＤＭ受信装
置において、 前記複素ベースバンドＯＦＤＭ信号におけるｍ番目の受
信シンボルのｎ番目（０≦ｎ≦Ｎｇ−１）のサンプル点
の信号Ｓ(m,n) と、この信号からＮｕサンプル遅れた信
号Ｓ(m,n+Nu)を用いて、ｍ番目の受信シンボルにおける
Ｎｕサンプルあたりのキャリア位相変化Δθ(m) を求め
る第１のキャリア位相変動検出手段と、前記第１のキャ
リア位相変動検出手段の出力Δθ(m) からｍ＋１番目の
受信シンボルの先頭におけるキャリア位相θ＾(m+1,0)
を求め、連続する複数シンボルのシンボル先頭における
キャリア位相からｍ番目の受信シンボル内のキャリア位
相θ＾(m,n) を推定するキャリア位相推定手段と、 前記キャリア位相推定手段の出力を用いてｍ番目の受信
シンボルのＳ(m,n) を−θ＾(m,n) だけ回転させること
により、受信信号の位相変動を補正する第１の位相変動
補正手段と、 前記位相変動補正手段出力の中の有効シンボル期間を時
間領域から周波数領域の信号に変換することにより、Ｏ
ＦＤＭ信号の各サブキャリアのデータを復調する時間−
周波数領域変換手段と、 前記時間−周波数領域変換手段の出力を用いて、連続す
る２シンボルの時間−周波数領域変換結果Ｃ(m,k) とＣ
(m+1,k) （ｋはサブキャリア番号）から全てのサブキャ
リアに共通の位相変動Δφ(m) を検出する第２のキャリ
ア位相変動検出手段と、 前記第２のキャリア位相変動検出手段の出力を用いてＣ
(m,k) を−Δφ(m) だけ回転させることにより、全ての
サブキャリアに共通の位相変動を除去する第２の位相変
動補正手段と、 前記第２の位相変動補正手段の出力から各サブキャリア
に伝送されているシンボルデータを復調する復調手段と
を具備したことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。 - 【請求項３】前記第１のキャリア位相変動検出手段は、 前記複素ベースバンドＯＦＤＭ信号をＮｕサンプルだけ
遅延させる遅延手段と、 前記複素ベースバンドＯＦＤＭ信号の複素共役信号を求
める複素共役手段と、 前記遅延手段の出力と前記複素共役手段の出力を乗算す
る複素乗算手段と、 前記複素乗算手段の出力の中で、ｍ番目の受信シンボル
のガード期間（０≦ｎ≦Ｎｇ−１）の乗算結果をＮｇサ
ンプル以下の複数サンプルについて平均する平均手段
と、 前記平均手段の出力の位相を検出する位相検出手段とを
備えることを特徴とする請求項１、２のいずれかに記載
のＯＦＤＭ受信装置。 - 【請求項４】前記キャリア位相推定手段は、連続する２
シンボルのシンボル先頭におけるキャリア位相θ(m+1,
0) 、θ(m,0) からｍ番目の受信シンボル内のキャリア
位相θ(m,n) を推定する場合において、 前記Δθ(m) をシンボル先頭のタイミングで保持するラ
ッチ手段と、 前記ラッチ手段の出力に係数１／Ｎｕを乗算する乗算手
段と、 前記乗算手段の出力をサンプル単位で累算する累算手段
とを備えることを特徴とする請求項１、２のいずれかに
記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 【請求項５】前記キャリア位相推定手段は、連続するｌ
シンボル（ｌ≧３）のシンボル先頭におけるキャリア位
相θ(m+1,0) 、θ(m,0) 、…θ(m-l+2,0) からｍ番目の
受信シンボル内のキャリア位相θ(m,n) を推定する場合
において、 前記Δθ(m) をシンボル先頭のタイミングで保持する第
１のラッチ手段と、 前記第１のラッチ手段の出力に係数（Ｎｇ＋Ｎｕ）／Ｎ
ｕを乗算する乗算手段と、 前記乗算手段の出力をシンボル先頭のタイミングで累算
する累算手段と、 （１−ｌ）シンボル期間の前記累積手段の出力を保持す
るｌ−１個の第２のラッチ手段と、 前記受信シンボル内のサンプル位置ｎを示す値を発生す
るシンボルカウンタと、 前記累積手段の出力θ(m+1,0) と、前記（１−ｌ）個の
第２のラッチ手段の出力θ(m,0) 、…θ(m-l+2,0) と、
前記シンボルカウンタの出力ｎを用いて、ｍ番目の受信
シンボル内のキャリア位相θ(m,n) を求める補間手段と
を備えることを特徴とする請求項１、２のいずれかに記
載のＯＦＤＭ受信装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10019891A JP2907804B1 (ja) | 1998-01-30 | 1998-01-30 | Ｏｆｄｍ受信装置 |
| EP99300701A EP0933903B1 (en) | 1998-01-30 | 1999-01-29 | Suppression of phase noise in multicarrier reception |
| DE69922855T DE69922855T2 (de) | 1998-01-30 | 1999-01-29 | Unterdrückung von Phasenrauschen bei Mehrträgerempfang |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10019891A JP2907804B1 (ja) | 1998-01-30 | 1998-01-30 | Ｏｆｄｍ受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2907804B1 JP2907804B1 (ja) | 1999-06-21 |
| JPH11220451A true JPH11220451A (ja) | 1999-08-10 |
Family
ID=12011829
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10019891A Expired - Lifetime JP2907804B1 (ja) | 1998-01-30 | 1998-01-30 | Ｏｆｄｍ受信装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0933903B1 (ja) |
| JP (1) | JP2907804B1 (ja) |
| DE (1) | DE69922855T2 (ja) |
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| KR100719111B1 (ko) | 2005-07-29 | 2007-05-17 | 삼성전자주식회사 | Ｏｆｄｍ 시스템에 적용되는 위상잡음 보상장치 및 그 방법 |
| KR100738350B1 (ko) | 2004-12-21 | 2007-07-12 | 한국전자통신연구원 | Ｏｆｄｍ 통신시스템에서 위상잡음 보상을 위한 등화기 및그 방법 |
| KR101002873B1 (ko) | 2003-11-20 | 2010-12-21 | 학교법인 포항공과대학교 | Ｏｆｄｍ 통신 시스템에서의 신호 수신 장치 및 방법 |
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| EP1162803A1 (en) | 2000-06-05 | 2001-12-12 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Frequency tracking device and method for a receiver of a multi-carrier communication system |
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| JP2989742B2 (ja) * | 1994-05-20 | 1999-12-13 | 株式会社日立製作所 | ディジタル放送システムおよび該ディジタル放送用の送信システムならびに該ディジタル放送用の受信システム |
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1998
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