JP4645679B2 - クロック信号再生装置及び受信装置並びにクロック信号再生方法 - Google Patents

Description

この発明は、ＯＦＤＭ方式に基づいて変調されたＯＦＤＭ信号を受信する装置のクロック信号再生装置及び受信装置並びにクロック信号再生方法に関する。

地上デジタル放送のＩＳＤＢ−Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）やＤＶＢ−Ｔ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）などの差動パイロットキャリアが含まれているＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）伝送方式における従来の受信装置および受信方法では、１シンボル前の全副搬送波信号と現シンボル中の全副搬送波信号から、現シンボル中の全副搬送波信号についての位相誤差を検出し、その位相誤差中からパイロット信号に対応する成分を選択し、選択された位相誤差に基づいてクロック信号を再生している（例えば、特許文献１参照。）。また、従来のクロック信号再生回路およびクロック信号再生方法においては、同一シンボル内において隣接するパイロット信号の位相変動量を算出し、１シンボル期間に亘って累積加算を実施し、この結果を基にクロック信号を再生している（例えば、特許文献２参照。）。

特開平１０−３０８７１５号公報（第７頁、第１−２図） 特開２００１−２６８０４３号公報（第８頁、第１−４図）

地上波におけるＯＦＤＭ伝送方式は、マルチパスによる妨害の影響が強く現れる。マルチパスの影響を受けると、図１１に示すように各副搬送波は振幅や位相に変動が生じる。
従来の受信装置および受信方法と、クロック信号再生回路およびクロック信号再生方法においては、マルチパスの妨害が存在すると、副搬送波が位相の変動を受け、算出しているパイロット信号間の位相変動量の精度にばらつきが生じ、正しい位相変動量を算出できない場合が生じる。その結果、クロック信号の周波数誤差と位相誤差の算出精度の低下を招き、クロック信号の引き込み性能が妨げられることになるという問題があった。

この発明は、上述のような問題を解決するためになされたもので、マルチパスによる妨害の影響を抑え、クロック信号の算出精度を向上し、クロック信号の引き込み性能が良好なクロック信号再生装置及び受信装置並びにクロック信号再生方法を得ることを目的とする。

この発明に係るクロック信号再生装置は、受信したＯＦＤＭ信号から抽出した中間周波数信号をクロック信号によりデジタル化し、デジタル化した信号を基にフーリエ変換により復調データを得る受信装置のクロック信号再生装置において、復調データからパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、パイロット信号抽出手段からのパイロット信号を処理して位相情報を検出する位相検出手段と、同一シンボル内で抽出された位相検出手段からのパイロット信号に対応した位相情報を所定のパイロット信号数から成る複数のブロックに分け、ブロック毎の位相平均情報とブロック毎の位相偏差情報を算出する位相偏差算出手段と、複数のブロックの中のブロックを組み合わせて互いに異なる複数のグループを構成し、ブロック毎の位相偏差情報を用いてグループ毎の位相偏差情報を計算する位相偏差計算手段と、位相偏差計算手段からの計算結果を比較し、複数のグループのうち位相偏差が最小となるグループを判別する最小位相偏差判別手段と、最小位相偏差判別手段が判別した位相偏差が最小となるグループのブロックの位相平均情報を基に該グループの位相変動量を算出する位相変動量算出手段と、位相変動量算出手段からの位相変動量に基づいてクロックの信号を制御しクロック信号を発生させるクロック信号発生手段とを備えるものである。

また、この発明に係る受信装置は、上記のクロック信号再生装置と、受信したＯＦＤＭ信号から抽出した中間周波数信号を、クロック信号再生装置からのクロック信号によりデジタル化するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ／Ｄ変換手段からのデジタル化した信号を基にフーリエ変換を行って復調データを得る信号復調手段とを備えるものである。

また、この発明に係るクロック信号再生方法は、受信したＯＦＤＭ信号から抽出した中間周波数信号をクロック信号によりデジタル化し、このデジタル化した信号を基にフーリエ変換により復調データを得る受信装置のクロック信号再生方法において、復調データからパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出ステップと、パイロット信号抽出ステップからのパイロット信号を処理して位相情報を検出する位相検出ステップと、同一シンボル内で抽出された位相検出ステップからのパイロット信号に対応した位相情報を所定のパイロット信号数から成る複数のブロックに分け、ブロック毎の位相平均情報とブロック毎の位相偏差情報を算出する位相偏差算出ステップと、複数のブロックの中のブロックを組み合わせて互いに異なる複数のグループを構成し、ブロック毎の位相偏差情報を用いてグループ毎の位相偏差情報を計算する位相偏差計算ステップと、位相偏差計算ステップからの計算結果を比較し、複数のグループのうち位相偏差が最小となるグループを判別する最小位相偏差判別ステップと、最小位相偏差判別ステップが判別した位相偏差が最小となるグループのブロックの位相平均情報を基に該グループの位相変動量を算出する位相変動量算出ステップと、位相変動量算出ステップからの位相変動量に基づいてクロックの信号を制御しクロック信号を発生させるクロック信号発生ステップとを備える。

パイロット信号の位相偏差が最小となるグループを基に位相変動量を求め、クロックの信号を制御してクロック信号を発生させるので、マルチパス妨害を受けて特定のパイロット信号が変動した場合でも、クロック周波数誤差と位相誤差に起因する位相変動量を精度良く算出でき、その結果引き込み性能を向上することができる。

実施の形態１．
図１は、この発明を実施するための実施の形態１における受信装置の構成を示すブロック図である。この図において受信装置は、受信アンテナ１０１が受信した放送電波を選局する主搬送波発振回路１０３及び乗算回路１０２と、中間周波数（ＩＦ）信号を抽出する帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１０４と、ＯＦＤＭ受信機１５０から構成される。ＯＦＤＭ受信機１５０は、クロック信号を発振するクロック信号再生装置と、このクロック信号によりＢＰＦ１０４が抽出したアナログの中間周波数信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路１０５と、デジタル化した信号を復調する副搬送波周波数信号復調回路１２０から構成される。クロック信号再生装置は、クロック信号再生回路１３０と第１の数値制御発振器１３１から構成される。

副搬送波周波数信号復調回路１２０は、複素乗算回路１０６、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０７及び１０８、高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）１０９、相関値演算回路１１０、搬送波周波数誤差演算回路１１１、加算回路１１２、第２の数値制御発振器１１３から構成される。高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）１０９は時間信号を周波数信号に変換するために離散フーリエ変換を行う。相関値演算回路１１０はＬＰＦ１０７、ＬＰＦ１０８からの出力のガードインターバル期間と有効シンボル期間だけ遅延させた場合のガードインターバル期間の２信号間の相関値を演算する。搬送波周波数誤差演算回路１１１はＦＦＴ１０９の出力から周波数毎の出力の偏りを検出することにより復調データＩＲ、ＱＲの周波数誤差を検出する。

図２は、この発明の実施の形態１のクロック信号再生回路１３０の詳細ブロック図である。図２において、パイロット信号抽出回路１はＦＦＴ１０９が復調したデータからパイロット信号を抽出し、メモリ３は１シンボル前のパイロット信号を保持し、差動復調回路２はパイロット信号の差動復調を行う。位相検出回路４は、差動復調結果から位相を検出する。セグメント毎位相偏差算出回路２０は、セグメント毎に位相偏差を算出する。第１の既定セグメント間位相偏差計算回路１０は、予め決められたセグメント間において、セグメントのグループを構成し、セグメント毎位相偏差算出回路２０の結果を加算する。最小値検出回路１１は、最小値を検出する。第１の最小位相偏差セグメント判別回路１２は、最小値をとるグループを判別する。第１のセグメント間位相変動量算出回路１３は、位相偏差が最小となるグループ内の位相平均差から位相の変動量を算出する。ループフィルタ１４は、不要な雑音成分を除去する。

セグメント毎位相偏差算出回路２０において、１セグメント遅延回路５は位相検出回路４が検出した位相信号の１セグメント分の遅延を行う。セグメント毎位相平均算出回路６はセグメント毎に位相平均を算出する。減算回路７は１シンボル遅延した位相検出結果と位相平均結果の差分を算出する。絶対値算出回路８は絶対値を算出する。累積加算回路９は絶対値算出回路８の出力を累積加算する。

このように構成されたクロック信号再生装置及び受信装置の動作について説明する。図１に示すように受信アンテナ１０１は、ＯＦＤＭ変調されたＯＦＤＭ信号（ＯＦＤＭ変調信号）を受信する。乗算回路１０２は、主搬送波発振回路１０３から出力される所定の主搬送波周波数信号と受信した無線信号を乗算する。帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１０４は、乗算回路１０２の出力から副搬送波周波数帯域となる中間周波数（ＩＦ）信号を抽出する。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換回路１０５によって、デジタル信号に変換されるが、このとき所定周波数のクロック信号を用いる。

デジタル信号となったＩＦ信号は、複素乗算回路１０６によってＩチャンネルＩＦ信号とＱチャンネルＩＦ信号に分離される。このとき、複素乗算回路１０６は、入力されるＩＦ信号に対して、第２の数値制御発振器１１３より制御されつつ供給される副搬送波周波数信号を乗算することにより、周波数誤差を除去しつつＩチャンネル復調データとＱチャンネル復調データを生成する。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０７および、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０８は、Ｉチャンネル復調データと、Ｑチャンネル復調データに含まれる不要な高域成分を除去する。

高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）１０９は、時間信号であるＩチャンネル復調データとＱチャンネル復調データとを周波数成分に変換することにより、離散的フーリエ変換を実施したＩチャンネル復調データＩＲと、Ｑチャンネル復調データＱＲとを生成する。

相関値演算回路１１０は、時間信号のＩチャンネル復調データとＱチャンネル復調データとを入力し、これらのガードインターバル期間の信号と、復調データを有効シンボル期間だけ遅延させた信号のガードインターバル期間の信号から相関値を演算し、これを出力する。

搬送波周波数誤差演算回路１１１は、高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）１０９の出力から周波数毎の出力の偏りを検出することにより、離散的フーリエ変換を実施した復調データＩＲとＱＲとの周波数誤差を検出し、加算回路１１２に出力する。

加算回路１１２は、相関値演算回路１１０の相関値出力と、搬送波周波数誤差演算回１１１の周波数誤差出力とを加算して、第２の数値制御発振器１１３に供給する。

クロック信号再生回路１３０は、Ｉチャンネル復調データＩＲとＱチャンネル復調データＱＲとに基づいて、第１の数値制御発振器１３１の発振周波数と位相を制御するための制御信号を出力する。第１の数値制御発振器１３１は、クロック信号生成回路１３０から出力された制御信号に応じてクロック信号をＡ／Ｄ変換回路１０５、およびその他の回路に供給する。

次に、クロック信号生成回路１３０の動作及びクロック信号再生方法について図２及び図３のフローチャートを併用しながら説明をする。まず、パイロット信号抽出手段として用いられるパイロット信号抽出回路１は、高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）１０９から出力されたＩチャンネル復調データＩＲとＱチャンネル復調データＱＲの中から、既定のパイロット信号だけを抽出する（図３、ステップＳ２００）。差動復調回路２は、パイロット信号抽出回路１から出力されるパイロット信号ＩＲ−ａ、ＱＲ−ａと、メモリ３に記憶された１シンボル前のパイロット信号ＩＲ−ｂ、ＱＲ−ｂを用いて差動復調を行う。差動復調を行った結果、実数成分データＲｅと虚数成分データＩｍが各パイロット信号に応じて出力される。位相検出手段として用いられる位相検出回路４は、差動復調回路２の出力である実数成分データＲｅと虚数成分データＩｍから、逆正接（アークタンジェント）算出し位相情報θを得る（図３、ステップＳ２１０）。

位相偏差算出手段として用いられるセグメント毎位相偏差算出回路２０の動作について説明する。まず、ここでは、同一シンボル内で抽出されたパイロット信号に対応した位相情報を所定のパイロット信号数から成る複数のブロックに分ける（図３、ステップＳ２２０）。ブロック中に含まれるパイロット信号数は適宜決めることができるため、ブロックの大きさは適宜設定できる。さて、ＩＳＤＢ−Ｔではセグメント単位で変調方式を既定され、１セグメントのキャリア（副搬送波）数および、パイロット信号の数や種類が規定されている。そのため、セグメントを用いると管理と処理がしやすくなる。そこで、本実施の形態においては、図４に示すようにブロックをセグメント単位で構成している。この図において、シンボル中のセグメントＮｏ．１１側は低周波領域、セグメントＮｏ．１２側は高周波領域を示す。また、グループ１〜７は上述したようにセグメントで構成されたブロックを組み合わせて構成している。なお、セグメントを使わないときは、適宜設定した大きさのブロックを組み合わせてグループを構成すればよい。以下、ブロックとしてセグメントを用いて説明を行う。

セグメント毎位相平均算出回路６において、セグメント単位で位相情報θの平均を算出する（図３、ステップＳ２２０）。次に、位相平均情報をもとに偏差を算出するために、１セグメント遅延回路５により１セグメント分だけ位相情報θを時間的に遅らせ、位相平均情報との差分を減算回路７によって計算する。減算回路７の結果を絶対値算出回路８によって正の値に変換し、累積加算回路９によりセグメント内の累積加算を行い、位相偏差情報σを得る（図３、ステップＳ２２０）。このとき、図４のＮｏ．１１のセグメントに存在するパイロット信号の数をＮとし、各パイロット信号の位相情報をθ_１、θ_２、θ_３、θ_４、・・・、θ_Ｎとすると、位相平均情報ＡＶＲと位相偏差情報σは次式で求められる。なお、（２）式では演算速度の向上のため平均値との差分を算出しているが、標準偏差等を求める式にしても良い。
ＡＶＲ＝（Σθ_ｋ）／Ｎ ・・・ （１）
σ＝ Σ｜θ_ｋ−ＡＶＲ｜ ・・・ （２）

次に、位相偏差計算手段として用いられる第１の既定セグメント間位相偏差計算回路１０において、低周波側のセグメントの位相偏差情報と高周波側のセグメントを組み合わせてグループを構成し、それぞれのセグメントの位相偏差情報を加算する（図３、ステップＳ２３０）。具体的には、図４のセグメントＮｏ．１１とセグメントＮｏ．０（グループ１）の位相偏差情報を加算し、位相偏差情報σ_ａを算出する。同様にして、セグメントＮｏ．９とセグメントＮｏ．２（グループ２）の間で、セグメントＮｏ．７とセグメントＮｏ．４（グループ３）の間で、セグメントＮｏ．５とセグメントＮｏ．６（グループ４）の間で、セグメントＮｏ．３とセグメントＮｏ．８（グループ５）の間で、セグメントＮｏ．１とセグメントＮｏ．１０（グループ６）の間で、セグメントＮｏ．０とセグメントＮｏ．１２（グループ７）の間で、位相偏差情報を加算する。これによって、全部で７グループの位相偏差情報σ_ａが算出される。なお、ここでは１グループを６セグメント離れたセグメントで構成し計算に使っているが、これに限られることは無い。異なるセグメントを組み合わせ、複数のグループを計算しても良い。その際、或る程度離れたセグメントを組み合わせて計算すると精度が向上する。

これら７グループのσ_ａを最小値検出回路１１に入力し、最小値を検出する。最小位相偏差判別手段として用いられる第１の最小位相偏差セグメント判別回路１２によって、この最小値をとるグループを判別する（図３、ステップＳ２４０）。例えば、セグメントＮｏ．７とＮｏ．４の間で加算して算出されたσ_ａが一番小さな値をとっていたとした場合には、グループ３が判別される。

次に、位相変動量算出手段として用いられる第１のセグメント間位相変動量算出回路１３は、第１の最小位相偏差セグメント判別回路１２で判別されたグループを構成するセグメントＮｏの組み合わせ情報を使って、位相平均同士の差分（位相変動量）を算出する（図３、ステップＳ２５０）。例えば、第１の最小位相偏差セグメント判別回路１２でグループ３が判別された場合には、Ｎｏ．４の位相平均情報からＮｏ．７の位相平均情報を減算する。

ここで図５を用いてクロック信号に周波数誤差と位相誤差がある場合の位相変動について説明する。図５（ａ）はクロック信号に周波数誤差と位相誤差が無い場合の復調データＩＲ及びＱＲの周波数成分を示す図であり、図５（ｂ）がクロック信号に周波数誤差と位相誤差がある場合の復調データＩＲ及びＱＲの周波数成分を示す図であり、図５（ｃ）
は、図５（ｂ）の時の復調データＩＲ及びＱＲ中のパイロット信号の累積位相変動量を示す図である。

図５（ａ）において、ＰＬＴ０は、１シンボル内における最低周波数のパイロット信号であり、ＰＬＴ１およびＰＬＴ２は前記パイロット信号ＰＬＴ０と同一シンボル内であるが、より周波数の高いパイロット信号であり、ＰＬＴｍａｘは前記パイロット信号と同一シンボル内における最高周波数のパイロット信号である。クロック信号に周波数誤差と位相誤差があると、パイロット信号ＰＬＴ０とパイロット信号ＰＬＴ１の間に位相変動量Δθ_ＰＬＴとして現れる。

本実施の形態では、パイロット単位の位相変動量Δθ_ＰＬＴをシンボル内で累積して位相変動量Δθを算出するのではなく、図６に示すようにセグメント単位で算出している。Δθを算出する２つのセグメントからなるグループの判別は、第１の最小セグメント判別回路１２によってばらつきが一番少ない位相情報をもつグループを選抜している。このため、図１１に示すようなマルチパス妨害時においてもばらつきの一番少ないセグメントを用いることができ、信頼性の高い位相変動情報を使用することができる。

第１のセグメント間位相変動量算出回路１３によって位相変動量を算出する際、高周波側の位相平均情報と、低周波側の位相平均情報の差分値（位相変動量）がある閾値よりも大きい場合には、図７に示すように高周波側の位相平均情報は、例えば最高周波数Ｎｏ．１２側から６セグメント（Ｎｏ．１２、１０、８、６、４、２）分を加算し平均化したものを使用し、低周波側の位相平均情報も例えば最低周波数Ｎｏ．１１側から６セグメント（Ｎｏ．１１、９、７、５、３、１）分を加算し平均化したものを使用する。これら６セグメント同士の位相平均の差から位相変動量を算出する。これによって、フェージングやＣ／Ｎ（キャリア／ノイズ比）劣化などによって位相変動が大きくなった場合においても位相平均差の算出誤差を抑えることができ、結果的に引き込み速度を向上することができる。

最後に、第１のセグメント間位相変動量算出回路１３からの位相変動量の出力はループフィルタ１４を通して不要な雑音成分を除去される。クロック信号発生手段として用いられる第１の数値制御発振器１３１は、この位相変動量に基づいてクロック信号の周波数と位相を制御し、クロック信号を発生させる（図３、ステップＳ２６０）。

なお、ここでは、グループを構成するセグメントとして、低周波側と高周波数側のセグメントをそれぞれ１つずつ使用したが、それぞれ複数のセグメントを使用しても良い。例えば、図８に示すように２セグメントで位相平均情報、位相偏差情報と位相変動量を算出することができる。

図８を用いて具体的に説明する。Ｎｏ．１１とＮｏ．９のセグメントで算出した位相偏差情報と、６セグメント離れた位置にあるＮｏ．０とＮｏ．２のセグメントで算出した位相偏差情報を第１の既定セグメント間位相偏差計算回路１０によって加算し、σ_ｂを算出する。同様にして、順次２セグメント単位で低周波側のセグメントと高周波側セグメントの位相偏差情報を加算する。これによって、グループ１からグループ６までの６グループの位相偏差情報σ_ｂが算出される。

これら６グループのσ_ｂを最小値検出回路１１に入力し、最小値を検出する。次に最小値をとるグループを第１の最小位相偏差セグメント判別回路１２によって判別する。例えば、セグメントＮｏ．７とセグメントＮｏ．５および、セグメントＮｏ．４とセグメントＮｏ．６の間で加算して算出されたσ_ｂが一番小さな値をとっていた場合には、グループ３が選択される。

次に、第１の最小位相偏差セグメント判別回路１２で判別されたグループを構成するセグメントＮｏの組み合わせ情報を使って、位相平均同士の差分（位相変動量）を第１のセグメント間位相変動量算出回路１３によって算出する。例えば、第１の最小位相偏差セグメント判別回路１２でグループ３が判別された場合には、高周波側であるＮｏ．４とＮｏ．６の位相平均情報の加算結果から、低周波側であるＮｏ．７とＮｏ．５の位相平均情報の加算結果を減算する。このように２セグメント単位での差分情報を得て、ループフィルタ１４へ出力し、ループフィルタの出力を第１の数値制御発振器１３１に入力することでクロック信号を再生する。

なお、ここでは、セグメント毎位相偏差算出回路２０が算出する１セグメントごとの位相平均情報と位相偏差情報を基に、グループの位相偏差情報を求め、位相平均情報から位相変動量を求めているが、セグメント毎位相偏差算出回路２０が２セグメントごとの位相平均情報と位相偏差情報を算出し、それを基にグループの位相偏差情報と位相変動量を求めてもよい。また、グループを構成するセグメント数にあわせて、セグメント毎位相偏差算出回路２０が計算するセグメント数を変えても良い。

また、グループを構成するセグメント数を適宜選んでいるが、受信したＯＦＤＭ信号からのモード情報を基に演算するセグメント数を決定しても良い。例えば、モード３の場合にはセグメント数＝１、モード２の場合にはセグメント数＝２、モード１の場合にはセグメント数＝４とすることで、モード間でパイロットキャリア数が異なることに起因する演算精度の不均一性を避ける効果がある。

また、ここでは、セグメント単位のパイロット信号に対応した位相情報を用いて計算を行う方法について述べたが、セグメントの枠を離れてブロックを用いても良いのは前述したとおりである。この場合は、ブロック毎の位相平均情報と位相偏差情報を算出し、複数のブロックの中のブロックを組み合わせて互いに異なる複数のグループを構成してグループ毎の位相偏差情報を計算する。次に、これらの中から最も偏差が少ないグループを判別し、このグループのブロックの位相平均情報を基に位相変動量を求める。なお、各ブロックは、パイロット信号が連続していても良いし、不連続でも良い。また、パイロット信号数が異なっていても良いが、この場合は、位相偏差情報の算出の際には（２）式を用いずに、標準偏差等を用いる。

このように構成されたクロック信号再生装置及び受信装置並びにクロック信号再生方法によれば、パイロット信号に対応した位相情報を複数のブロックに分けてブロック毎の位相平均情報及び位相偏差情報を算出し、ブロックを組み合わせてグループを構成し、位相偏差が最小となるグループのブロックの位相平均情報から位相変動量を求め、クロックの信号を制御してクロック信号を発生させるので、マルチパス妨害を受けて特定のパイロット信号が変動した場合でも、クロック周波数誤差と位相誤差に起因する位相変動量を精度良く算出でき、その結果引き込み性能を向上することができる。

また、位相平均情報及び位相偏差情報を算出する際に、セグメントを基に位相情報を処理するので、ＯＦＤＭ信号の管理と処理がしやすい。また、予め決められたセグメントの数分離れたセグメントからグループを構成し位相偏差情報を算出するので、計算精度が向上すると共にマルチパスの影響を受けにくくなる。また、セグメントを複数使用して算出する場合は、位相変動量の算出に自由度を確保することができ、精度を向上させることが可能となる。

また、算出した位相変動量がある閾値よりも大きな場合には、最低周波数側からと最高周波数側から多数のセグメントを使って位相変動量を計算するため、局所的に位相変動量が大きくなった場合でもクロックの引き込み性能に対する悪影響を抑えることができる。

また、ＯＦＤＭ伝送のモード情報によって演算セグメント数を変えるため、モード間でパイロットキャリア信号数が異なることに起因する演算精度の不均一性を避ける効果がある。

実施の形態２．
実施の形態１は、演算セグメント数を動的に変更するものではないが、ここでは、時間的に変動する位相偏差情報に追従して演算セグメント数を動的に変更するものについて述べる。図９は、この発明の実施の形態２のクロック信号再生回路１３０ａの詳細ブロック図である。図９において、パイロット信号抽出回路１、差動復調回路２、メモリ３、位相検出回路４、１セグメント遅延回路５、セグメント毎位相平均算出回路６、減算回路７、絶対値算出回路８、累積加算回路９、セグメント毎位相偏差算出回路２０、最小値検出回路１１、ループフィルタ１４、第１の数値制御発振器１３１は実施の形態１と同様である。

図９において、第２の既定セグメント間位相偏差計算回路（位相偏差計算手段）３１は、予め決められたセグメント間において、セグメントのグループを構成し、セグメント毎位相偏差算出回路２０の結果を加算する。最小位相偏差保持回路３２は、位相偏差の最小値を保持する。演算セグメント数判定回路３３は前シンボルの位相偏差の最小値をもとに、演算するセグメント数を判定する。第２の最小位相偏差セグメント判別回路（最小位相偏差判別手段）３４は、最小値をとるグループを判別する。第２のセグメント間位相変動量算出回路（位相変動量算出手段）３５は、位相偏差が最小となるグループ内の位相平均差から位相の変動量を算出する。

このように構成されたクロック信号再生装置について説明する。なお、位相検出回路４までの動作は本実施の形態１と同様であるため、セグメント毎位相偏差算出回路２０以降の動作について説明する。

セグメント毎位相平均算出回路６および１セグメント遅延回路５、減算回路７、絶対値算出回路８、累積加算回路９により、式（１）および式（２）で表される位相平均情報ＡＶＲと位相偏差情報σをセグメント単位で算出する。次に、第２の既定セグメント間位相偏差計算回路３１において、後述する演算セグメント数判定回路３３で判定されたセグメント数分を加算する。ここでは、セグメント数＝２の場合について図８を用いて説明する。図８に示すように、Ｎｏ．１１、９と、６セグメント離れた位置にあるＮｏ．０、２のセグメントで算出した位相偏差情報を第２の既定セグメント間位相偏差計算回路３１によって加算し、σ_ｃを算出する。同様にして、順次２セグメント単位で低周波側のセグメントと高周波側セグメントの位相偏差情報を加算する。これによって、グループ１からグループ６までの６グループの位相偏差情報σ_ｃが算出される。

これら６グループのσ_ｃを最小値検出回路１１に入力して最小値を検出し、第２の最小位相偏差セグメント判別回路３４によって最小値をとるグループを判別する。例えば、セグメントＮｏ．７、５、４、６の間で加算して算出されたσ_ｃが一番小さな値をとっていた場合には、グループ３が選択される。

次に、第２の最小位相偏差セグメント判別回路３４で判別されたグループを構成するセグメントＮｏの組み合わせ情報を使って、位相平均同士の差分（位相変動量）を第２のセグメント間位相変動量算出回路３５によって算出する。例えば、グループ３が判別された場合には、Ｎｏ．４とＮｏ．６の位相平均情報の加算結果から、Ｎｏ．７とＮｏ．５の位相平均情報の加算結果を減算する。このように２セグメント単位での差分情報を得て、ループフィルタ１４へ出力する。

ここで、演算セグメント数判定手段として用いられる演算セグメント数判定回路３３について説明する。最小値検出回路１１の結果は、最小位相偏差保持手段として用いられる最小位相偏差保持回路３２によって１シンボル期間保持される。これにより、１シンボル前の最小値を使って以下の処理を行う。

最小位相偏差保持回路３２に保持されている前シンボルにおける位相偏差情報σ_ｃの最小値をもとに、演算セグメント数を決定する。具体的には、位相偏差情報σ_ｃの最小値が小さいすなわちばらつきが小さい場合にはセグメント数を少なくし、最小値が大きな値すなわちばらつきが大きい場合にはセグメント数を多くする。このように演算セグメント数を位相情報のばらつきに合わせて動的に制御することで、精度良く位相誤差を算出することができ、結果的に引き込み速度を向上することができる。

前シンボルの位相偏差情報σ_ｃの最小値から、演算セグメント数を決定する際には例えば、予め閾値Ｔｈ１、Ｔｈ２、Ｔｈ３、Ｔｈ４、Ｔｈ５（Ｔｈ１＜Ｔｈ２＜Ｔｈ３＜Ｔｈ４＜Ｔｈ５）を用意する。最小値≦Ｔｈ１の場合にはセグメント数＝１とし、Ｔｈ１＜最小値≦Ｔｈ２の場合にはセグメント数＝２とし、Ｔｈ２＜最小値≦Ｔｈ３の場合にはセグメント数＝３とし、Ｔｈ３＜最小値≦Ｔｈ４の場合にはセグメント数＝４とし、Ｔｈ４＜最小値≦Ｔｈ５の場合にはセグメント数＝５とし、Ｔｈ５＜最小値の場合にはセグメント数＝６とする。図１０（ａ）〜（ｄ）はセグメント数＝３からセグメント数＝６におけるセグメント範囲を記している。セグメント数＝３の場合には、全部で５グループの位相平均情報と位相偏差情報が得られ、セグメント数＝４の場合には４グループ、セグメント数＝５の場合には３グループ、セグメント数＝６の場合には２グループの位相平均情報と位相偏差情報が得られることになる。

これらのグループで高周波側の位相偏差情報と低周波側の位相偏差情報を加算した、位相偏差情報σ_ｃを比較し、最小値をとるグループを判定する。具体的には、図１０（ｂ）のセグメント数＝４の場合、グループ１〜グループ４の間で算出した位相偏差情報σ_ｃに対して、最小値をとるグループを選抜する。例えば、グループ１が最小値をとる場合には、高周波数側のグループ１に含まれるセグメントＮｏ．０、２、４、６の位相平均情報を加算した結果から、低周波側のグループ１に含まれるセグメントＮｏ．１１、９、７、５の位相平均情報を加算した結果を減算する。

このとき、実施の形態１と同様、第２のセグメント間位相変動量算出回路３５によって位相平均差を算出する際、高周波側の位相平均情報と、低周波側の位相平均情報の差分値（位相変動量）がある閾値よりも大きい場合には、図７に示すように高周波側の位相平均情報の６セグメント分を加算し平均化したものと、低周波側の位相平均情報の６セグメント分を加算し平均化したものとを使用する。これら６セグメント分同士の位相平均の差から位相変動量を算出する。これによって、フェージングやＣ／Ｎ劣化などによって位相変動が大きくなった場合においても位相平均差の算出誤差を抑えることができ、結果的に引き込み速度を向上することができる。

本実施の形態２では、最初に演算セグメント数を２として説明したが、この値は受信するＯＦＤＭ信号のモードによって初期値を決めてもよい。例えば、モード３の場合には、セグメント数＝１から開始し、モード２の場合にはセグメント数＝２、モード１の場合にはセグメント数＝４とする。これはモード間でパイロット信号数が異なるため、演算精度を均一にするためである。このとき、モード１ではセグメント数は４〜６までしか可変できず、モード２ではセグメント数は２〜６、モード１ではセグメント数は１〜６までの可変範囲となる。

このように構成されたクロック信号再生装置によれば、前シンボルで求めた位相偏差情報の最小値をもとに演算時における低周波側と高周波側の演算セグメント数を変化させるため、時間的に変動する位相偏差情報に追従して精度良く位相変動量を算出でき、クロックの引き込み性能を向上することができる。

また、本発明によれば、モード情報をもとにセグメント数の可変範囲を制御するため、モード間でパイロット信号数が異なっていても演算精度を向上することができる。

この発明の実施の形態１を示す受信装置のブロック図である。 この発明の実施の形態１を示すクロック信号再生回路のブロック図である。 この発明の実施の形態１を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１を示すセグメント管理の図である。 この発明の実施の形態１のクロック信号再生回路において、クロック信号に周波数誤差と位相誤差があった場合に、副搬送波の周波数成分に現れる位相変動量を表す図である この発明の実施の形態１において、セグメント単位で位相変動量を算出する方法を示す図である。 この発明の実施の形態１と２において、位相変動量が予め決められた値よりも大きい場合に構成するセグメントグループの一例を示す図である。 この発明の実施の形態１と２におけるセグメント数が２の場合のグルーピングを示す図である。 この発明の実施の形態２を示すクロック再生回路のブロック図である。 この発明の実施の形態２におけるセグメント数が３〜６の場合のグルーピングを示す図である。 マルチパス妨害を受けた場合のＯＦＤＭ受信スペクトル状態の一例を示す図である。

符号の説明

１ パイロット信号抽出回路（パイロット信号抽出手段）
２ 差動復調回路
３ メモリ
４ 位相検出回路（位相検出手段）
５ １セグメント遅延回路
６ セグメント毎位相平均算出回路
７ 減算回路
８ 絶対値算出回路
９ 累積加算回路
１０ 第１の既定セグメント間位相偏差計算回路（位相偏差計算手段）
１１ 最小値検出回路
１２ 第１の最小位相偏差セグメント判別回路（最小位相偏差判別手段）
１３ 第１のセグメント間位相変動量算出回路（位相変動量算出手段）
１４ ループフィルタ
２０ セグメント毎位相偏差算出回路（位相偏差算出手段）
３１ 第２の既定セグメント間位相偏差計算回路（位相偏差算出手段）
３２ 最小位相偏差保持回路（最小位相偏差保持手段）
３３ 演算セグメント数判定回路（演算セグメント数判定手段）
３４ 第２の最小位相偏差セグメント判別回路（最小位相偏差判別手段）
３５ 第２のセグメント間位相変動量算出回路（位相変動量算出手段）
１０１ 受信アンテナ
１０２ 乗算回路
１０３ 主搬送波発振回路
１０４ 帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）
１０５ Ａ／Ｄ変換回路
１０６ 複素乗算回路
１０７ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１０８ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１０９ 高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）
１１０ 相関値演算回路
１１１ 搬送波周波数誤差演算回路
１１２ 加算回路
１１３ 第２の数値制御発振器
１２０ 副搬送波周波数信号復調回路
１３０、１３０ａ クロック信号再生回路
１３１ 第１の数値制御発振器（クロック信号発生手段）
１５０ ＯＦＤＭ受信機

Claims (8)

1. 受信したＯＦＤＭ信号から抽出した中間周波数信号をクロック信号によりデジタル化し、このデジタル化した信号を基にフーリエ変換により復調データを得る受信装置のクロック信号再生装置において、
   前記復調データからパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、
   このパイロット信号抽出手段からのパイロット信号を処理して位相情報を検出する位相検出手段と、
   同一シンボル内で抽出された前記位相検出手段からのパイロット信号に対応した位相情報を所定のパイロット信号数から成る複数のブロックに分け、ブロック毎の位相平均情報とブロック毎の位相偏差情報を算出する位相偏差算出手段と、
   前記複数のブロックの中のブロックを組み合わせて互いに異なる複数のグループを構成し、前記ブロック毎の位相偏差情報を用いてグループ毎の位相偏差情報を計算する位相偏差計算手段と、
   この位相偏差計算手段からの計算結果を比較し、前記複数のグループのうち位相偏差が最小となるグループを判別する最小位相偏差判別手段と、
   この最小位相偏差判別手段が判別した位相偏差が最小となるグループのブロックの位相平均情報を基に該グループの位相変動量を算出する位相変動量算出手段と、
   前記位相変動量算出手段からの位相変動量に基づいてクロックの信号を制御し前記クロック信号を発生させるクロック信号発生手段とを備えたクロック信号再生装置。
2. 前記位相偏差算出手段は、前記ブロックを前記ＯＦＤＭ信号のセグメントで構成する請求項１に記載のクロック信号再生装置。
3. 前記位相偏差計算手段は、予め決められたセグメントの数分離れそれぞれ所定のセグメント数により前記グループを構成する請求項２に記載のクロック信号再生装置。
4. 前記位相偏差計算手段からの計算結果の最小値を予め決められたシンボル期間保持する最小位相偏差保持手段と、
   この最小位相偏差保持手段が保持する最小値を基にセグメント数を決定する演算セグメント数判定手段とを更に備え、
   前記位相偏差計算手段は、前記演算セグメント数判定手段が決定したセグメント数に基づいて前記グループを構成する請求項２に記載のクロック信号再生装置。
5. 前記位相変動量算出手段は、算出された位相変動量が予め決められた閾値よりも大きい場合には、最低周波数側から既定のセグメント数の範囲と、最高周波数側から前記既定のセグメント数の範囲の各々の位相平均情報を基に位相変動量を算出する請求項２に記載のクロック信号再生装置。
6. 前記位相偏差計算手段は、受信した前記ＯＦＤＭ信号からのモード情報を基に、前記セグメント数を決定してグループを構成する請求項３又は４に記載のクロック信号再生装置。
7. 請求項１ないし６のいずれか１項に記載のクロック信号再生装置と、
   受信したＯＦＤＭ信号から抽出した中間周波数信号を、前記クロック信号再生装置からのクロック信号によりデジタル化するＡ／Ｄ変換手段と、
   前記Ａ／Ｄ変換手段からのデジタル化した信号を基にフーリエ変換を行って復調データを得る信号復調手段とを備えた受信装置。
8. 受信したＯＦＤＭ信号から抽出した中間周波数信号をクロック信号によりデジタル化し、このデジタル化した信号を基にフーリエ変換により復調データを得る受信装置のクロック信号再生方法において、
   前記復調データからパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出ステップと、
   このパイロット信号抽出ステップからのパイロット信号を処理して位相情報を検出する位相検出ステップと、
   同一シンボル内で抽出された前記位相検出ステップからのパイロット信号に対応した位相情報を所定のパイロット信号数から成る複数のブロックに分け、ブロック毎の位相平均情報とブロック毎の位相偏差情報を算出する位相偏差算出ステップと、
   前記複数のブロックの中のブロックを組み合わせて互いに異なる複数のグループを構成し、前記ブロック毎の位相偏差情報を用いてグループ毎の位相偏差情報を計算する位相偏差計算ステップと、
   この位相偏差計算ステップからの計算結果を比較し、前記複数のグループのうち位相偏差が最小となるグループを判別する最小位相偏差判別ステップと、
   この最小位相偏差判別ステップが判別した位相偏差が最小となるグループのブロックの位相平均情報を基に該グループの位相変動量を算出する位相変動量算出ステップと、
   前記位相変動量算出ステップからの位相変動量に基づいてクロックの信号を制御し前記クロック信号を発生させるクロック信号発生ステップとを備えたクロック信号再生方法。

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