JPWO2003032543A1 - Ｏｆｄｍ用自動周波数制御装置及びその方法 - Google Patents

Abstract

ＯＦＤＭにおける周波数制御装置は、受信信号をＡ／Ｄ変換したものから、ガードインターバルと、ガードインターバルのコピー元になったデータ部分との相関を取り、これを１フレーム分かつ複数フレーム分加算平均して、相関値のピークを検出する。そして、ピークの位置の位相検出をすることにより、発振器の制御信号を生成する。制御信号は、毎回の制御量が制御ステップαとなるように設定され、発振器に制御信号を印加する。更に、検出された情報から適応的にαの制御を行う。

Description

技術分野
本発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎａｌ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）伝送システムにおける自動周波数制御装置及びその方法に関する。
背景技術
近年において、通信技術の発達はめざましく、大容量のデータを高速で通信するシステムが実現されつつある。これは、有線通信のみのことではなく、無線通信においても同様である。すなわち、携帯電話などの移動端末の普及に伴い、無線でも大容量のデータを高速で通信し、動画や音声などのマルチメディアデータを移動端末でも利用可能とする方向で多くの開発、研究が行われてきた。
そして、最近では、第３世代と呼ばれるＣＤＭＡシステムを基本とした高速無線通信が開発され、実用段階にさしかかっている。これを受けて、無線通信の研究、開発部門では、更に高速大容量の無線通信を目指す第４世代の無線通信システムの研究開発が始められている。
第４世代の移動通信システムの基本システムとしては、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムと呼ばれるシステムが有力候補として挙げられている。このシステムでは、互いに直交する周波数を持つ複数のサブキャリアを用いて、情報を並列に送信するＯＦＤＭ技術と、複数のユーザのデータを多重する場合に、ユーザデータに乗算する拡散符号の直交性を利用するＣＤＭＡ技術とを融合させ、より品質の良い通信を高速かつ大容量で行うものである。
しかし、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムは、現在提案及び研究段階でのシステムの評価などが行われているに過ぎず、実際のシステムとして必要な個々の技術は、これから開発されるべきものである。
特に、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムなどのようにマルチキャリア伝送をベースとしたシステムでは、受信機における所定のキャリア周波数を再生することが重要となる。その中でも再生されるキャリア周期波の制御の正確性が重要である。
発明の開示
本発明の課題は、周波数制御機能の優れたＯＦＤＭ用自動周波数制御装置及びその方法を提供することである。
本発明の自動周波数制御装置は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎａｌ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）システムにおける自動周波数制御装置であって、受信信号のガードインターバルとデータの相関を取る相関手段と、該相関の複数シンボル及び複数フレームに渡る加算平均を取る加算平均手段と、加算平均された相関のピーク位置を検出するピーク位置検出手段と、該検出されたピーク位置に基づいて、発振器の制御を、所定の制御ステップで行う制御手段とを備えることを特徴とする。
本発明の自動周波数制御方法は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎａｌ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）システムにおける自動周波数制御方法であって、受信信号のガードインターバルとデータの相関を取る相関ステップと、該相関の複数シンボル及び複数フレームに渡る加算平均を取る加算平均ステップと、加算平均された相関のピーク位置を検出するピーク位置検出ステップと、該検出されたピーク位置に基づいて、発振器の制御を、所定の制御ステップで行う制御実行ステップとを備えることを特徴とする。
本発明によれば、ＯＦＤＭシステムにおいて、受信機側の発振器の周波数制御を迅速かつ効率的に精度良く実行することができるので、精度の良い信号の受信が可能となる。
発明を実施するための最良の形態
図１は、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムの送信機の概略構成を示したブロック図である。
入力されたユーザデータは、例えば、ＱＰＳＫ変調マッピング部１によって、ＱＰＳＫ変調される。この変調方法は、一例であって、必ずしもＱＰＳＫ変調に限定されるものではない。変調されたユーザデータは、シリアル／パラレル変換器２によって、シリアルデータからパラレルデータに変換される。例えば、シリアル／パラレル変換器２の出力ａ１には、１タイムスロットに変調されたユーザデータの１シンボルが出力される。同様に、シリアル／パラレル変換器２の出力ａ２〜ａｎにも、同じタイミングで変調されたユーザデータの１シンボルが出力される。
このようにして、シリアル／パラレル変換器２から出力された変調信号シンボルは、各出力に設けられたコピー部３によって、ｓｎ個にコピーされる。そして、このｓｎ個の同じ変調信号シンボルに、チャネルを特定する拡散コード（今の場合、ウォルシュ符号）の１チップづつがそれぞれ乗算器４において乗算される。ここで、ウォルシュ符号の長さは、ｓｎチップである。従って、コピーされたｓｎ個の変調信号シンボルのそれぞれに、ウォルシュ符号のｓｎチップ内、異なるチップがそれぞれ乗算される。
次には、これらウォルシュ符号が乗算された変調信号シンボルに、各基地局のセルを特定する拡散コード（今の場合、ゴールド系列符号）が乗算器５によって乗算される。その後、他ユーザ用の変調部７から送られてくる、他ユーザのデータを変調し、同様に処理した信号がそれぞれ加算器６において加算され、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部８に入力される。
ＩＦＦＴ部８に入力された各信号は、それぞれが、各周波数成分であると見なされて、逆フーリエ変換を受け、１つの変調波として出力される。すなわち、ＩＦＦＴ部８への入力が１０２４個あったとすると、周波数成分が１０２４個あることになり、従って、１０２４個のサブキャリアに各周波数成分が載せられたものが合波されて、ＩＦＦＴ部８から出力される。
ＩＦＦＴ部８では、直流成分の他、基本周波数のサブキャリアとこの基本周波数の逓倍の周波数のサブキャリアとを使って、フーリエ変換を行う。各サブキャリアの周波数が互いに逓倍になっている場合には、逓倍の周波数のサブキャリアと基本周波数のサブキャリアの積の１周期に渡る積分が０となり、同じ周波数のサブキャリア同士の積の１周期に渡る積分のみが有限の値となる。すなわち、ある周波数のサブキャリアは他の逓倍の周波数のサブキャリアと直交しているということになる。ＯＦＤＭシステムのＯｒｔｈｏｇｏｎａｌという語は、この事実から付けられたものである。
このようにして、ＩＦＦＴ部８から出力された信号波には、ガードインターバル付加部（＋ＧＩ部）９において、後述するガードインターバルが付加されて送出される。ここまでは、デジタルで処理されてきたので、Ｄ／Ａ変換器１０において、デジタル信号がアナログ信号に変換され、送信側に送られる。
図２は、サブキャリア方向を縦軸に、時間方向（タイムスロット方向）を横軸に取って、各変調信号シンボルがどのように配列されるかを示した図である。
変調信号は、フレームとして構成されるが、フレームは少なくともデータ部とパイロット部とから構成される。ここでは、サブキャリアの数を１０２４個としている。また、ウォルシュ符号は、３２チップであるとする。この場合、データ部がタイムスロット１〜４からなっているとすると、データ部では、タイムスロット１には、サブキャリア１〜３２に１つのシンボル、サブキャリア３３〜６４に１つのシンボルというように配列され、１タイムスロットに１０２４／３２＝３２シンボルが収容される。
また、次のタイムスロット２には、同様に、シンボルが収容されるが、ウォルシュ符号及びゴールド系列符号の乗算の仕方を変えている。すなわち、ウォルシュ符号とゴールド系列符号の組み合わせで、１０２４チップの符号を生成するようにし、これを、例えば、図２に示すように、タイムスロット２では、８チップずらして乗算するようにする。タイムスロット３では、更に８チップ、タイムスロット４では、更に、８チップずらすというように拡散符号の乗算タイミングをずらす。
以上は、データ部のシンボルの配列と拡散符号との関係であったが、パイロット部の場合には、データ部と異なった構成となる。例えば、タイムスロットｎにパイロット部の１シンボルが含まれている場合、このパイロットシンボルは、１０２４個のサブキャリア全部に共通に含まれる。パイロットシンボルは、後述するように、１フレームに例えば４シンボル含まれるが、各シンボルとも同様である。また、ウォルシュ符号の乗算の仕方は、データ部とは異なる。ウォルシュ符号の乗算の仕方については、後述する。
図３は、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムにおける受信機側の概略構成を示すブロック図である。
受信データは、まず、Ａ／Ｄ変換器１５によってデジタル信号に変換される。次に、ガードインターバル除去部（−ＧＩ部）１６において、ガードインターバルが取り除かれ、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１７に入力される。ＦＦＴ部１７では、時間領域の信号波をフーリエ変換により各周波数成分に分ける処理をする。すなわち、送信機では、ユーザデータの変調信号のシンボルは、周波数成分と見なされ、逆フーリエ変換によって時間領域の信号波に変換されたが、ＦＦＴ部１７では、逆フーリエ変換の逆変換であるフーリエ変換によって、時間領域の信号波から周波数成分を取り出し、従って、ユーザデータの変調信号のシンボルを取り出す処理を行っている。
ＦＦＴ部１７によって、処理された結果得られた各周波数成分ｆ１〜ｆｎの内、パイロット部の変調信号のシンボルは、チャネル推定部１８において、チャネル推定に使用される。各周波数成分ｆ１〜ｆｎは、チャネル補償部１９において、チャネル補正され、乗算器２０において、送信側で使用されたゴールド系列符号の複素共役符号が乗算される。そして、乗算器２１において、ウォルシュ符号が乗算される。ここの段において、ユーザデータの変調信号のシンボルが復調され、同じシンボルが含まれている信号が加算器２２においてそれぞれ加算され、シンボル判定器２３においてシンボルの値が判定される。そして、判定されたシンボル値は、パラレル／シリアル変換器２４において、パラレル信号からシリアル信号に変換され、復調デマッピング部２５に入力される。復調デマッピング２５では、送信機側で変調されたユーザデータを復調し、ユーザデータを取り出す。そして、後段の受信部へ送信する。
図４は、ガードインターバルを説明する図である。
送信機から送信されるデータには、所定の長さのデータの前方部分のコピーが後方にガードインターバル（ＧＩ）として付加される。ガードインターバルは、マルチパスなどによって遅れて受信機に到達する遅延波の遅延分がこのガードインターバルの範囲に入るような長さに設定される。
このようなガードインターバルを設ける理由は以下の通りである。
すなわち、データ及びガードインターバルは、複数のサブキャリアに載せられて送信されるが、１つのサブキャリアに注目すると、１回のフーリエ変換の対象であるデータの部分は、基本周波数のサブキャリアの１周期あるいは、逓倍の周波数のサブキャリアの整数倍周期に納められる。フーリエ変換において、各周波数成分を取り出す場合には、各サブキャリアが、基本周波数の１周期について見ると、互いに直交していることを利用する。従って、正しく周波数成分を取り出すことができるためには、受信した信号のフーリエ変換の対象であるデータがサブキャリアの整数倍周期にきっちりと載っている必要がある。さもないと、サブキャリア同士の直交性が崩れ、フーリエ変換をしても正しい値を得られない。
特に、マルチパスによって、遅延波が受信される場合には、図４に示すように、遅延波のデータが時間的に直接波のデータよりも遅れて到着するので、次のデータがすぐ後に続いている場合などは、図４の斜線部分についてフーリエ変換を行うと、符号間干渉（Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＩＳＩ）を生じてしまう。
そこで、図４のように、ガードインターバルを付加すると、ガードインターバルは、データの先頭部分の所定の長さの分のコピーであるので、ガードインターバルを載せるサブキャリアは、データの後方部分と連続的につながり、ガードインターバルの分延びることになる。遅延波がガードインターバルの長さの範囲で許される遅延時間内に受信機に到着すれば、図４の斜線部分についてフーリエ変換しても、直接波も遅延波も基本周波数の１周期についてフーリエ変換することになるので、正しく値を得ることができる。また、データのすぐ後に、他のデータが続かないので、符号間干渉も生じない。なお、遅延波を含むデータのフーリエ変換の結果には、振幅の変化や位相の回転が含まれるが、これは、チャネル推定及びチャネル補償の対象である。
以上のように、ガードインターバルを設けることによって、遅延波が生じてもフーリエ変換の結果の正しさを補償し、かつ、符号間干渉を防ぐ効果を得ることができる。
図５は、本発明の第１の実施形態におけるＡＦＣ装置のブロック構成図である。
図１の説明では、ＩＦＦＴからの出力をＤ／Ａ変換するまでを説明したが、実際には、その後、アナログ信号のレベルで信号の周波数をキャリア周波数にアップコンバージョンしている。従って、受信側では、送信側のキャリア周波数に応じて受信信号をダウンコンバージョンした後に、Ａ／Ｄ変換して、処理する必要がある。本実施形態は、このダウンコンバージョンのための受信側局部発振器の周波数制御を行うためのものである。
なお、本実施形態は、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムを前提に説明するが、ＯＦＤＭをベースとした如何なるシステム、例えば、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡなど、にも適用可能である。
ＡＦＣ（自動周波数制御、Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）装置は、デジタル信号処理部においては、受信波をＡ／Ｄ変換したものを入力する。ここでは、デジタル信号処理部のみについて説明する。遅延器３０は、ガードインターバルとデータからなるＯＦＤＭシステムのシンボルについて、コピーの元になった、シンボルの最初の部分とガードインターバルとの相関を取るために、入力された信号を遅延させて、元のシンボルと乗算するものである。ここで、１シンボルは、１０２４サンプルのデータと２００サンプルのガードインターバルとからなっているとしている。したがって、１シンボルのデータの最初の２００サンプル分と、１シンボルの先頭から１０２４サンプル後方に付加されている、２００サンプルのガードインターバルとの乗算の先頭を一致させるためにデータが入力されると、遅延器３０において、データを１０２４サンプル分遅延させ、１０２４サンプル分後に入力されたデータとの乗算を行う構成となっている。
乗算すなわち、相関演算の結果は、ガードインターバルの長さ分、すなわち、２００サンプル分のシフトレジスタ３１に順次格納され、加算器３２において加算される。加算結果は、ＯＦＤＭシンボル長保持部３３と加算器３４からなるＮフレーム平均部４１に入力される。
ＯＦＤＭシンボル長保持部３３においては、１シンボル分のサンプルデータであるデータ分とガードインターバル分を加えた１２２４サンプル分を格納し、順次入力される各シンボルに対する相関値を加算平均してノイズの影響を取り除く。従って、Ｎフレーム平均部４１では、３２シンボルからなるフレーム内での各シンボル毎の加算と、Ｎフレームの加算とを行うので、合計３２×Ｎ回の加算を行う。
このようにして、Ｎフレーム平均部４１において平均された相関値は、ピーク検出部３５において、相関値のピーク検出にかけられる。そして、位相検出部３６において、ピークの位置が何サンプル目にかるかが検出され、受信機の発振器の周波数のずれを修正するための制御値が出力される。
制御値は、ピークが検出される毎に、スイッチ３７を介して乗算器３８に入力される。乗算器３８では、制御値がいきなり大きな周波数制御を発振器にかけないように、すなわち、段階的に周波数制御をかけるようにするために、制御ステップ幅を規定するαが制御値に乗算される。αは、０＜α＜１の条件を満たす所定の値とする。
このようにして、αが乗算された制御値は、加算器４０及び遅延器３９によって、前回の制御値に今回の制御値を加えるという制御方法を実現するために、遅延させられ、今回の制御値と前回の制御値が加算されて制御信号として、送出される。制御信号は、Ｄ／Ａ変換を経て、発振器の制御に使用される。
本発明は、１シンボル内のガードインターバル相関をフレーム間平均し、Ｓ／Ｎを増大させることで周波数安定度を実現する。しかしながら、移動受信により信号はフェージングによる時間変動を受けるため、これに最も寄与する最大ドップラー周波数が小さいほど平均化によるフェージング抑圧効果が低減され、受信特性が劣化する。
よって、最大ドップラー周波数が小さい場合や低Ｓ／Ｎの場合においては、平均フレーム数内で得られるＳ／Ｎが不十分となり、雑音成分をピークとして検出し、大きな誤差を有する位相変動量を出力することが考えられる。特に、後者の場合はシャドーイングによるＳ／Ｎ低下を想定している。本事象により、大きな周波数制御量が発生するため、初期引き込み及び基地局追従時の双方において周波数安定度を低下させることが考えられる。
本問題を解決するため、平均フレーム数内で得られたＳ／Ｎに閾値を設け、閾値以下であれば周波数制御を行わないことで雑音に追従しない安定度の高い方式を以下に示す。
図６は、本発明の第２の実施形態のブロック構成図である。
同図においては、図５と同じ構成には同じ参照符号を付し、説明を省略する。
受信信号を受け取ると、Ａ／Ｄ変換器４６によってアナログ信号からデジタル信号に変換される。そして、遅延器３０によって１０２４サンプル遅延させられ、相関値が取られる。これが、シフトレジスタ３１によって２００サンプル順次格納され、加算器３２において加算され、Ｎフレーム平均部４１によって加算平均され、ピーク検出部３５において相関値のピークが検出される。
本実施形態では、比較器４７及び乗算器４８が設けられている。比較器４７は、ピーク検出で検出されたピークの大きさが閾値よりも大きいか否かを判断する。これは、ピークの大きさがノイズによって大きく影響を受けている場合には、閾値よりも小さくなると考えられるため、閾値以下のピークはＡＦＣには使用しないようにするものである。したがって、位相検出部３６から出力される制御値に加算するαに重みｋを掛け、ピークが閾値以上の場合には、通常のステップ値、例えば、αを、周波数がずれたときから所定の周波数まで変化させる引き込み時には、１ｐｐｍの値とし、基地局の周波数を追従する基地局追従時には、０．１ｐｐｍとし、ｋを１に近い値とする。一方、ピークが閾値より小さい場合には、ｋ＝０として、周波数制御を停止するようにする。
このようにして調整された制御値は、遅延器３９及び加算器４０を介して、Ｄ／Ａ変換器４９によってアナログ信号に変換され、発振器５０の制御に使用される。
発振器５０の出力は、受信信号のダウンコンバージョンのために、ダウンコンバージョン処理部４５に入力される。
図７は、本発明の第３の実施形態のブロック図である。
本実施形態においては、位相検出値に閾値を設ける。すなわち、あまり大きな制御値は本来生じるはずが無く、所定値以上の位相の制御値が演算された場合には、ノイズの影響を大きく受けているとして制御値を前回の値のままとするものである。
なお、同図においては、図６と同じ構成には同じ参照符号を付し、説明を省略する。
位相検出部３６において検出された位相制御値は、比較器５５に送られ、位相閾値と比較される。位相制御値が閾値以下である場合には、そのまま位相制御値が出力され、発振器５０の位相制御が行われる。位相制御値が位相閾値よりも大きい場合には、ノイズの影響が大きいので、得られた位相制御値を制御に使用すべきでないと判断し、位相制御値を０とする。すなわち、同図において、ｋ＝０などとする。
図８は、本発明の第４の実施形態のブロック図である。
同図においては、図７と同じ構成には同じ参照符号を付して説明を省略する。
本実施形態では、ピーク位置統計情報保持メモリ５５及び比較器（ピーク位置判定）５６が設けられている。ピーク位置統計情報保持メモリ５５は、ピーク検出部３５からのピーク位置を毎回保持しており、どの位置に何回ピークが来たかが分かるようにしている。そして、ピーク検出部３５が検出したピーク位置がピーク位置統計情報保持メモリ５５に格納されているピーク位置の統計情報から見て、異常であると判断される場合には、比較器５６がこれを検出し、ｋ＝０などの設定をして、発振器５０の制御を行わないようにする。これは、ピーク位置が統計的に見て異常であることから、そのピーク位置はノイズに大きく影響を受けたものであり、正しく発振器５０を制御することができないと考えられるからである。
図９は、本発明の第５の実施形態のブロック図である。
なお、同図において、図６と同じ構成には同じ参照符号を付して、説明を省略する。
本実施形態においては、比較器の閾値判定の結果が予測される以上の誤差を持って検出された場合、エラー信号をカウンタ６０に通知することとしている。同図においては、ピーク閾値の場合を示しているが、検出位相やピーク位置など判定手段については制限されない。そして、カウンタ６０は、所定回エラー信号を受けたときには、回復不可能としてアラームを発し、ユーザ（上位レイヤ）に対して受信装置にリセットをかけるよう要求する。
これは、受信機あるいは送信機の故障などにより、完全に同期が崩れてしまった場合などを検出し、リセットをして改めて同期を取り直す動作を行うためである。
図１０は、本発明の第６の実施形態のブロック図である。
同図においては、図９と同じ構成には同じ参照符号を付して、説明を省略する。また、判定手段については図９と同様に制限されない。
本実施形態においては、カウンタ６０からのアラーム信号を受信し、自動的にリセットあるいは、同期回復のための処理を自動的に行うモード制御部６５が設けられている。モード制御部６５は、新たな同期を得るために、引き込み処理を起動する。すなわち、発振器５０の制御値の制御ステップであるαの値を大きくし（例えば、０．１ｐｐｍから１ｐｐｍに設定する）、Ｎフレーム平均部４１が、ノイズ除去のために行う加算平均を行うフレームの数Ｎを少なくする。これにより、周波数の差異を迅速に修正し、所望の周波数に近づけることができる。しかし、引き込み処理で所定時間動作すると、ほぼ所望の周波数に至るが、制御ステップが大きかったり、ノイズ除去が十分でないため、周波数の揺らぎが大きくなってしまう。そこで、引き込み処理を所定時間実行後、基地局追従処理（通常状態の周波数制御処理）を行う。すなわち、αの値を小さな値とし（例えば、１ｐｐｍから０．１ｐｐｍに変更する）、Ｎフレーム平均部４１の平均するフレーム数を多くするなどの処理を行うようにする。αの値を小さくすることにより、制御値の変動が小さくなり、周波数の大きなゆらぎを抑えることができる。また、平均するフレームの数を多くすることにより、ノイズの影響も小さくすることができ、やはり周波数揺らぎを抑えることができる。
図１１及び図１２は、ピーク値の閾値判定及び位相検出値の閾値判定の方法を説明する図である。
図１１に示すように、前述の実施形態においては、ピーク値が閾値よりも大きければ、ｋ＝１とし、ピーク値が閾値よりも小さければ、ｋ＝０とする硬判定を前提に説明したが、軟判定を適用することも可能である。すなわち、ｋの値に上限ｋ_{ｕｐｐｅｒ}を設けておき、上限までのｋの値を線形的に変化させることが考えられる。このようにすることにより、よりきめ細かい制御が可能となる。
同様に、図１２は、位相検出値の閾値判定の場合に、硬判定と軟判定を行う可能性を示したものであり、図１１と同様であるので、説明を省略する。
ただし、ここでのΔθは、検出位相の絶対値を示している。
図１３は、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムにおける同期補足に使用可能な選択範囲の説明をする図である。
ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムでは、同じ周波数で異なる基地局から電波が送信されているので、受信機で同期補足をしようとする場合、前述の実施形態のように相関値のピーク検出をすると、異なる位置にピークが複数現れる可能性がある。しかし、基地局は全て、同じ周波数で電波を送信しているので、何れの基地局の電波を使って周波数設定を行っても良い。
したがって、図１３（ａ）、（ｂ）のようにピーク位置が２つ存在しても、（１）の範囲の相関値のピークを使用して周波数制御を行っても良いし、（２）の範囲の相関値のピークを使用して周波数制御を行っても良い。本手段は、同一周波数を用いたＯＦＤＭ伝送システムで有れば良く、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムに限定されない。
図１４は、本発明の第１の実施形態を適用した場合の引き込み特性を示した図である。
同図においては、相関値のピーク値に関する閾値をＰ_ｔｈとし、位相変動量を

とする。ここで、Ａ（ｊ）は、相関値の値であり、ｍａｘ｛Ａ（ｊ）｝は、ピーク値である。また、ＩｍとＲｅは、それぞれ虚数部分と実数部分を示している。すなわち、受信信号は複素信号であるとしている。また、期待されるピーク値の平均をＰ_ａｖとすると、閾値Ｐ_ｔｈは、
Ｐ_ｔｈ＝βＰ_ａｖ
で表されるとしている。
同図では、以上の場合の、β＝０．２５、０．５の場合及び閾値がない場合について示している。閾値なしでは、１１秒から１２秒目当たりに大きな周波数残差が生じているが、閾値を用いた場合には、そのような周波数の大きな揺らぎは生じておらず、安定に周波数を制御できていることが分かる。
図１５は、本発明の第２の実施形態を適用した周波数引き込み特性を示したグラフである。
ここでは、位相変動量に関する閾値をθ_ｔｈとすると、位相変動量を

ここで、θ_ｔｈは想定される周波数安定度において期待される位相変動量である。
同図においては、θ_ｔｈ＝４７°、２３．５°及び閾値なしについて示している。いずれも、１１秒から１２秒目に見られる周波数の大きな変化が抑制され、周波数が安定化していることが分かる。
産業上の利用可能性
本発明によれば、ＯＦＤＭシステムにおける精度の良いＡＦＣ装置を提供できる。特に、第４世代移動通信システムの有力候補と言われるＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムの実現に寄与の大きい技術である。
【図面の簡単な説明】
図１は、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムの送信機の概略構成を示したブロック図である。
図２は、サブキャリア方向を縦軸に、時間方向（タイムスロット方向）を横軸に取って、各変調信号シンボルがどのように配列されるかを示した図である。
図３は、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムにおける受信機側の概略構成を示すブロック図である。
図４は、ガードインターバルを説明する図である。
図５は、本発明の第１の実施形態におけるＡＦＣ装置のブロック構成図である。
図６は、本発明の第２の実施形態のブロック構成図である。
図７は、本発明の第３の実施形態のブロック図である。
図８は、本発明の第４の実施形態のブロック図である。
図９は、本発明の第５の実施形態のブロック図である。
図１０は、本発明の第６の実施形態のブロック図である。
図１１は、ピーク値の閾値判定及び位相検出値の閾値判定の方法を説明する図（その１）である。
図１２は、ピーク値の閾値判定及び位相検出値の閾値判定の方法を説明する図（その２）である。
図１３は、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムにおける同期補足に使用可能な選択範囲の説明をする図である。
図１４は、本発明の第１の実施形態を適用した場合の引き込み特性を示した図である。
図１５は、本発明の第２の実施形態を適用した周波数引き込み特性を示したグラフである。

Claims (22)

1. ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎａｌ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）システムにおける自動周波数制御装置であって、
   受信信号のガードインターバルとデータの相関を取る相関手段と、
   該相関の複数シンボル及び複数フレームに渡る加算平均を取る加算平均手段と、
   加算平均された相関のピーク位置を検出するピーク位置検出手段と、
   該検出されたピーク位置に基づいて、発振器の制御を、所定の制御ステップで行う制御手段と、
   を備えることを特徴とする自動周波数制御装置。
2. 前記相関のピーク値が所定値よりも小さい場合には、前記発振器の制御を行わないことを特徴とする請求項１に記載の自動周波数制御装置。
3. 前記相関のピーク位置から取得される位相変動量が所定値以上である場合には、前記発振器の制御値を更新しないことを特徴とする請求項１に記載の自動周波数制御装置。
4. 前記相関のピーク位置が、先立つ時間に得られたピーク位置の統計情報からみて、異常と判断された場合には、前記発振器の制御を行わないことを特徴とする請求項１に記載の自動周波数制御装置。
5. ピーク位置が予測以上の誤差を持って検出された回数が所定回数を超えた場合には、ユーザあるいは上位レイヤにアラームを提示し、前記自動周波数制御装置の制御を促すことを特徴とする請求項１に記載の自動周波数制御装置。
6. 前記ピーク位置が予測以上の誤差を持って検出された回数が所定回数を超えた場合に、相関の加算平均フレーム数と制御ステップの幅を変更することを特徴とする請求項１に記載の自動周波数制御装置。
7. 前記相関のピーク値に基づく制御ステップは、ピーク値の変化に対して滑らかに変化することを特徴とする請求項１に記載の自動周波数制御装置。
8. 前記相関のピーク位置から取得される位相変動量に基づく制御ステップは、位相変動量変化に対して滑らかに変化することを特徴とする請求項１に記載の自動周波数制御装置。
9. 前記加算平均のためのフレーム数は、初期引き込み時と基地局追従時とで異なることを特徴とする請求項１に記載の自動周波数制御装置。
10. 前記制御ステップは、初期引き込み時と基地局追従時とで異なることを特徴とする請求項１に記載の自動周波数制御装置。
11. 前記自動周波数制御装置は、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムに適用されることを特徴とする請求項１に記載の自動周波数制御装置。
12. ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎａｌ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）システムにおける自動周波数制御方法であって、
    受信信号のガードインターバルとデータの相関を取る相関ステップと、
    該相関の複数シンボル及び複数フレームに渡る加算平均を取る加算平均ステップと、
    加算平均された相関のピーク位置を検出するピーク位置検出ステップと、
    該検出されたピーク位置に基づいて、発振器の制御を、所定の制御ステップで行う制御実行ステップと、
    を備えることを特徴とする自動周波数制御方法。
13. 前記相関のピーク値が所定値よりも小さい場合には、前記発振器の制御を行わないことを特徴とする請求項１２に記載の自動周波数制御方法。
14. 前記相関のピーク位置から取得される位相変動量が所定値以上である場合には、前記発振器の制御値を更新しないことを特徴とする請求項１２に記載の自動周波数制御方法。
15. 前記相関のピーク位置が、先立つ時間に得られたピーク位置の統計情報からみて、異常と判断された場合には、前記発振器の制御を行わないことを特徴とする請求項１２に記載の自動周波数制御方法。
16. 前記ピーク位置が予測以上の誤差を持って検出された回数が所定回数を超えた場合には、ユーザあるいは上位レイヤにアラームを提示し、前記自動周波数制御装置の制御を促すことを特徴とする請求項１２に記載の自動周波数制御方法。
17. 前記ピーク位置が予測以上の誤差を持って検出された回数が所定回数を超えた場合に、相関の加算平均フレーム数と制御ステップの幅を変更することを特徴とする請求項１２に記載の自動周波数制御方法。
18. 前記相関のピーク値に基づく制御ステップは、ピーク値の変化に対して滑らかに変化することを特徴とする請求項１２に記載の自動周波数制御方法。
19. 前記相関のピーク位置から取得される位相変動量に基づく制御ステップは、位相変動量変化に対して滑らかに変化することを特徴とする請求項１２に記載の自動周波数制御方法。
20. 前記加算平均のためのフレーム数は、初期引き込み時と基地局追従時とで異なることを特徴とする請求項１２に記載の自動周波数制御方法。
21. 前記制御ステップは、初期引き込み時と基地局追従時とで異なることを特徴とする請求項１２に記載の自動周波数制御方法。
22. 前記自動周波数制御装置は、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡシステムに適用されることを特徴とする請求項１２に記載の自動周波数制御方法。

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