JP2004343732A - 同期パルスを生成する方法、装置およびその装置を備える受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調信号のシンボル同期パルスを生成するための改善された技術を提供する。
【解決手段】 ＯＦＤＭ信号のような信号内のシンボル境界を表す同期パルスが、ＯＦＤＭシンボルの有用な部分だけ離れたサンプル間の振幅差を表す第１の信号と、それらのサンプル間の位相差を表す第２の信号とを導出し、第１および第２の信号を合成して、合成された信号を導出することにより得られる。その合成された信号は検査され、その信号が予め決められたように変化するのに応じて、同期パルスが生成される。
【選択図】図３

Description

本発明は、ガード区間と有用なシンボル周期とが存在し、データを含む有用なシンボル周期の一部がガード区間内の一部に相当するようなフレームを含むタイプの信号の同期に関する。限定はしないが、とくに直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調信号のシンボル境界を表す同期パルスの生成、たとえばフーリエ変換復調において用いるもの、に関する。

ＯＦＤＭシステムは既知である。ＯＦＤＭ受信機の同期には様々な技術が利用されてきた。これらの技術の幾つかでは、特別な同期信号を伝送する必要がある。また別の技術は、完全なシンボルが「有用な部分（useful part）」と「保護スペース（guard space）」とからなる標準のＯＦＤＭ信号に準拠しており、保護スペースは保護間隔（guard interval）、周期的拡張（cyclic extension）、または周期的プレフィックス（cyclic prefix）と呼ばれることがある。

保護スペースはシンボルの有用な部分の前にあり、有用な部分の終端部のデータの反復を含んでいる（これは有用な部分の始端のデータと同じデータを含む保護スペースを、有用な部分の後に有していることと等価である）。

保護スペース内の重複データに準拠する同期技術は、一般に、シンボルの有用な部分の長さだけ間隔を隔てた複合サンプル間で相互相関を行うことによって動作する。それによって受信信号のフーリエ変換に利用されるタイミングパルスが生成される。パルスのタイミングは、フーリエ変換ウインドウが単一のシンボルからのデータだけを含むようなタイミングである。

タイミングが適正ではない場合は、シンボル間干渉（ＩＳＩ（inter-symbol-interference））が発生する。しかし、保護スペースを用いることによって、依然としてＩＳＩを回避しつつ、パルスのタイミングを一定量変化させることができる。保護スペースは、異なる経路を経て受信された信号間の予測される最長の遅延の広がりよりも長くする必要がある。保護スペースは信号の有用な部分と比較して相対的に小さく、通常、保護スペースはＮ／３２、Ｎ／１６、Ｎ／８、またはＮ／４のサンプルを含んでいる。ここで、Ｎはシンボルの有用な部分内のサンプル数である。

相互相関関数から同期パルスを導出するための種々の手法が存在する。これらの手法は一般的な受信条件においては十分に動作するが、ある望ましくない時点においてタイミングパルスが生成され、ＩＳＩに繋がるような状況が存在する。

雑音あるいはマルチパス干渉がない場合には、ガード区間サンプルが、それと等しい値を有するシンボルの有用な部分のサンプルと相互相関をとられる時間を除いて、相互相関器は平均が０である出力を生成する。等しい値の相互相関がとられる時間中には、相互相関器は高いレベルの出力を生成する。この高いレベルの出力は、あるシンボルが終了し、次のシンボルが開始される時点において終了する。ある従来技術による装置は、相関器の出力を積分し、その後、結果として生成された信号のピークを検出して、各シンボルの終了時にタイミングパルスを生成する。マルチパス干渉がある場合には、異なる遅延を経て同じ信号が受信されるので、ＩＳＩを避けるために、その信号の種々の受信されたバージョンのガード区間の重なりに等しい幅を有する窓において、同期パルスが生成されるべきである。しかしながら、相互相関器は、種々の受信された信号バージョンのガード区間サンプルのいずれかが相互相関器によって処理されている時間にわたって、有意な出力を生成するであろう。いくつかの状況では、この結果として、最適な窓の外側においてタイミングパルスが与えられ、それによりＩＳＩに繋がるであろう。

ＧＢ−Ａ−２３７３６９２（参照により本明細書に援用される）は、相関器出力を、短いスライディング平均窓（sliding-mean window）を有しそれにより出力の変動に正確に追従する積分器にかけることにより、この問題を軽減することを目的とする装置を開示する。このようにして、相関出力が有意である（相関器が、ひとつの受信信号バージョンからのガード区間サンプルを処理しているため）時間が有効にサブ区間に分割され、適当なサブ区間において同期パルスを得ることができる。相互相関器の代わりに、ＥＰ−Ａ−１０７９５７９（参照により本明細書に援用される）に記載されるような、シンボルの有用な部分の長さだけ分離されたサンプルの絶対値間の差を求める装置を用いることもできる。これによれば、局部発振器のドリフトによって引き起こされる位相回転の変動によって誤差が生じるのが避けられる。

ＯＦＤＭシンボル同期パルスを生成するための改善された技術を提供することが望ましいであろう。

本発明の複数の態様が添付の特許請求の範囲において述べられる。

本発明の別の態様によれば、シンボルの有用な部分に対応する時間だけ離れた受信信号のサンプルの対を検査して、各対のサンプルの振幅間の関係に基づいて第１の信号を与え、各対のサンプルの位相間の関係に基づいて第２の信号を与えることにより、同期パルスが導出される。これら２つの信号は合成されて、その合成された信号が検査され、合成された信号が所定の方法で変化するのに応答して、同期パルスが生成される。

サンプルの対が、ガード区間と、信号の有用な部分内の対応するサンプルとから得られるとき、それらのサンプルは一致する振幅値および位相値を有するはずである。実際には、雑音、マルチパス干渉、局部発振器周波数のオフセットなどに起因して、振幅値および位相値は等しくならないかもしれない。それにもかかわらず、振幅間の差および位相間の差はいずれも比較的小さくなるであろう。

一方、これらのサンプルがそのシンボルの他の部分から得られるとき、各対内の個々のサンプルの振幅値および位相値間には何ら決まった関係はないであろう。したがって、振幅の差および位相の差はいずれも大きく変動し、いずれも平均して比較的高くなるであろう。

振幅の差および位相の差を、（数多くの従来技術の装置のように位相情報を破棄するのではなく）いずれも個別に考慮することにより、ガード区間サンプルが処理されている時間と、ガード区間サンプルが処理されていない時間との間により明らかな区別を付けることができる。さらに、マルチパス干渉がある場合、ガード区間サンプルがその信号の種々のバージョンから得られるので、種々のレベルのＩＳＩ雑音が存在する、ガード区間サンプルが処理されている時間の種々のサブ区間をさらに容易に区別することができる。

本発明の好ましい実施形態では、マルチパス干渉がある場合に、（受信された信号の各バージョンにそれぞれ対応する）ガード区間が処理され始めるか、あるいは処理が終わるときには必ず、合成された信号はレベル変化を示す。あるガード区間が処理されなくなったことを指示するための第１のレベル変化の検出に応じて、同期パルスが生成される。

雑音の影響を低減するために、振幅差信号および位相差信号のうちの少なくとも一方、好ましくは両方が、隣接するサンプルの対応する値とともにローパスフィルタにかけられることが好ましい。これは，連続した値のスライディング平均をとることにより達成される。異なるガード区間のサンプルが処理されている間に現れる値の差を大きくするために、位相差信号をフィルタリングして、相対的に大きな位相差の値を追跡することが好ましい。

連続したシンボルの対応する部分の信号値は、雑音の影響を低減するためにフィルタリングされることが好ましい。

ここで、本発明を実施する装置の一例が、添付の図面を参照しながら記載されるであろう。

図１を参照すると、ＯＦＤＭ受信機２は、信号を受信し、ＲＦ信号をＩＦ信号に変換するダウンコンバータ６に前記信号を提供するアンテナ４を備えている。この信号は、次にＩＦ／ベースバンドコンバータ８によってベースバンド信号に変換される。これによりその出力で、伝送された各々のＯＦＤＭシンボルの複合サンプルが生成される。これらの複合サンプルはアナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ１０によってデジタル化され、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路１４に送られる。ＦＦＴ回路１４はサンプルを時間領域から周波数領域へと変換し、その出力でシンボルデータがデコーダ１７に送られる。必要ならば、Ａ／Ｄコンバータ１０からの複合サンプルはサンプルクロックおよび周波数同期回路１８にも送られ、ダウンコンバータ６およびＩＦ／ベースバンドコンバータ８が利用する局部発振器周波数を制御するために利用される。しかし、このようなフィードバックの必要がない受信機を実施することも可能である。

複合サンプルは、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路１４によって利用される同期パルスを生成するシンボル同期回路２０にも送られる。各変換動作をＯＦＤＭシンボルの始端と位置合わせするために、ＦＦＴ回路１４には同期パルスが必要である。

これまで記載された回路は、従来技術において知られており、もともと知られている多数の方法において変更を加えることができる。本発明は、シンボル同期回路２０において用いるための新規で、創意のある技術に関する。

図２は送信される信号を概略的に示しており、その信号は複数のフレームを含み、各フレームはそれぞれＮｇ個のサンプルからなるガード区間と、それに続く、そのシンボルの有用な部分を形成するＮ個のサンプルとを含む。有用な部分は、（Ｎ−Ｎｇ）個のサンプルと、それに続く、ガード区間のサンプルに同一のＮｇ個のサンプルとを含む。

低速フェージングのマルチパスチャネルの場合、図２に示されるように、受信機は送信された信号の多数のレプリカを受信する。信号のレプリカはそれぞれ、チャネル遅延プロファイルによる、対応するチャネル経路の複素減衰および遅延によって、独立して増減される。受信された信号はこれらの全レプリカの線形な重ね合わせであり、不鮮明なフレーム境界が生成される。

これらの複数のレプリカの並びを検討することにより、ＯＦＤＭシンボルの受信された信号においてＩＳＩのない領域が、最後のレプリカの始点と最初のレプリカの終点との間に存在することが明らかになる。チャネル遅延の広がりがガード区間の長さ未満であるものと仮定すると、この領域は潜在的に、ＦＦＴ処理用のＮ個のサンプルを含むブロックを定義するための複数の選択肢を有するであろう。ＩＳＩ雑音を避けるという点においては、これらのブロックのうちいずれもが有効であるが、ＦＦＴ窓を第１のレプリカのガード区間の終わりの位置から開始するサンプルブロックと同期させて、そのガード区間を完全に利用できるようにすることが好ましい。これは周波数領域の出力における位相変動率の最小化にも繋がり、その結果として、ＦＦＴ後に等化を実施する必要性を小さくできる可能性がある。この観点から、最適なタイミング同期の問題を、受信機内のサンプルクロックに対して第１の経路の時間位置を推定する問題と同等であるとみなすことができる。

この図のシンボル同期ブロック２０の詳細が図３に示される。図３を参照すると、ブロック２０は、図１に示されるＯＦＤＭ受信機フロントエンドのＡ／Ｄコンバータ１０から、デジタル化された複素ベースバンドサンプルｒ（ｋ）を受信し、処理する。

複素ベースバンド入力サンプルｒ（ｋ）は、遅延回路２０２によってＮサンプル時間だけ遅延され、結果として遅延されたサンプルｒ（ｋ−Ｎ）が生成され、それによりＯＦＤＭシンボル系列の構造的な冗長性（すなわち、ガード区間を形成する部分が有用な部分のうち一部のコピーであるという事実）を容易に利用できるようになる。その後、受信された信号サンプルおよびその遅延されたバージョンが、２つの異なる信号処理回路によって処理され、以下に記載されるように、サンプル毎に、振幅特性出力信号ｐ（ｋ）および位相変動特性出力信号σ（ｋ）が生成される。

遅延されていないサンプルｒ（ｋ）および遅延されたサンプルｒ（ｋ−Ｎ）はそれぞれスクエアリング回路２０４、２０６に供給され、その出力が加算器２０８に送出されて、一方が他方から減算される。その差の絶対値がモジュラス回路２１０から導出され、その出力がスライディング平均計算器２１２に送出される。したがって、振幅出力ｐ（ｋ）は、受信されたサンプルの二乗と、Ｎサンプルだけ遅延されたサンプルの二乗との差のスライディング平均である。ただし、ＮはＯＦＤＭシンボルの有用な部分の長さをサンプル数で表したものに相当する。スライディング平均は、ＯＦＤＭシンボルのガード区間長よりも十分に短い窓サイズＬｓ（たとえば、Ｌｓ＝５）にわたって計算される。

遅延されていないサンプルｒ（ｋ）は複素共役器２１４に供給され、その後、乗算器２１６によって、遅延されたサンプルｒ（ｋ−Ｎ）と乗算される。こうして、遅延されたサンプルと遅延されていないサンプルとが相互相関をとられ、サンプルの対間の位相差が暗黙のうちに評価される。その後、その結果は、この実施形態では同じくＬｓの窓サイズを有するスライディング平均計算器２１８によって累算される。複素出力ｙ（ｋ）は位相角計算器２２０に供給され、位相角φ（ｋ）が導出される。この位相信号はさらに処理されて、隣接する出力値φ（ｋ）の位相の変動に関連する、以下に記載されるような出力σ（ｋ）が生成される。

位相変動特性計算器２２２は関数Γ（φ）を位相角φ（ｋ）に適用して、Ｌｓサンプルの局所的な窓内の位相変動を示す値を計算する。Γ（φ）はサンプルのグループどうしの間の位相差を計算し、その出力として２番目に大きな差分値をとる演算子である。すなわち、以下の式が成り立つ。

ここで、（１）内の式｜φ_ｋ−φ_ｊ｜は２つの角度値間の最も短い距離演算を行う（すなわち、すべての余分な２π値を除去し、πよりも小さな絶対値を生成する）ことを示し、ｔｒｉｍｍｅｄ＿ｍａｘ｛｝は、入力セット内の最も大きな値要素の除去（刈込み）を表す。最も大きな値要素は、雑音異常に起因する誤りの可能性を低減するために、すなわち、時々生じる異常値の影響を軽減するために無視される。しかしながら、これは不可欠ではない。すなわち、関数Γ（φ）は代わりに最も大きな位相変動値を計算することもできる。

ガード区間から得られるサンプルを処理していない間、位相差は高い値と低い値との間で大きく変動する。相対的に高い値を追跡することにより、すなわち稀にしか生じない一過性の低い値をすべて効果的に無視することにより、関数Γ（φ）は、ガード区間から得られるサンプルを処理するときの出力に比べて、さらに特徴的な出力を生成する。さらに、ガード区間サンプルが処理されている時間内の出力値は、位置ｋを中心として与えられる局部領域における位相の整合状態の定量的表現を与えることにより、以下に示されるように、ＩＳＩ雑音の度合いに応じて異なる特性を示す傾向があるであろう。

しかしながら、他の関数を用いることもできることに留意されたい。たとえば、Γ（φ）は平均位相差値を計算することもできる。

位相角の用いられ方から、φ（ｋ）の計算は極めて正確である必要はないことにも留意されたい。位相角値を求めるために、位相計算装置の代わりに、適度なサイズの参照テーブルを用いることができるので、これは実施上の利点を有するであろう。

振幅に関連する信号ｐ（ｋ）および位相変動に関連する信号σ（ｋ）は乗算器２２４によって合成されて、ｚ（ｋ）が生成される。信号ｚ（ｋ）が実数値をとりながら、ｒ（ｋ）およびｒ（ｋ−Ｎ）として対をなす元の複素値のベースバンドサンプルに関連する情報を含むことは注目に値する。信号ｚ（ｋ）が実数であり、複素数ではないため、後続の回路部品は簡略化される。

ＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタブロック２２６（係数αおよびβを有する）が、フィルタリングされた出力ν（ｋ）＝β^＊ν（ｋ−Ｎｇ−Ｎ）＋α^＊ｚ（ｋ）を生成するために信号ｚ（ｋ）に適用される。ただし、α＝１−βであり、Ｎｇはサンプルのガード区間長である。ひとつのＯＦＤＭシンボルに含まれる全サンプル列の長さである、フィルタ２２６の遅延回路２２８によって得られるＮｇ＋Ｎサンプルの遅延長に起因して、ＩＩＲフィルタリングはサンプル毎シンボル毎に行われる。

その後、信号ν（ｋ）は、長さＬ_ｍ（たとえば、Ｌ_ｍ＝５）のメジアンフィルタ２３０においてさらに処理され、出力ｕ（ｋ）が生成される。従来からのローパスフィルタと比べると、メジアンフィルタは、雑音を除去することに加えて、入力信号内の急峻なエッジを保持するという望ましい特徴を有する。再び、フィルタ窓サイズＬ_ｍは小さく、Ｌ_ｓに等しくないにしてもＬ_ｓと比較できる大きさの値を有するべきである。メジアンフィルタの動作は以下のように記載されることができる。
ｕ_ｋ＝ｍｉｄ｛ν_ｋ＋１｝；ｊ＝−Ｌ_ｍ／２，．．．，Ｌ_ｍ／２ （２）
メジアンフィルタは、ブロック内のメジアンすなわち中央値によって、サンプルの１ブロックを置き換えるだけである。

メジアンフィルタは以下のようにして実装されることができる。メモリのあるブロックが、受信されたサンプルのうち最後のＬ_ｍ個を格納する。新しいサンプルはそれぞれ、最も古いサンプルの代わりにこのメモリに追加され、最も古いサンプルは窓あるいはブロックから外れる。その際、母集団全体がソートされる必要があり、それは「バブル・ソート」を用いて行うことができる。メモリは、サンプルの値だけでなく、その受信時刻に関する値も格納することが好ましい。新たなサンプルが受信されるとき、現時点で格納されているサンプルのうち最も古いものが除去される。解放された空間を用いて、新たなサンプルが数値順にその正しい場所に挿入されることができるように、残りのサンプルが上または下に１つだけシフトされるようになる。このようにして、サンプルの母集団が常に数値順に格納される。その際、メジアンは単にそのリストの中央にある値である。当然、他のソート方法を用いて、効率を改善することもできる。

図４は、システムが、異なる遅延を受けている複数の受信信号のガード区間シンボルを処理している間、すなわちシンボルの終端部分において複製されたサンプルが受信されており、遅延されたガード区間サンプルとともに処理されているときのメジアンフィルタ２３０の出力の一例を示す。縦軸は任意の単位のメジアンフィルタ出力の振幅を表し、横軸はサンプル番号を表す。

その波形は、最初は破線で示される平均レベルの周辺で変動する相対的に高いレベル（データ内容、雑音などの何らかの特性に起因するもの）を選ぶことに気付くであろう。しかしながら、受信信号のバージョンの第１番目のものの複製されたサンプルが処理され始めると、信号レベルは大きく降下し、２で示されるような、より低いレベルの周辺で変動するようになる。受信された信号のうち次のバージョンの複製されたシンボルが現れるとき、そのレベルは３で示されるようにさらに降下する。同様に、第３番目の信号バージョンの複製されたシンボルが現れるとき、そのレベルは４で示されるレベルまで降下する。

時間２の間にそのレベルは大きく変動するが、時間３および４ではその変動がより小さくなることに気付くであろう。これは、一連のレベルにおいてＩＳＩ雑音の度合いが徐々に減少しているためであり、関数Γ（φ）に起因して、雑音が大きくなると、その出力値の揺れが大きくなる傾向がある。平均信号レベルの差に加えて、この信号特性の差が加わっている。

第１番目の信号バージョンの複製されたサンプルが終了した後に、その信号レベルは５で示されるレベルまで上昇する。信号レベルが、再び破線によって示される平均値を選ぶ段階６に達するまで、他の受信信号バージョン内の複製されたシンボル列の終了後に、同様にして他の信号レベル上昇も生じる。

それゆえ、対象の領域では、その波形は、多段の溝のそれぞれの側において、図に示されるような肩部を示す。図４に示される溝の第１の立ち上がりエッジは、同期信号が生じるのに最適な点に対応する（先に説明されている）。

したがって、フレームの観点から見ると、信号ｕ（ｋ）は、ＩＳＩの影響が最小となるガード区間内のｒ（ｋ）のサンプルの場所を示す領域内に最も深いノッチを有するという望ましい特徴を有する。最小値検出器２３２（図３）は、信号ｕ（ｋ）の最小値ｕ_ｍｉｎおよび最小点の指標ｋ_ｍｉｎを求めることにより、この特徴を利用する。その後、信号ｕ（ｋ）の次の立ち上がりエッジを見つけるために、これらの値を用いて、適応的な閾値および検索開始点が設定される。適応的な閾値δ_１（ｕ_ｍｉｎ）は以下の線形方程式に従って計算される。
δ_１（ｕ_ｍｉｎ）＝λ＊ｕ_ｍｉｎ＋η （３）
ただし、λは約１．２５の値を有する一定の利得であり、ηは所定のオフセットであり、肩部領域（図４）の平均値の約５％であることが好ましい。これらのパラメータは、システム設計の一部として求められるものと考えられるが、それらは適応的な手法においてオンラインで調整されることもできる。

エッジ検出器２３４は、レベル交差検出器と、ＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタとして実装される微分器とを備える。同期点は、最小値位置ｋ_ｍｉｎから開始する、指標が増加する方向への検索動作によって求められる。より具体的には、同期点ｋ_ｓｙｎｃは次の（ａ）（ｂ）を満たすｋのうちの最小値である。
（ａ）適応的な閾値を超え、すなわちｕ_ｋ〉δ_１（ｕ_ｍｉｎ）であり、かつ
（ｂ）その位置ｋの直後の時間にわたる値が全体として、位置ｋの直前の時間内の値よりも、少なくともある一定の量だけ大きい、すなわち以下の式が成り立つ：

ただしδ_１（ｕ_ｍｉｎ）は式（３）によって得られる適応的な閾値であり、δ_２は固定の閾値である。このｋ_ｓｙｎｃ指標は、ＩＳＩによる汚染が最小であるＮサンプルデータブロックの開始位置を指しており、これをＯＦＤＭシンボルＦＦＴ窓の開始を指示する同期パルスとして用いることができる。

条件（ｂ）は、同期点が、高いＩＳＩ雑音の時間中にではなく、信号ｕ（ｋ）が比較的安定した状態になった後にのみ配置されることを意味することに気付くであろう。この条件は、点ｋの前後に、Ｌｓと比べて相対的に長いが、依然としてガード区間よりも十分に短い検査時間を含むことが望ましい。

種々のフィルタ２１２、２１８、２２２、２２６、２３０の特性および位置は、同様の効果を達成する多数の方法に変更可能である。これらのフィルタ２１２、２１８、２２２および２３０は、サンプルの方向において作用し、実質的にローパスフィルタであるが、これらのフィルタはガード区間よりも十分に短い実効時定数を有し、同期パルスが導出されるメジアンフィルタ２３０の出力が、ガード区間サンプルが処理されている時間中に複数のサイクルにわたって大きく変動できるようになされるべきである。したがって、この装置のフィルタリングおよび処理パラメータは、その処理によって抽出される特徴がガード区間に対して明確に定義されるように求められる。

本発明は、高速フーリエ変換が実行されるサンプルの窓を、同期パルスを用いて画定する、ＯＦＤＭ受信機の内容に沿って記載されてきた。しかしながら、本発明は、シンボル境界を表す同期パルスが必要とされる他の状況においても有用である。たとえば、そのようなパルスは完全なＦＦＴ復調が実行されないリピータにおいても有用であろう。

本発明は、マルチキャリア信号、とくにＯＦＤＭ信号の内容に沿って記載されてきたが、ＳＣＦＤＥ（シングルキャリア周波数領域等化）信号のような、シングルキャリア信号に適用することもできる。

本明細書に記載される機能的な構成要素は、専用ハードウエアあるいはソフトウエアにおいて実装することができる。

本発明によるＯＦＤＭ受信機のブロック図である。 ＯＦＤＭ信号上のマルチパス干渉の影響を表す概略図である。 図１の受信機の同期回路のブロック図である。 図３の回路のメジアンフィルタの出力の一例を示す図である。

Claims (11)

1. ガード区間によって分離される有用なシンボル周期を含む信号内のシンボル境界を表す同期パルスを生成する方法であって、前記各ガード区間内のデータは対応する有用な周期内のデータの一部に対応し、
   前記方法は、
   前記シンボルの有用な部分に対応する時間だけ離れた受信信号のサンプルの複数の対を、前記各対のサンプルの振幅間の関係に基づいて第１の信号を導出し、前記各対のサンプルの位相間の関係に基づいて第２の信号を導出することで処理することと、
   前記第１の信号および前記第２の信号を合成することと、
   前記合成された信号が所定の方法で変化するのに応じて、前記同期パルスを生成することと
   を含む、ガード区間によって分離される有用なシンボル周期を含む信号内のシンボル境界を表す同期パルスを生成する方法。
2. 前記同期パルスは、それぞれ異なる遅延を受ける前記信号の多数のバージョンのうちの第１番目のバージョンのガード区間データの処理の終了に対応する、前記合成された信号の変化を検出することに応じて生成される請求項１に記載の同期パルスを生成する方法。
3. 連続したサンプル対に対する前記第１の信号の値の変動を低減するように、前記第１の信号をローパスフィルタにかけるステップを含む請求項１又は２に記載の同期パルスを生成する方法。
4. 連続したサンプル対に対する前記第２の信号の値の変動を低減するように、前記第２の信号をローパスフィルタにかけるステップを含む請求項１ないし３のいずれか一項に記載の同期パルスを生成する方法。
5. 相対的に高いレベルの位相差に対応する値を追跡することにより、前記第２の信号をフィルタリングするステップを含む請求項１ないし４のいずれか一項に記載の同期パルスを生成する方法。
6. 前記合成された信号の値を、異なるシンボルにおける対応する部分の値と合成するように、前記合成された信号にフィルタを適用し、前記フィルタリングされた合成された信号から同期パルスを導出するステップを含む請求項１ないし５のいずれか一項に記載の同期パルスを生成する方法。
7. 前記同期パルスを導出する前に、前記合成された信号をメジアンフィルタにかけることを含む請求項１ないし６のいずれか一項に記載の同期パルスを生成する方法。
8. 前記第１の信号、前記第２の信号および前記合成された信号は、前記ガード区間よりも十分に短い間隔で前記合成された信号が変動できるように導出される請求項１ないし７のいずれか一項に記載の同期パルスを生成する方法。
9. ＯＦＤＭ信号のシンボル境界を表す同期パルスを生成するために用いられる請求項１ないし８のいずれか一項に記載の同期パルスを生成する方法。
10. 信号のシンボル境界を表す同期パルスを生成するための装置であって、請求項１ないし９のいずれか一項に記載される方法に従って動作するように構成される装置。
11. 信号を受信し、復調するための手段を備える受信機であって、請求項１０に記載の装置を備える受信機。

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