JP2006504359A - トレーニングシーケンスを同期化するための方法および装置 - Google Patents

Abstract

受信機と、既知のトレーニングシーケンスで変調されたキャリアを含む信号を受信するための方法とを記載する。ここでは、既知のトレーニングシーケンスを含む受信信号の一部の自己相関による自己相関信号から、キャリア周波数のオフセットの推定値が得られる。受信信号は、得られた周波数のオフセットにより補償されて、補償された受信信号を形成する。受信信号に対するタイミング基準は、補償された受信信号の、既知のトレーニングシーケンスとの相互相関により得られる。

Description

この発明は、受信した信号を同期化するための方法および装置に関し、特に、電気通信網で使用するための方法および装置に関する。この発明はまた、データがフレームで送信されかつトレーニングシーケンスが同期化用に提供されている受信信号の同期化のためのコンピュータプログラムプロダクトにも関する。この発明は特に、データがフレームで送信されかつトレーニングシーケンスが同期化用に提供されている電気通信網、特に、ＯＦＤＭおよびＣＯＦＤＭの電気通信システム等に関する。

無線ベースのシステムおよびワイヤラインのシステムを含む、多くの形態の公知の電気通信システムが存在する。このようなシステムを用いて、さまざまなチャネル、たとえば、衛星、光ファイバ、同軸ケーブル、セルラー無線、ポイントツーポイントマイクロ波システムを介して、音声システムまたはデータシステムを転送することができる。一般に、このシステムの一部として、信号を送信するための送信機と、信号を受信するための受信機とが存在する。受信率を改善するために、送信された信号は、さまざまな方法で符号化され得る。受信機で受信したデジタル信号は、信号内で伝達されるどのようなメッセージをも抽出するために、何らかの方法で同期化しなければならない。同期化を達成することのできるさまざまな手法が存在する。たとえば、既知のシンボルのシーケンス（トレーニングシンボルのシーケンス等）を、同じシーケンスを含んでいることが分かっている受信信号と相関させることができる。このことを、相互相関と呼ぶことができる。トレーニングシーケンスは、同期化に対して広く用いられる。代替的に、送信された信号が、繰返されたシーケンスまたは周期的なシーケンス、たとえば、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplex））システムで生じ得るサイクリック・シンボル・プレフィックスを含む場合、この周期的なシーケンスを、異なる時間に受信された同じプレフィックスと自己相関させることができる。

このような同期化の方法は、たとえば、「ＯＦＤＭのための、周波数およびタイミングのロバストな同期化（Robust Frequency and Timing Synchronization for OFDM）」、シュミードル（Scmidl）およびフォックス（Fox）、ＩＥＥＥ Trans. On Communications、第４５巻、第１２号、１９９７年１２月、ならびに「ＯＦＤＭシステムにおける、サイクリックプレフィックスを用いた同期化（On Synchronization in OFDM Systems using the
cyclic prefix）」、ジャン−ジャープ・バン・ダ・ビーク（Jan-Jaap van de Beek）、マグナス・サンドフェル（Magnus Sandfel）、ピア・オラ・バージェソーン（Per Ola Baerjesson）、Proc. of the ＲＶＫ９６、第６６３〜６６７頁、ルーラ（Lulea）、スウェーデン（Sweden）、１９９６年６月から公知である。

ＯＦＤＭは、さまざまな無線電気通信システム、たとえば、ＩＥＥＥ ８０２．１１ａ標準、ＥＴＳＩ高性能ローカルエリアネットワークタイプ２（High Performance Local Area Network Type 2)（ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２）、ＥＴＳＩデジタルオーディオ放送（Digital Audio Broadcasting）（ＤＡＢ）標準、および汎業界のデジタルビデオ放送（Digital Video Broadcasting）（ＤＶＢ）プロジェクトに対して提案されてきた。

同期化は、送信機のクロックと受信機のクロックとの間にクロックのオフセットが存在すると、一層困難になり得る。それを横切って、またはそれを介してデータが送信されるチャネルは、受信した信号を歪ませるおそれがあり、これによって同期化が一層困難にな
り得る。無線システムでは、送信機と受信機との間に多重経路が存在することがあり得、これにより、経路の長さに依存して、互いに遅延された多重信号の受信が生じる。長いインパルス応答時間を有するチャネル（すなわち、インパルス応答時間が、トレーニングシーケンスまたは周期的なシーケンスの長さに匹敵する回路）の存在下では、同期化の精度が下がる。インパルス応答時間が長いと、符号間干渉（Intersymbol Interference）（ＩＳＩ）が悪化し、このことは、同期化と、結果的に受信機の動作とに悪影響を及ぼし得る。特にＯＦＤＭシステムのさらなる問題は、キャリア周波数のオフセットである。ＯＦＤＭシステムは、単一キャリアシステムに比べ、周波数のオフセットおよび位相雑音に対する感度が高い。ＯＦＤＭシステムでは、送信機と受信機とが厳密に同じ周波数を用いる場合にのみサブキャリアが完全に直交する。どのような周波数のオフセットも、キャリア間干渉（Intercarrier Interference）を生じる。したがって、周波数のオフセットを最小化しなければならない。関連する問題が、位相雑音である。実際の発振器は、厳密に１つの周波数のキャリアを生じず、むしろ、ランダムな位相ジッタにより位相変調されたキャリアを生じる。その結果、受信周波数が一定にならない。受信信号はまた、一般的な雑音、たとえば白色ガウス（Gaussian）雑音も含み得る。

一般的なＯＦＤＭフレームの第１の部分は、プリアンブルを含み、たとえば、ショートトレーニングシーケンス（ＳＴＳ）およびロングトレーニングシーケンス（ＬＴＳ）からなるＨＩＰＥＲＬＡＮ／２プリアンブルを含む。１０個のＳＴＳは、１２個のサブキャリア上に、８００ｎｓの持続期間を有するトレーニングシンボルの繰返しを含む。各シンボルは、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform）により解析された通常のデータシンボルの部分の４分の１の持続期間である。ＯＦＤＭ信号の各データシンボルは、サイクリックプレフィックスを有し、すなわち、各ＯＦＤＭシンボルの最初のＴ_G秒の部分は、最後の部分と同一である。プリアンブルはまた、２つのデータシンボルおよびサイクリックプレフィックスであるロングトレーニングシーケンスも含む。ＳＴＳは、粗い周波数推定に用いることができ、ＬＴＳは、精密な周波数推定に用いることができる。ＳＴＳは、相互相関によるシンボルのタイミング推定にも用いることができる。

この発明の目的は、受信した信号の同期化を改善するための方法および装置を提供することである。

この発明の別の目的は、極限状態下においてもロバストな同期化を可能にする方法およびシステムを提供することである。

この発明のさらに別の目的は、シンボル間干渉により生じる乱れの危険性が低い同期化を可能にする方法およびシステムを提供することである。

この発明のさらに別の目的は、ビット誤り率またはシンボル誤り率が一層良好な受信を可能にする方法およびシステムを提供することである。

この発明のさらに別の目的は、伝送速度が一層高い受信を可能にする方法およびシステムを提供することである。

発明の概要
この発明は、既知のトレーニングシーケンスで変調されたキャリアを含む信号を受信するための受信機を提供し、この受信機は、信号を受信し、そして、既知のトレーニングシーケンスを含む受信信号の一部の自己相関により得られる自己相関信号からキャリア周波数のオフセットの推定値を得るための周波数オフセット推定ユニットと、周波数オフセット推定ユニットから得られた周波数のオフセットにより受信信号を補償して、補償された
受信信号を形成するための周波数オフセット補償ユニットと、補償された受信信号の、既知のトレーニングシーケンスとの相互相関により、受信信号に対するタイミング基準を得るための時間基準決定ユニットとを含む。

周波数オフセット推定ユニットは、受信信号の自己相関信号における位相シフトを求めるための手段を含み得る。受信機はまた、自己相関信号の位相において既知のトレーニングシーケンスを示す特性曲線を検出するための手段も含み得る。受信機は、自己相関信号の振幅において既知のトレーニングシーケンスを示す特性曲線を検出するための手段を含み得る。特性曲線は、ピークおよび／または谷を含み得る。スプリアスな同期を避けるためにしきい値を用いて、ピークまたは谷の厳密な形状に惑わされずに極めて有意なピークおよび谷のみが検出されるようにすることもできる。しきい値は、動的に設定することができる。

周波数オフセット推定ユニットは、位相シフトからキャリア周波数のオフセットを求めるための手段を含み得る。受信機は、既知のシーケンスからの自己相関信号の位相からＣＦＯの兆候を求めるための手段を含み得る。

受信機は、受信信号のさらなる既知のシーケンスから自己相関信号を求めるための手段を有し得る。たとえば、受信機は、受信信号のさらなる既知のシーケンスからの自己相関信号における位相シフトを求めるための手段を有し得る。時間基準決定ユニットは、自己相関信号の振幅において既知のトレーニングシーケンスまたは既知のさらなるシーケンスを示す特性曲線を求めるための手段を含み得る。時間基準決定ユニットは、自己相関信号の位相において既知のトレーニングシーケンスを示す特性曲線を求めるための手段を含み得る。時間基準決定ユニットは、補償された受信シーケンスの、既知のトレーニングシーケンスとの相互相関の振幅において既知のトレーニングシーケンスを示す特性曲線を求めるための手段を含み得る。特性曲線は、ピークおよび／または谷を含み得る。スプリアスな同期化を避けるためにしきい値を用いて、ピークまたは谷の厳密な形状に惑わされずに極めて有意なピークおよび谷のみが検出されるようにすることもできる。しきい値は、動的に設定することができる。

受信機は、補償された受信信号の、既知のトレーニングシーケンスとの相互相関により得られるタイミング基準が存在しない場合に、受信信号の自己相関により受信信号から得られる時間基準を出力するように適合され得る。受信機は、そうでない場合に、受信信号の相互相関により求められたタイミング基準を出力するように適合される。補償された受信信号の、既知のトレーニングシーケンスとの相互相関により得られる、受信信号に対するタイミング基準が存在する場合には、このタイミング基準と、受信信号の自己相関により求められたタイミング基準とを比較し、そして、これらの２つのタイミング基準がしきい値を超える分だけ異なっている場合にはリセット信号を出力し、そうでない場合には、補償された受信信号の、既知のトレーニングシーケンスとの相互相関により得られた、受信信号に対するタイミング基準を出力するように適合され得る。タイミング基準決定ユニットは、受信信号の、トレーニングシーケンスとの相互相関における相関のピークからシンボルのタイミングを求めるように適合され得る。受信信号がサイクリックプレフィックスも含む場合、このサイクリックプレフィックスの、受信信号との自己相関により、キャリア周波数のオフセットについての正確な値を得ることができる。上述のこのような受信機は、ＯＦＤＭ電気通信システムで用いることができる。

この発明はまた、第１および第２の既知のトレーニングシーケンスを含む信号を受信し、そして、ＣＦＯの推定用に第１または第２の既知のシーケンスの自己相関と、第１のタイミング用に第１の既知のシーケンスの自己相関と、第２のタイミング用に第２の既知のシーケンスの相互相関とを用いる受信機も提供する。第１または第２のタイミングのいず
れかを、受信信号のタイミングとして選択することができる。第１の既知のシーケンスは、プリアンブルのＳＴＳシーケンスであり得、第２の既知のシーケンスは、プリアンブルのＬＴＳであり得る。異なる既知のシーケンスを用いることにより、同期化の精度が高まる。

この発明はまた、たとえば自己相関によって粗いタイミング基準を導出し、かつ、たとえば相互相関によって正確なタイミング基準を導出すること、および、たとえばこれらの２つのうちの一方をタイミング基準として選択することも含む。

この発明はまた、既知のトレーニングシーケンスで変調されたキャリアを含む受信信号を処理するための方法も提供することができ、この方法は、既知のトレーニングシーケンスを含む受信信号の一部の自己相関により得られた自己相関信号からキャリア周波数のオフセットの推定値を得るステップと、得られた周波数のオフセットの推定値により受信信号を補償して、補償された受信信号を形成するステップと、補償された受信信号の、既知のトレーニングシーケンスとの相互相関により、受信信号に対するタイミング基準を得るステップとを含む。自己相関のステップは、トレーニングシーケンスを示す、自己相関信号の振幅における特性曲線を検出するステップを含み得る。自己相関のステップはまた、トレーニングシーケンスを示す、自己相関信号の位相における特性曲線を検出するステップも含み得る。この方法はまた、自己相関信号における位相シフトを求めるステップも含み得る。この方法はまた、位相シフトからキャリア周波数のオフセットを求めるステップも含み得る。この方法はまた、補償された受信信号の、既知のトレーニングシーケンスとの相互相関の振幅においてトレーニングシーケンスを示す特性曲線を求めるステップも含み得る。この方法はまた、補償された受信信号の、既知のトレーニングシーケンスとの相互相関により得られるタイミング基準が存在しない場合に、受信信号の自己相関により得られた、受信信号に対するタイミング基準を出力するステップも含み得る。この方法はまた、そうでない場合に、補償された受信信号の、既知のトレーニングシーケンスとの相互相関により求められたタイミング基準を出力するステップを含み得る。この方法はまた、補償された受信信号の、既知のトレーニングシーケンスとの相互相関により得られた、受信信号に対するタイミング基準が存在する場合には、このタイミング基準と、受信信号の自己相関により求められたタイミング基準とを比較するステップと、これらの２つのタイミング基準が、しきい値を超える分だけ異なっている場合にはリセット信号を出力し、そうでない場合には、補償された受信信号の、既知のトレーニングシーケンスとの相互相関により得られた、受信信号に対するタイミング基準を出力するステップとを含み得る。

この発明は、既知のトレーニングシーケンスで変調されたキャリアを含む信号を受信するための受信機を提供することができ、この受信機は、
受信信号における既知のシーケンスの自己相関により、位相の自己相関信号および振幅の自己相関信号を生成するための自己相関ユニットと、
受信信号に対するタイミング基準を得るための時間基準決定ユニットとを含み、時間基準決定ユニットは、位相信号および振幅信号の両方を用いて同期化を検出するための手段を含む。

この発明は、既知のトレーニングシーケンスで変調されたキャリアを含む受信信号からタイミング基準を得るための方法を提供することができ、この方法は、受信信号における既知のシーケンスの自己相関により、位相の自己相関信号および振幅の自己相関信号を生成するステップと、位相信号および振幅信号の両方を用いて同期化を検出することにより、受信信号に対するタイミング基準を得るステップとを含む。

この発明はまた、既知のトレーニングシーケンスで変調されたキャリアを含む信号を受信するための受信機も提供することができ、この受信機は、
受信信号における既知のシーケンスの自己相関により、自己相関信号を生成するための自己相関ユニットと、
受信信号に対するタイミング基準を得るための時間基準決定ユニットとを含み、時間基準決定ユニットは、自己相関信号において少なくとも２つの同期化の条件を検出することにより、同期化を検出するための手段を含む。

この発明はまた、既知のトレーニングシーケンスで変調されたキャリアを含む受信信号からタイミング基準を得るための方法も提供することができ、この方法は、受信信号における既知のシーケンスの自己相関により、自己相関信号を生成するステップと、自己相関信号において少なくとも２つの同期化の条件を用いて同期化を検出することにより、受信信号に対するタイミング基準を得るステップとを含む。

この発明はまた、コンピュータデバイスで実行されると、この発明のどのような方法をも実行するコンピュータプログラムプロダクトも提供することができる。コンピュータプロダクトは、データキャリア、たとえばＣＤ−ＲＯＭ、ディスケット、テープドライブ、ハードディスク等に格納され得る。

例示された実施例の詳細な説明
或る特定の実施例および或る特定の図面を参照してこの発明を説明するが、この発明はそれに限定されず、前掲の請求項によってのみ限定される。この発明はまた、ＯＦＤＭシステムを参照して主に説明されるが、この発明は、既知のトレーニングシーケンスを利用する他の任意の種類の電気通信システムを、その範囲内に含む。特に、以下に説明する方法および装置は、回路交換システムまたはパッケージ交換システムのいずれかと併用することができ、パケット交換システムまたは回路交換システムに対する、これらの方法および装置の任意のものの適用例は、この発明の範囲内に含まれる。

図１は、限定されないＯＦＤＭ受信機の概略図である。このＯＦＤＭ受信機は、アンテナ２と、フィルタを通常含む無線周波数受信機ユニット３と、アナログ−デジタルコンバータ４と、タイミングおよび周波数が抽出され、シンボルのタイミングがエクスポートされ、入来する信号の任意の周波数および／またはタイミングのオフセットが訂正される、タイミングおよび周波数同期化ユニット５と、周期的な拡張を除去するためのユニット６と、シリアル−パラレルコンバータ７と、高速フーリエ変換ユニット８と、パラレル−シリアルコンバータ９と、チャネル訂正ユニット１０と、ＱＡＭデマッパ１１と、デインターリーバ１２と、デコーダ１３とを含む。このような受信機は、たとえば、「無線マルチメディア通信のためのＯＦＤＭ（OFDM for Wireless Multimedia Communications）」、リチャード・バン・ニー（Richard Van Nee）、およびラムジー・プラサド（Ramjee Prasad）、アーテック・ハウス（Artech House）、２０００年から公知である。アナログ−デジタルコンバータは、ローカル制御発振器１４により駆動される。発振器１４は、同期化ユニット５の出力により制御されて、送信機のクロックと受信機のクロックとの間のどのような差をも訂正することができる。

この発明は、たとえば、受信機１で用いられ得るタイミングおよび周波数同期化ユニットに関する。一般に、送信される信号は、受信機が依存し得る、少なくとも既知の一連のサンプルを含むトレーニングシーケンスを含む。これは、通常、フレームの開始部に配置されるが、この発明はそれに限定されず、たとえば、ミッドアンブルまたはトレーニングシーケンスの他の位置を含む。また、ＯＦＤＭフレームの特定の場合において、プリアンブルは、サイクリックプレフィックスのシーケンスを含む。

この発明の一局面は、最適化された態様で、一連の少なくとも２つの検出機構を用いる
ことであり、それは、自己相関（時間的に間隔の空いた、受信サンプルの２つの組間の移動相関）、および相互相関（予測されるかまたは既知のサンプルと、受信サンプルとの間の相関）である。移動自己相関を用いて、粗い同期化のタイミング、キャリア周波数のオフセットに関する特性、および／または、キャリア周波数のオフセットについての粗い値を得ることができる。受信信号が２つ以上のトレーニングシーケンス（ＳＴＳおよびＬＴＳ等）を有する場合、自己相関は２つ以上のトレーニングシーケンスに対して実施され得、各トレーニングシーケンスの解析から異なる情報を得ることができる。次に、キャリア周波数のオフセットの推定値を用いて、受信信号のキャリア周波数オフセット（ＣＦＯ）を補償することができ、その後、既知のトレーニングシーケンスの予想されたサンプルと、受信されかつ補償されたサンプルとの間の相互相関により、タイミングの一層正確な推定値が得られる。相互相関に用いる既知のシーケンスは、自己相関で用いるシーケンスと必ずしも同じである必要はない。たとえば、プリアンブルの或る部分の移動自己相関を用いて、キャリア周波数のオフセットに関する初期情報（オフセットの兆候等）を見つけることができ、この初期情報を用いて、このプリアンブルの別の部分の移動自己相関により、ＣＦＯの一層正確な測定値を得ることができる。最初に粗い推定値を用いた後に、一層正確なＣＦＯ値を用いることにより、バッファリングされた入力信号のＣＦＯを補償し、次に、この入力信号を用いて、既知のシーケンスとの相互相関により、シンボルのタイミングの最終的かつ正確な値を得る。

典型的なＯＦＤＭのプリアンブルを図２に示す。図２ｂのシーケンスは、アップロングプリアンブルとしてＨＩＰＥＲＬＡＮ／２ ＯＦＤＭシステムで一般に用いられ、この発明を説明するために以下に用いられるが、他のシーケンスも参照する。この発明は、原理が一旦理解されると、他のシーケンスへの適用が可能である。図２ｂのシーケンスは、８００ｎｓの持続期間を有する、１６個のサンプルからなるトレーニングシンボルＢの９個の繰返しを有するショートトレーニングシーケンス（ＳＴＳ）を含む。１０番目のシンボルは、Ｂの逆（ＩＢ）である。この短いトレーニングシンボルの後に、８マイクロ秒の長さのロングトレーニングシンボル（ＬＴＳ）が続く。最初の１．６マイクロ秒は、ガードインターバルとして働き、このガードインターバルはコピーされて、このシンボルの最後の１．６マイクロ秒となる。ＯＦＤＭのプリアンブルおよびデータは、一般に各々がＯＦＤＭ信号のシンボル周波数よりも高いキャリア周波数を有するいくつかのキャリア上に変調される。図２ａのシーケンスもまた、トレーニングシンボルの１０個の繰返しを含むが、２つのシンボルＡおよびＢが用いられており、ＩＡおよびＩＢの割合が高い。図２ＣのＩＥＥＥのプリアンブルは、ＩＢを含んでおらず、以下に後述する。

図３は、この発明の一実施例に従ったタイミングおよび周波数同期化ユニット５の詳細である。このユニットは、第１の周波数オフセット値が周波数オフセット推定ユニット１７で得られるまで、或る時間にわたり、受信したサンプルをバッファリングするためのバッファ１５を含む。自己相関ユニット１６は、好ましくは、受信信号の、自己相関された振幅信号および／または自己相関された位相信号を出力する。図３に示すモジュールは、実際の物理的なエンティティにマッピング可能であるが、物理的なエンティティとの１対１の関係を必要としない。たとえば、図３の完全なシステムを、マイクロプロセッサ等の処理要素で稼動するソフトウェアにおいて実現することができる。

この発明の第１の実施例において、第１の粗いキャリア周波数オフセット（ＣＦＯ）は、自己相関ユニット１６の出力を用いる周波数オフセット推定ユニット１７により得られる。第１の粗いシンボルのタイミングは、自己相関ユニット１６からの出力を用いる同期化マシン２０により得られる。自己相関ユニット１６の少なくとも位相出力（任意に振幅出力）は、周波数オフセットユニット１７に与えられる。自己相関ユニット１６からの振幅信号および／または位相出力は、同期化マシン２０に与えられる。ＣＦＯ推定ユニット１７および同期化マシン２０はいずれも、マイクロプロセッサに基づく処理エンジンの一
部であり得る。

自己相関ユニット１６は、１つ以上のタイプの移動自己相関を用いるように適合され得る。移動自己相関の原理は、図２ｂのプリアンブルのＳＴＳの一部に関して図１０ａに概略的に示す。自己相関は、第１の組のサンプル（或るバーで図示）と、以降の組のサンプル（別のバーで図示）との相関に関する。２つのシーケンスの開始部間の距離を、相関距離Ｄと呼ぶ。相関内で用いられるサンプルの数を、相関長さＬと呼ぶ。いくつかのさらに別の例を、図２ｂのプリアンブルのＳＴＳの一部に関して図１０ｂに概略的に示すが、これらの例は、異なる相関距離を有する。さらに別の形態の移動相関を用いてよく、ここでは２つの組のサンプルが、図１０ｃに概略的に示すように部分的に重複する。認識できるように、サンプルの２つの組間の距離を変化させて、異なる相関距離を得ることができ、この異なる相関距離は次に、異なる特性を有する自己相関を出力する。入来する信号に沿った相関の前進を、図１０ａに概略的に示す。これにより、計算は、サンプルごとに、または多くのサンプルごとに前方に移動し、各組のサンプルの数にわたって相関の結果を計算する。この発明に従い、移動相関の他の適切な形態を用いることができる。

好ましい形態の移動相関は、各組のサンプルが、１つのシンボルと同じ長さ（図２ｂのプリアンブルのＳＴＳについては１６個のサンプル）であり、かつ、２つの組のサンプルが、２つの隣接するシンボルを表わすというようなものである。移動自己相関が、既知のトレーニングシーケンス、たとえば、図２ｂのＨＩＰＥＲＬＡＮ／２フレームのショートトレーニングシーケンスを含む受信信号の一部に対して実施されると、ユニットの出力は、特徴的な波形を示す。このような自己相関ユニット１６および周波数オフセットユニット１７は、図４に示すようなものであり得る。入来するＯＦＤＭサンプルは、シンボル間の整数の時間間隔分だけ、遅延ユニット２１において遅延される。次に、第１の組のサンプルの複素共役が、１６個のサンプル等の共役素子２２において形成される。次に、以降の組のサンプル、たとえば次の１６個のサンプルの組と、先行する組の共役とが、乗算器２３において共に乗算される。積分器２４内の相関で用いられるサンプルの組の時間間隔にわたり、積分（または、通常は個々の値の加算）が実施される。

移動自己相関の概略図を図１１ａに示す。積分の結果は、振幅信号および位相信号の両方であり得る。図５ａおよび図５ｂは、図２ａのプリアンブルのＳＴＳの移動自己相関を実施する際の、サンプル数に対しての、自己相関ユニット１６の振幅出力および位相出力をそれぞれ示す。図５ｅおよび図５ｆは、図２ｂのＳＴＳシーケンスについての同様の曲線を示す。これらの曲線は、周波数のオフセットおよびシンボルのタイミングを求める際の軌跡として用いることのできる、特徴的な形状または波形を有する。これらの曲線で視認および検出が可能な特徴的な形状は、使用されるトレーニングシーケンスそのものに依存する。図５ｅおよび図５ｆを参照すると、移動自己相関は、プリアンブルに到達するまで前進する。自己相関の結果により、シンボルが、９個のＢシンボルの間にわたって同相であり、その後、サンプル１６０において完了するＩＢシンボルにおいて、１８０°の位相の変化が生じることが示される。この結果、長い平坦部が生じ、その後、Ｂ／ＩＢ遷移に関連する位相ジャンプが生じ、この位相ジャンプを単独でまたは平坦部と組合せて用い、Ｂ／ＩＢの遷移の位置を特定することができる。このジャンプは、１８０°またはπ（パイ）ラジアンであるべきである。図５ａおよび図５ｂは、図２ａのＳＴＳについての同様の特徴を示し、より小さな平坦部と、より多くの位相の逆転とが存在するが、波形は同様である。

移動相関の特に有用な特徴は、ほぼ平坦な部分、たとえば同相の部分（サンプル２０からサンプル１５０）か、またはちょうど位相がずれた部分（サンプル１５０からサンプル１６０）が、位相出力において得られるかどうかを判定できることである。図５ｄおよび図５ｈにおいて、位相領域内の平坦部は、そのゼロのＣＦＯの位置を基準として上下にシ
フトする（すなわち、図５ｂおよび図５ｄのそれぞれにおけるように）。すなわち、たとえば、図５ｆまたは図５ｈのサンプル２０と１５０との間の部分がゼロ位相ではない場合、または、サンプル１５０とサンプル１６０との間の部分が、π（パイ）ラジアンではない場合である。周波数のオフセットが存在する場合、同じシンボルが、互いに位相差を有するものとして現われ（周波数のオフセットは、ここで関与する短時間にわたり、かなり一定である）、この位相差は、完全な曲線を上昇または下降させる。２４０ｋＨｚの周波数のオフセットの一例を、図２ｂのＳＴＳのプリアンブルの自己相関から、図５ｃ、図５ｄ、および図５ｇに示す。図５ｃまたは図５ｇの振幅図はほとんど異なっていないが、図５ｄまたは図５ｈの位相図の平坦部は持ち上がっていることが認識できる。したがって、予想される曲線を認識することから、このグラフ上で曲線がどれだけ上下にシフトしたかを求めることにより、周波数のオフセットを推定することができる。周波数のオフセットの推定値は、周波数オフセットユニット１７において抽出され、周波数オフセット補償ユニット１８に出力される。

第２の実施例に従い、ＣＦＯの一層正確な推定値がＬＴＳから得られる。図２ａ、図２ｂ、および図２ｃのプリアンブルのＬＴＳの部分は、通常の長さの２つの特定のＯＦＤＭシンボル（Ｃ）（６４個のサンプルであるため、「ロングトレーニングシンボル」ＬＴＳと呼ばれる）を含み、それに先行してＣシンボルの最後の３２個のサンプルをコピーする、シンボルのサイクリックプレフィックスが存在する。図２ａ〜図２ｃのＬＴＳの自己相関については、ＬＴＳの３２個以上のサンプルにわたる相関が好ましい。このことは、自己相関ユニット１６およびキャリアオフセット推定ユニット１７が、ＳＴＳの１６個のサンプルの自己相関からＬＴＳの３２個のサンプルの相関に変わる際に、再設定されるべきことを必要とする。ＣＦＯは、同様に、ＳＴＳおよびＬＴＳの自己相関からの位相出力に影響を及ぼす。図１３ａおよび図１３ｂは、図２ｂのＬＴＳに対する３２個のサンプルについての、自己相関ユニットの振幅出力および位相出力を示す。図１３の矢印は、ＣＦＯが、０（ＣＦＯを有さない理想的な場合）からＣＦＯ値に依存する値へと、位相をどのようにシフトするかを明確に示す。位相のシフトは、２π^*ＣＦＯ^*Ｄ^*Ｔ_sにより与えられ、ここでＤは、相関距離である。この場合、Ｄは６４個のサンプルである（図１４参照）。したがって、ＬＴＳの自己相関からの位相信号を、この種のＬＴＳについての精密なＣＦＯの推定に用いることができる。ＣＦＯにより生じる位相の回転は、ＳＴＳの１６個のサンプルよりもＬＴＳの６４個のサンプルの方が、相関距離全体にわたって大きいが、いずれの場合にも雑音は同様に作用する。したがって、ＬＴＳからの推定値の精度は、ＳＴＳからのものよりも良好である。しかしながら、より多くのサンプルを用いることにより、所定のＣＦＯに対する位相の回転が１８０°を超え得るという欠点を有する。このような場合、正のＣＦＯと負のＣＦＯとを区別することは難しい。なぜなら、最悪の場合の位相の回転値が、互いに部分的に重複するためである。少なくとも、ＣＦＯの兆候に関する情報が、ＬＴＳを相関させる前に利用可能となることが好ましい。兆候の推定値は、図２ｂのＳＴＳの自己相関から求めることができる。したがって、この実施例に従い、正確なＣＦＯを求める際に自己相関が２回用いられることが好ましく、すなわち、最初に、１６個等の少数のサンプルを有するＳＴＳに対して自己相関を用い、ここからＣＦＯの兆候を得ることができ、次に、より多くのサンプルを用いるＬＴＳに対して自己相関を用い、ＣＦＯについての一層正確な値を得る。

ＬＴＳを用いる移動相関は、図１４に示すように分離された３２個のサンプルからなる２つのグループを用いることができ、すなわち、第１の組のサンプルがＬＴＳの開始部に存在する場合、第２の組がシンボルの終端に存在し、ＬＴＳの開始部のコピーと部分的に重複するような相関を有する。相関長さは、６４個のサンプルのＬＴＳに対する相関距離と同様に、ＳＴＳに対するものよりも長い（１６個ではなく３２個のサンプルにわたる）。ＬＴＳに基づいた推定は、ＳＴＳよりもはるかに多くのサンプルを提供する。理想的には、ＣＦＯの推定に対して用いられ得る一定の位相を有する６５個のサンプルが存在する
。これらの連続した位相サンプルを平均化して、雑音に対する感度を下げることができる。

ＳＴＳのサンプルが過ぎ去った直後に相関の長さおよび距離が設定され得る場合、同じ自己相関ユニット１６および周波数オフセット推定ユニット１７を用いてこの相関を計算することができる。ＳＴＳ上で同期化が得られたことを示す信号は、同期化マシン２０から、または好ましい場合、ＣＦＯ推定ユニット１７から送信され得る。ユニット１６および１７は、この信号を受信すると、上述のように、Ｄが６４である状態で、３２個のサンプルの相関に移る。再設定に対する時間があまりにも短い場合、ユニット１６および１７は、必要とされるプリアンブルの適切な部分に対して複製および選択され得る。この再設定が可能なインフラストラクチャを用いて、トラフィックデータの受信中に、サイクリックプレフィックスの追跡を後で行なうこともできる。

粗いタイミング得るための以下の方法は、第１および第２の実施例のいずれかとともに用いることができる。図５ｅの振幅出力は、相関が高い場合における、約１２０個のサンプルの一部を示す。このことは、図２ｂのプリアンブルのＳＴＳの９個のＢサンプルに相当する。Ｂシンボルの逆（ＩＢ）によって相関が失われ、その後、サンプル１６０において、ＩＢシンボルの短い自己相関が続く。この曲線には他の特徴が存在するが、これらの特徴が最も顕著であり、これらの特徴を用いて、移動自己相関のこの部分を、プリアンブルと一意に（またはほぼ一意に）関連するものと識別することができる。したがって、この発明の一局面に従い、ＳＴＳの自己相関内の特徴を用いて、フレームの同期化を判定することができる。このフレームの同期化は、正確ではないことが考えられるが、フレームの同期化が必ず生じるウインドウ、すなわち、フレームの開始部が生じる傾向の高い時間ウインドウを求めれば十分である。次に、相関の他の部分でこのウインドウを用いて、検査する受信信号の波形の領域を制限することができる。これにより、波形の誤った整合の危険性が下がり、同期化が一層ロバストなものになる。予め定められた時間内に同期化が達成されない場合、ウインドウの幅を設定可能にすることができ、たとえば、ウインドウを一層大きくすることができる。

特に、サンプル１４４と１７４との間における急激な下降と、それに続く急激な上昇と、その後の急激な下降との特性を、振幅曲線の明らかな特徴として用いることができる。単純なシフトレジスタ回路を用いて、曲線のこの形状を解析することができ、それにより、シフトレジスタの長さは、解析される領域を制限するスライディングウインドウを形成する。シフトレジスタが、下降−上昇−下降の特徴全体の距離よりも著しく大きくならず、したがって、このウインドウは、さらなるスプリアスな特徴を排除するような態様で制限され得る。したがって、このような構成では、高いピークが後に続く低いピークが望まれ、すなわち、シフトレジスタ内の値は、この特徴的な下降−上昇−下降の特徴を示さなければならない。ピークおよび谷を識別するために、振幅出力内の局所的な最大値および最小値が検出され得る。しかしながら、雑音およびチャネルの影響により、ピークの上部および谷の下部が歪んでいることが考えられる。スプリアスな同期を避けるためにしきい値を用いて、ピークまたは谷の厳密な形状に惑わされずに極めて有意なピークおよび谷のみが検出されるようにすることもできる。このような上限しきい値ＴＨ₁および下限しきい値ＴＨ₂の一例を図１２に示す。この発明はまた、しきい値、たとえばＴＨ₁およびＴＨ₂を調節すること、特に、これらの値を動的に調節することも含む。値を調節するのは、より速く同期化に達するためであると考えられる。たとえば、妥当な時間内に、たとえば第１の時間内に同期化が得られない場合、しきい値ＴＨ₁およびＴＨ₂は、図１２に示すピークから一層遠ざかるか、または一層近づくように調節され得る。

したがって、予想される曲線を認識することにより、何らかの安全性を伴い、特定のシンボル、たとえばサンプル１６０におけるＩＢの粗いタイミングを求めることができる。
シンボルのタイミングの推定値は、同期化マシン２０において抽出される。図２ｂのプリアンブルの場合、通常のデータトラフィック内の或る特定のシンボルが、これらの構造とよく似ている可能性が依然として存在する。振幅を検出する代わりに、または振幅を検出することに加え、同様の解析を用い、位相図から同じ情報を抽出することができる。同期化マシン２０においてこの位相の軌跡をマーカまたは軌跡として識別するための手段により、図５ｆの位相出力の曲線の形状、たとえば１８０°のジャンプを用い、図５ｅの振幅図の当該部分が自己相関で用いられているトレーニングシーケンスと実際に関連していることを確認することができる。これにより、ユニット１６の自己相関出力の正しい部分が選択されるというさらなる安全性が提供される。加えて、第３の基準を用いることができ、たとえば、図１２の低いピークと、それに続く高いピークとの間の距離は、或る一定の距離内に収まらなければならない。さまざまな基準の組合せの間の比較を以下の表１に提示する。

第１の同期化のアルゴリズムでは、図５ｆの位相のジャンプのみを用いて同期化を判定する。第２のアルゴリズムでは、図５ａ、図５ｃ、図５ｅ、または図５ｇの振幅出力を有する、或る一定のしきい値よりも上下にピークが存在することと、許容差を有するピーク間距離と、図５ｂ、図５ｄ、図５ｆ、または図５ｈの位相出力内の位相ジャンプとを組合せて用いて、同期化を改善する。この発明のさらなる局面に従ってしきい値の値を変更し、同期化を改善することができる。第３の場合では、ピークの検出（すなわち、ローカルな最大値もしくは最小値）または相対しきい値を、許容差内にあるピーク間距離および位相ジャンプとともに用いる。相対しきい値は、同期化を改善するように動的に適合され得る。第２および第３の同期化アルゴリズムの性能は、位相ジャンプ等の１つの基準の使用よりも良好である。加えて、振幅出力および／または位相出力において、平坦部の存在の検出を用いることができる。この発明の好ましい実施例では、条件の組合せ、たとえば、振幅のピーク−最大値および／または最小値、しきい値よりも上および／または下の振幅のピーク、振幅のピーク間距離、位相出力または振幅出力における平坦部の存在、ならびに位相ジャンプから選択された少なくとも２つ、および好ましくは、表１の第２および第３のアルゴリズムに示すように、これらの基準のうちの３つを用いて、粗い同期化を判定する。

図３に戻ると、周波数オフセットユニット１７の出力（これが、精密な推定値または粗い推定値のいずれかであるかとは無関係である）は、周波数オフセット補償器１８により使用され、既知のトレーニングシーケンスとの、後の相互相関用に使用されることになっているサンプルを訂正する。相互相関を用いて正確なタイミングを得る。相互相関器ユニットは、マッチドフィルタの形を取った、図６に示すようなものであり得る。ＴおよびＣ_Iにより提示されるサンプリング間隔は、既知のトレーニングシーケンスの複素共役である、マッチドフィルタ係数である。フィルタ段からの出力は、加算器２５において加算される。加算器２５の出力は、同期化マシン２０に与えられる。図７は、図２ｂに示すプリ
アンブルのＳＴＳに対するサンプル数と振幅との相互相関を示す。曲線は、既知のトレーニングシーケンスに対して特徴的なさまざまな特徴（ピーク）を示す。曲線の形状を用いて、相互相関の出力の正しい部分が使用されていることを確認することができる。相関のピークから、正確なシンボルのタイミングを得ることができる。たとえば、図２ｂのＳＴＳの９個のＢシンボルおよび１つのＩＢシンボルの選択に対して相互相関を実施することができる。たとえば、多数のＢシンボルとＩＢシンボルとを用いることができ、たとえば、Ｂ Ｂ Ｂ ＩＢである、ショートトレーニングシーケンスの最後の４つのシンボルを用いることができる。この場合、フィルタには６４個のタップが存在する。この既知のシーケンスが、受信信号内の同じシーケンスに一致する場合、高い振幅のピーク（１００％の相関）が得られる。このことは、サンプル１６０において現われる。正しい整合が得られたことを相対的に高い確度で確信するために、他の情報を参照することが有用であり、たとえば、正確なタイミングが、自己相関から得られた粗いタイミングと近接しているかを検査することが有用である。たとえば、得られたタイミングが、ＳＴＳの自己相関により求めたウインドウ内に収まるかどうかを検査することが有利である。相互相関は、ショートトレーニングシーケンスの他の位置では高いものの、受信信号および既知のシーケンスに共通な３個のＢシンボルが存在するシーケンスの部分ではそれほど高くない。このことは、プリアンブルの６個のシンボル位置において生じる。他の２つの位置は、共通の２つのＢシンボルと、共通の１つのＢシンボルとを有する。これらのうちの第１のものは、依然として低いピークを提供し、これらのうちの第２のものは、判別がほぼ不可能なピークを提供する。したがって、同期化マシン２０は、定期的な間隔の６個のピークと、それに続く、ほぼ１００％の相関にあるピークとの特徴的なピークのシーケンスを識別するための手段を有することにより、ランダムな相関事象ではなく、ＩＢシンボルのタイミングが得られたことを、相対的に高い確度で確認することができる。それによって同期化マシン２０は、正確なシンボルのタイミングを出力することができる。

上述のアルゴリズムは、ショートトレーニングシンボルの相互相関を利用する。相互相関の長さは、雑音に対するロバスト性を提供するために、大きい方が好ましい。相関長さが大きなことにより、振幅のピークが高くなる。しかしながら、相関長さが増大するにつれ、ＣＦＯの悪影響が次第に著しくなる。ＣＦＯは、認識される前に補償され得ない。シンボルが短いと、ＳＴＳの相互相関のピークは互いに接近する。ピークの繰返しは、ショートトレーニングシンボルの長さ、すなわち、１６個のサンプルに等しい期間を有する。この長さに相当する複数のタップを持つインパルス応答を有するチャネルの場合、多重経路の構成要素における遅延部分による余分なピークにより、ピークの検出が難しくなる。

図２ｃのＩＥＥＥのプリアンブルは、自己相関振幅の上下する波形と、自己振幅位相のπのジャンプとを生じるＩＢシンボルを含まないが、他の特性を用いることができる。Ｂシンボルの繰返しは、自己相関出力の振幅の平坦部および位相の平坦部を生じる。ＥＴＳＩのプリアンブルの場合に比べ、より長時間にわたって位相が安定することにより、より正確なＣＦＯの推定を実施することができる。相関位相のサンプルは、実際に平均化され得る。Ｎ個のサンプルにわたる自己相関の場合、最大でも１６０−２^*Ｎ個の位相サンプルを利用することができる。１６個のサンプルの長い相関の場合、ＣＦＯの推定に、１２８個の位相値を用いることができる。実際には、位相の平坦部の境界において何らかのマージンを許容するために、より少ない値を考えるべきである。しかしながら、ＳＴＳにより得られる精度は、ＬＴＳを用いて得られるものほど良好ではない。同期化の基準は、反転されたシンボルが存在しないことにより、自動相関を用いて正確に設定され得ないものの、位相および／または振幅、たとえば平坦部の存在に基づく基準によってＳＴＳの自己相関の軌跡を検出することにより、タイミングウインドウの規定が可能になる。このタイミングウインドウを用いて、正確な同期化の基準に対する以降の検索を制限することができる。上述のように、ＣＦＯが補償されたサンプルの相互相関は、同期化の基準に関して正確な情報を提供し、この情報は、さらなる白色ガウス雑音およびチャネルの影響に対し
、高いロバスト性を有する。ＬＴＳの相互相関からの正確なタイミング情報と、ＳＴＳの自己相関から抽出された情報とを組合せること、すなわち、タイミングウインドウと、先行の粗いＣＦＯ推定値とを組合せることが解決策となり、ここでは、トレーニングシーケンスの内容が十分に利用される。ＬＴＳの自己相関からの正確なＣＦＯ推定値を用いることにより、さらなるバッファリングが必要になるが、これは必要なものではなく一選択肢である。

自己相関に関し、相関のパラメータは、相関させたサンプル間の相関長さＬおよび相関距離Ｄである。ＣＦＯの影響は、図１６ｂと図１６ｄとの比較により予想されかつ図示されるように、位相のオフセットである。このオフセットの振幅は、相関距離に比例する。相関の振幅（図１６ａおよび図１６ｃ）は、相関長さに比例する。雑音に対する感度を下げるために、より大きな相関長さが望ましい。しかしながら、相関距離は、相関長さよりも大きくなるべきであり、距離が長くなることにより、位相が不明瞭であることなく検出され得るＣＦＯの範囲が狭まる。距離を長くすることによって高い精度が得られるが、これと引き換えに、推定されるＣＦＯの許容差が減少する。相互相関のステップに適切に備え、推定されたＣＦＯを用いて補償を行なうことに対し、１６個のサンプルの長い自己相関によって得られるＣＦＯの推定の精度が充分であることを示すことができる。粗いＣＦＯの推定の後に、ＬＴＳの間において正確な推定が続き得る場合、３２個のサンプルまで進む必要はない。相関距離が増大することにより、高いＣＦＯおよび雑音の条件下においてフェーズラップの危険性が増し、これにより、計算された位相の平均に著しい影響を及ぼし、かつ、推定したＣＦＯをだめにすることも強調されるべきである。

図１６ａ〜図１６ｄに示す軌跡は、これらの波形の当該の特徴を識別することによって認識され得る。主な特徴は、安定した振幅および位相の値の領域である。このような領域の検出により、受信したサンプルが、ショートトレーニングシンボルであることが示される。このような安定した平坦部が終了すると、入来するサンプルはＬＴＳに対応する。このことは、より正確な同期化の基準を求めてどこを探せばよいのかという大まかな考えを提供し、すなわち、受信信号を後で解析する際に、たとえば相互相関の時点で用いるために、この情報からウインドウを導出することができる。

図１７ａ〜図１７ｃは、さまざまな相互相関のパターンおよび長さを示す。対応する相関振幅を図１８に示す。図２ｃのＩＥＥＥのプリアンブルのＬＴＳとの相互相関は、ＳＴＳとのものとは異なる結果を生じる。受信したサンプルと、ＳＴＳとを相互相関させることによって得られた相関振幅（図１７ａおよび図１８ａ）は、シンボルの長さ、すなわち１６個のサンプルに等しい距離だけ隔てられた一連のピークによって特徴付けられる。多くの多重経路の構成要素を有するチャネルの存在下において、遅延されかつ減衰されたピークのコピーは、チャネルのインパルス応答の第１の重要なタップが存在することから、検出しなければならないコピーの検出を難しくする。第２の相関パターン（図１７ｂおよび図１８ｂ）は、より好例であり、ＳＴＳだけでなくＬＴＳの一部にも基づく。ＳＴＳおよびＬＴＳに及ぶ相関パターンは、このパターンが、受信サンプルと完全に整合する位置において、より強力な相関振幅のピークを生じる。パターンのＳＴＳの部分と、サンプルとの間の整合により生じたこれまでのピークは、それよりも低い。このことは改良点であるが、特に、これらのすべての影響が存在しておりかつ重要である極限状態下において、雑音、チャネル、および残留ＣＦＯに対する感度もまた一段と高まることが考えられる。優れた解決策は、十分に長く、かつ、互いに近接しない振幅のピーク（理想的には１つのみ）を生じるパターンを有する相互相関を必要とする。これは、図１７ｃおよび図１８ｃに示すように、完全なＬＴＳとの相互相関の場合に当てはまる。サイクリックプレフィックスによる第１の小さなピークは、２つのロングトレーニングシンボルに対応する２つのピークに比べ、依然として無視し得るものである。第１のピークを検出することが好ましい。１つではなく２つのピークを識別することにより、さらにロバスト性を得ることが望
ましい場合を除き、第１のピークが発見できた場合に第２のピークまで待つ根拠はない。自己相関の振幅および／または位相の平坦部が既に発見され、その平坦部を用いてウインドウが規定されると、１つのピークを求めることによって適切な安全性が得られる。

ピークの検出は、図１２を参照して説明したように、しきい値を用いて行なわれ得る。すなわち、絶対的なピークを求める必要はなく、ピークよりも下のしきい値とピークのいずれかの側にあるしきい値との２つのしきい値を用いて、ピークの存在を判定することができる。絶対ピーク値よりも低いしきい値を用いることにより、実際のピークにおける雑音歪みを回避することができる。しきい値を動的に選択して、相互相関を得る速度を高めることができる。ピーク値に対する相対しきい値として、適応しきい値を計算することができる。

ウインドウの位置は、自己相関により得られた情報、すなわち、相関の平坦部の終端により提供される。ウインドウの位置は正確である必要はなく、ピークがその位置内に存在することのみが必要とされる。より長いウインドウにより、誤差に対するより多くのマージンが得られる。ウインドウは、相関距離よりも大きくないことが好ましく、そうでない場合、ウインドウは、相互相関の振幅のピークの両方を同時に含むことが考えられる。ウインドウ内のピークの位置は、正確かつ厳密な同期化の基準を提供する。ピークの検出は、ＥＴＳＩのプリアンブルに関して上で説明したように、最大値を見つけて相対しきい値を計算することによって行なわれ得る。しきい値を動的に調節して、同期化を改善することができる。

図８は、周波数オフセット推定ユニット１７の概略図を示す。周波数オフセットユニット１７は、既知のトレーニングシーケンスの軌跡が受信信号と相関するか否かを判定するための手段に加え、受信信号の、識別されたこの部分から、キャリアに対する周波数のオフセットを求めるための手段を含み得る。周波数オフセットユニットはまた、ＣＦＯの兆候を求めるための手段も含み得る。周波数オフセットユニットは、軌跡に整合する受信信号の一部において、位相のオフセットを求めるための手段を含む。それにより、周波数オフセットユニットは、この位相のオフセットから、周波数のオフセットを計算する。自己相関ユニット１６の位相相関出力から入力が提供される。この入力は、バッファ２６に与えられ、並行して任意にコンパレータ２８に与えられる。コンパレータ２８は、受信信号と、記憶装置２９からの位相および／または振幅の軌跡の入力とを比較する。この軌跡は、既知のトレーニングシーケンスの自己相関の結果（たとえば図５ｆに図示）に基づく。コンパレータ２８は、高い相関レベルが得られると、論理ハイの値を出力する。オフセット決定ユニット２７は、入力信号が軌跡を含んでいるという仮定に基づいて、バッファ２６から、入力シーケンスの特定の部分の位相シフト（図５ｆにおける上昇または下降）を計算し、次に、この位相シフトを周波数のオフセットに変換する。オフセット周波数推定ユニットは、ハイロジック信号がコンパレータ２８から受信されたとき、すなわち、軌跡が受信サンプルにおいて検出されたときに、計算された値を単に出力する。

図９ａは、この発明の一実施例に従った同期化ユニット２０の概観を示す。同期化ユニット２０は、粗いシンボルタイミング回路３１と、正確なシンボルタイミング回路３２と、決定回路３０とを含む。回路の出力は、同期化を示すタイミング基準である。

粗いシンボルタイミング回路３１を図９ｂに概略的に示す。回路３１は、受信信号の識別された部分からシンボルのタイミングを求め、そして、このシンボルのタイミングを出力するための手段を含む。回路３１はまた、既知のトレーニングシーケンスの軌跡が、受信信号と相関しているか否かを判定するための手段も含み得る。位相出力または振幅出力のいずれを用いてもよいが、以下の議論は振幅に限定される。相関ユニット１６からの振幅信号は、並行してバッファ３４およびコンパレータ３６に任意に与えられる。バッファ
３４は、既知のトレーニングシーケンスの長さだけ信号を遅延するように設定される。任意のコンパレータ３６は、受信信号と、自己相関ユニット１６で処理される際にトレーニングシーケンスによって生成された振幅の軌跡（図５ｅに示す曲線等）の、記憶装置３７からの格納された信号とを比較する。コンパレータ３６は、これらの２つを比較して、相関が高いときにハイロジック信号を出力する。これは、粗いシンボルタイミング決定回路３５に与えられる。この粗いシンボルタイミング決定回路３５は、ピークおよび／または谷の検出器として設定され得、軌跡のシーケンス、すなわち、既知のシーケンスに相関付けられたシーケンスを処理しているという仮定の下で、信号内の予め定められた１つの位置または複数の位置からシンボルのタイミングを求める。回路３６からの入力を用いて、同期が得られたことが確認され、および／または、検索すべきウインドウが縮小される。ピークおよび／または谷を求めるためのさまざまな技術が、当業者には公知である。粗いシンボルタイミング決定回路３５は、このようなピークおよび／または谷を求めると、決定回路３０に論理ハイ信号を出力する。

図９ｃは、正確なシンボルタイミング回路３２の概略図である。回路３２は、受信信号の識別された部分から、正確なシンボルのタイミングを求めるための手段を含む。この回路は、既知のトレーニングシーケンスの軌跡が、受信信号と相関するか否かを判定するための手段を任意に含み得る。相互相関器ユニット１９の加算器２５からの増幅出力は、この回路に入力される。この入力は、並行してバッファ４０およびコンパレータ４１に任意に与えられる。バッファ４０は、１つのトレーニングシーケンスの長さ分だけ信号を遅延する。任意のコンパレータ４１は、受信信号と、既知のトレーニングシーケンスからの、相互相関ユニット１９による出力としての増幅信号の軌跡（図７におけるもの等）とを比較する。既知の軌跡は、記憶装置４３から得られる。コンパレータ４１は、これらの２つを比較し、いつ相関が存在するかを判定する。コンパレータ４１は次に、正確なシンボルタイミング決定回路４２に対し、ハイロジック信号を送信する。コンパレータ４１からの入力を用いて、同期化が得られたことが確認され、および／または、検索すべきウインドウが縮小される。この信号を用いる代わりに、同期化マシン２０から出力されたタイミング基準信号を用いて、回路４２がどこを探すべきであるかを識別することができる。回路４２は、ピーク検出器として設定され得、軌跡のシーケンスを処理しているという仮定の下で、信号内の予め定められた位置からシンボルのタイミングを求める。回路４２は、このようなピークを求めると、決定回路３０に対し、論理ハイ信号を出力する。

決定回路３０は、以下の論理に基づき、シンボルタイミング信号を出力する。回路３５からの信号しか存在しない場合、これがシンボルのタイミングとして扱われ、すなわち、これがタイミング基準の出力となる。回路３５および４２の両方からの信号が存在する場合、決定回路３０は、一実施例において、回路４２からの信号（より正確であると考えられる）のみを選択する。代替的な実施例において、決定回路は、回路３５および４２からの２つの信号を比較する。これらの値がしきい時間値分だけ異なる場合、決定回路３０は、誤りが生じたものと考え、粗い同期化および正確な同期化のタイミングを決定するプロセスをリセットするリセット信号を出力する。２つの信号間の時間差がしきい値に満たない場合、決定回路は、誤りが生じていないものと考え、シンボルのタイミングとしてタイミング信号が回路４２から出力される。

受信信号の獲得および同期化の後に、上述の相関ユニット１６を用いることができるが、データストリーム中における追跡と、クロックのオフセットの算出とのために用いる必要はない。このことは、各シンボルのサイクリックプレフィックスの自己相関により行なわれ得る。しかしながら、この方法は、チャネルの影響およびシンボル間干渉により、正確ではない。その代わりに、この発明の一実施例では、受信信号内のコンスタレーションポイントの回転が周波数領域内で求められる。この回転は、送信機のクロックと受信機のクロックとの間のミスアライメントによって生じる。図３に示すように、コンスタレーシ
ョンポイント回転ユニット３９は、受信信号内のコンスタレーションポイントの回転に関連する値を、同期化マシン２０に出力する。図９ａを参照すると、決定回路３０は、この値に基づいて訂正動作用の信号を出力し、たとえば、必要な場合、時間領域（受信信号）内において１つのサンプルがスキップされるかまたは複製される。

タイミング基準ユニット５の実際の実現例を図１５に示す。このアーキテクチャは、ＥＴＳＩ標準またはＩＥＥＥ標準等の使用される標準に依存しない、柔軟性に富んだ解決策を得るために、以下の２つの主な部分に基づいている。

１） 以下のタスクにより必要とされる有用な情報を計算する、ハードウェア（ＨＷ）の部分（４１〜５０）。

２） ＨＷの部分により提供された値を、当該するタスクを実施するプログラムに対する入力として扱い、それにより、プロセッサがＨＷの部分内のブロックの設定（たとえば相関長さおよび／または距離等のパラメータ）を変更することのできる、専用のプロセッサユニット（５１）。

受信されたサンプルは、ＡＤコンバータ４１から提供される。同期化およびＣＦＯの推定は、連続する受信サンプル間の相関（「移動」自己相関）か、または、受信サンプルと、予想されるパターンとの間の相関（相互相関）を利用する。状況に依存して、時間領域回転子により受信サンプルを補償して、ＣＦＯの影響を打消すことができる。振幅および位相の平均値だけでなく、プロセッサのいくつかのタスクを免除する、より高度なレベルの内容（相互相関のピークの検出等）を有する情報も計算することができる。専用のプロセッサユニットは、並行してまたはパイプラインとして動作することのできる２つ以上のマイクロプロセッサを含み得る。プロセッサユニットは、相関器、回転子等のＨＷの部分のブロックが、ＣＦＯの値等の環境または同期化等のタスクに依存して変化するパラメータを有すること、および、ＣＦＯの推定が異なる長さの相関を用いることを設定するためにも用いられる。受信されたサンプルは、ユニット５により変更される必要はなく、たとえば、透過式に転送される。

ＡＤＣ４１からのサンプルは、第１のシフトレジスタユニットに供給される。このシフトレジスタユニットは、２つの同一の内部シフタレジスタ４２および４３を有し、これらのレジスタの各々を用いて、自己相関のために、入来する複素サンプルの２つの組の一方を格納する。第１の設定入力５４に依存して、当該サンプルは、ＣＦＯ補償ユニット４５に提供される。設定入力５４は、プロセッサユニット５１から提供される。相関器４４は、シフトレジスタユニットからの入力サンプル（複素形式）の２つのアレイから、移動相関の計算を行なう。

ＣＦＯ補償器ユニット４５は、時間領域回転子（図１１ｃに図示）であり、この時間領域回転子は、累算されたＣＦＯの角度を用いて入力サンプルを補償し、第２のシフトレジスタユニットにこれらのサンプルを渡す。第２のシフトレジスタユニットは、複素形式の入力サンプルを格納するための２つの内部シフタレジスタ４６および４７と、既知のトレーニングシーケンスの複素形式の当該パターンを格納するための記憶装置４８および４９とをそれぞれ、補償のために有する。ユニット４５は、設定されたプリアンブルのタイプに従い、相互相関器５０に対してサンプルの２つのアレイを生成する。サンプルのこれらの２つのアレイは、それぞれサンプルレジスタ４６および４７から抽出される。必要な場合、第２のシフトレジスタユニットは、入力サンプルから直接サンプルを受信することができる。第２のシフトレジスタユニットの動作は、設定信号５５を介してプロセッサユニット５１により設定される。相互相関器５０は、サンプルと既知のパターンとを相関させる。

プロセッサユニット５１は、少なくとも１つのマイクロプロセッサ５２を含む。プロセッサ５２は、まず、ユニット４４から入来する振幅信号内に平坦部（図２のすべてのプリアンブルに対する、自己相関されたＳＴＳ）がないか探す。プロセッサ５２は、所望の平坦部の終端がないか探す。たとえば、図２ｂのプリアンブルについて、プロセッサ５２は、移動相関シフトレジスタ内の最大値の位置と最小値の位置との間の距離が、当該の標準に依存する、予め規定された数と数との間に収まっている地点がないか探す。次に、プロセッサ５２は、移動相関振幅の最大値および最小値を用いて、相対的な上限しきい値および下限しきい値を計算する。これらのしきい値は、同期化を改善するために動的に適合され得る。プロセッサ５２は、これらのしきい値を用いて、第１のサンプルがないか探す。第１のサンプルにおいて、移動相関振幅は、上限しきい値未満であり、かつ、関連する距離内の以前の地点に存在し、相関振幅は下限しきい値よりも大きい。これらの地点間の距離は、プロセッサ５２により設定され得る。相関のピークは、ＳＴＳの終端である。次に、プロセッサ５２は、ユニット４４からの位相信号内の予め規定された距離内における現在の地点と以前の地点との間に、π（パイ）の位相ジャンプがないかどうか検査する。相関位相は、その間に位相のオフセットを有する２つの値により表わされ、このこともまた、プロセッサ５２により設定可能である。このことは、フェーズラップの危険性のため、必要とされる。

他のプリアンブルに関し、プロセッサは、他の任意の適切な手段により、平坦部の終端を求める。

プロセッサ５２は次に、ユニット４４からの自己相関された出力から、或る情報を求める。たとえば、図２ｃのプリアンブルに関しては、ユニット４４からの相関付けられたサンプルにおける位相曲線のシフトの大きさから、ＣＦＯの兆候が求められる。代替的に、ユニット４４からの相関付けられたサンプルにおける位相曲線のシフトの大きさから、粗いＣＦＯの推定値が最初に得られる。ユニット４４がＬＴＳを処理している場合、ユニット４４から受信した６４個のサンプルにわたり、ＬＴＳの相関位相の平均値として正確なＣＦＯが推定される。プロセッサ５２は、ＳＴＳがいつ識別されたかを認識して、設定信号５３を相関ユニット４４に送信し、異なる相関、たとえば３２個のサンプルの相関に備えて再構成を行なう。プロセッサ５２は、ＣＦＯの兆候か、または、ＳＴＳから得られた粗いＣＦＯの推定値（利用可能な場合）を調べることにより、フェーズラップを考慮するためにどの位相表現を用いるか（０〜２パイまたは−パイから＋パイ）を決定する。この結果は、加算の最後に６４で除算されるが、どの除算が正しい方向で行なわれたかは、粗いＣＦＯの推定値の大きさを参照することによって確認される。ＣＦＯの推定値は、常に利用可能であり、すなわち、粗いか、または正確かのいずれかであり、設定信号５６を介してＣＦＯ推定器４５に提供される。

正確なシンボルのタイミングは、ＣＦＯが補償されたサンプルと、ユニット５０から得られる既知のトレーニングシーケンスとを相互相関させることによって得られる。プロセッサは、関与するトレーニングシーケンスに依存して、この出力内に特定の波形がないか探し、たとえば、この出力内に大きなピークがないか探す。このピークを局在化させるために、ＳＴＳからの粗い同期化を用いてウインドウを設けることができる。粗いか、または正確なタイミング基準は、プロセッサユニット５１の出力である。適切な既知のシーケンス、たとえば、図２のプリアンブルのＳＴＳ、ＬＴＳ、またはそれらの両方との相互相関が行なわれ得る。

上述の受信機は、マルチモード受信機であるように設定され得、すなわち、図２の任意のプリアンブルを受信および処理することができる。このことを達成するために、プロセッサ５２は、設定信号５３〜５６を用いて、同期化ユニットを適切なアルゴリズムに設定
する。

この発明はまた、処理手段上で実行されるとこの発明の１つ以上の方法を実施するコードを含む、ソフトウェアコンピュータプログラムも含む。このソフトウェアは、既知のトレーニングシーケンスで変調されたキャリアを含む受信信号を処理するためのコードを含み得、既知のトレーニングシーケンスを含む受信信号の一部の自己相関により得られる自己相関信号からキャリア周波数のオフセットの推定値を得るコードと、得られた周波数のオフセットの推定値により受信信号を補償して、補償された受信信号を形成するためのコードと、補償された受信信号の、既知のトレーニングシーケンスとの相互相関により、受信信号に対するタイミング基準を得るためのコードとを含む。自己相関ステップのためのソフトウェアコードは、トレーニングシーケンスを示す、自己相関信号の振幅における特性曲線を検出するためのコードを含み得る。自己相関ステップのためのコードはまた、トレーニングシーケンスを示す、自己相関信号の位相における特性曲線を検出するためのコードも含み得る。ソフトウェアはまた、自己相関信号内の位相シフトを求めるためのコードも含み得る。ソフトウェアはまた、位相シフトからキャリア周波数のオフセットを求めるためのコードも含み得る。ソフトウェアはまた、補償された受信信号の、既知のトレーニングシーケンスとの相互相関の振幅においてトレーニングシーケンスを示す特性曲線を求めるためのコードも含み得る。ソフトウェアはまた、補償された受信信号と、既知のトレーニングシーケンスとの相互相関により得られるタイミング基準が存在しない場合に、受信信号の自己相関により得られた、受信信号に対するタイミング基準を出力するためのコードも含み得る。ソフトウェアはまた、そうでない場合に、補償された受信信号の、既知のトレーニングシーケンスとの相互相関により求められたタイミング基準を出力するためのコードも含み得る。ソフトウェアはまた、補償された受信信号の、既知のトレーニングシーケンスとの相互相関により得られた、受信信号に対するタイミング基準が存在する場合には、このタイミング基準と、受信信号の自己相関により求められたタイミング基準とを比較し、そして、これらの２つのタイミング基準がしきい値を超える分だけ異なっている場合にはリセット信号を出力し、そうでない場合には、補償された受信信号と既知のトレーニングシーケンスとの相互相関により得られる、受信信号に対するタイミング基準を出力するためのコードも含み得る。この発明はまた、上述のコンピュータプログラムの任意のものを格納するデータキャリアも含む。データキャリアは、好ましくは機械可読であり、コンピュータ装置にロードされると、この発明に従った方法を実行する。たとえば、上述のソフトウェアプログラムは、ＣＤ−ＲＯＭ、ディスケット、磁気テープ等の任意の適切なデータキャリアに格納され得るか、または、ネットワーク要素またはコンピュータの記憶装置内に含まれ得る。

当業者は、上述の内容から、この発明の特定の局面を認識するであろう。まず、受信した信号に対して自己相関が実施されて、ＣＦＯの推定値を得る。このことは、１段階の処理または２段階の処理として行なうことができ、たとえば、最初にＳＴＳの自己相関からＣＦＯの兆候を得て、次に、ＬＴＳの自己相関が続き、ＣＦＯの推定値を得る。この推定値を用いて、受信信号のＣＦＯを補償する。次に、補償したこれらの信号を相互相関させて、タイミングの正確な値を得る。

この発明は、電気通信システム用の受信機、特に無線通信システム、とりわけ、ローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）等のＯＦＤＭシステム用の受信機で使用すると有利であると考えられる。この発明により、高いビットレートでの動作に必須であり、かつ、より良好なビット誤り率および通信の品質改善を行なうことのできる、正確かつロバストな同期化が可能になる。

好ましい実施例を参照してこの発明を図示および説明してきたが、この発明の範囲および精神から逸脱することなく形状および詳細におけるさまざまな変更または変形を行ない
得ることを、当業者は理解するであろう。

この発明とともに用いることのできるＯＦＤＭ受信機の概略図である。 この発明とともに用いることのできるＯＦＤＭフレームのプリアンブルの図であり、ＨＩＰＥＲＬＡＮ２（ＥＴＳＩ）放送プリアンブルを表わす図である。 この発明とともに用いることのできるＯＦＤＭフレームのプリアンブルの図であり、ＨＩＰＥＲＬＡＮ２（ＥＴＳＩ）のアップロングプリアンブルの図である。 この発明とともに用いることのできるＯＦＤＭフレームのプリアンブルの図であり、ＩＥＥＥ８０２．１１ａのプリアンブルの図である。 この発明の一実施例に従った、タイミングおよび周波数同期化ユニットの詳細図である。 図３のタイミングおよび周波数同期化ユニットとともに用いることのできる自己相関ユニットおよび周波数オフセットユニットの図である。 図２ａに示すプリアンブル（ＣＦＯを有さないＥＴＳＩ放送）を処理する際の、サンプル数に対する、図４の自己相関ユニットの振幅出力を示す図である。 図２ａに示すプリアンブル（ＣＦＯを有さないＥＴＳＩ放送）を処理する際の、サンプル数に対する、図４の自己相関ユニットの位相出力（ラジアンで表示）を示す図である。 図２ａのプリアンブルにＣＦＯ（２４０ｋＨｚ）が存在する際の、図４の自己相関ユニットの振幅出力を示す図である。 図２ａのプリアンブルにＣＦＯ（２４０ｋＨｚ）が存在する際の、図４の自己相関ユニットの位相出力（ラジアンで表示）を示す図である。 図２ｂに示すプリアンブル（ＣＦＯを有さないＥＴＳＩアップロング）を処理する際の、サンプル数に対する、図４の自己相関ユニットの振幅出力を示す図である。 図２ｂに示すプリアンブル（ＣＦＯを有さないＥＴＳＩアップロング）を処理する際の、サンプル数に対する、図４の自己相関ユニットの位相出力（ラジアンで表示）を示す図である。 図２ｂのプリアンブル（ＣＦＯ＝２４０ｋＨｚのＥＴＳＩアップロング）にＣＦＯが存在する際の、図４の自己相関ユニットの振幅出力を示す図である。 図２ｂのプリアンブル（ＣＦＯ＝２４０ｋＨｚのＥＴＳＩアップロング）にＣＦＯが存在する際の、図４の自己相関ユニットの位相出力（ラジアンで表示）を示す図である。 図３のタイミングおよび周波数の同期化ユニットで用いるためのマッチドフィルタの形を取った相互相関器を示す図である。 図６の相互相関器の出力（ＥＴＳＩアップロング、図２ｂ）としてのサンプル数と、振幅との相互相関を示す図である。 この発明の一実施例に従ったキャリア周波数オフセットユニットの概略図である。 この発明の一実施例に従った同期化マシンの概略ブロック図である。 この発明の一実施例に従ったシンボルタイミング決定ユニットの概略詳細図である。 この発明の一実施例に従った、さらに別のシンボルタイミング決定ユニットの概略詳細図である。 どのようにして移動相関が実施され得るかを示す図である。 この発明とともに用いることのできる、さまざまな相関距離Ｄを用いた移動相関の形を示す図である。 この発明とともに用いることのできる、さまざまな相関距離Ｄを用いた移動相関の形を示す図である。 この発明とともに用いることのできる自己相関の機構の概略図である。 この発明とともに用いることのできる相互相関の機構の概略図である。 時間領域回転子を示す図である。 この発明の実施例に従って用いられて同期化を判定する、特徴的な下降−上昇−下降の軌跡の構造を示す図である。 ＣＦＯが存在する際の、プリアンブルのＬＴＳの部分における移動相関の結果を示す図であり、振幅信号を示す図である。 ＣＦＯが存在する際の、プリアンブルのＬＴＳの部分における移動相関の結果を示す図であり、位相信号を示す図である。 この発明の実施例におけるプリアンブルのＬＴＳの部分とともに用いることのできる移動相関を示す図である。 この発明の一実施例に従ったタイミング基準ユニットの、ハードウェア／ソフトウェアの実施例を示す図である。 図２ｃに示すプリアンブルを処理する際の、サンプル数に対する、図４の自己相関ユニットの振幅出力を示す図である。位相出力（ラジアンで表示） 図２ｃに示すプリアンブルを処理する際の、サンプル数に対する、図４の自己相関ユニットの位相出力（ラジアンで表示）を示す図である。 図２ｃのプリアンブルにＣＦＯが存在する際の、図４の自己相関ユニットの振幅出力を示す図である。 図２ｃのプリアンブルにＣＦＯが存在する際の、図４の自己相関ユニットの位相出力（ラジアンで表示）を示す図である。 この発明の実施例に従った、相互相関法を示す図である。 この発明の実施例に従った、相互相関法を示す図である。 この発明の実施例に従った、相互相関法を示す図である。 図１７の方法を用いた相互相関の結果を示す図である。 図１７の方法を用いた相互相関の結果を示す図である。 図１７の方法を用いた相互相関の結果を示す図である。

Claims (26)

1. 既知のトレーニングシーケンスで変調されたキャリアを含む信号を受信するための受信機であって、
   信号を受信し、そして、既知のトレーニングシーケンスを含む受信信号の一部の自己相関により得られる自己相関信号からキャリア周波数のオフセットの推定値を得るための周波数オフセット推定ユニットと、
   周波数オフセット推定ユニットから得られた周波数のオフセットにより受信信号を補償して、補償された受信信号を形成するための周波数オフセット補償ユニットと、
   補償された受信信号の、既知のトレーニングシーケンスとの相互相関により、受信信号に対するタイミング基準を得るための時間基準決定ユニットとを含む、受信機。
2. 時間基準決定ユニットは、受信信号の自己相関により、受信信号に対する第１のタイミング基準を得て、かつ、補償された受信信号の、既知のトレーニングシーケンスとの相互相関により、受信信号に対する第２のタイミング基準を得るように適合される、請求項１に記載の受信機。
3. 周波数オフセット推定ユニットは、受信信号の自己相関信号における位相シフトを求めるための手段を含む、請求項１または２に記載の受信機。
4. 受信機は、自己相関信号の位相において既知のトレーニングシーケンスを示す特性曲線を検出するための手段を含む、請求項１から３のいずれかに記載の受信機。
5. 受信機は、自己相関信号の振幅において既知のトレーニングシーケンスを示す特性曲線を検出するための手段を含む、請求項１から４のいずれかに記載の受信機。
6. 特性曲線はピークおよび／または谷を含み、しきい値を用いてピークおよび谷を検出する、請求項４または５に記載の受信機。
7. しきい値は、動的に設定される、請求項６に記載の受信機。
8. 周波数オフセット推定ユニットは、位相シフトからキャリア周波数のオフセットを求めるための手段を含む、請求項３から７のいずれかに記載の受信機。
9. 受信機は、既知のシーケンスからの自己相関信号の位相からＣＦＯの兆候を求めるための手段を含む、請求項１から８のいずれかに記載の受信機。
10. 受信機は、受信信号のさらなる既知のシーケンスからの自己相関信号における位相シフトを求めるための手段を有する、請求項９に記載の受信機。
11. 時間基準決定ユニットは、自己相関信号の振幅において既知のトレーニングシーケンスを示す特性曲線を求めるための手段を含む、請求項１から１０のいずれかに記載の受信機。
12. 時間基準決定ユニットは、自己相関信号の位相において既知のトレーニングシーケンスを示す特性曲線を求めるための手段を含む、請求項１から１１のいずれかに記載の受信機。
13. 時間基準決定ユニットは、補償された受信シーケンスの、既知のトレーニングシーケンスとの相互相関の振幅において既知のトレーニングシーケンスを示す特性曲線を求めるた
    めの手段を含む、請求項１から１２のいずれかに記載の受信機。
14. 特性曲線は、ピークおよび／または谷を含み、しきい値を用いてピークおよび谷を検出する、請求項１３に記載の受信機。
15. しきい値は、動的に設定される、請求項１４に記載の受信機。
16. 受信機は、補償された受信信号の、既知のトレーニングシーケンスとの相互相関により得られるタイミング基準が存在しない場合に、受信信号の自己相関により受信信号から得られるタイミング基準を出力するように適合される、請求項１から１５のいずれかに記載の受信機。
17. 受信機は、そうでない場合に、受信信号の相互相関により求められたタイミング基準を出力するように適合される、請求項１６に記載の受信機。
18. 受信機は、補償された受信信号の、既知のトレーニングシーケンスとの相互相関により得られる、受信信号に対するタイミング基準が存在する場合には、該タイミング基準と、受信信号の自己相関により求められたタイミング基準とを比較し、そして、２つのタイミング基準がしきい値を超える分だけ異なっている場合にはリセット信号を出力し、そうでない場合には、補償された受信信号の、既知のトレーニングシーケンスとの相互相関により得られた、受信信号に対するタイミング基準を出力するように適合される、請求項１６に記載の受信機。
19. タイミング基準決定ユニットは、受信信号の、トレーニングシーケンスとの相互相関における相関のピークからシンボルのタイミングを求めるように適合される、請求項１から１８のいずれかに記載の受信機。
20. 受信信号は、サイクリックプレフィックスも含み、受信機はさらに、サイクリックプレフィックスの、受信信号との自己相関によりキャリア周波数のオフセットについての正確な値を得るための手段を含む、請求項１から１９のいずれかに記載の受信機。
21. 請求項１から２０のいずれかに記載の受信機を含む、ＯＦＤＭ電気通信システム。
22. 既知のトレーニングシーケンスで変調されたキャリアを含む受信信号を処理するための方法であって、
    既知のトレーニングシーケンスを含む受信信号の一部の自己相関により得られた自己相関信号からキャリア周波数のオフセットの推定値を得るステップと、
    得られた周波数のオフセットの推定値により、受信信号を補償して、補償された受信信号を形成するステップと、
    補償された受信信号の、既知のトレーニングシーケンスとの相互相関により、受信信号に対するタイミング基準を得るステップとを含む、方法。
23. 既知のトレーニングシーケンスで変調されたキャリアを含む信号を受信するための受信機であって、
    受信信号における既知のシーケンスの自己相関により、位相の自己相関信号および振幅の自己相関信号を生成するための自己相関ユニットと、
    受信信号に対するタイミング基準を得るための時間基準決定ユニットとを含み、時間基準決定ユニットは、位相信号および振幅信号の両方を用いて同期化を検出するための手段を含む、受信機。
24. 既知のトレーニングシーケンスで変調されたキャリアを含む受信信号からタイミング基準を得るための方法であって、
    受信信号における既知のシーケンスの自己相関により、位相の自己相関信号および振幅の自己相関信号を生成するステップと、位相信号および振幅信号の両方を用いて同期化を検出することにより、受信信号に対するタイミング基準を得るステップとを含む、方法。
25. 既知のトレーニングシーケンスで変調されたキャリアを含む信号を受信するための受信機であって、
    受信信号における既知のシーケンスの自己相関により、自己相関信号を生成するための自己相関ユニットと、
    受信信号に対するタイミング基準を得るための時間基準決定ユニットとを含み、時間基準決定ユニットは、自己相関信号において少なくとも２つの同期化の条件を検出することにより、同期化を検出するための手段を含む、受信機。
26. 既知のトレーニングシーケンスで変調されたキャリアを含む受信信号からタイミング基準を得るための方法であって、
    受信信号における既知のシーケンスの自己相関により、自己相関信号を生成するステップと、自己相関信号において少なくとも２つの同期化の条件を用いて同期化を検出することにより、受信信号に対するタイミング基準を得るステップとを含む、方法。