JP2010068066A - 同期回路及び同期方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラム - Google Patents

Abstract

【課題】受信タイミング検出のための回路規模の増大と消費電力の増大を招来することなく、正確な受信タイミングの検出を行なう。
【解決手段】同期回路１２４内では、パケット先頭のプリアンブルで大雑把な受信タイミングを決定するとともに、その仮受信タイミングの前後で複数の同期候補を設定する。そして、各同期候補で同期した受信信号についてそれぞれの信号品質を観測して、所定の選択基準に基づいて最も品質が良くなる同期候補を選択するようにしている。このような同期方法によれば、Ｌ−ＬＴＦによる相互相関演算を用いることなく、正確な受信タイミングの検出を行なうことができる。
【選択図】 図４

Description

本発明は、通信相手から到来するパケットのプリアンブル部分を用いてパケットを発見し同期処理を行なう同期回路及び同期方法、パケットのプリアンブル部分を用いた同期結果に基づいてパケットの受信動作を行なう無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムに係り、特に、複数の受信ブランチを備えた受信機においてパケットのプリアンブル部分を用いて正確な受信タイミングを検出する同期回路及び同期方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムに関する。

さらに詳しくは、本発明は、受信タイミング検出のための回路規模の増大と消費電力の増大を招来することなく、正確な受信タイミングの検出を行なう同期回路及び同期方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムに係り、特に、パケットのプリアンブル部分について相互相関演算を用いることなく、正確な受信タイミングの検出を行なう同期回路及び同期方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムに関する。

旧来の有線通信方式における配線から解放するシステムとして、無線ネットワークが注目されている。無線ネットワークに関する標準的な規格として、ＩＥＥＥ（Ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ）８０２．１１やＩＥＥＥ８０２．１５を挙げることができる。例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇでは、無線ＬＡＮの標準規格として、マルチキャリヤ方式の１つであるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）変調方式が採用されている。

ＯＦＤＭ変調方式を採用した無線通信システムでは、送信側では、送信データをシリアル・パラレル変換し、逆高速離散フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行なうことで直交する多数のサブキャリヤの一括変調を行なう。送信側では、ＩＦＦＴ処理されたフレーム構造を有する変調信号の先頭に「プリアンブル」と呼ばれる同期用トレーニング信号をバースト的に付加して送信する。一方の受信側では、受信したプリアンブルを用いて受信信号電力の正規化（ＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ：自動利得制御）ゲインの設定）、周波数オフセット補正、受信タイミングの検出などが行なわれ、さらに検出されたタイミングに基づいてＦＦＴウィンドウを設けてＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速離散フーリエ変換）演算が行なわれる。

ここで、受信タイミング検出の精度は、受信性能に大いに影響する。上述したＯＦＤＭ変調方式の場合、受信シンボルに対してＦＦＴ処理を行なうタイミングを最適化することが必要である。ＦＦＴタイミングのずれは、シンボル間干渉やシンボルの回転を引き起こすことから、受信性能を劣化させる原因になる。

受信タイミングの検出は、パケット先頭でバースト的に送信されるトレーニング信号すなわちプリアンブルを用いて行なわれる。受信機は、このプリアンブル部分で自己相関又は相互相関をとり、相関結果がある閾値を超えた時点を基準に受信タイミングを検出することができる。

自己相関は、プリアンブル部に含まれる繰り返し信号間の相関を求めるものである。一方、相互相関は、あらかじめ既知のデータ列と入力のデータ列の相関を取るものである。自己相関は反射やフェーディングに強い反面、プリアンブル以外のデータや雑音でも相関を示してしまうという弱点がある。これに対し、相互相関は雑音や無関係なデータに対して相関を検出しないが、大きな受信周波数のずれ、反射やフェーディングなどで受信波形が変化すると、相関のピークが小さくなる傾向がある（例えば、特許文献１を参照のこと）。

例えば、プリアンブルの前半部分で自己相関をとって大雑把な受信タイミング（仮受信タイミング）を決定した後、プリアンブルの後半部分において仮受信タイミングを中心に計算される時間ウィンドウ内で相互相関をとることによって正確な受信タイミングを抽出する方法が知られている（例えば、特許文献１を参照のこと）。

図１５には、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇにおけるフレーム・フォーマットを示している。また、図１６には、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇで規定されているプリアンブル構成を示している。図示のように、先頭には、８．０マイクロ秒のショート・プリアンブル区間（ＳＴＦ：Ｓｈｏｒｔ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｆｉｅｌｄ）と８．０マイクロ秒のロング・プリアンブル区間（ＬＴＦ：Ｌｏｎｇ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｆｉｅｌｄ）が付加されている。ショート・プリアンブル区間では、ショート・トレーニング・シーケンス（Ｓｈｏｒｔ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ：ＳＴＳ）からなるショート・プリアンブルｔ₁〜ｔ₁₀がバースト的すなわち１０回繰り返して送られる。また、ロング・プリアンブル区間では、１．６マイクロ秒のガード区間（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）ＧＩ２の後に、ロング・トレーニング・シーケンス（Ｌｏｎｇ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ：ＬＴＳ）からなるロング・プリアンブルＴ₁〜Ｔ₂が２回繰り返して送られる。

受信機は、通常、ＳＴＦ内に繰り返し含まれる既知トレーニング・シーケンスＳＴＳ間で自己相関をとり、自己相関の絶対値（の２乗）のピーク位置を仮受信タイミングとして決定することができる。自己相関は、例えば、受信信号と１繰り返し周期分だけ前に受信した遅延信号との複素共役乗算結果の累積加算若しくは移動平均を行なうことによって計算することができる。

受信機は、続くＬＴＦで、仮受信タイミングを中心に計算される時間ウィンドウ内で相互相関をとることによって正確な受信タイミングを抽出する。図１６に示したように、ＬＴＦでは、３．２マイクロ秒の既知信号ＬＴＳを２．５回繰り返して送信される。すなわち、ＬＴＦの構成は３．２マイクロ秒×２．５回＝８マイクロ秒となっている。そこで、受信機は、３．２マイクロ秒の長さ分のＬＴＦのテーブルを持っておき、この既知のＬＴＦテーブルと受信信号のＬＴＦと思われる仮受信タイミング付近との相互相関を計算する。

すると、図１７に示すような相互相関値のピークを検出することができる。ＬＴＦでは３．２マイクロ秒の既知信号ＬＴＳを２．５回繰り返しているので、正確には２箇所でピークが立つ筈であるが、ＳＴＦであらかじめ大雑把な同期をとっておくことにより、ＬＴＦの先頭のピークのみを探索するように、正確なタイミングを検出するための相互相関回路を構成することができる。そして、同図に示したピークの位置に基づいて判断される同期ポイントを以って、後段の復調処理やＦＦＴ処理を実行すればよい。

ところで、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇの規格では最大で５４Ｍｂｐｓの通信速度を達成する変調方式をサポートしているが、さらなる高ビットレートを実現できる次世代の無線ＬＡＮ規格が求められている。ＩＥＥＥ８０２．１１の拡張規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、マルチアンテナを用いてチャネル特性に応じた送信ビーム・フォーミングを行なうＯＦＤＭ＿ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）通信方式を採用している。

複数の受信ブランチを備えたＭＩＭＯ受信機において、正確な受信タイミングを行なうための同期回路の構成方法として、受信ブランチ毎にＬＴＦの相互相関回路を実装することが挙げられる。例えば、３ブランチ分のＬＴＦの相互相関回路を実装し、各ブランチで検出した同期タイミングから、全体を代表する同期タイミングを選択して採用する。しかしながら、相互相関値を求めるための回路は非常に規模が大きくなるため、システムの製造コストの増大や消費電力の増大といった問題を招来する。

あるいは、受信機がＳＴＦによる同期タイミングの検出だけを実施し、ＬＴＦによる正確な同期タイミングの検出処理を省略することも考えられるが、同期タイミングの精度が高くないことは明らかであり、シンボル間干渉やシンボルの回転によって受信特性が劣化してしまうであろう。

特開２００３−６９５４６号公報、段落０００７ 特開２００４−２２１９４０号公報、段落０１８２、０２０２、図１９

本発明の目的は、通信相手から到来するパケットのプリアンブル部分を用いてパケットを発見し同期処理を好適に行なう優れた同期回路及び同期方法、パケットのプリアンブル部分を用いた同期結果に基づいてパケットの受信動作を好適に行なうことができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することにある。

本発明のさらなる目的は、複数の受信ブランチを備えた受信機においてパケットのプリアンブル部分を用いて正確な受信タイミングを検出することができる、優れた同期回路及び同期方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することにある。

本発明のさらなる目的は、受信タイミング検出のための回路規模の増大と消費電力の増大を招来することなく、正確な受信タイミングの検出を行なうことができる、優れた同期回路及び同期方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することにある。

本発明のさらなる目的は、パケットのプリアンブル部分について相互相関演算を用いることなく、正確な受信タイミングの検出を行なうことができる、優れた同期回路及び同期方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することにある。

本願は、上記課題を参酌してなされたものであり、請求項１に記載の発明は、
受信したパケットに付加された既知トレーニング信号からなるプリアンブル部分を用いて仮受信タイミングを決定する粗同期回路と、
前記仮受信タイミングに基づいて複数の同期候補を設定し、各々の同期候補での受信信号の同期を調整する同期候補タイミング調整部と、
前記複数の同期候補でそれぞれ同期した受信信号の信号品質を観測する信号品質観測部と、
前記信号品質観測部における信号品質の観測結果に基づいて、いずれかの同期候補を最終的な受信タイミングとして選択する同期候補選択部と、
を具備することを特徴とする同期回路である。

本願の請求項１に記載の同期回路において、前記粗同期回路は、本願の請求項２に記載の通り、受信したパケットのプリアンブル部分の自己相関をとって仮受信タイミングを決定することができる。

また、本願の請求項１に記載の同期回路において、本願の請求項３に記載の通り、前記同期候補タイミング調整部は、前記仮受信タイミング並びにその前後の位置で複数の同期候補を設定し、各々の同期候補での受信信号の同期を調整するようにすればよい。

また、本願の請求項１に記載の同期回路において、前記同期候補選択部は、本願の請求項４に記載の通り、所定の選択基準に基づいて最も品質が良くなる同期候補を最終的な受信タイミングとして選択する。

本願の請求項１に記載の同期回路が複数の受信ブランチを備えた受信機に適用される場合には、本願の請求項５に記載の通り、前記同期候補タイミング調整部は、各々の同期候補で同期をタイミング調整した受信信号を各受信ブランチに割り当てるようにする。そして、前記信号品質観測部は、各受信ブランチにおける受信信号の信号品質を観測し、前記同期候補選択部は、所定の選択基準に基づいて受信信号の品質が最も良くなる受信ブランチに該当する同期候補を最終的な受信タイミングとして選択するようにすればよい。

また、本願の請求項１に記載の同期回路において、本願の請求項６に記載の通り、前記同期候補タイミング調整部は、受信したパケットのプリアンブル部分の同期を各々の同期候補で調整し、前記信号品質観測部は、各々の同期候補で同期したプリアンブル部分についての信号品質を観測することができる。

また、本願の請求項１に記載の同期回路において、本願の請求項７に記載の通り、前記信号品質観測部は、各同期候補で同期して受信したプリアンブル部分からチャネル行列をそれぞれ推定して、各チャネル行列の逆行列の行のノルムを信号品質として観測することができる。このような場合、前記同期候補選択部は、該ノルムが最も小さくなる受信信号の同期に用いた同期候補を最終的な受信タイミングとして選択するようにすればよい。

また、本願の請求項１に記載の同期回路がＯＦＤＭ変調方式の受信機に適用される場合には、本願の請求項８に記載の通り、前記信号品質観測部は、各同期候補で同期して受信したプリアンブル部分をＦＦＴ演算した後の位相回転量を信号品質として観測することができる。そして、前記同期候補選択部は、該位相回転量が最も小さくなる受信信号の同期に用いた同期候補を最終的な受信タイミングとして選択するようにすればよい。

また、本願の請求項１に記載の同期回路において、本願の請求項９に記載の通り、前記信号品質観測部は、各同期候補で同期して受信した信号を復号処理する際に得られる尤度を信号品質として観測することができる。そして、前記同期候補選択部は、該尤度が最も高くなる受信信号の同期に用いた同期候補を最終的な受信タイミングとして選択するようにすればよい。

あるいは、本願の請求項１０に記載の通り、前記信号品質観測部は、各同期候補で同期して受信した既知の信号を復号処理する前の誤り率を信号品質として観測することができる。そして、前記同期候補選択部は、該誤り率が最も低くなる受信信号の同期に用いた同期候補を最終的な受信タイミングとして選択するようにすればよい。

あるいは、本願の請求項１１に記載の通り、前記信号品質観測部は、各同期候補で同期して受信した既知の信号を復号処理した後の誤り率を信号品質として観測することができる。そして、前記同期候補選択部は、該誤り率が最も低くなる受信信号の同期に用いた同期候補を最終的な受信タイミングとして選択するようにすればよい。

また、本願の請求項１に記載の同期回路において、本願の請求項１２に記載の通り、前記信号品質観測部は、各同期候補で同期して受信したプリアンブル部分から推定されるノイズを信号品質として観測することができる。このような場合、前記同期候補選択部は、該ノイズが最も小さくなる受信信号の同期に用いた同期候補を最終的な受信タイミングとして選択するようにすればよい。

また、本願の請求項１に記載の同期回路がＯＦＤＭ変調方式の受信機に適用される場合には、本願の請求項１３に記載の通り、パケットのプリアンブル部分がＦＦＴ演算の帯域幅のＮ分の１の帯域幅であるとすると（但し、Ｎは正の数）、前記同期候補タイミング調整部は、受信ブランチ当たりＭ個の同期候補を設定し（但し、Ｍは２以上でＮ以下となる正の整数）、各々の同期候補で同期をタイミング調整するとともに、（Ｍ−１）個の受信信号を周波数シフトしてすべての受信信号を前記ＦＦＴ演算の帯域幅の中に配置することで、１つの受信ブランチに対してＭ個の受信信号の信号品質の各側を割り当てることができるようになる。

通常、最終的な受信タイミングの決定に用いるプリアンブル部分は、Ｎ回以上の既知トレーニング信号の繰り返しからなる（但し、Ｎは正の数）。そこで、本願の請求項１に記載の同期回路において、本願の請求項１４に記載の通り、前記同期候補タイミング調整部は、受信ブランチ当たりＭ個の同期候補を設定し（但し、Ｍは２以上でＮ以下となる正の整数）、繰り返し回数がＫ番目のプリアンブル部分をＫ番目の同期候補で同期をタイミング調整したＭ個の受信信号を１つの受信ブランチに割り当てるようにしてもよい（但し、Ｋは１からＭまでの正の整数）。

また、本願の請求項１５に記載の発明は、
受信したパケットに付加された既知トレーニング信号の繰り返しからなるプリアンブル部分を用いて仮受信タイミングを決定する粗同期ステップと、
前記仮受信タイミングに基づいて複数の同期候補を設定し、各々の同期候補での受信信号の同期を調整する同期候補タイミング調整ステップと、
前記複数の同期候補の各々で同期した受信信号の信号品質を観測する信号品質観測ステップと、
前記信号品質観測ステップにより得られた信号品質の観測結果に基づいて、いずれかの同期候補を最終的な受信タイミングとして選択する同期候補選択ステップと、
を具備することを特徴とする同期方法である。

また、本願の請求項１６に記載の発明は、
既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルが先頭に付加されたパケットを受信する受信部と、
受信したプリアンブル部分を用いて仮受信タイミングを決定する粗同期回路と、前記仮受信タイミングに基づいて複数の同期候補を設定して各々の同期候補での受信信号の同期を調整する同期候補タイミング調整部と、前記複数の同期候補の各々で同期した受信信号の信号品質を観測する信号品質観測部と、前記信号品質観測部における信号品質の観測結果に基づいて、いずれかの同期候補を最終的な受信タイミングとして選択する同期候補選択部を備えた同期回路を備え、
前記の最終的な受信タイミングでプリアンブル以降に受信する情報信号の同期をとって受信処理を行なう、
ことを特徴とする無線通信装置である。

また、本願の請求項１７に記載の発明は、
既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルが先頭に付加されたパケットを受信する受信ステップと、
受信したプリアンブル部分を用いて仮受信タイミングを決定し、前記仮受信タイミングに基づいて複数の同期候補を設定して各々の同期候補での受信信号の同期を調整し、前記複数の同期候補の各々で同期した受信信号の信号品質を観測し、該信号品質の観測結果に基づいていずれかの同期候補を最終的な受信タイミングとして選択する同期ステップと、
前記の最終的な受信タイミングでプリアンブル以降に受信する情報信号の同期をとって受信処理を行なうステップと、
を具備することを特徴とする無線通信方法である。

また、本願の請求項１８に記載の発明は、パケットの受信タイミングをとるための処理をコンピューター上で実行するようにコンピューター可読形式で記述されたコンピューター・プログラムであって、前記コンピューターを、
受信したパケットに付加された既知トレーニング信号の繰り返しからなるプリアンブル部分を用いて仮受信タイミングを決定する粗同期回路、
前記仮受信タイミングに基づいて複数の同期候補を設定し、各々の同期候補での受信信号の同期を調整する同期候補タイミング調整部、
前記複数の同期候補の各々で同期した受信信号の信号品質を観測する信号品質観測部、
前記信号品質観測部における信号品質の観測結果に基づいて、いずれかの同期候補を最終的な受信タイミングとして選択する同期候補選択部、
として機能させるためのコンピューター・プログラムである。

本願の請求項１８に係るコンピューター・プログラムは、コンピューター・システム上で所定の処理を実現するようにコンピューター可読形式で記述されたコンピューター・プログラムを定義したものである。換言すれば、本願の請求項１８に係るコンピューター・プログラムをコンピューター・システムにインストールすることによって、コンピューター・システム上では協働的作用が発揮され、本願の請求項１に係る同期回路と同様の作用効果を得ることができる。

本発明によれば、複数の受信ブランチを備えた受信機においてパケットのプリアンブル部分を用いて正確な受信タイミングを検出することができる、優れた同期回路及び同期方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することができる。

また、本発明によれば、受信タイミング検出のための回路規模の増大と消費電力の増大を招来することなく、正確な受信タイミングの検出を行なうことができる、優れた同期回路及び同期方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することができる。

また、本発明によれば、パケットのプリアンブル部分について相互相関演算を用いることなく、正確な受信タイミングの検出を行なうことができる、優れた同期回路及び同期方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することができる。

本願の請求項１、２、３、４、１５乃至１８に記載に発明によれば、受信したパケットのプリアンブル部分の自己相関をとるなどして得られる大雑把となる仮受信タイミングを決定すると、前記仮受信タイミング並びにその前後の位置で複数の同期候補を設定して各々の同期候補での受信信号の同期を調整し、前記複数の同期候補の各々で同期した受信信号の信号品質が最もよくなる同期候補を最終的な受信タイミングとして選択することができる。したがって、プリアンブルの相互相関演算を用いることなく、正確な受信タイミングの検出を行なうことができる。

また、本願の請求項５に記載の発明によれば、例えばＭＩＭＯ通信などのマルチアンテナ構成の受信機において、各々の同期候補で同期をタイミング調整した受信信号を各受信ブランチに割り当て、各同期候補で同期した受信信号の品質の観測を各受信ブランチで並列的に行ない（すなわち、異なる同期候補を同時に処理し）、所定の選択基準に基づいて受信信号の品質が最も良くなる受信ブランチに該当する同期候補を最終的な受信タイミングとして選択することができる。

また、本願の請求項６に記載の発明によれば、前記同期候補タイミング調整部は、受信したパケットのプリアンブル部分の同期を各々の同期候補で調整し、前記信号品質観測部は、各々の同期候補で同期したプリアンブル部分についての信号品質を観測するので、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎに規定されたプリアンブルのうち、すべての通信モードで共通の構成となるＳＴＦ（Ｌ−ＴＳＦ）やＬＴＦ（Ｌ−ＬＴＦ）を用いて正確な同期タイミングを決定することができる。

また、本願の請求項７に記載の発明によれば、各同期候補で同期して受信したプリアンブル部分のチャネル行列の逆行列の行のノルムを信号品質として観測し、該ノルムが最も小さくなる受信信号の同期に用いた同期候補を最終的な受信タイミングとして選択することができる。

また、本願の請求項８に記載の発明によれば、各同期候補で同期して受信したプリアンブル部分をＦＦＴ演算した後の位相回転量を信号品質として観測し、該ノルムが最も小さくなる受信信号の同期に用いた同期候補を最終的な受信タイミングとして選択することができる。

また、本願の請求項９に記載の発明によれば、各同期候補で同期して受信した信号を復号処理する際に得られる尤度を信号品質として観測し、該尤度が最も高くなる受信信号の同期に用いた同期候補を最終的な受信タイミングとして選択することができる。

また、本願の請求項１０に記載の発明によれば、各同期候補で同期して受信した既知の信号（例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎに規定されたプリアンブルのうち、すべての通信モードで共通の構成となるＳＴＦ（Ｌ−ＴＳＦ）やＬＴＦ（Ｌ−ＬＴＦ））を復号処理する前に得られる誤り率（ＲＡＷ−ＢＥＲ）を信号品質として観測し、該誤り率が最も低くなる受信信号の同期に用いた同期候補を最終的な受信タイミングとして選択することができる。

また、本願の請求項１１に記載の発明によれば、各同期候補で同期して受信した既知の信号（例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎに規定されたプリアンブルのうち、すべての通信モードで共通の構成となるＳＴＦ（Ｌ−ＴＳＦ）やＬＴＦ（Ｌ−ＬＴＦ））を復号処理した後に得られる誤り率（ＢＥＲ）を信号品質として観測し、該誤り率が最も低くなる受信信号の同期に用いた同期候補を最終的な受信タイミングとして選択することができる。

また、本願の請求項１２に記載の発明によれば、各同期候補で同期して受信したプリアンブル部分から推定されるノイズを信号品質として観測して、該ノイズが最も小さくなる受信信号の同期に用いた同期候補を最終的な受信タイミングとして選択することができる。

また、本願の請求項１３に記載の発明によれば、周波数軸方向に配置した複数の同期候補を１つの受信ブランチに割り当てて、受信ブランチ本数以上の同期候補からより最適な受信タイミングを選択することにより、タイミング検出の精度を向上させることができる。

具体的には、Ｌ−ＬＴＦの帯域幅は、全帯域（４０ＭＨｚ）のうちの上下いずれかの半分の２０ＭＨｚ（アッパー帯域又はローアー帯域）であることから、異なる同期候補で同期して受信した２個のＬ−ＬＴＦのうち一方を未使用の半分の２０ＭＨｚ（ローアー帯域又はアッパー帯域）側に周波数シフトさせることで、トモにＦＦＴ演算の帯域幅に配置して、１つの受信ブランチで同期候補選択のための処理を行なうことができるようになる。

また、本願の請求項１４に記載の発明によれば、時間軸方向に配置した複数の同期候補を１つの受信ブランチに割り当てて、受信ブランチ本数以上の同期候補からより最適な受信タイミングを選択することにより、タイミング検出の精度を向上させることができる。

本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。

図１８には、無線通信機能を搭載したコンピューターの構成例を示している。

ＣＰＵ１は、オペレーティング・システム（ＯＳ）が提供するプログラム実行環境下で、ＲＯＭ２やハード・ディスク・ドライブ１１に格納されているプログラムを実行する。例えば、後述する受信パケットの同期処理又はその一部の処理をＣＰＵ１が所定のプログラムを実行するという形態で実現することもできる。

ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）２は、ＰＯＳＴ（Ｐｏｗｅｒ Ｏｎ Ｓｅｌｆ Ｔｅｓｔ）やＢＩＯＳ（Ｂａｓｉｃ Ｉｎｐｕｔ Ｏｕｔｐｕｔ Ｓｙｓｔｅｍ）などのプログラム・コードを恒久的に格納する。ＲＡＭ３は、ＲＯＭ２やＨＤＤ１１に格納されているプログラムをＣＰＵ１が実行する際にロードしたり、実行中のプログラムの作業データを一時的に保持したりするために使用される。これらはＣＰＵ１のローカル・ピンに直結されたローカル・バス４により相互に接続されている。

ローカル・バス４は、ブリッジ５を介して、ＰＣＩ（Ｐｅｒｉｐｈｅｒａｌ Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ Ｉｎｔｅｒｃｏｎｎｅｃｔ）バスなどの入出力バス６に接続されている。

キーボード８と、マウスなどのポインティング・デバイス９は、ユーザにより操作される入力デバイスである。ディスプレイ１０は、ＬＣＤ（Ｌｉｑｕｉｄ Ｃｒｙｓｔａｌ Ｄｉｓｐｌａｙ）又はＣＲＴ（Ｃａｔｈｏｄｅ Ｒａｙ Ｔｕｂｅ）などから成り、各種情報をテキストやイメージで表示する。

ＨＤＤ１１は、記録メディアとしてのハード・ディスクを内蔵したドライブ・ユニットであり、ハード・ディスクを駆動する。ハード・ディスクには、オペレーティング・システムや各種アプリケーションなどＣＰＵ１が実行するプログラムをインストールしたり、データ・ファイルなどを保存したりするために使用される。

通信部１２は、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎに従う無線通信インターフェースであり、インフラストラクチャ・モード下でアクセスポイント若しくは端末局として動作し、あるいはアドホック・モード下で動作し、通信範囲内に存在するその他の通信端末との通信を実行する。

図１には、図１８に示したコンピューターに装備される通信部１２内の受信機側の構成例を模式的に示している。本発明の要旨は送信機の構成と直接関連しないので、以下では送信機の説明を省略する。

図１に示す受信機は、複数のアンテナを備えチャネル特性に応じた送信ビーム・フォーミングを行なうＭＩＭＯ受信機であり、図示しないＭＩＭＯ送信機から送信ビーム・フォーミングされた信号を受信するＢｅａｍｆｏｒｍｅｅとして動作するものとする。図示の例では、説明の便宜上、受信ブランチ数を３本としている。但し、本発明の要旨は、特定の受信ブランチ数に限定されるものではない。

複数の送信アンテナを持つ通信相手からは、ビーム・フォーミングが施された送信信号が到来するものとする。Ｎ本の受信アンテナにそれぞれ届いた信号は、それぞれの受信アンテナ・ブランチでは、まず受信ＲＦ部１３２Ａ〜Ｃでアナログ処理が施される。図２には、受信ブランチ毎に設けられる受信ＲＦ部１３２内の構成例を示している。図示の受信ＲＦ部１３２は、低雑音アンプ（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＬＮＡ）２１、ＲＦ周波数帯の受信信号をダウンコンバートする直交復調器（ＩＱデモジュレーター）２２、受信信号の電力が後段のＡＤコンバータ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｖｅｒｔｅｒ：ＡＤＣ）１２８のダイナミック・レンジに収まるように正規化するＡＧＣアンプ２３、所望帯域以外の信号成分を除去するアナログ低域フィルタ（ＬＰＦ）２４などで構成される。

そして、ＡＤコンバータ１３０Ａ〜Ｃによりアナログ受信信号をディジタル信号に変換した後、ディジタル・フィルタ１２８Ａ〜Ｃに入力して、帯域制限を施す。

受信ＩＱ誤差補正部１２６Ａ〜ＣはＩＱ誤差の補正を行なう。ここで言うＩＱ誤差は、ダウン・コンバーターのＩＱデモジュレーターにおけるＩ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）チャネル信号とＱ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）チャネル信号の振幅のバラツキに起因するＩＱ振幅誤差と、Ｉ軸とＱ軸が９０度からずれてしまうＩＱ位相誤差からなる。これらＩＱ誤差を補正しないと、受信信号のＥＶＭ（Ｅｒｒｏｒ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）が悪化することにより、通信品質の低下を招来する。

続いて、同期回路１２４では、パケット発見（プリアンブル部分に相当する信号の検出）に基づく大雑把な受信タイミング（仮受信タイミング）の決定や、周波数オフセット補正、ノイズ推定、仮受信タイミングを利用したより正確な受信タイミングの抽出などの処理が行なわれる。

ガード除去部１２２Ａ〜Ｃでは、データ送信区間の先頭に付加されたガード・インターバルを除去する。そして、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）１２０Ａ〜Ｃは、同期回路で得られた受信タイミングに基づいてＦＦＴウィンドウを設けてＦＦＴ演算を施し、時間軸上の受信信号を周波数軸信号に変換する。

チャネル行列推定部１１８は、各受信ブランチで受信した既知トレーニング信号（Ｌ−ＬＴＦ）から、チャネル行列を推定する。ここで言うチャネル行列Ｈとは、送受信アンテナ対に対応するチャネル情報を要素とした数値行列であり、チャネル情報は位相と振幅を成分に持つ伝達関数である。

行列演算部１１６内では、ビーム・フォーミングされた受信信号の空間分離処理を行なう。具体的には、チャネル行列推定部１１８で推定したチャネル行列Ｈを基にアンテナ受信重み行列Ｗを計算する。そして、受信ブランチ毎の受信信号を要素とする受信ベクトルとアンテナ受信重み行列Ｗとの行列乗算を行なうことで、ビーム・フォーミングされた空間多重信号の空間復号を行ない、独立した（クロストークのない）受信信号を得る。ここで、チャネル行列Ｈからアンテナ受信重みＷを計算する方法として、例えば、ＭＭＳＥ（ＭｉｎｉｍｕｍＭｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）アルゴリズムを用いることができるが、勿論、ＳＶＤ（Ｓｉｎｇｕｌａｒ Ｖａｌｕｅ Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ：特異値分解）やＥＶＤ（Ｅｉｇｅｎ Ｖａｌｕｅ Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ：固有値分解）、若しくはその他の行列分解手法を用いても良い。

チャネル等化回路１１４は、空間分離した後の各受信信号に対し、さらに残留周波数オフセット補正、チャネル・トラッキングなどを施す。例えば、Ｌ−ＳＩＧ以降の情報信号には既知の固定パターンからなるパイロット信号が含まれており、かかる既知信号を基準にして残留する周波数オフセット量や位相オフセット量を計測して、補正（周波数領域での波形の等化）を施すことができる。行列演算により空間分離した後の受信信号に対して残留周波数オフセット補正や位相補正を行なう方法に関しては、例えば本出願人に既に譲渡されている特開２００６−１８６７３２号公報に開示されている。

その後、デマッパー１１２Ａ〜ＣはＩＱ信号空間上の受信信号をデマップし、デインタリーバ１１０Ａ〜Ｃはデインタリーブし、デパンクチャ１０８Ａ〜Ｃは所定のデータレートでデパンクチャする。データ合成部１０６は、複数の受信ストリームを１本のストリームに合成する。このデータ合成処理は送信側で行なうデータ振り分けと全く逆の動作を行なうものである。次いで、デコーダ１０４では、ビタビ復号などの軟判定復号方式にて最尤系列推定処理を行なって、受信ビット系列を推定する。そして、デスクランブラ１０２によりデスクランブルし、データ取得部１００は受信データを取得する。

ＯＦＤＭ＿ＭＩＭＯ通信を採用するＩＥＥＥ８０２．１１ｎのＰＨＹ層は、従来のＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇとは変調方式や符号化方式などの伝送方式（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ：ＭＣＳ）が全く相違する高スループット（Ｈｉｇｈ Ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ：ＨＴ）伝送モード（以下では、「ＨＴモード」とも呼ぶ）を持つとともに、従来のＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇと同じパケット・フォーマット及び同じ周波数領域でデータ伝送を行なう動作モード（以下では、「レガシー・モード」とも呼ぶ）も備えている。また、ＨＴモードの中には、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇに準拠する従来端末（以下では、「レガシー端末」とも呼ぶ）との互換性を持つ“Ｍｉｘｅｄ Ｍｏｄｅ（ＭＭ）”と呼ばれる動作モードがある。ＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、図３に示すように、合計５種類のパケット・フォーマットが存在している。但し、１ＯＦＤＭシンボルは４マイクロ秒であるとする。

（１）２０ＭＨｚ帯を使用するＬｅｇａｃｙ Ｍｏｄｅ（図示の例では、３×３×１構成）
（２）２０ＭＨｚ帯を使用するＨＴ Ｍｉｘｅｄ Ｍｏｄｅ（図示の例では、３×３×Ｎ構成）
（３）帯域幅を４０ＭＨｚ帯に拡張したＨＴ Ｍｉｘｅｄ Ｍｏｄｅ（図示の例では、３×３×Ｎ構成）
（４）４０ＭＨｚ帯のうち下側の２０ＭＨｚ帯（ローアー帯域）及び上側の２０ＭＨｚ帯（アッパー帯域）を重複して使用する４０Ｍ Ｄｕｐｌｉｃａｔｅ Ｌｅｇａｃｙ Ｍｏｄｅ（図示の例では、３×３×１構成）
（５）４０ＭＨｚ帯のうち下側の２０ＭＨｚ帯（ローアー帯域）及び上側の２０ＭＨｚ帯（アッパー帯域）を重複して使用する４０Ｍ Ｄｕｐｌｉｃａｔｅ ＨＴ Ｍｉｘｅｄ Ｍｏｄｅ（図示の例では、３×３×Ｎ構成）

レガシー・モード下のパケット（以下、「レガシー・パケット」とも呼ぶ）は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇと全く同じフォーマット（図１５、図１６を参照のこと）である。すなわち、レガシー・パケットのヘッダ部は、レガシー・プリアンブルとして、パケット発見用の既知トレーニング・シンボルＳＴＳからなるＬ−ＳＴＦ（Ｌｅｇａｃｙ ＳＴＦ）と、同期獲得並びにチャネル等化用の既知トレーニング・シンボルＬＴＳの繰り返しからなるＬ−ＬＴＦ（Ｌｅｇａｃｙ ＬＴＦ）と、伝送レートやデータ長などの制御情報を記載したＬ−ＳＩＧ（Ｌｅｇａｃｙ ＳＩＧｎａｌ ｆｉｅｌｄ）で構成され、これに続いてペイロード（Ｄａｔａ）が送信される。

また、ＭＭモード下のパケット（以下、「ＭＭパケット」とも呼ぶ）のヘッダ部は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇとまったく同じフォーマットからなるレガシー・プリアンブルと、これに続くＩＥＥＥ８０２．１１ｎに特有のフォーマット（以下では、「ＨＴフォーマット」とも呼ぶ）からなるプリアンブル（以下では、「ＨＴプリアンブル」とも呼ぶ）及びデータ部で構成される。ＭＭパケットは、レガシー・パケットにおけるＰＨＹペイロードに相当する部分がＨＴフォーマットで構成されており、このＨＴフォーマット内は、再帰的にＨＴプリアンブルとＰＨＹペイロードで構成されると捉えることもできる。

ＨＴプリアンブルは、ＨＴ−ＳＩＧ、ＨＴ−ＳＴＦ、ＨＴ−ＬＴＦで構成される。ＨＴ−ＳＩＧには、ＰＨＹペイロード（ＰＳＤＵ）で適用するＭＣＳやペイロードのデータ長などのＨＴフォーマットを解釈するために必要となる制御情報が記載される。また、ＨＴ−ＳＴＦは、ＭＩＭＯシステムにおけるＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ：自動利得制御）を向上するためのトレーニング・シンボルからなる。また、ＨＴ−ＬＴＦは、受信機側で空間変調（マッピング）された入力信号毎にチャネル推定を行なうためのトレーニング・シンボルからなる。

なお、２本以上の伝送ブランチを使用するＭＩＭＯ通信の場合、受信機側では、受信信号の空間分離する、送受信アンテナ毎にチャネル推定してチャネル行列を獲得する必要がある。このため、送信機側では、各送信アンテナからＨＴ−ＬＴＦを時分割で送信するようになっている。したがって、空間ストリーム数に応じて１以上のＨＴ−ＬＴＦフィールドが付加されることになる。

Ｄａｔａフィールドについては、帯域幅が２０ＭＨｚのパケット・フォーマットでは６４ポイントＦＦＴにより処理され、帯域幅が４０ＭＨｚのパケット・フォーマットでは１２８ポイントＦＦＴにより処理される。Ｌ−ＬＴＦなどのレガシー・フィールドについては、常に帯域幅が２０ＭＨｚを単位とするので（すなわち、帯域幅が４０ＭＨｚのパケット・フォーマットでは２０ＭＨｚの信号を周波数軸方向に２つ並べた構成になるので）、６４ポイントＦＦＴでの代用処理も可能である。通常は、帯域幅が４０ＭＨｚの場合には１２８ポイントＦＦＴを用いる。

ＭＭパケット中のレガシー・プリアンブルは、レガシー・パケットのプリアンブルと共通のフォーマットであるとともに（図１６を参照のこと）、レガシー端末がデコード可能な伝送方式で伝送される。これに対し、ＨＴプリアンブル以降のＨＴフォーマット部分はレガシー端末が対応していない伝送方式で伝送される。

レガシー・パケット並びにＭＭパケットのいずれのフォーマットであれ、一般には、受信したＬ−ＳＴＦ部分の自己相関をとって大雑把な受信タイミング（仮受信タイミング）の決定を行なった後、続いて受信するＬ−ＬＴＦ部分の相互相関をとってより正確な受信タイミングを抽出する。しかしながら、受信ブランチ毎にＬ−ＬＴＦの相互相関回路を実装すると、回路規模が肥大化するため、システムの製造コストが増大することや受信機の消費電力が増大することが懸念される（前述）。

そこで、本実施形態では、同期回路１２４内において、パケット先頭のプリアンブルで大雑把な受信タイミング（仮受信タイミング）を決定するとともに、その仮受信タイミングの前後の位置で複数の同期候補を設定する。そして、各同期候補で同期した受信信号についてそれぞれの信号品質を観測して、所定の選択基準に基づいて最も品質が良くなる同期候補を最終的な受信タイミングとして選択するようにしている。このような同期方法によれば、Ｌ−ＬＴＦによる相互相関演算を用いることなく、正確な受信タイミングの検出を行なうことができる。

図４には、同期回路１２４の内部並びにその周辺回路の構成（第１の実施形態）を示している。但し、図示の例では、説明の便宜上、受信ブランチ数を３本としている。

同期回路１２４内には、受信したＬ−ＳＴＦ部分を用いて大雑把な受信タイミング（仮受信タイミング）を決定するための粗同期回路４０が受信ブランチ毎に設けられており、各受信ブランチにおけるＩＱ誤差を補正した後のディジタル受信信号が入力される。

そして、粗同期回路４０から得られた仮受信タイミングを中心にした複数の同期候補を作ると、これらを各受信ブランチに割り当てる。具体的には、Ｌ−ＳＴＦで判定した仮受信タイミングの時間をｔとすると、第１の同期候補タイミング調整部４１は、同期候補（ｔ−α）で同期して第１のブランチで受信したＬ−ＬＴＦをＦＦＴ部１２０Ａに渡す。また、第２の同期候補タイミング調整部４２は、同期候補ｔで同期して第２のブランチで受信したＬ−ＬＴＦをＦＦＴ部１２０Ｂに渡す。また、第３の同期候補タイミング調整部４３は、同期候補（ｔ＋α）で同期して第３のブランチで受信したＬ−ＬＴＦをＦＦＴ部１２０Ｃに渡す。このように各々の同期候補で同期タイミングを調整した受信信号を各受信ブランチに割り当てることで、異なる同期候補を同時に処理することができる。

なお、各同期候補タイミング調整部４１〜４３は、後述する同期候補選択部４４により適切な同期候補が選択された後は、この選択結果に応じて時間（ｔ−α）、ｔ、（ｔ＋α）のうちいずれかに統一した受信タイミングで各受信ブランチの受信信号（Ｌ−ＳＩＧ以降）を各ＦＦＴ部１２０Ａ〜Ｃに出力することになる。

ＦＦＴ部１２０Ａは、同期候補の１つである時間（ｔ−α）に基づいてＦＦＴウィンドウを設けて、Ｌ−ＬＴＦについてのＦＦＴ演算を実施する。同様に、ＦＦＴ部１２０Ｂは他の同期候補である時間ｔに基づいてＦＦＴウィンドウを設けて、Ｌ−ＬＴＦについてのＦＦＴ演算を実施し、ＦＦＴ部１２０Ｃはさらに他の同期候補である時間（ｔ＋α）に基づいてＦＦＴウィンドウを設けて、Ｌ−ＬＴＦについてのＦＦＴ演算を実施する。既に述べたように、Ｌ−ＬＴＦは帯域幅が常に２０ＭＨｚを単位としているので、ＦＦＴ部１２０Ａ〜Ｃでは６４ポイントと１２８ポイントのどちらのＦＦＴ演算も可能である。

各ＦＦＴ部１２０Ａ〜ＣでＦＦＴ演算された結果は、さらに後段のチャネル行列推定部１１８に入力され、同期候補毎に第１乃至第３のチャネル行列Ｈ₁〜Ｈ₃が推定される。チャネル行列Ｈは送受信アンテナ対に対応する伝達関数を要素とした数値行列であるが、同期候補を選択する処理の際には、既知トレーニング信号からなるＬ−ＬＴＦを用いて伝達関数を推定する。

続いて、同期候補選択部４４は、各受信ブランチでそれぞれ同期候補（ｔ−α）、ｔ、（ｔ＋α）で同期させたＬ−ＬＴＦのＦＦＴ演算結果からそれぞれ得られる第１乃至第３のチャネル行列Ｈ₁〜Ｈ₃に基づいて受信信号の品質を比較して、最も品質のよい同期候補を選択する。

同期候補選択部４４は、例えば、受信ブランチ毎に推定したチャネル行列Ｈの逆行列Ｈ^-1の行のノルムを大小比較することで判断することができ、このノルムが最も小さくなる受信ブランチに渡した同期候補を最良の受信タイミングとすればよい。ここでは、行毎（すなわち、受信ストリーム毎）のノルムとして説明しているが、同期候補の選択時には１ブランチ分しか受信しない(利用しない)ので、第１乃至第３のチャネル行列Ｈ₁〜Ｈ₃は各々の受信ブランチ分だけを見たものになる。

このようにして同期候補選択部４４により最良の同期候補が選択されると、この情報に基づいて、同期回路１２４は、Ｌ−ＳＩＧ以降はいずれかの同期候補に統一された受信タイミングに確定して、この同期タイミングで受信信号の処理を実行するようになる。

同期候補選択部４４により適切な同期候補が選択された後は、各同期候補タイミング調整部４１〜４３は、この選択結果に応じて時間（ｔ−α）、ｔ、（ｔ＋α）のうちいずれかに統一した受信タイミングで各受信ブランチの受信信号（Ｌ−ＳＩＧ以降）を各ＦＦＴ部１２０Ａ〜Ｃに出力する。すなわち、Ｌ−ＳＩＧ以降は、この同期タイミングで受信信号の処理を実行するようになる。

なお、各粗同期回路４０では、Ｌ−ＳＴＦ部分の自己相関をとることによって、仮受信タイミングを決定する。このような自己相関回路は比較的小規模な回路により構成することができる。

図５には、粗同期回路４０の内部構成例を示している。また、図６には、図５に示した各機能モジュールの出力チャートを示している。

遅延部５１は、既知トレーニング・シーケンスＳＴＳの繰り返し周期に相当する０．８マイクロ秒間隔の受信信号を保持し、遅延信号として出力する。また、複素共役部５２は、この遅延信号の共役複素数をとる。そして、乗算部５３では、受信信号と既知トレーニング・シーケンスＳＴＳの繰り返し周期間隔（０．８マイクロ秒）分の遅延信号との複素共役乗算を行なう。

平均部５４は、Ｌ−ＳＴＦ区間全体を移動平均区間として、乗算部５３が出力する積の移動平均を計算して自己相関値を求める。そして、判定部５６は、この自己相関値が所定の閾値を超えたタイミングで大雑把な受信タイミングを判定する。

ここで、乗算部５３が出力する受信信号と遅延信号との複素共役乗算結果は、Ｌ−ＳＴＦの既知トレーニング・シーケンスＳＴＳの繰り返しが開始してから０．８マイクロ秒後からＬ−ＳＴＦが終了する８．０マイクロ秒まで、図６中の参照番号６５で示すように、一定値となる矩形形状となる。平均部５４がこの区間に相当する７．２マイクロ秒分の移動平均を計算すると、図６中の参照番号６６で示すように、上記の矩形形状が積分されて３角形状となる。したがって、判定部５６は、Ｌ−ＳＴＦ区間長の移動平均と閾値を比較して、大雑把な受信タイミング判定をすることができる。

図７には、粗同期回路４０の他の構成例を示している。

遅延部７１は、既知トレーニング・シーケンスＳＴＳの繰り返し周期に相当する０．８マイクロ秒間隔の受信信号を保持し、遅延信号として出力する。また、複素共役部７２は、遅延部７１が出力する遅延信号の共役複素数をとる。乗算部７３では、受信信号と既知トレーニング・シーケンスＳＴＳの繰り返し周期間隔（０．８マイクロ秒）分の遅延信号との複素共役乗算を行なう。そして、第１の平均部７４は、既知トレーニング・シーケンスＳＴＳの１繰り返し周期を移動平均区間として移動平均を求める。１繰り返し周期分の移動平均は、図６中の参照番号６８で示しているが、同図の参照番号６７で示した、５繰り返し周期に相当する４マイクロ秒を区間とした移動平均よりも低い台形形状となる。

また、複素共役部７５は受信信号の共役複素数をとり、乗算部７６では受信信号同士の複素共役乗算を行なって受信号電力を求める。そして、第２の平均部７７は、既知トレーニング・シーケンスＳＴＳの繰り返し周期２個分の区間にわたる移動平均をとって、平均受信電力（受信サンプルの２乗の移動平均）を求める。

正規化部７８は、第１の平均部７４から出力される自己相関を、第２の平均部７７から出力される平均受信電力で逐次正規化する。受信機はＡＧＣゲインを最大に設定して受信待機するが、ここでの正規化処理によって、パケット先頭でのＡＧＣゲインの変動の影響を排除することができる。

後段の直列接続された８個の遅延部７９〜８６は、それぞれ既知トレーニング・シーケンスＳＴＳの繰り返し周期に相当する０．８マイクロ秒の遅延時間を持つ遅延素子からなる。遅延部７９〜８６の個数は、既知トレーニング・シーケンスの繰り返し回数に相当する。図８には、正規化部７８で正規化された、１繰返し周期を移動平均区間とする移動平均が、８個の遅延部７９〜８６によって繰り返し周期（０．８マイクロ秒）ずつ遅延が与えられている様子を示している。同図中の参照番号８０１は正規化部７８の出力であり、参照番号８０２〜８０９はそれぞれ各遅延部７９〜８６の出力である。

合計部８７は、正規化部７８の出力及びすべての遅延部７９〜８６の出力８０１〜８０９の合計をとる。この合計値は、Ｌ−ＳＴＦ区間全体を移動平均区間とした正規化自己相関を求めることに相当し、図８中の参照番号８１０で示すような３角形状となる。したがって、判定部８８は、合計部８７の出力と閾値（図８中の参照番号８１１）を比較して、大雑把な受信タイミング（仮受信タイミング）を判定することができる。

図４に示した実施形態は、Ｌ−ＳＴＦ部分の自己相関をとることによって決定された大雑把な受信タイミング（仮受信タイミング）に基づいて作られた複数の同期候補の中から、チャネル行列Ｈの品質に基づいて選択するものである。同期候補を選択する他の基準として、各同期候補で同期させたＬ−ＬＴＦの演算出力を比較する方法を挙げることができる。

図９には、複数の同期候補でそれぞれＦＦＴ演算した後のＬ−ＬＴＦ部分が元の信号からどれだけ位相回転しているかに基づいて同期候補を選択する場合の、同期回路１２４の内部並びにその周辺回路の構成（第２の実施形態）を示している。但し、図示の例では、説明の便宜上、受信ブランチ数を３本としている。

同期回路１２４内には、受信したＬ−ＳＴＦ部分を用いて大雑把な受信タイミング（仮受信タイミング）を決定するための粗同期回路９０が設けられており、各受信ブランチにおけるＩＱ誤差を補正した後のディジタル受信信号がそれぞれ入力される。粗同期回路９０は、例えば図５や図７のように構成される（同上）。

そして、粗同期回路９０から得られた仮受信タイミングを中心にした複数の同期候補を作ると、これらを各受信ブランチに割り当てる。具体的には、Ｌ−ＳＴＦで判定した仮受信タイミングの時間をｔとすると、第１の同期候補タイミング調整部９１は、同期候補（ｔ−α）で同期して第１のブランチで受信したＬ−ＬＴＦをＦＦＴ部１２０Ａに渡す。また、第２の同期候補タイミング調整部９２は、同期候補ｔで同期して第２のブランチで受信したＬ−ＬＴＦをＦＦＴ部１２０Ｂに渡す。また、第３の同期候補タイミング調整部９３は、同期候補（ｔ＋α）で同期して第３のブランチで受信したＬ−ＬＴＦをＦＦＴ部１２０Ｃに渡す。このように各々の同期候補で同期タイミングを調整した受信信号を各受信ブランチに割り当てることで、異なる同期候補を同時に処理することができる。

なお、各同期候補タイミング調整部９１〜９３は、後述する同期候補選択部９４により適切な同期候補が選択された後は、この選択結果に応じて時間（ｔ−α）、ｔ、（ｔ＋α）のうちいずれかに統一した受信タイミングで各受信ブランチの受信信号（Ｌ−ＳＩＧ以降）を各ＦＦＴ部１２０Ａ〜Ｃに出力することになる。

ＦＦＴ部１２０Ａは、同期候補の１つである時間（ｔ−α）に基づいてＦＦＴウィンドウを設けて、Ｌ−ＬＴＦについてのＦＦＴ演算を実施する。同様に、ＦＦＴ部１２０Ｂは他の同期候補である時間ｔに基づいてＦＦＴウィンドウを設けて、Ｌ−ＬＴＦについてのＦＦＴ演算を実施し、ＦＦＴ部１２０Ｃはさらに他の同期候補である時間（ｔ＋α）に基づいてＦＦＴウィンドウを設けて、Ｌ−ＬＴＦについてのＦＦＴ演算を実施する（同上）。

各ＦＦＴ部１２０Ａ〜ＣでＦＦＴ演算された結果は、さらに後段のチャネル行列推定部１１８に入力され、同期候補毎に第１乃至第３のチャネル行列Ｈ₁〜Ｈ₃が推定される。同期候補を選択する処理の際には、チャネル行列推定部１１８は、既知トレーニング信号からなるＬ−ＬＴＦを用いて伝達関数を推定する。そして、行列演算部１１６は、同期候補毎に推定されたチャネル行列Ｈ₁〜Ｈ₃をそれぞれ用いて、各受信ブランチのＦＦＴ演算後の（すなわち、周波数領域となった）Ｌ−ＬＴＦ部分について行列演算を施す。

続くチャネル等化回路１１４では、各受信ブランチで受信信号に対し、さらに残留周波数オフセット補正、チャネル・トラッキングなどを施す。既知の固定パターンを基準にして、受信信号がどれだけ位相回転しているかを判断することができる。同期候補を選択する際には、同期候補選択部９４は、元の信号に対して最も位相回転が少なくなる受信ブランチに対応する同期候補を、最も品質のよいものとして選択する。

一般に、ＳＩＧ以降の情報信号については、パイロット信号を基に位相回転量φを算出している（前述）（２０ＭＨｚ帯域モードでは４本のパイロット・サブキャリヤが挿入され、４０ＭＨｚ帯域モードでは６本のパイロット・サブキャリヤが挿入されている）。これに対し、本実施形態では、Ｌ−ＬＴＦはすべてが既知の信号からなることを利用して、位相回転量の比較に基づく同期候補の選択を行なう。すなわち、チャネル等化回路１１４では、Ｌ−ＬＴＦの全サブキャリヤ中の幾つかの信号について位相回転量を算出し、同期候補選択部９４では、同期候補毎にチャネル等化回路１１４内で求めた位相回転量φ₁〜φ₃のうち最小となる同期候補を選択する。勿論、全サブキャリヤで位相回転量を求めても良いが、計算量が多くなるので、非現実的である。

このようにして同期候補選択部９４により最良の同期候補が選択されると、この情報に基づいて、同期回路１２４は、Ｌ−ＳＩＧ以降はいずれかの同期候補に統一された受信タイミングに確定して、この同期タイミングで受信信号の処理を実行するようになる。

図４並びに図９に示した実施形態ではいずれも、複数の同期候補が割り振られた各受信ブランチにおけるＬ−ＬＴＦのＦＦＴ演算出力から得られる情報（言い換えれば、復調並びに復号処理前の情報）に基づいて同期候補の選択を行なうものである。さらに他の実施形態として、各同期候補のＦＦＴ演算出力についてデコーダ１０４までの処理を行ない、デコードした結果に基づいて同期候補の評価並びに選択を行なう方法が挙げられる。

図１０には、各同期候補のＦＦＴ演算出力についてデコーダ１０４までの処理を行ない、デコードした結果に基づいて同期候補の評価並びに選択を行なう場合の、同期回路１２４の内部並びにその周辺回路の構成（第３の実施形態）を示している。但し、図示の例では、説明の便宜上、受信ブランチ数を３本としている。

同期回路１２４内には、受信したＬ−ＳＴＦ部分を用いて大雑把な受信タイミング（仮受信タイミング）を決定するための粗同期回路１００が設けられており、各受信ブランチにおけるＩＱ誤差を補正した後のディジタル受信信号がそれぞれ入力される。粗同期回路１０００は、例えば図５や図７のように構成される（同上）。

そして、粗同期回路１０００から得られた仮受信タイミングを中心にした複数の同期候補を作ると、これらを各受信ブランチに割り当てる。具体的には、Ｌ−ＳＴＦで判定した仮受信タイミングの時間をｔとすると、第１の同期候補タイミング調整部１００１は、同期候補（ｔ−α）で同期して第１のブランチで受信したＬ−ＬＴＦをＦＦＴ部１２０Ａに渡す。また、第２の同期候補タイミング調整部１００２は、同期候補ｔで同期して第２のブランチで受信したＬ−ＬＴＦをＦＦＴ部１２０Ｂに渡す。また、第３の同期候補タイミング調整部１００３は、同期候補（ｔ＋α）で同期して第３のブランチで受信したＬ−ＬＴＦをＦＦＴ部１２０Ｃに渡す。このように各々の同期候補で同期タイミングを調整した受信信号を各受信ブランチに割り当てることで、異なる同期候補を同時に処理することができる。

なお、各同期候補タイミング調整部１００１〜１００３は、後述する同期候補選択部１００４により適切な同期候補が選択された後は、この選択結果に応じて時間（ｔ−α）、ｔ、（ｔ＋α）のうちいずれかに統一した受信タイミングで各受信ブランチの受信信号（Ｌ−ＳＩＧ以降）を各ＦＦＴ部１２０Ａ〜Ｃに出力することになる。

ＦＦＴ部１２０Ａは、同期候補の１つである時間（ｔ−α）に基づいてＦＦＴウィンドウを設けて、Ｌ−ＬＴＦについてのＦＦＴ演算を実施する。同様に、ＦＦＴ部１２０Ｂは他の同期候補である時間ｔに基づいてＦＦＴウィンドウを設けて、Ｌ−ＬＴＦについてのＦＦＴ演算を実施し、ＦＦＴ部１２０Ｃはさらに他の同期候補である時間（ｔ＋α）に基づいてＦＦＴウィンドウを設けて、Ｌ−ＬＴＦについてのＦＦＴ演算を実施する（同上）。

各ＦＦＴ部１２０Ａ〜ＣでＦＦＴ演算された結果は、さらに後段のチャネル行列推定部１１８に入力され、同期候補毎に第１乃至第３のチャネル行列Ｈ₁〜Ｈ₃が推定される。同期候補を選択する処理の際には、チャネル行列推定部１１８は、既知トレーニング信号からなるＬ−ＬＴＦを用いて伝達関数を推定する。そして、行列演算部１１６は、同期候補毎に推定されたチャネル行列Ｈ₁〜Ｈ₃をそれぞれ用いて、各受信ブランチのＦＦＴ演算後の（すなわち、周波数領域となった）Ｌ−ＬＴＦ部分について行列演算を施す。

続くチャネル等化回路１１４では、各受信ブランチで受信信号に対し残留周波数オフセット補正、チャネル・トラッキングなどを施す。デマッパー１１２Ａ〜ＣはＩＱ信号空間上の受信信号をデマップし、デインタリーバ１１０Ａ〜Ｃはデインタリーブし、デパンクチャ１０８Ａ〜Ｃは所定のデータレートでデパンクチャする。データ合成部１０６は、複数の受信ストリームを１本のストリームに合成する。次いで、デコーダ１０４では、ビタビ復号などの軟判定復号方式にて最尤系列推定処理を行なって、受信ビット系列を推定する。但し、同期候補の選択を行なうための既知信号（Ｌ−ＳＴＦ又はＬ−ＬＴＦ）に関しては、データ合成部１０６並びにデコーダ１０４は同期候補毎の処理を行なうものとする。

ビタビ復号などの最尤復号方式では、状態推移尤度（メトリック）を再帰的に計算することでビット毎の識別に比べて良好なエラーレートを得る（周知）。同期候補選択部１００４は、デコーダ１０４で求められる尤度が最も高い受信ブランチに対応する同期候補を、最も品質のよいものとして選択する。

このようにして同期候補選択部１００４により最良の同期候補が選択されると、この情報に基づいて、同期回路１２４は、Ｌ−ＳＩＧ以降はいずれかの同期候補に統一された受信タイミングに確定して、この同期タイミングで受信信号の処理を実行するようになる。

なお、同期候補選択部１００４がデコーダ１０４内から得られる尤度情報に基づいて同期候補の選択を行なうことの代わりに、デコーダ１０４に入力される既知信号（Ｌ−ＳＴＦ又はＬ−ＬＴＦ）についての誤り率（ＲＡＷ−ＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）に相当）が最も低くなる受信ブランチに対応する同期候補を、最も品質のよいものとして選択する方法や、でコーダ１０４から出力される既知信号（Ｌ−ＳＴＦ又はＬ−ＬＴＦ）についての誤り率（ＢＥＲに相当）が最も低くなる受信ブランチに対応する同期候補を、最も品質のよいものとして選択する方法を挙げることもできる。

図１１には、複数の同期候補から最適な受信タイミングを選択するための、同期回路１２４の内部並びにその周辺回路の構成（第４の実施形態）を示している。但し、図示の例では、説明の便宜上、受信ブランチ数を３本としている。図示の実施形態は、Ｌ−ＬＴＦでは既知トレーニング信号ＬＴＳが２．５回だけ繰り返されることを利用するものであり、Ｌ−ＬＴＦの前半と後半を比較してノイズの大きさを推定し、ノイズが最も小さくなる受信ブランチに対応する同期候補を、最も品質のよいものとして選択する。

同期回路１２４内には、受信したＬ−ＳＴＦ部分を用いて大雑把な受信タイミング（仮受信タイミング）を決定するための粗同期回路１１００が受信ブランチ毎に設けられており、各受信ブランチにおけるＩＱ誤差を補正した後のディジタル受信信号が入力される。

そして、粗同期回路１１００から得られた仮受信タイミングを中心にした複数の同期候補を作ると、これらを各受信ブランチに割り当てる。具体的には、Ｌ−ＳＴＦで判定した仮受信タイミングの時間をｔとすると、第１の同期候補タイミング調整部１００１は、同期候補（ｔ−α）で同期して第１のブランチで受信したＬ−ＬＴＦをノイズ推定部１１０４に渡す。また、第２の同期候補タイミング調整部１１０２は、同期候補ｔで同期して第２のブランチで受信したＬ−ＬＴＦをノイズ推定部１１０４に渡す。また、第３の同期候補タイミング調整部１００３は、同期候補（ｔ＋α）で同期して第３のブランチで受信したＬ−ＬＴＦをノイズ推定部１１０４に渡す。

ノイズ推定部１１０４は、各受信ブランチでそれぞれ同期候補（ｔ−α）、ｔ、（ｔ＋α）で同期させたＬ−ＬＴＦの前半と後半を比較してノイズの大きさを推定する。そして、同期候補選択部１１０５は、ノイズが最も小さくなる受信ブランチに対応する同期候補を、最も品質のよいものとして選択する。

このようにして同期候補選択部４４により最良の同期候補が選択されると、この情報に基づいて、同期回路１２４は、Ｌ−ＳＩＧ以降はいずれかの同期候補に統一された受信タイミングに確定して、この同期タイミングで受信信号の処理を実行するようになる。

同期候補選択部１１０５により適切な同期候補が選択された後は、各同期候補タイミング調整部１１０１〜１１０３は、この選択結果に応じて時間（ｔ−α）、ｔ、（ｔ＋α）のうちいずれかに統一した受信タイミングで各受信ブランチの受信信号（Ｌ−ＳＩＧ以降）を各ＦＦＴ部１２０Ａ〜Ｃに出力する。すなわち、Ｌ−ＳＩＧ以降は、この同期タイミングで受信信号の処理を実行するようになる。

図１２には、ノイズ推定部１１０４の構成例を示している。

周波数補正部１２０１は、受信信号の周波数オフセットを補正する。遅延回路１２０３はＬＴＳ繰り返し周期分の遅延信号を生成し、差分器１２０５で繰り返し周期間の差分をとってノイズ成分を抽出し、さらに２乗器１２０９で差分の２乗値を求め、ノイズ電力を得る。他方の２乗器１２０７では信号の２乗値を算出して、信号電力を得る。そして、ノイズ計算部１２１１は、受信ブランチ毎に求めた信号電力及びノイズ電力を入力して、これら２乗値の比を基にノイズ推定値を算出する。

図４、図９、図１０、図１１に示した各実施形態ではいずれも、受信ブランチ毎に１通りの同期候補を割り当てて、受信機全体としては受信ブランチ本数分の同期候補の中から最適な受信タイミングを選択するという構成である。これに対し、周波数軸方向に配置した複数の同期候補を１つの受信ブランチに割り当てる方法、すなわち、１つの受信ブランチが複数の同期候補を処理するという構成方法（第５の実施形態）も考えられる。この方法によれば、受信機は受信ブランチ本数以上の同期候補からより最適な受信タイミングを選択するので、タイミング検出の精度向上を期待することができる。

図１３には、各受信ブランチに割り当てる複数の同期候補（但し、ＦＦＴ演算した後のＬ−ＬＴＦ）を周波数方向に配置している様子を示している。図示の例では、このＬ−ＬＴＦを周波数軸上に２つずつ並べている。前述したように、Ｌ−ＬＴＦの帯域幅は、全帯域（４０ＭＨｚ）のうちの上下いずれかの半分の２０ＭＨｚ（アッパー帯域又はローアー帯域）である（図３を参照のこと）。したがって、異なる同期候補で同期して受信した２個のＬ−ＬＴＦのうち一方を未使用の半分の２０ＭＨｚ（ローアー帯域又はアッパー帯域）側に周波数シフトさせることで、ともにＦＦＴ部１２０の帯域幅の中に配置することができる。同図では、同期候補１及び４で受信したＬ−ＬＴＦをＦＦＴ部１２０Ａの帯域幅の中に配置して第１の受信ブランチに割り当て、同期候補２及び５で受信したＬ−ＬＴＦをＦＦＴ部１２０Ｂの帯域幅の中に配置して第２の受信ブランチに割り当て、同期候補３及び６で受信したＬ−ＬＴＦをＦＦＴ部１２０Ｃの帯域幅の中に配置して第３の受信ブランチに割り当てる様子が描かれている。

また、図１４には、第５の実施形態における同期回路１２４の内部並びにその周辺回路の構成を示している。

同期回路１２４内には、受信したＬ−ＳＴＦ部分を用いて大雑把な受信タイミング（仮受信タイミング）を決定するための粗同期回路４０が受信ブランチ毎に設けられており、各受信ブランチにおけるＩＱ誤差を補正した後のディジタル受信信号が入力される。

そして、粗同期回路１４００から得られた仮受信タイミングを中心にして、受信ブランチ本数の２倍となる６個の同期候補１〜６を作り、同期候補１及び４、同期候補２及び５、同期候補３及び６といった具合に周波数軸方向に同期候補を２個ずつ配置して各受信ブランチに割り当てる。

すなわち、第１の同期候補タイミング調整部１４０１及び第４の同期候補タイミング調整部１４０４は、それぞれ同期候補１及び４で同期して第１のブランチでＬ−ＬＴＦを受信し、このうち第４の同期候補タイミング調整部１４０４の受信信号を後段の周波数シフト部１４０７で片側の２０ＭＨｚ帯域にシフトさせ、各受信信号を４０ＭＨｚ帯域幅内に配置してからＦＦＴ部１２０Ａに渡す。また、第２の同期候補タイミング調整部１４０２及び第５の同期候補タイミング調整部１４０５は、それぞれ同期候補２及び５で同期して第２のブランチでＬ−ＬＴＦを受信し、このうち第５の同期候補タイミング調整部１４０５の受信信号を後段の周波数シフト部１４０７で片側の２０ＭＨｚ帯域にシフトさせ、各受信信号を４０ＭＨｚ帯域幅内に配置してからＦＦＴ部１２０Ｂに渡す。また、第３の同期候補タイミング調整部１４０３及び第６の同期候補タイミング調整部１４０６は、それぞれ同期候補３及び６で同期して第３のブランチでＬ−ＬＴＦを受信し、このうち第６の同期候補タイミング調整部１４０６の受信信号を後段の周波数シフト部１４０７で片側の２０ＭＨｚ帯域にシフトさせ、各受信信号を４０ＭＨｚ帯域幅内に配置してからＦＦＴ部１２０Ｃに渡す。このようにして、周波数軸方向に配置した複数の同期候補を１つの受信ブランチに割り当てて、受信ブランチ本数よりも多数となる同期候補を同時に処理することができる。

各ＦＦＴ部１２０Ａ〜Ｃはそれぞれに対応する同期候補に基づいてＦＦＴウィンドウを設けて、Ｌ−ＬＴＦについてのＦＦＴ演算を実施する。

各ＦＦＴ部１２０Ａ〜ＣでＦＦＴ演算された結果は、さらに後段のチャネル行列推定部１１８に入力され、同期候補毎にチャネル行列が推定される。続いて、同期候補選択部１４０８は、各受信ブランチで同期候補毎に同期させたＬ−ＬＴＦのＦＦＴ演算結果からそれぞれ得られるチャネル行列に基づいて受信信号の品質を比較して、最も品質のよい同期候補を選択する。同期候補選択部１４０８は、例えば、受信ブランチ毎に推定したチャネル行列Ｈの逆行列Ｈ^-1の行のノルムを大小比較することで判断することができ、このノルムが最も小さくなる受信ブランチに渡した同期候補を最良の受信タイミングとすればよい。

このようにして同期候補選択部１４０８により最良の同期候補が選択されると、この情報に基づいて、同期回路１２４は、Ｌ−ＳＩＧ以降はいずれかの同期候補に統一された受信タイミングに確定して、この同期タイミングで受信信号の処理を実行するようになる。

同期候補選択部１０４８により適切な同期候補が選択された後は、各同期候補タイミング調整部１４０１〜１４０３は、この選択結果に応じて統一した受信タイミングで各受信ブランチの受信信号（Ｌ−ＳＩＧ以降）を各ＦＦＴ部１２０Ａ〜Ｃに出力する。すなわち、Ｌ−ＳＩＧ以降は、この同期タイミングで受信信号の処理を実行するようになる。

なお、図１４に示した第５の実施形態では周波数軸方向に配置した複数の同期候補を１つの受信ブランチに割り当てているが、その変形例として、時間軸方向に配置した複数の同期候補を１つの受信ブランチに割り当てることによっても、受信ブランチ本数以上の同期候補からより最適な受信タイミングを選択することにより、タイミング検出の精度を向上させることができる。

図１６に示したようにＬ−ＬＴＦは、２．５回の既知トレーニング信号ＬＴＳの繰り返しからなる。そこで、２個の同期候補を設定して、時間軸方向に２個の同期候補でそれぞれ同期して受信したＬＴＦを１つの受信ブランチに割り当てることができる。

以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。

本明細書では、複数のアンテナを備えチャネル特性に応じた送信ビーム・フォーミングを行なうＭＩＭＯ通信機を採り上げているが、本発明の要旨はこれに限定されるものではなく、他のマルチアンテナ技術にも同様に本発明を適用することができる。

また、本発明の適用範囲は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎなどの無線ＬＡＮ規格に限定されるものではなく、さまざまなディジタル無線技術に遍く本発明を利用することができる。

例えば、ＩＥＥＥ８０２．１６ｅをベースとしたＭｏｂｉｌｅ ＷｉＭａｘ（Ｗｏｒｌｄｗｉｄｅ Ｉｎｔｅｒｏｐｅｒａｂｉｌｉｔｙ ｆｏｒ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ）、移動体向けの高速無線通信規格であるＩＥＥＥ８０２．２０、６０ＧＨｚ（ミリ波）帯を使用する高速無線ＰＡＮ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）規格であるＩＥＥＥ８０２．１５．３ｃ、６０ＧＨｚ（ミリ波）帯の無線伝送を利用して非圧縮のＨＤ（Ｈｉｇｈ Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ）映像を伝送可能とするＷｉｒｅｌｅｓｓ ＨＤ、第４世代（４Ｇ）携帯電話など、ＭＩＭＯ通信方式を採用するさまざまな無線通信システムに対して、同様に本発明を適用することができる。

要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。

図１は、本発明の一実施形態に係る受信機の構成例を示した図である。 図２は、受信ブランチ毎のＲＦ部１３０内の構成例を示した図である。 図３は、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎのパケット・フォーマットを示した図である。 図４は、同期回路１２４の内部並びにその周辺回路の構成（第１の実施形態）を示した図である。 図５は、粗同期回路４０の内部構成例を示した図である。 図６は、図５に示した各機能モジュールの出力チャートを示した図である。 図７は、粗同期回路４０の他の構成例を示した図である。 図８は、正規化部７８で正規化された、１繰返し周期を移動平均区間とする移動平均が、８個の遅延部７９〜８６によって繰り返し周期（０．８マイクロ秒）ずつ遅延が与えられている様子を示した図である。 図９は、同期回路１２４の内部並びにその周辺回路の構成（第２の実施形態）を示した図である。 図１０は、同期回路１２４の内部並びにその周辺回路の構成（第３の実施形態）を示した図である。 図１１は、同期回路１２４の内部並びにその周辺回路の構成（第４の実施形態）を示した図である。 図１２は、ノイズ推定部１１０４の構成例を示した図である。 図１３は、各受信ブランチに割り当てる複数の同期候補を周波数方向に配置している様子を示した図である。 図１４は、同期回路１２４の内部並びにその周辺回路の構成（第５の実施形態）を示した図である。 図１５は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇにおけるフレーム・フォーマットを示した図である。 図１６は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇで規定されているプリアンブル構成を示した図である。 図１７は、ＬＴＦの相互相関演算により正確な受信タイミングを検出する処理を説明するための図である。 図１８は、無線通信機能を搭載したコンピューターの構成例を示した図である。

符号の説明

１…ＣＰＵ
２…ＲＯＭ
３…ＲＡＭ
４…ローカル・バス
５…ブリッジ
６…入出力バス
７…入出力インターフェース
８…キーボード
９…ポインティング・デバイス（マウス）
１０…ディスプレイ
１１…ＨＤＤ
１２…通信部
２１…低雑音アンプ（ＬＮＡ）
２２…直交変調器
２３…ＡＧＣアンプ
２４…アナログ低域フィルタ（ＬＰＦ）
４０…粗同期回路
４１…第１の同期候補タイミング調整部
４２…第２の同期候補タイミング調整部
４３…第３の同期候補タイミング調整部
４４…同期候補選択部
５１…遅延部
５２…複素共役部
５３…乗算部
５４…平均部
５６…判定部
７１…遅延部
７２…複素共役部
７３…乗算部
７４…第１の平均部
７５…複素共役部
７６…乗算部
７７…第２の平均部
７８…正規化部
７９〜８６…遅延部
８７…合計部
８８…判定部
９０…粗同期回路
９１…第１の同期候補タイミング調整部
９２…第２の同期候補タイミング調整部
９３…第３の同期候補タイミング調整部
９４…同期候補選択部
１００…データ取得部
１０２…デスクランブラ
１０４…デコーダ
１０６…データ合成部
１０８…デパンクチャ
１１０…デインタリーバ
１１２…デマッパー
１１４…チャネル等化回路
１１６…行列演算部
１１８…チャネル行列推定部
１２０…高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）
１２２…ガード除去部
１２４…同期回路
１２６…受信ＩＱ誤差補正部
１２８…ディジタル・フィルタ
１３０…ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）
１３２…受信ＲＦ部
１０００…粗同期回路
１００１…第１の同期候補タイミング調整部
１００２…第２の同期候補タイミング調整部
１００３…第３の同期候補タイミング調整部
１００４…同期候補選択部
１１００…粗同期回路
１１０１…第１の同期候補タイミング調整部
１１０２…第２の同期候補タイミング調整部
１１０３…第３の同期候補タイミング調整部
１１０４…ノイズ推定部
１１０５…同期候補選択部
１２０１…周波数補正部
１２０３…遅延回路
１２０５…差分器
１２０７、１２０９…２乗器
１２１１…ノイズ計算部
１４００…粗同期回路
１４０１…第１の同期候補タイミング調整部
１４０２…第２の同期候補タイミング調整部
１４０３…第３の同期候補タイミング調整部
１４０４…第４の同期候補タイミング調整部
１４０５…第５の同期候補タイミング調整部
１４０６…第６の同期候補タイミング調整部
１４０７…周波数シフト部
１４０８…同期候補選択部

Claims (18)

1. 受信したパケットに付加された既知トレーニング信号の繰り返しからなるプリアンブル部分を用いて仮受信タイミングを決定する粗同期回路と、
   前記仮受信タイミングに基づいて複数の同期候補を設定し、各々の同期候補での受信信号の同期を調整する同期候補タイミング調整部と、
   前記複数の同期候補の各々で同期した受信信号の信号品質を観測する信号品質観測部と、
   前記信号品質観測部における信号品質の観測結果に基づいて、いずれかの同期候補を最終的な受信タイミングとして選択する同期候補選択部と、
   を具備することを特徴とする同期回路。
2. 前記粗同期回路は、受信したパケットのプリアンブル部分の自己相関をとって仮受信タイミングを決定する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の同期回路。
3. 前記同期候補タイミング調整部は、前記仮受信タイミング並びにその前後の位置で複数の同期候補を設定し、各々の同期候補での受信信号の同期を調整する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の同期回路。
4. 前記同期候補選択部は、所定の選択基準に基づいて最も品質が良くなる同期候補を最終的な受信タイミングとして選択する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の同期回路。
5. 複数の受信ブランチを備えた受信機に適用され、
   前記同期候補タイミング調整部は、各々の同期候補で同期をタイミング調整した受信信号を各受信ブランチに割り当て、
   前記信号品質観測部は、各受信ブランチにおける受信信号の信号品質を観測し、
   前記同期候補選択部は、所定の選択基準に基づいて受信信号の品質が最も良くなる受信ブランチに該当する同期候補を最終的な受信タイミングとして選択する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の同期回路。
6. 前記同期候補タイミング調整部は、受信したパケットのプリアンブル部分の同期を各々の同期候補で調整し、
   前記信号品質観測部は、各々の同期候補で同期したプリアンブル部分についての信号品質を観測する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の同期回路。
7. 前記信号品質観測部は、各同期候補で同期して受信したプリアンブル部分からチャネル行列をそれぞれ推定し、各チャネル行列の逆行列の行のノルムを信号品質として観測し、
   前記同期候補選択部は、該ノルムが最も小さくなる受信信号の同期に用いた同期候補を最終的な受信タイミングとして選択する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の同期回路。
8. ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）変調方式の受信機に適用され、
   前記信号品質観測部は、各同期候補で同期して受信したプリアンブル部分をＦＦＴ演算した後の位相回転量を信号品質として観測し、
   前記同期候補選択部は、該位相回転量が最も小さくなる受信信号の同期に用いた同期候補を最終的な受信タイミングとして選択する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の同期回路。
9. 前記信号品質観測部は、各同期候補で同期して受信した信号を復号処理する際に得られる尤度を信号品質として観測し、
   前記同期候補選択部は、該尤度が最も高くなる受信信号の同期に用いた同期候補を最終的な受信タイミングとして選択する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の同期回路。
10. 前記信号品質観測部は、各同期候補で同期して受信した既知の信号を復号処理する前の誤り率を信号品質として観測し、
    前記同期候補選択部は、該誤り率が最も低くなる受信信号の同期に用いた同期候補を最終的な受信タイミングとして選択する、
    ことを特徴とする請求項１に記載の同期回路。
11. 前記信号品質観測部は、各同期候補で同期して受信した既知の信号を復号処理した後の誤り率を信号品質として観測し、
    前記同期候補選択部は、該誤り率が最も低くなる受信信号の同期に用いた同期候補を最終的な受信タイミングとして選択する、
    ことを特徴とする請求項１に記載の同期回路。
12. 前記信号品質観測部は、各同期候補で同期して受信したプリアンブル部分から推定されるノイズを信号品質として観測し、
    前記同期候補選択部は、該ノイズが最も小さくなる受信信号の同期に用いた同期候補を最終的な受信タイミングとして選択する、
    ことを特徴とする請求項１に記載の同期回路。
13. ＯＦＤＭ変調方式の受信機に適用され、パケットのプリアンブル部分はＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算の帯域幅のＮ分の１の帯域幅であり（但し、Ｎは正の数）、
    前記同期候補タイミング調整部は、受信ブランチ当たりＭ個の同期候補を設定し（但し、Ｍは２以上でＮ以下となる正の整数）、各々の同期候補で同期をタイミング調整するとともに、（Ｍ−１）個の受信信号を周波数シフトしてすべての受信信号を前記ＦＦＴ演算の帯域幅の中に配置して１つの受信ブランチに割り当て、
    前記信号品質観測部は、受信ブランチにおけるＦＦＴ演算した後の受信信号の信号品質を観測し、
    前記同期候補選択部は、所定の選択基準に基づいて受信信号の品質が最も良くなる受信ブランチに該当する同期候補を最終的な受信タイミングとして選択する、
    ことを特徴とする請求項１に記載の同期回路。
14. 最終的な受信タイミングの決定に用いるプリアンブル部分は、Ｎ回以上の既知トレーニング信号の繰り返しからなり（但し、Ｎは正の数）、
    前記同期候補タイミング調整部は、受信ブランチ当たりＭ個の同期候補を設定し（但し、Ｍは２以上でＮ以下となる正の整数）、繰り返し回数がＫ番目のプリアンブル部分をＫ番目の同期候補で同期をタイミング調整したＭ個の受信信号を１つの受信ブランチに割り当てる（但し、Ｋは１からＭまでの正の整数）、
    ことを特徴とする請求項１に記載の同期回路。
15. 受信したパケットに付加された既知トレーニング信号の繰り返しからなるプリアンブル部分を用いて仮受信タイミングを決定する粗同期ステップと、
    前記仮受信タイミングに基づいて複数の同期候補を設定し、各々の同期候補での受信信号の同期を調整する同期候補タイミング調整ステップと、
    前記複数の同期候補の各々で同期した受信信号の信号品質を観測する信号品質観測ステップと、
    前記信号品質観測ステップにより得られた信号品質の観測結果に基づいて、いずれかの同期候補を最終的な受信タイミングとして選択する同期候補選択ステップと、
    を具備することを特徴とする同期方法。
16. 既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルが先頭に付加されたパケットを受信する受信部と、
    受信したプリアンブル部分を用いて仮受信タイミングを決定する粗同期回路と、前記仮受信タイミングに基づいて複数の同期候補を設定して各々の同期候補での受信信号の同期を調整する同期候補タイミング調整部と、前記複数の同期候補の各々で同期した受信信号の信号品質を観測する信号品質観測部と、前記信号品質観測部における信号品質の観測結果に基づいて、いずれかの同期候補を最終的な受信タイミングとして選択する同期候補選択部を備えた同期回路を備え、
    前記の最終的な受信タイミングでプリアンブル以降に受信する情報信号の同期をとって受信処理を行なう、
    ことを特徴とする無線通信装置。
17. 既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルが先頭に付加されたパケットを受信する受信ステップと、
    受信したプリアンブル部分を用いて仮受信タイミングを決定し、前記仮受信タイミングに基づいて複数の同期候補を設定して各々の同期候補での受信信号の同期を調整し、前記複数の同期候補の各々で同期した受信信号の信号品質を観測し、該信号品質の観測結果に基づいていずれかの同期候補を最終的な受信タイミングとして選択する同期ステップと、
    前記の最終的な受信タイミングでプリアンブル以降に受信する情報信号の同期をとって受信処理を行なうステップと、
    を具備することを特徴とする無線通信方法。
18. パケットの受信タイミングをとるための処理をコンピューター上で実行するようにコンピューター可読形式で記述されたコンピューター・プログラムであって、前記コンピューターを、
    受信したパケットに付加された既知トレーニング信号の繰り返しからなるプリアンブル部分を用いて仮受信タイミングを決定する粗同期回路、
    前記仮受信タイミングに基づいて複数の同期候補を設定し、各々の同期候補での受信信号の同期を調整する同期候補タイミング調整部、
    前記複数の同期候補の各々で同期した受信信号の信号品質を観測する信号品質観測部と、
    前記信号品質観測部における信号品質の観測結果に基づいて、いずれかの同期候補を最終的な受信タイミングとして選択する同期候補選択部、
    として機能させるためのコンピューター・プログラム。