JP2006229503A - 無線通信装置及び無線通信方法、並びに無線通信システム - Google Patents

Abstract

【課題】 ＯＦＤＭ伝送する際の残留周波数オフセット誤差により生じる近隣のサブキャリア同士の干渉による影響を好適に除去する。
【解決手段】 サブキャリア間干渉量推定部は、周波数軸上のサブキャリアの信号電力が連続的であると仮定して残留周波数オフセットに基づいて推定されるサブキャリア間干渉量に対し、ＯＦＤＭ復調後の各サブキャリアの信号電力の差をさらに上乗せして、サブキャリア間干渉量を推定する。適応変調部は、サブキャリア間干渉量の推定結果とともに、空間チャネルの通信品質を考慮して、残留周波数オフセットの影響によるマージンを見込んだ変調方式を決定する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、互いに直交する複数のサブキャリアを多重伝送するＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）変調方式を適用する無線通信装置及び無線通信方法、並びに無線通信システムに係り、特に、残留周波数オフセット誤差により生じる近隣のサブキャリア同士の干渉（ＩＣＩ：インターキャリア・インターフェアレンス）による影響を除去する無線通信装置及び無線通信方法、並びに無線通信システムに関する。

さらに詳しくは、本発明は、複数のアンテナを持つ送信機と複数のアンテナを持つ受信機が対となって、空間多重を利用して複数の論理的なチャネルを形成したＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ Ｏｕｔｐｕｔ）通信にＯＦＤＭ変調方式を適用した無線通信装置及び無線通信方法、並びに無線通信システムに係り、特に、サブキャリア毎にトーン・インターリーブしてＭＩＭＯ伝送する際に生じるサブキャリア同士の干渉による影響を除去する無線通信装置及び無線通信方法、並びに無線通信システムに関する。

旧来の有線通信方式における配線から解放するシステムとして、無線ネットワークが注目されている。無線ネットワークに関する標準的な規格として、ＩＥＥＥ（Ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ）８０２．１１などを挙げることができる。

室内で無線ネットワークを構築した場合、受信装置では直接波と複数の反射波・遅延波の重ね合わせを受信するというマルチパス環境が形成される。マルチパスにより遅延ひずみ（又は、周波数選択性フェージング）が生じ、通信に誤りが引き起こされ、遅延ひずみに起因するシンボル間干渉が生じる。主な遅延ひずみ対策として、マルチキャリア（多重搬送波）伝送方式が挙げられる。マルチキャリア伝送方式では、送信データを周波数の異なる複数のキャリアに分配して伝送するので、各キャリアの帯域が狭帯域となり、周波数選択性フェージングの影響を受け難くなる。

例えば、マルチキャリア伝送方式の１つであるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）方式では、各サブキャリアがシンボル区間内で相互に直交するように各キャリアの周波数が設定されている。情報伝送時には、シリアルで送られてきた情報を情報伝送レートより遅いシンボル周期毎にシリアル／パラレル変換して出力される複数のデータを各サブキャリアに割り当ててサブキャリア毎に振幅及び位相の変調を行ない、その複数サブキャリアについて逆ＦＦＴを行なうことで周波数軸での各サブキャリアの直交性を保持したまま時間軸の信号に変換して送信する。また、受信時はこの逆の操作、すなわちＦＦＴを行なって時間軸の信号を周波数軸の信号に変換して各サブキャリアについてそれぞれの変調方式に対応した復調を行ない、パラレル／シリアル変換して元のシリアル信号で送られた情報を再生する。

サブキャリアが互いに直交するとは、任意のサブキャリアのスペクトラムのピーク点が常に他のサブキャリアのスペクトラムのゼロ点と一致していることを意味する。このようなＯＦＤＭ変調方式によれば、周波数利用効率が非常に高く、周波数選択性フェージング妨害に強い。ＯＦＤＭ変調方式は、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇにおいて無線ＬＡＮの標準規格として採用されている。

また、ＩＥＥＥ８０２．１１ａの規格では最大で５４Ｍｂｐｓの通信速度を達成する変調方式をサポートしているが、さらなる高ビットレートを実現できる無線規格が求められている。

無線通信の高速化を実現する技術の１つとして、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）通信が注目を集めている。これは、送信機側と受信機側の双方において複数のアンテナ素子を備え、空間多重した伝送路（以下、「ＭＩＭＯチャネル」とも呼ぶ）を実現する通信方式であり、周波数帯域を増大させることになく、アンテナ本数に応じて伝送容量の拡大を図り、通信速度向上を達成することができる。ＭＩＭＯ通信は、チャネルの特性を利用した通信方式であり、単なる送受信アダプティブ・アレーとは相違する。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｎでは、１次変調にＯＦＤＭを用いたＯＦＤＭ＿ＭＩＭＯ方式が採用されている。

図５には、ＭＩＭＯ通信システムを概念的に示している。同図に示すように、送受信機各々に複数のアンテナが装備されている。送信側では、複数の送信データを空間／時間符号して多重化した信号をＭ本のアンテナに分配して、複数のＭＩＭＯチャネルに送出する。そして、受信側では、チャネル経由でＮ本のアンテナにより受信した受信信号を空間／時間復号して受信データを得ることができる。この場合のチャネル・モデルは、送信機周りの電波環境（伝達関数）と、チャネル空間の構造（伝達関数）と、受信機周りの電波環境（伝達関数）で構成される。各アンテナから伝送される信号を多重する際、クロストーク（Ｃｒｏｓｓｔａｌｋ）が発生するが、受信側の信号処理により多重化された各信号をクロストーク無しに正しく取り出すことができる。

ＭＩＭＯ通信システムにおいて得られるＭＩＭＯチャネル数は、一般に、送信アンテナ本数Ｍと受信アンテナ本数Ｎのうち少ない方ｍｉｎ［Ｍ，Ｎ］に相当する。また、送信側におけるアンテナ重み係数行列Ｖは、ＭＩＭＯチャネル数分の送信ベクトルｖ_iで構成される（Ｖ＝［ｖ₁，ｖ₂，…，ｖ_min[M,N]）。また、各送信ベクトルｖ_iの要素数は送信アンテナ本数Ｍである。

ＭＩＭＯ伝送を構成方法としてはさまざまな方式が提案されているが、アンテナのコンフィギュレーションに応じていかにしてチャネル情報を送受信間でやり取りするかが実装上の大きな課題となる。

チャネル情報をやり取りするには、既知情報（プリアンブル情報）を送信側から受信側のみ伝送する方法が容易であり、この場合は送信機と受信機が互いに独立して空間多重伝送を行なうことになり、オープンループ型のＭＩＭＯ伝送方式と呼ばれる。また、この方法の発展形として、受信側から送信側にもプリアンブル情報をフィードバックすることによって、送受信間で理想的な空間直交チャネルを作り出すクローズドループ型のＭＩＭＯ伝送方式もある。

オープンループ型のＭＩＭＯ伝送方式として、例えばＶ−ＢＬＡＳＴ（Ｖｅｒｔｉｃａｌ Ｂｅｌｌ Ｌａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ Ｌａｙｅｒｅｄ Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ）方式を挙げることができる（例えば、特許文献１を参照のこと）。送信側では、特にアンテナ重み係数行列を与えず、単純にアンテナ毎に信号を多重化して送る。言い換えれば、アンテナ重み係数行列を得るためのフィードバック手続きが一切省略される。送信機は、多重化信号を送出する前に、受信機側でチャネル推定を行なうためのトレーニング信号を、例えばアンテナ毎に時分割で挿入する。これに対し、受信機では、チャネル推定部でトレーニング信号を利用してチャネル推定を行ない、各アンテナ対に対応したチャネル情報行列Ｈを算定する。そして、Ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇとキャンセリングを巧妙に組み合わせることで、キャンセリングによって生じたアンテナ自由度を活用してＳＮ比を向上させ、復号の確度を高める。

また、クローズドループ型のＭＩＭＯ伝送の理想的な形態の１つとして、伝播路関数の特異値分解（ＳＶＤ：Ｓｉｎｇｕｌａｒ Ｖａｌｕｅ Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）を利用したＳＶＤ−ＭＩＭＯ方式が知られている（例えば、非特許文献１を参照のこと）。ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送では、各アンテナ対に対応するチャネル情報を要素とした数値行列すなわちチャネル情報行列Ｈを特異値分解してＵＤＶ^Hを求め、送信側のアンテナ重み係数行列としてＶを与えるとともに、受信側のアンテナ重み係数行列としてＵ^Hを与える。これによって、それぞれのＭＩＭＯチャネルは、各特異値λ_iの平方根を対角要素に持つ対角行列Ｄとして表され、全くクロストーク無しに信号を多重化して伝送することができる。この場合、送信機側と受信機側の双方において、空間分割すなわち空間直交多重された論理的に独立した複数の伝送路を実現することができる。ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送方式によれば、理論的には最大の通信容量を達成することができ、例えば送受信機がアンテナを２本ずつ持てば、最大２倍の伝送容量が得られる。λの値の大きさは対応するＭＩＭＯチャネルの通信品質に相当する。

図６には、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送システムを概念的に示している。ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送では、各アンテナ対に対応するチャネル情報を要素とした数値行列すなわちチャネル情報行列Ｈを特異値分解してＵＤＶ^Hを求め、送信側のアンテナ重み係数行列としてＶを与えるとともに、受信側のアンテナ重み係数行列としてＵ^Hを与える。これによって、それぞれのＭＩＭＯチャネルは、各固有値λ_iの平方根を対角要素に持つ対角行列Ｄとして表され、全くクロストーク無しに信号を多重化して伝送することができる。この場合、送信機側と受信機側の双方において、空間分割すなわち空間直交多重された論理的に独立した複数の伝送路を実現することができる。ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送方式によれば、理論的には最大の通信容量を達成することができ、例えば送受信機がアンテナを２本ずつ持てば、最大２倍の伝送容量が得られる。

ここで、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送方式の仕組みについて詳細に説明する。送信機のアンテナ本数をＭとすると送信信号ｘはＭ×１のベクトルで表され、また、受信機のアンテナ本数をＮとすると受信信号ｙはＮ×１のベクトルで表される。この場合、チャネル特性はＮ×Ｍの数値行列すなわちチャネル行列Ｈとして表される。チャネル行列Ｈの要素ｈ_ijは、ｊ番目の送信アンテナからｉ番目の受信アンテナへの伝達関数である。そして、受信信号ベクトルｙは、下式（１）のように、送信信号ベクトルにチャネル情報行列を掛け算し、さらに雑音ベクトルｎを加算して表される。

上述したように、チャネル情報行列Ｈを特異値分解すると、下式（２）のようになる。

ここで、送信側のアンテナ重み係数行列Ｖと受信側のアンテナ重み行列Ｕは、それぞれ下式（３）、（４）を満たすユニタリ行列である。

すなわち、ＨＨ^Hの正規化された固有ベクトルを並べたものが受信側のアンテナ重み行列Ｕ^Hであり、Ｈ^HＨの正規化された固有ベクトルを並べたものが送信側のアンテナ重み行列Ｖである。また、Ｄは対角行列でありＨ^HＨ又はＨＨ^Hの固有値の平方根を対角成分に持つ。大きさは、送信アンテナ数Ｍと受信アンテナ数Ｎのうち小さい数であり、ｍｉｎ［Ｍ，Ｎ］の大きさの正方行列であり対角行列となる。

上述では、実数での特異値分解について説明したが、虚数にまで拡張した場合の特異値分解には注意点がある。ＵとＶは固有ベクトルで構成される行列であるが、固有ベクトルをノルムが１になるようにする操作すなわち正規化を行なった場合でも、単一のものにはならず、位相が異なる固有ベクトルが無数に存在する。ＵとＶの位相関係によっては、上式（２）が成り立たない場合がある。つまり、ＵとＶはそれぞれ正しいが、位相だけそれぞれ任意に回転しているからである。位相を完全一致させるためには、Ｖは通常通りＨ^HＨの固有ベクトルとして求める。そして、Ｕは、上式（２）の両辺に右からＶを掛け、下式のようにして求めるようにする。

送信側ではアンテナ重み係数行列Ｖを用いて重み付けをするとともに、受信側ではアンテナ重み係数行列Ｕ^Hで重みを付けて受信すると、ＵとＶがユニタリ行列であることから（ＵはＮ×ｍｉｎ［Ｍ，Ｎ］、ＶはＭ×ｍｉｎ［Ｍ，Ｎ］）、下式の通りとなる。

ここで、受信信号ｙと送信信号ｘは、送信アンテナと受信アンテナの数で決まるベクトルではなく、（ｍｉｎ［Ｍ，Ｎ］×１）ベクトルである。

Ｄは対角行列なので、各送信信号がクロストークすることなしに受信することができる。そして、独立した各ＭＩＭＯチャネルの振幅は固有値λの平方根に比例するので、各ＭＩＭＯチャネルの電力の大きさはλに比例する。

雑音成分ｎも、Ｕの列はノルムが１に正規化された固有ベクトルなので、Ｕ^Hｎはその雑音電力を変えるものではない。サイズとしては、Ｕ^Hｎは（ｍｉｎ［Ｍ，Ｎ］）ベクトルとなり、ｙ及びｘと同じサイズである。

このようにＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送では、同一の周波数及び同一の時間でありながら、クロストークのない複数の論理的に独立なＭＩＭＯチャネルを得ることができる。つまり、同時刻に同一周波数を使用して、複数のデータを無線通信で伝送することが可能となり、伝送速度の向上を実現することができる。

ここで、実際のＳＶＤ−ＭＩＭＯ送受信システムを構成する場合に考慮しなければならない点について説明しておく。

ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送方式の基本形においては、受信機では、取得したチャネル行列Ｈを特異値分解して、受信用の重みベクトルＵ^Hと送信機で使用する送信用の重みベクトルＶを求め、このＶを送信機側へフィードバックする。そして、送信機では、このＶを送信用の重みとして使用する。

ところが、送信機側へフィードバックする送信重み行列Ｖの情報量が大きいため、Ｖの情報を間引いて送った場合などに、本当のＶの情報との誤差のために、ＭＩＭＯチャンネル間の直交状態が壊れてしまいクロストークが生じてしまう。

そこで、通常は、受信機側で取得した送信重み行列Ｖを送信機側へフィードバックした後、送信機はその行列Ｖを用いてリファレンス信号を重み付けして送信し、受信機側では改めてチャネル行列を取得する。チャネル行列をＨとすると、Ｖで重み付けして送信したリファレンス信号から、受信機は、ＨＶというチャネル行列を得ることができる。

受信機側で、このＨＶの逆行列を求め、それを受信用の重みとして使用する。Ｈ＝ＵＤＶ^Hであることから、ＨＶは下式の通りとなる。

これは、通常のＳＶＤ−ＭＩＭＯと同じＵ^Hを受信用の重みに用いた後、分離された各ＭＩＭＯチャネルのストリームに、対角行列Ｄの各対角要素λ_iから求まる定数をかけるだけである。

送信側で、行列Ｖを送信用の重みとして使用して、受信機側では、ＨＶの逆行列を受信用の重みを使用するという構成は、通常のＳＶＤ−ＭＩＭＯの性能と同じであり、送信機側と受信機側のＶの不一致がない。したがって、実用上はこのような構成を採用することができる。

ＭＩＭＯ通信システムでは、受信機は送信機から送られるリファレンス信号を用いてチャネル行列Ｈを取得し、その逆行列を受信用の重みとして用いて空間分離を行なうことを基本動作とする。ＳＶＤ−ＭＩＭＯ通信システムでは、例えば、送信機側からは、ユーザ・データを空間多重して送信する前に、ＭＩＭＯチャネル毎の受信重みを得るためにＨＶで重み付けされたリファレンス信号が時分割多重して送信される。受信機側では、リファレンス信号を基にＨＶを取得し、その一般化逆行列を空間分離のために使用する。

ＩＥＥＥ８０２．１１ｎのようにＯＦＤＭ変調を適用するＳＶＤ−ＭＩＭＯでは、サブキャリア毎にリファレンス信号の送信と受信重みの取得手続きを行なう必要がある。図７には、２×２（すなわち送信機及び受信機のアンテナがともに２本）のＭＩＭＯシステムにおいて、ＭＩＭＯチャネル毎のリファレンス信号を送るためのデータ・パケットの構成例を示している。

図示のパケットは、同期獲得用のプリアンブルに続いて、ＨＶ（又はＶ）で重み付けされたリファレンス信号が時分割多重して送信され、その後に各ＭＩＭＯチャネルのユーザ・データが空間多重して送信される構成となっている。ここでは２×２のアンテナ構成からなる通信システムを想定しているので、チャネル行列Ｈは２×２の行列であり、送信用の重みは２個の２×１の送信重みベクトルＶ₁及びＶ₂で構成される。ユーザ・データを空間多重送信する前に、ベクトルＨＶ₁及びＨＶ₂（又は送信重みベクトルＶ₁及びＶ₂）でそれぞれ重み付けした２つのリファレンス信号が時分割で送信される。図７では、ｉ番目のＭＩＭＯチャネルのｊ番目のサブキャリアにおける送信重みベクトルをＶ_(i,j)と表している。

受信機側では、サブキャリア毎に重み付けされたリファレンス信号を受信してＨＶを取得し、ＨＶの一般化逆行列を受信用重みとして用いることにより、送信重みベクトルＶ₁で重み付けされた一方のＭＩＭＯチャネル上のユーザ・データと、送信重みベクトルＶ₂で重み付けされた他方のＭＩＭＯチャネル上のユーザ・データとを空間分離することができる。

また、ベクトルＨＶ₁及びＨＶ₂でそれぞれ重み付けしたリファレンス信号を時分割送信する際、各アンテナからの電力の不要なピークを避けるために、「トーン・インターリーブ」を行なうことがある（例えば、非特許文献２を参照のこと）。トーン・インターリーブとは、ＯＦＤＭ＿ＭＩＭＯ通信システムにおいてリファレンス信号を時分割送信する際に、各ＭＩＭＯチャネル用のリファレンス信号を挿入する位置をサブキャリア毎に入れ替える操作のことである。

図８には、２×２のＭＩＭＯシステムにおいて、トーン・インターリーブを行なう場合のデータ・パケットの構成例を示している。図示のパケットは、同期獲得用のプリアンブルに続いて、各ＭＩＭＯチャネルのＨＶ（又はＶ）で重み付けされたリファレンス信号が時分割多重して送信され、その後に各ＭＩＭＯチャネルのユーザ・データが空間多重して送信される。

同図に示す例では、リファレンス信号１の奇数番目のサブキャリアにはＭＩＭＯチャネル１に属する当該サブキャリア用の重みがかけられ、偶数番目のサブキャリアにはＭＩＭＯチャネル２に属する当該サブキャリア用の重みがかけられている。他方、リファレンス信号２の奇数番目のサブキャリアにはＭＩＭＯチャネル２に属する当該サブキャリア用の重みがかけられ、偶数番目のサブキャリアにはＭＩＭＯチャネル１に属する当該サブキャリア用の重みがかけられている。

ところで、ＯＦＤＭ通信機においては、周波数オフセットの問題がある。これは、送信機と受信機にそれぞれ搭載されているローカルオシレータの周波数が微妙に誤差を持つことに起因する。例えば、無線ＬＡＮでは２０ｐｐｍ程度の精度の発振器が使用される。

無線ＬＡＮにおける周波数オフセットの対策として、一般に、送信機側ではパケットの先頭に同期獲得用プリアンブルを送信する。そして受信機側ではこのプリアンブルを利用して同期獲得並びに送信機との周波数オフセットの観測を行ない、周波数のずれに対応してデータの位相を逆回転することにより周波数オフセットの補正が行なわれる。

ところが、実際には周波数オフセットの見積もりには誤差があるため、データに対する周波数オフセットの補償を完全には実行できず、残留周波数オフセットがデータに残ったままの受信になってしまう。例えば、ノイズその他の影響により周波数オフセット量の算出において誤差が生じた場合などには周波数誤差が残留する。

ＯＦＤＭ通信システムの場合、受信側でＦＦＴを行なった後のデータは周波数領域のデータになる。送信側のＩＦＦＴと受信側のＦＦＴの周波数が一致していると、受信側では送信信号を完全に再現することができる。これに対し、残留周波数オフセットが存在する場合には、周波数軸上における各サブキャリアの位置が送受信間でずれるという現象として観測される。その結果として、隣接するサブキャリア同士が干渉し合うというＩＣＩ（インターキャリア・インターフェアレンス：以下、「サブキャリア間干渉」とも呼ぶ）を生じる。勿論、ＩＣＩは、周波数軸上の両隣のサブキャリアからだけでなく、他のすべてのサブキャリアからも被る。あるサブキャリアが隣接するサブキャリアから受ける干渉量Ｉ（但しデシベル表現）を残留周波数オフセット量Ｆ_{_Offset}から見積もるための式を以下に示す。ここでは、５ＧＨｚ帯のＯＦＤＭ無線機において、６４ポイントのＦＦＴを使用して、サブキャリア間隔が０．３１２５ＭＨｚの場合を想定している。

例えば、残留周波数オフセットＦ_{_OffSet}が３００Ｈｚの場合に隣接のサブキャリアからの干渉は、−２４［ｄＢ］になる。但し、上記の式は、すべてのサブキャリアの電力が同等の場合の見積もりである。言い換えれば、干渉を与えるサブキャリアの電力が干渉を被るサブキャリアの電力よりも極端に大きい場合には、その電力差が上乗せされた干渉量となる。例えば、干渉を与えるサブキャリアの大きさが干渉を受けるサブキャリアよりも１０ｄＢだけ大きな場合には、−２４＋１０ｄＢ＝−１４ｄＢとより大きな干渉を受けることになる（図９を参照のこと）。

通常の（すなわちＳＩＳＯ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｓｉｎｇｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）方式の）ＯＦＤＭ通信システムにおいては、隣接するサブキャリア間では電力の連続性があるので、過度のＩＣＩを生じることはなく、受信処理において他のサブキャリアからの干渉量をほとんど無視することができる。

また、データ・パケットにおいてＭＩＭＯチャネル毎のリファレンス信号を時分割で送る際に、それぞれのリファレンス信号のサブキャリアには特定のＭＩＭＯチャネル用の重みを掛けている。図７に示したように、各ＭＩＭＯチャネル用のリファレンス信号を挿入する位置を全サブキャリアにわたって統一している場合には、サブキャリアの連続性が保たれることから、想定し得る残留周波数オフセットの範囲内では過度のＩＣＩを生じることはないと思料される。

図７には、５２個のサブキャリアの場合のリファレンス信号の送信状況を示したが、２本のＭＩＭＯチャネルが存在し、ＭＩＭＯチャネル１に大きな特異値が割り当てられ、その特異値に対応する送信重みがＭＩＭＯチャネル１の送信用重みに使用されている。このような場合、受信機側では、リファレンス信号１は大きな信号として受信され、リファレンス信号２は小さな信号として受信される。しかし、リファレンス信号１に属する各サブキャリア同士の大きさはほぼ同じである。また、リファレンス信号２に属する各サブキャリア同士の大きさもほぼ同じである。このために、残留周波数オフセットにより生じるＩＣＩの大きさは、問題の前提で述べたように、−２４ｄＢ程度である。

これに対し、図８に示したように、リファレンス信号にトーン・インターリーブを施し、各ＭＩＭＯチャネル用のリファレンス信号を挿入する位置をサブキャリア毎に入れ替えを行なう場合には、各リファレンス信号において、周波数軸上に並ぶサブキャリアに電力の連続性が保証されなくなる。このため、過度のＩＣＩを生じる可能性がある。そして、有効なリファレンス信号を得られないことからチャネル行列を正確に算出することができず、結果として受信信号をＭＩＭＯチャネル毎に空間分離できなくなる。

ＳＶＤ−ＭＩＭＯ通信システムにおいて、特異値分解という処理は、ＭＩＭＯチャネル本数分の特異値λ_iを算出し、これらの特異値を（大きい順に）対角行列Ｄの対角要素に並べ替えるという操作まで含んでいる。特異値λ_iは対応するＭＩＭＯチャネルの通信品質すなわち信号電力に相当する。例えば、対角行列Ｄの中の成分であるλ₁とλ₂の大きさが非常に差がある場合、例えば１０ｄＢくらい差がある場合には、特に信号電力が低い方のＭＩＭＯチャネルにおいてＩＣＩの問題が生じる。

図８にはトーン・インターリーブを施したリファレンス信号の送信状況を示したが、リファレンス信号１では、ＭＩＭＯチャネル１に属する重みが奇数番目のサブキャリアに挿入され、ＭＩＭＯチャネル２に属する重みが偶数番目のサブキャリアに挿入されている。また、リファレンス信号２では、ＭＩＭＯチャネル１に属する重みが偶数番目のサブキャリアに挿入され、ＭＩＭＯチャネル２に属する重みが奇数番目のサブキャリアにされている。

このようにトーン・インターリーブされたリファレンス信号を送信した場合に受信機側では、１つのリファレンス信号内で電力が大きいサブキャリアと小さいサブキャリアが周波数軸上で混在するようになる可能性がある。大きいものと小さいものの電力の差が１０ｄＢ程度ある場合には、残留周波数オフセットを原因にしたＩＣＩに電力差が上乗せされ、−２４ｄＢ＋１０ｄＢ＝−１４ｄＢにまでＩＣＩが悪化することになる。

特開平１０−８４３２４号公報 ｈｔｔｐ：／／ｒａｄｉｏ３．ｅｅ．ｕｅｃ．ａｃ．ｊｐ／ＭＩＭＯ（ＩＥＩＣＥ＿ＴＳ）.ｐｄｆ（平成１５年１０月２４日現在） ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．８０３ｗｉｒｅｌｅｓｓｗｏｒｌｄ．ｃｏｍ／ｉｎｄｅｘ．ｊｓｐ

本発明の目的は、ＯＦＤＭ伝送する際の残留周波数オフセット誤差により生じる近隣のサブキャリア同士の干渉による影響を好適に除去することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びに無線通信システムを提供することにある。

本発明のさらなる目的は、複数のアンテナを持つ送信機と複数のアンテナを持つ受信機が対となって、空間多重を利用して複数の論理的なチャネルを形成したＯＦＤＭ＿ＭＩＭＯ通信を行なう際の、残留周波数オフセット誤差により生じる近隣のサブキャリア同士の干渉による影響を好適に除去することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びに無線通信システムを提供することにある。

本発明のさらなる目的は、ＯＦＤＭ＿ＭＩＭＯ通信において、受信機側でチャネル行列を取得するための各空間チャネル用のリファレンス信号をトーン・インターリーブして送信する際に生じるサブキャリア同士の干渉による影響を好適に除去することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びに無線通信システムを提供することにある。

本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、その第１の側面は、互いに直交する複数のサブキャリアを多重させたＯＦＤＭ信号を伝送する無線通信装置であって、
通信相手からの送信信号を受信する受信部と、
通信相手に対して信号を送信する送信部と、
受信したＯＦＤＭ信号を復調して周波数軸上に並んだ複数のサブキャリアを抽出するＯＦＤＭ復調部と、
少なくとも一部のサブキャリアについて他のサブキャリアからの干渉量を推定するサブキャリア間干渉量推定部と、
サブキャリア間干渉量の推定結果に基づいて伝送信号に適用すべき変調方式を選択する適応変調部と、
を具備することを特徴とする無線通信装置である。

本発明に係る無線通信装置は、周波数利用効率を上げるとともにマルチパス環境における遅延歪みの問題などを解決するために、ＯＦＤＭ変調方式を適用している。

また、本発明に係る無線通信装置は、複数のアンテナを備え、互いに独立した複数の論理チャネルすなわちＭＩＭＯチャネルを構成するＭＩＭＯ通信方式を適用することができる。この場合、無線通信装置は、空間チャネルのチャネル特性を取得するチャネル特性取得部と、空間多重された受信信号をチャネル特性に基づいて得られる受信重みを用いて空間チャネル毎の信号に分離する空間分離部とをさらに備えることになる。ＭＩＭＯ通信方式によれば、周波数帯域を増大させることになく、アンテナ本数に応じて伝送容量の拡大を図り、通信速度向上を達成することができる。

無線通信システムにおいては、送信機と受信機にそれぞれ搭載されているローカルオシレータの周波数が微妙に誤差を持つことに起因して、残留周波数オフセットが受信信号に含まれてしまう。ＯＦＤＭ通信システムでは、残留周波数オフセットは、周波数軸上における各サブキャリアの位置が送受信間でずれるという現象として観測される。その結果として、隣接するサブキャリア同士が干渉し合うというサブキャリア間干渉を生じ、受信側で送信信号を正確に再現することができなくなる。

サブキャリア間干渉の問題は、干渉を与えるサブキャリアの電力が干渉を被るサブキャリアの電力よりも極端に大きい場合に顕在化する。一般的なＯＦＤＭ通信においては、周波数軸上に並んだサブキャリア間で信号電力に連続性がある。また、ＯＦＤＭ＿ＭＩＭＯ通信においても、ＭＩＭＯチャネル毎にサブキャリア間で信号電力に連続性があると考えられる。

ＭＩＭＯ通信はチャネル特性を利用した通信方式であり、パケットを伝送する際に、受信機側でチャネル行列を取得するために各空間チャネル用のリファレンス信号が時分割で付加される。ここで、各アンテナからの電力の不要なピークを避けるために、周波数軸上に並ぶサブキャリア毎に、各空間チャネル用のリファレンス信号を挿入する位置を入れ替えるトーン・インターリーブが施されることがある。

ところが、このようなトーン・インターリーブ処理により、各リファレンス信号において、周波数軸上に並ぶサブキャリアに電力の連続性が保証されなくなるので、サブキャリア間干渉量が無視できなくなる。有効なリファレンス信号を得られないことからチャネル行列を正確に算出することができず、結果として受信信号をＭＩＭＯチャネル毎に空間分離できなくなる。

また、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ通信システムにおいては、ＭＩＭＯチャネル毎に算出された特異値を大きい順に対角行列Ｄの対角要素に並べ替える操作を行なうことから、ＭＩＭＯチャネル間で通信品質に大きな差がある場合には、トーン・インターリーブすると隣接サブキャリア間でさらに電力差が生じることから、サブキャリア間干渉量は増大する。

これに対し、本発明に係る無線通信装置では、サブキャリア間干渉量推定部が各サブキャリアについて他のサブキャリアからの干渉量を推定し、適応変調部はサブキャリア間干渉量分の十分なマージンを持つ変調方式を適応的に選択するようにした。適応変調部は、空間チャネル毎、若しくは空間チャネル内のサブキャリア毎に変調方式を選択することができる。

周波数軸上のサブキャリアの信号電力が連続的であると仮定した場合、残留周波数オフセットに基づいてサブキャリア間干渉量を推定することができる。本発明では、サブキャリア間干渉量推定部は、周波数軸上のサブキャリアの信号電力が連続的であると仮定して残留周波数オフセットに基づいて推定されるサブキャリア間干渉量に対し、ＯＦＤＭ復調後の各サブキャリアの信号電力の差をさらに考慮（すなわち上乗せ）して、より正確にサブキャリア間干渉量を推定するようにしている。

また、本発明に係る無線通信装置は、各空間チャネルの通信品質を取得する通信品質取得部をさらに備えていてもよい。例えばＳＶＭ−ＭＩＭＯ通信の場合、特異値分解により得られる各特異値λはそれぞれのＭＩＭＯチャネルの通信品質に相当する。このような場合、適応変調部は、サブキャリア間干渉量の推定結果だけでなく、得られた空間チャネルの通信品質を考慮することにより、より適切な変調方式を選択することができる。

適応変調によれば、各ＭＩＭＯチャネルの通信品質に対して最大のビットを送ることができる変調方式を選ぶという動きをすることができる。本発明に係る無線通信装置では、装置固有の残留周波数オフセットの推定値と、各リファレンス信号を受信した場合のリファレンス信号の電力値からサブキャリア間干渉量の大きさを見積もることにより、通信チャネルに割り当てることのできる変調方式に調整を行なう。

例えば、ＭＩＭＯチャネル１とＭＩＭＯチャネル２があった場合に、リファレンス信号１の中のＭＩＭＯチャネル１に属する偶数番目のＨＶ₁の大きさと奇数番目のＨＶ₂の大きさを見積もり、ＭＩＭＯチャネル２に属するリファレンス信号に対する影響（干渉）を上式（９）に基づいて見積もる。同様に、リファレンス信号２からもＭＩＭＯチャネル２に対する干渉を見積もることができるので、平均化処理などを行なって信頼性を向上するようにしてもよい。

但し、ＭＩＭＯチャネル１への干渉は、見積もる必要がない。大きいリファレンス信号電力を受信するであろうＭＩＭＯチャネルへの品質は、小さいＭＩＭＯチャネルからの干渉になるので、上式（９）から、−２４ｄＢ（すなわち、残留周波数オフセットのみから推定されるサブキャリア間干渉量）よりも品質が良くなることが容易に理解できるからである。

このように、サブキャリア間干渉量により例えば−１４ｄＢと見積もったＭＩＭＯチャネルに対しては、ＳＮＲ＝１４ｄＢ以下の所要ＳＮの変調方式を選択すればよい。喩え、ＭＩＭＯチャネルの品質がＳＮＲ＝３０ｄＢであろうとも、このサブキャリア間干渉量の値が上限値として、変調方式を決定する。

本発明によれば、ＯＦＤＭ復調された各サブキャリアは他のサブキャリアからの干渉を受けている可能性があるが、その干渉量に対して十分なマージンを持つ変調方式を適応的に選択することにより受信信号の復号性能を確保し、サブキャリア間干渉による影響を排除することができる。例えば、推定されるサブキャリア間干渉量が小さいときには２５６ＱＡＭなどより高い符号化率の変調方式を選択するが、サブキャリア間干渉量が大きくなると６４ＱＡＭあるいは１６ＱＡＭなど低い符号化率の変調方式に切り替えていくようにする。

また、本発明に係る無線通信装置は、適応変調部により選択された変調方式を通信相手となる通信機に通知する変調方式通知部をさらに備えている。

例えば、「隠れ端末」からの妨害を排除して通信を行なうために、ＲＴＳ／ＣＴＳ方式が採用されることがある。このような場合、送信側からは、トーン・インターリーブしたリファレンス信号を付加してＲＴＳパケットを送信するようにすればよい。これに対し、受信側では、ＲＴＳパケットのリファレンス信号を用いてチャネル行列の取得を行なって送信重みベクトル並びに受信重みベクトルを算出するとともに、リファレンス信号をＯＦＤＭ復調して抽出された各サブキャリアの信号電力に基づいてサブキャリア間干渉量を推定することができる。そして、受信側からは、適応変調部により選択された変調方式を記載したＣＴＳパケットを返信することで、送信側に対し変調方式を通知することができる。

本発明によれば、ＯＦＤＭ伝送する際の残留周波数オフセット誤差により生じる近隣のサブキャリア同士の干渉による影響を好適に除去することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びに無線通信システムを提供することができる。

また、本発明によれば、複数のアンテナを持つ送信機と複数のアンテナを持つ受信機が対となって、空間多重を利用して複数の論理的なチャネルを形成したＯＦＤＭ＿ＭＩＭＯ通信を行なう際の、残留周波数オフセット誤差により生じる近隣のサブキャリア同士の干渉による影響を好適に除去することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びに無線通信システムを提供することができる。

また、本発明によれば、ＯＦＤＭ＿ＭＩＭＯ通信において、受信機側でチャネル行列を取得するための各空間チャネル用のリファレンス信号をトーン・インターリーブして送信する際に生じるサブキャリア同士の干渉による影響を好適に除去することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びに無線通信システムを提供することができる。

本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。

本発明は、伝送信号を空間的に多重化して通信するＭＩＭＯ通信システムに関する。ＭＩＭＯ通信システムでは、複数のアンテナを持つ送信機と複数のアンテナを持つ受信機が対となって、互いに独立した複数の論理チャネルすなわち「ＭＩＭＯチャネル」を構成するように、送信機又は受信機の一方又は両方でアンテナ合成を行なう。ＭＩＭＯ通信方式によれば複数のＲＦ送受信部を１つの無線機に集約して大容量データ伝送を実現する。本発明では、とりわけ、チャネル行列を特異値分解（ＳＶＤ）して送受信重みを得るＳＶＤ−ＭＩＭＯ方式に関する。また、周波数利用効率を上げるとともにマルチパス環境における遅延歪みの問題などを解決するために、ＯＦＤＭ変調方式を適用している。

図１には、本発明の一実施形態に係る無線通信装置の構成を模式的に示している。図示の無線通信装置１００は複数のアンテナ素子を備え、複数のアンテナ阻止を持つ他の通信機と対となって、ＭＩＭＯ通信機として動作することができる。

各送受信アンテナ１１ａ及び１１ｂには、スイッチ１２ａ及び１２ｂを介して、それぞれ送信系統並びに受信系統が並列的に接続され、他の無線通信装置宛に信号を所定の周波数チャネル上で無線送信し、あるいは他の無線通信装置から送られる信号を収集する。但し、スイッチ１２ａ及び１２ｂは送受信アンテナ１１ａ及び１１ｂを送信系統又は受信系統の一方と排他的に接続し、送受信をともに並行しては行なえないものとする。

各送信系統は、変調符号化部２１と、空間多重部２２と、ＩＦＦＴ２３と、プリアンブル／リファレンス付与部２４と、アンテナ毎のＤ／Ａ変換器２５及び送信用アナログ処理部２６を備えている。

変調符号化部２１は、通信プロトコルの上位レイヤから送られてきた送信データを誤り訂正符号で符号化するとともに、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭなどの所定の変調方式により送信信号を信号空間上にマッピングする。さらに、符号化後の送信信号を所定の送信重み行列で乗算することにより、空間多重により複数のＭＩＭＯチャネルを得る。本実施形態では、変調符号化部２１は、チャネル行列取得部４０において適応的に設定される変調符号化方式を適用する（後述）。

この時点で、パイロット・シンボル挿入パターン並びにタイミングに従って、既知のデータ系列をパイロット・シンボルとして変調シンボル系列に挿入する。サブキャリア毎あるいはサブキャリア数本の間隔で、既知パターンからなるパイロット信号が挿入される。

空間多重部２２は、送信相手からの受信信号に基づいて取得されるチャネル行列Ｈを特異値分解（ＳＶＤ）して得られた送信重み行列Ｖ若しくはＨＶを各ＭＩＭＯチャネル用のデータに乗算して空間多重を行なう。チャネル行列Ｈの取得や送信重み行列Ｖの算出は、チャネル行列取得部４０において行なわれるが、その詳細については後述に譲る。

なお、送受信機間のチャネル行列Ｈは、厳密にはアップリンクとダウンリンクの各方向で相違するが、送受信機それぞれの送受信アナログ回路が持つ伝達関数のキャリブレーション処理を施すことにより、双方向で利用可能なチャネル行列を得ることができる。但し、キャリブレーション処理自体は本発明の要旨に直接関連しないので、ここではこれ以上説明しない。

ＩＦＦＴ２３では、変調されたシリアル形式の信号を、並列キャリア数並びにタイミングに従って、並列キャリア数分のパラレル・データに変換してまとめた後、所定のＦＦＴサイズ並びにタイミングに従ってＦＦＴサイズ分の逆フーリエ変換を行なう。

ここで、シンボル間干渉の除去のため、１ＯＦＤＭシンボルの前後にガード・インターバル区間を設けるようにしてもよい。ガード・インターバルの時間幅は、伝搬路の状況、すなわち復調に影響を及ぼす遅延波の最大遅延時間によって決定される。そして、直列の信号にパラレル・シリアル変換し、周波数軸での各キャリアの直交性を保持したまま時間軸の信号に変換して、送信信号とする。

プリアンブル／リファレンス付与部２４は、ＲＴＳ、ＣＴＳ、ＤＡＴＡパケットなどの送信信号の先頭にプリアンブル信号やリファレンス信号を付加する。

アンテナ毎の送信信号は、それぞれのＤ／Ａ変換器２５によりアナログのベースバンド信号に変換され、さらにそれぞれの送信用アナログ処理部２６によりＲＦ周波数帯にアップコンバートされてから、各アンテナ１１より各ＭＩＭＯチャネルへ送出される。

一方、各受信系統は、アンテナ毎の受信用アナログ処理部３１及びＡ／Ｄ変換器３２と、同期獲得部３３と、ＦＦＴ３４と、空間分離部３５と、復調復号器３６で構成される。

各アンテナ１１より受信した信号を、それぞれの受信用アナログ処理部３１でＲＦ周波数帯からベースバンド信号にダウンコンバートし、それぞれのＡ／Ｄ変換器３２により、デジタル信号に変換する。

各アンテナ系統のデジタル・ベースバンド信号は、同期獲得部３３により検出された同期タイミングに従って、シリアル・データとしての受信信号をパラレル・データに変換してまとめられる（ここでは、ガード・インターバルまでを含む１ＯＦＤＭシンボル分の信号がまとめられる）。

また、この段階で周波数誤差推定値に基づいて、それぞれのデジタル・ベースバンド信号に対しタイミング誤差の除去並びに周波数補正が行なわれる。但し、実際には周波数オフセットの見積もりには誤差があるため、残留周波数オフセットが残ってしまう（前述）。残留周波数オフセットは装置固有の値であるから、例えば出荷時などに無線通信装置１００内にあらかじめ記憶させておくようにしてもよい。勿論、空間分離後のＭＩＭＯチャネルの信号から直接推定するようにしてもよい。

ＦＦＴ３５は、有効シンボル長分の信号をフーリエ変換により時間軸の信号を周波数軸の信号に変換し、受信信号をサブキャリア信号に分解する。

チャネル行列取得部４０は、パケットのプリアンブル部のＦＦＴ出力を基に、チャネル行列Ｈをサブキャリア毎に生成し、このチャネル行列を利用して、送受信重みを算出する。具体的には、送信機側からは各ＭＩＭＯチャネルに対応したリファレンス信号が時分割で送られてくるので、チャネル行列取得部４０は、各リファレンス信号から取得した伝達関数を各列ベクトルとして構成されるチャネル行列Ｈを求め、これをＵＤＶ^Hに特異値分解して、受信重みＵ^Hを空間分離部３５に与えるとともに、送信重みＶを空間多重部２２に与える。

本実施形態では、各アンテナからの電力の不要なピークを避けるために、周波数軸上に並ぶサブキャリア毎に、各空間チャネル用のリファレンス信号を挿入する位置を入れ替えるトーン・インターリーブが施される。ところが、このようなトーン・インターリーブ処理により、各リファレンス信号において、周波数軸上に並ぶサブキャリアに電力の連続性が保証されないので、サブキャリア間干渉量が無視できなくなり、チャネル行列を正確に算出することができなくなる。そこで、チャネル行列取得部４０では、各サブキャリアについて隣接サブキャリア（あるいは、周波数軸上で近隣に位置するサブキャリアや、その他のすべてのサブキャリア）からの干渉量を推定し、サブキャリア間干渉量の推定結果に基づいて伝送信号に適用すべき変調方式を適応的に選択するようにした。但し、サブキャリア間干渉量の推定方法や、変調方式の適応的選択（リンク・アダプテーション）の詳細については後述に譲る。

空間分離部３５は、与えられた受信重みＵ^Hを利用して、パケットのデータ部のＦＦＴ出力をサブキャリア毎にＭＩＭＯ合成して、独立した複数のＭＩＭＯチャネルに分離する。

復調復号部３６は、位相回転補正後に、位相空間（ｃｏｎｓｔａｌｌａｔｉｏｎ）上の変調点から元の値に復調する。本実施形態では、復調復号部３６は、チャネル行列取得部４０において適応的に設定される変調符号化方式を適用する（後述）。

無線通信では、送信機と受信機にそれぞれ搭載されているローカルオシレータの周波数が微妙に誤差を持つことに起因して、残留周波数オフセットが受信信号に含まれている。ＯＦＤＭ通信システムでは、残留周波数オフセットは、周波数軸上における各サブキャリアの位置が送受信間でずれ、すなわちサブキャリア間干渉という現象として現れる。

ＳＩＳＯ方式のＯＦＤＭ通信システムでは、隣接するサブキャリア間では電力の連続性があるので、過度のサブキャリア間干渉を生じることはなく、受信処理において他のサブキャリアからの干渉量をほとんど無視することができる。また、ＭＩＭＯ通信システムにおいてリファレンス信号を時分割送信する際に、各ＭＩＭＯチャネル用のリファレンス信号を挿入する位置を全サブキャリアにわたって統一している場合には（図７を参照のこと）、サブキャリアの連続性が保たれることから、想定し得る残留周波数オフセットの範囲内では過度のサブキャリア間干渉を生じることはない。

ところが、リファレンス信号にトーン・インターリーブを施し、各ＭＩＭＯチャネル用のリファレンス信号を挿入する位置をサブキャリア毎に入れ替えを行なう場合には（図８を参照のこと）、各リファレンス信号において、周波数軸上に並ぶサブキャリアに電力の連続性が保証されなくなるため、過度のサブキャリア間干渉を生じる可能性がある。とりわけ、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ通信システムにおいて、ＭＩＭＯチャネル毎の通信品質に大きな差があると、サブキャリア間干渉の影響がさらに増幅される。サブキャリア間干渉により、有効なリファレンス信号を得られないことからチャネル行列を正確に算出することができず、結果として受信信号をＭＩＭＯチャネル毎に空間分離できなくなる。

そこで、本実施形態では、チャネル行列取得部４０が、各サブキャリアについて隣接サブキャリア（あるいは、周波数軸上で近隣に位置するサブキャリアや、その他のすべてのサブキャリア）からの干渉量を推定し、サブキャリア間干渉量の推定結果に基づいて伝送信号に適用すべき変調方式を適応的に選択するようにした。

周波数軸上のサブキャリアの信号電力が連続的であると仮定した場合、上式（９）を用いて、残留周波数オフセットに基づいてサブキャリア間干渉量を推定することができる。このようにして推定されるサブキャリア間干渉量に対し、ＯＦＤＭ復調した後の他のサブキャリアとの信号電力の差をさらに上乗せして、より正確なサブキャリア間干渉量を推定する。

また、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ通信では、チャネル行列ＨＶの逆行列の各行のノルムからそれぞれのＭＩＭＯチャネルの通信品質を算出することができる。サブキャリア間干渉量の推定結果だけでなく、得られた空間チャネルの通信品質を考慮することにより、より適切な変調方式を選択することができる。

本実施形態に係る無線通信装置１００では、装置固有の残留周波数オフセットの推定値と、各リファレンス信号を受信した場合のリファレンス信号の電力値からサブキャリア間干渉量の大きさを見積もることにより、割り当てることのできる変調方式に調整を行なう。

したがって、ＯＦＤＭ復調された各サブキャリアは他のサブキャリアからの干渉を受けている可能性があるが、その干渉量に対して十分な耐性のある変調方式を適応的に選択することにより受信信号の復号性能を確保し、サブキャリア間干渉による影響を排除することができる。

図２には、この場合のチャネル行列取得部４０の内部構成を図解している。

チャネル行列演算部４１では、受信したパケットに含まれるリファレンス信号を用いてサブキャリア毎のチャネル行列Ｈ並びにＨＶ（式（８）を参照のこと）を取得する。

受信重み取得部４２は、行列ＨＶの一般化逆行列を計算し、これを受信重みベクトルとして空間分離部３５に与える。

通信品質算出部４３は、チャネル行列ＨＶの逆行列の各行のノルムから、各ＭＩＭＯチャネルの通信品質を算出する。

電力値算出部４４は、各ＭＩＭＯチャネルに対応したリファレンス信号の電力値を算出する。

干渉量推定部４５は、上式（９）を用いて残留周波数オフセットに基づいて推定されるサブキャリア間干渉量に、ＯＦＤＭ復調した後の他のサブキャリアとの信号電力の差をさらに上乗せして、より正確なサブキャリア間干渉量を推定する。

適応変調部４６は、各ＭＩＭＯチャネルの通信品質とサブキャリア間間少量を入力し、これらに基づいて残留周波数オフセットの影響によるマージンを見込んだ変調方式を決定するというリンク・アダプテーションを行なう。

ＯＦＤＭ復調された各サブキャリアは他のサブキャリアからの干渉を受けている可能性があるが、その干渉量に対して十分な耐性のある変調方式を適応的に選択することにより受信信号の復号性能を確保することができる。

適応変調部４６は、各ＭＩＭＯチャネルについての適応変調を行なう。勿論、各ＭＩＭＯチャネルのサブキャリア毎に適応変調を行なうようにしてもよい。

サブキャリア間干渉の影響は、隣接するサブキャリアの信号電力の差が非常に大きいときに顕著となり、電力の小さい方のサブキャリアはより大きな干渉を受けることになる。したがって、トーン・インターリーブした場合、通信品質の低いＭＩＭＯチャネルではサブキャリア干渉量の推定と変調方式の見積もりは必須となる。他方、通信品質が良好なＭＩＭＯチャネルに関しては、サブキャリア干渉量の推定と変調方式の見積もりは必要がない。大きいリファレンス信号電力を受信するであろうＭＩＭＯチャネルへの品質は、小さいＭＩＭＯチャネルからの干渉になるので、残留周波数オフセットのみから推定されるサブキャリア間干渉量よりも品質が良くなることが上式（９）からも容易に理解できるからである。

適応変調を行なう場合には、通信相手となる通信機からリファレンス信号を受信するとともに、選択された変調方式を通信相手に通知する必要がある。本実施形態では、例えば、無線通信システムにおいて広く採用されているＲＴＳ／ＣＴＳ手順を利用してこれらの手続きを行なうようにしている。

ＲＴＳ／ＣＴＳ手順は、例えば、ある特定の通信局間で通信を行なう場合、通信相手となる一方の通信局からは聞くことができるが他方の通信局からは聞くことができない「隠れ端末」からの妨害を排除して通信を行なうために利用される。この方式では、データ送信元の通信局がＲＴＳパケットを送信し、データ送信先の通信局からＣＴＳパケットを受信したことに応答してデータ送信を開始するという手順がとられる。そして、隠れ端末はＲＴＳ又はＣＴＳのうち少なくとも一方を受信すると、ＲＴＳ／ＣＴＳ手続に基づくデータ伝送が行なわれると予想される期間だけ自局の送信停止期間を設定することにより、衝突を回避することができる。送信局にとっての隠れ端末は、ＣＴＳを受信して送信停止期間を設定し、データ・パケットとの衝突を回避し、受信局にとっての隠れ端末は、ＲＴＳを受信して送信期間を停止し、ＡＣＫとの衝突を回避する。

図３には、送受信局間でＲＴＳ／ＣＴＳ手順の動作例を図解している。同図では、ＳＴＡ２、ＳＴＡ０、ＳＴＡ１、ＳＴＡ３という４台の通信局が存在し、図中で隣り合う通信局同士のみが電波の到達範囲に位置しているという通信環境を想定している。ここで、ＳＴＡ０がＳＴＡ１に宛てて情報を送信したいとする。また、図４には、送受信局間でＲＴＳ／ＣＴＳ手順を利用してサブキャリア間干渉に基づく適応変調を行なうための処理手順を示している。

送信元であるＳＴＡ０は、ＣＳＭＡの手順によりメディアが一定期間（時刻Ｔ０から時刻Ｔ１まで）クリアである旨を確認した後、時刻Ｔ１からＲＴＳパケットをＳＴＡ１に宛てて送信する（ステップＳ１）。ＲＴＳパケットには各ＭＩＭＯチャネル用のリファレンス信号が付加されるが、各ＭＩＭＯチャネル用のリファレンス信号を挿入する位置をサブキャリア毎に入れ替えるトーン・インターリーブが施されている。

ＲＴＳパケット内には、当該パケットがＲＴＳであることを示す情報と、当該パケットに引き続いて行なわれる送受信トランザクションが終了するまでの時間（すなわち時刻Ｔ８までのＤｕｒａｔｉｏｎ期間）、宛先通信局（ＳＴＡ１）のアドレス並びに自局（ＳＴＡ０）のアドレスが記載されている。

ＲＴＳパケットは、ＳＴＡ０の近隣に位置するＳＴＡ２でも受信される。ＳＴＡ２は、ＲＴＳ信号を受信すると、プリアンブルを発見することにより受信作業を開始し、ＲＴＳパケットであること、ＳＴＡ０が何らかの情報を送信したい旨、並びに、自局が宛先通信局でないことを認識する。すると、ＳＴＡ２は、ＳＴＡ０の送信希望を妨げないように、当該トランザクションが終了するまでメディアを監視することなくメディアが占有されている状態であると認識し、送信をストップさせる（すなわち「ＮＡＶ（Ｎｅｔｗｏｒｋ Ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ Ｖｅｃｔｏｒ）を立てる）。ＮＡＶは、Ｄｕｒａｔｉｏｎフィールドで示された期間にわたり有効となり、ＳＴＡ２は時刻Ｔ８まで送信不許可状態となる。

一方、ＲＴＳパケットは、宛先であるＳＴＡ１でも受信される。ＳＴＡ１は、ＳＴＡ１は、ＳＴＡ０が自局宛てにパケットを送信したい旨を認識すると、ＲＴＳパケットに付加されているリファレンス信号を用いてチャネル行列ＨＶを取得する。そして、その逆行列の各行のノルムに平均ＳＮを乗算し、これを書くＭＩＭＯチャネルで提供可能なＳＮとして判断する（ステップＳ２）。

ＳＴＡ１は、続いて、受信したＲＴＳに付加されている、各ＭＩＭＯチャネル用のリファレンス信号の大きさの比を測定して、その比のｄＢ値を求める（ステップＳ３）。例えば、ＭＩＭＯチャネル数が２つで、各ＭＩＭＯチャネルに対応するリファレンス信号の受信機側での受信電力値が３．０と１．０の場合には、その比は１０×ｌｏｇ₁₀（３．０／１．０）＝４．７［ｄＢ］である。

ＳＴＡ１は、上式（９）を用いて、残留周波数オフセット値からサブキャリア間干渉量Ｉ［ｄＢ］を求める（ステップＳ４）。残留周波数オフセット値は装置固有の値であり、例えば出荷時などに無線通信装置１００内にあらかじめ記憶させておくようにしてもよい。勿論、空間分離後のＭＩＭＯチャネルの信号から直接推定するようにしてもよい。

そして、ＳＴＡ１は、−１．０×（Ｉ［ｄＢ］＋４．７［ｄＢ］）以下の所要ＳＮの変調方式で且つチャネルの品質［ｄＢ］以下の変調方式という２つの条件を同時に満足しつつ、最大ビットを送ることが可能となる変調方式を、ＭＩＭＯチォネル毎に選択する（ステップＳ５）。

変調方式の選択は、各ＭＩＭＯチャネルにおいてサブキャリア毎に行なうようにしてもよい。但し、品質が良好なＭＩＭＯチャネル側では、変調方式の見積もりは不要である（前述）。

ＳＴＡ１は、適当なフレーム間隔をおいて、時刻Ｔ３でＣＴＳパケットを返送する。ステップＳ５において選択された変調方式をＣＴＳパケットに記載することで、通信相手であるＳＴＡ０に変調方式を通知することができる（ステップＳ６）。

ＣＴＳパケット内には、ＣＴＳパケットである旨、当該ＲＴＳ／ＣＴＳ手順により引き起こされる送受信トランザクションが終了するまでの時間（すなわち時刻Ｔ８までの時間）、宛先通信局（ＳＴＡ１）のアドレスが記載されている。

ＣＴＳパケットは、送信先であるＳＴＡ１の近隣に位置するＳＴＡ３でも受信される。ＳＴＡ３は、ＳＴＡ１の受信希望を妨げないように、当該トランザクションが終了するまでＮＡＶを立てて送信をストップさせる。ＮＡＶは、Ｄｕｒａｔｉｏｎ期間にわたり有効となり、ＳＴＡ２とともにＳＴＡ３も時刻Ｔ８まで送信不許可状態となる。

ＣＴＳパケットは、宛先であるＳＴＡ０でも受信される。ＳＴＡ０は、これを復号することにより、ＳＴＡ１は受信準備ができていることを認識すると、適当なフレーム間隔をおいて時刻Ｔ５でＤａｔａパケットを送信開始する。Ｄａｔａパケットには、ＣＴＳパケットで通知された変調方式が適用される（ステップＳ７）。

ＳＴＡ１は、Ｄａｔａパケットを受信するが、サブキャリア干渉量による劣化分のマージンを見込んで変調方式を選択しているので、正しく受信できることが期待できる（ステップＳ８）。そして、Ｄａｔａパケット送信が時刻Ｔ６で終了し、ＳＴＡ１がこれを誤りなく復号できた場合には、ＳＴＡ１は適当なフレーム間隔をおいて時刻Ｔ７でＡＣＫを返送し、これをＳＴＡ０が受信して１パケットの送受信トランザクションが時刻Ｔ８で終了する。

時刻Ｔ８になると、近隣通信局であるＳＴＡ２並びにＳＴＡ３は、ＮＡＶを降ろして、通常の送受信状態へと復帰する。

要言すると、上記のＲＴＳ／ＣＴＳ手順において、ＲＴＳを受信できた「送信局であるＳＴＡ０の周辺局」すなわちＳＴＡ２とＣＴＳを受信できた「受信局であるＳＴＡ１の周辺局」すなわちＳＴＡ３において、送信が禁止される。これにより、周辺局からの突然の送信信号に妨害されることなく、ＳＴＡ０からＳＴＡ１に宛てての情報送信並びにＡＣＫの返送が行なわれるので、通信品質が保たれる。また、ＳＴＡ０とＳＴＡ１間では、ＲＴＳ／ＣＴＳパケットの交換を通じて、チャネル特性を取得するためのリファレンス信号の送信と、サブキャリア間干渉の推定結果に基づて選択される変調方式の通知を行なうことができる。

以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。

本明細書では、ＯＦＤＭ変調を適用するＳＶＤ−ＭＩＭＯ通信機に対して本発明を適用した実施形態を中心に説明してきたが、本発明の要旨はこれに限定されるものではない。ＳＶＤ−ＭＩＭＯ以外のクローズドループ型ＭＩＭＯ通信システムやオープンループ型ＭＩＭＯ通信システム、さらには通常の（ＳＩＳＯ方式の）ＯＦＤＭ通信システムにおいても、隣接するサブキャリア間で電力が不連続となる場合には、残留周波数オフセットによるＩＣＩの影響を除去又は緩和するために、本発明を好適に適用することができる。

要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲の記載を参酌すべきである。

図１は、本発明の一実施形態に係る無線通信装置の構成を模式的に示した図である。 図２は、チャネル行列取得部４０の内部構成を示した図である。 図３は、送受信局間でＲＴＳ／ＣＴＳ手順の動作例を示した図である。 図４は、送受信局間でＲＴＳ／ＣＴＳ手順を利用してサブキャリア間干渉に基づく適応変調を行なう処理手順を示した図である。 図５は、ＭＩＭＯ通信システムを概念的に示した図である。 図６は、ＳＶＤ−ＭＩＭＯ伝送システムを概念的に示した図である。 図７は、２×２のＭＩＭＯシステムにおいて、ＭＩＭＯチャネル毎のリファレンス信号を送るためのデータ・パケットの構成例を示した図である。 図８は、２×２のＭＩＭＯシステムにおいて、トーン・インターリーブを行なう場合のデータ・パケットの構成例を示した図である。 図９は、隣接するサブキャリア同士で干渉を起こす様子を示した図である。

符号の説明

１１…アンテナ
１２…スイッチ
２１…変調符号化部
２２…空間多重部
２３…ＩＦＦＴ
２４…プリアンブル／リファレンス付与部
２５…Ｄ／Ａ変換器
２６…送信用アナログ処理部
３１…受信用アナログ処理部
３２…Ａ／Ｄ変換器
３３…同期獲得部
３４…ＦＦＴ
３５…空間分離部
３６…復号器
４０…チャネル行列取得部
４１…チャネル行列演算部
４２…重心重み取得部
４３…通信品質算出部
４４…電力値算出部
４５…干渉量推定部
４６…適応変調部

Claims (25)

1. 互いに直交する複数のサブキャリアを多重させたＯＦＤＭ信号を伝送する無線通信装置であって、
   通信相手からの送信信号を受信する受信部と、
   通信相手に対して信号を送信する送信部と、
   受信したＯＦＤＭ信号を復調して周波数軸上に並んだ複数のサブキャリアを抽出するＯＦＤＭ復調部と、
   少なくとも一部のサブキャリアについて他のサブキャリアからの干渉量を推定するサブキャリア間干渉量推定部と、
   サブキャリア間干渉量の推定結果に基づいて伝送信号に適用すべき変調方式を選択する適応変調部と、
   を具備することを特徴とする無線通信装置。
2. 複数のアンテナと、
   複数のアンテナを持つ他の通信機と対となって形成される複数の空間チャネルのチャネル特性を取得し、該チャネル特性に基づいて受信重みを算出するチャネル特性取得部と、
   空間多重された受信信号を前記受信重みを用いて空間チャネル毎の信号に分離する空間分離部とをさらに備え、
   前記適応変調部は、少なくとも一部の空間チャネルにおいて、サブキャリア間干渉量の推定結果に基づいて伝送信号に適用すべき変調方式を選択する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
3. 前記チャネル特性取得部は、チャネル行列を特異値分解して各空間チャネルにおける送信重みベクトル及び受信重みベクトルを求め、
   前記空間分離部は、特異値分解して得られた受信重みベクトルで空間多重信号合成して空間チャネル毎の信号に分離し、
   前記送信部は、特異値分解して得られた送信重みベクトルを用いて送信データを空間多重して送信する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信装置。
4. 受信するパケットには、前記チャネル特性取得部においてチャネル行列を取得するために、各空間チャネル用のリファレンス信号が時分割で付加され、
   且つ、周波数軸上に並ぶサブキャリア毎に各空間チャネル用のリファレンス信号を挿入する位置を入れ替えるトーン・インターリーブが施されている、
   ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信装置。
5. 前記サブキャリア間干渉量推定部は、ＯＦＤＭ復調した後の各サブキャリアの信号電力の比較に基づいてサブキャリア間干渉量を推定する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信装置。
6. 前記サブキャリア間干渉量推定部は、周波数軸上のサブキャリアの信号電力が連続的であると仮定して残留周波数オフセットに基づいて推定されるサブキャリア間干渉量に対し、ＯＦＤＭ復調した後の各サブキャリアの信号電力の差をさらに考慮して、サブキャリア間干渉量を推定する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信装置。
7. 通信チャネルの通信品質を取得する通信品質取得部をさらに備え、
   前記適応変調部は、サブキャリア間干渉量の推定結果とともに通信チャネルの通信品質を考慮して変調方式を選択する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
8. 各空間チャネルの通信品質を取得する通信品質取得部をさらに備え、
   前記適応変調部は、サブキャリア間干渉量の推定結果とともに空間チャネルの通信品質を考慮して変調方式を選択する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信装置。
9. 前記適応変調部は、空間チャネル毎、若しくは空間チャネル内のサブキャリア毎に変調方式を選択する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信装置。
10. 前記適応変調部により選択された変調方式を通信相手となる通信機に通知する変調方式通知部をさらに備える、
    ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
11. データ送信元の通信局が送信要求パケットＲＴＳ（Ｒｅｑｕｅｓｔ Ｔｏ Ｓｅｎｄ）を送信し、データ送信先の通信局から確認通知パケットＣＴＳ（Ｃｌｅａｒ Ｔｏ Ｓｅｎｄ）を受信したことに応答してデータ送信を開始するＲＴＳ／ＣＴＳ方式が適用され、送信要求パケットにはトーン・インターリーブされたリファレンス信号が付加されており、
    前記送信部は、前記適応変調部により選択された変調方式を記載した確認通知パケットを送信する、
    ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信装置。
12. 互いに直交する複数のサブキャリアを多重させたＯＦＤＭ信号を伝送する無線通信方法であって、
    通信相手からの送信信号を受信する受信ステップと、
    受信したＯＦＤＭ信号を復調して周波数軸上に並んだ複数のサブキャリアを抽出するＯＦＤＭ復調ステップと、
    少なくとも一部のサブキャリアについて他のサブキャリアからの干渉量を推定するサブキャリア間干渉量推定ステップと、
    サブキャリア間干渉量の推定結果に基づいて伝送信号に適用すべき変調方式を選択する適応変調ステップと、
    を具備することを特徴とする無線通信方法。
13. 複数のアンテナを備え、複数のアンテナを持つ通信機と対となって形成される複数の空間チャネル上で空間多重信号のＯＦＤＭ伝送を行なう際に、
    各空間チャネルのチャネル特性を取得し、該チャネル特性に基づいて受信重みを算出するチャネル特性取得ステップと、
    空間多重された受信信号を前記受信重みを用いて空間チャネル毎の信号に分離する空間分離ステップとをさらに備え、
    前記適応変調ステップでは、少なくとも一部の空間チャネルにおいて、サブキャリア間干渉量の推定結果に基づいて伝送信号に適用すべき変調方式を選択する、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の無線通信方法。
14. 前記チャネル特性取得ステップでは、チャネル行列を特異値分解して各空間チャネルにおける送信重みベクトル及び受信重みベクトルを求め、
    前記空間分離ステップでは、特異値分解して得られた受信重みベクトルで空間多重信号合成して空間チャネル毎の信号に分離し、
    特異値分解して得られた送信重みベクトルを用いて送信データを空間多重して送信する送信ステップをさらに備える、
    ことを特徴とする請求項１３に記載の無線通信方法。
15. 受信するパケットには、前記チャネル特性取得ステップにおいてチャネル行列を取得するために、各空間チャネル用のリファレンス信号が時分割で付加され、
    且つ、周波数軸上に並ぶサブキャリア毎に、各空間チャネル用のリファレンス信号を挿入する位置を入れ替えるトーン・インターリーブが施されている、
    ことを特徴とする請求項１３に記載の無線通信方法。
16. 前記サブキャリア間干渉量推定ステップでは、ＯＦＤＭ復調した後の各サブキャリアの信号電力の比較に基づいてサブキャリア間干渉量を推定する、
    ことを特徴とする請求項１３に記載の無線通信方法。
17. 前記サブキャリア間干渉量推定ステップでは、周波数軸上のサブキャリアの信号電力が連続的であると仮定して残留周波数オフセットに基づいて推定されるサブキャリア間干渉量に対し、ＯＦＤＭ復調した後の各サブキャリアの信号電力の差をさらに考慮して、サブキャリア間干渉量を推定する、
    ことを特徴とする請求項１３に記載の無線通信方法。
18. 通信チャネルの通信品質を取得する通信品質取得ステップをさらに備え、
    前記適応変調ステップでは、サブキャリア間干渉量の推定結果とともに通信チャネルの通信品質を考慮して変調方式を選択する、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の無線通信方法。
19. 各空間チャネルの通信品質を取得する通信品質取得ステップをさらに備え、
    前記適応変調ステップでは、サブキャリア間干渉量の推定結果とともに空間チャネルの通信品質を考慮して変調方式を選択する、
    ことを特徴とする請求項１３に記載の無線通信方法。
20. 前記適応変調ステップでは、空間チャネル毎、若しくは空間チャネル内のサブキャリア毎に変調方式を選択する、
    ことを特徴とする請求項１３に記載の無線通信方法。
21. 前記適応変調ステップにおいて選択された変調方式を通信相手となる通信機に通知する変調方式通知ステップをさらに備える、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の無線通信方法。
22. データ送信元の通信局が送信要求パケットＲＴＳを送信し、データ送信先の通信局から確認通知パケットＣＴＳを受信したことに応答してデータ送信を開始するＲＴＳ／ＣＴＳ方式が適用され、送信要求パケットにはトーン・インターリーブされたリファレンス信号が付加されており、
    前記適応変調ステップにおいて選択された変調方式を記載した確認通知パケットを送信する確認通知ステップをさらに備える、
    ことを特徴とする請求項１３に記載の無線通信方法。
23. 複数のアンテナを持つ送信機と複数のアンテナを持つ受信機が対となって、複数の空間多重された通信チャネルを用いてＯＦＤＭ伝送を行なう無線通信システムであって、
    前記送信機は、各空間チャネル用のリファレンス信号を時分割で付加してパケットを送信し、
    前記受信機は、リファレンス信号を用いてチャネル行列の取得を行なって送信重みベクトル並びに受信重みベクトルを算出するとともに、リファレンス信号をＯＦＤＭ復調して抽出された各サブキャリアの信号電力に基づいてサブキャリア間干渉量を推定し、少なくとも空間チャネルにおいて、サブキャリア間干渉量の推定結果に基づいて伝送信号に適用すべき変調方式を選択する、
    ことを特徴とする無線通信システム。
24. 前記送信機は、送信パケットに対し、周波数軸上に並ぶサブキャリア毎に、各空間チャネル用のリファレンス信号を挿入する位置を入れ替えるトーン・インターリーブを施す、
    ことを特徴とする請求項２３に記載の無線通信システム。
25. データ送信元の通信局が送信要求パケットＲＴＳを送信し、データ送信先の通信局から確認通知パケットＣＴＳを受信したことに応答してデータ送信を開始するＲＴＳ／ＣＴＳ方式が適用され、
    前記送信機は、送信要求パケットにリファレンス信号を付加し、
    前記受信機は、選択した変調方式を記載した確認通知パケットを返信する、
    ことを特徴とする請求項２３に記載の無線通信システム。
    

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