RU2757975C2 - Способ повышения помехозащищенности сигналов синхронизации - Google Patents

Abstract

Изобретение относится к области телеметрии, телекоммуникации, радиотехнических систем измерений. Технический результат заключается в повышении устойчивости выделения сигналов синхронизации (СС) на фоне помех различного происхождения при одновременном разрушении существующей строгой периодичности следования совпадающих их кодовых конструкций, необходимой для их защиты от несанкционированного доступа. Технический результат достигается за счет синтезирования множества кодовых конструкций СС, обладающих такими же свойствами минимизации значений боковых лепестков и увеличения в три раза основного пика АКФ, формируемой в результате суммирования АКФ составных частей составного СС, но отличающихся расширенной возможностью для повышения скрытности передачи СС, что необходимо для исключения случаев искусственного перевода приемных систем и станций в режим «ложной» синхронизации в условиях радиоэлектронного подавления передаваемой информации. 1 з.п. ф-лы, 4 ил.

Description

Изобретение относится к телеметрии, радиотехническим системам измерений, технике связи и может быть использовано для обеспечения синхронизации за минимальное время передаваемых и принимаемых сообщений и сигналов в условиях помех, в том числе и создаваемых в условиях информационно-технических воздействий (ИТВ).

Известно [1] («Современная телеметрия в теории и на практике / Учебный курс», Спб.: Наука и Техника, 2007. - 672 с (с. 469)), что на помехозащищенность функционирования системы синхронизации комплексов телеизмерений и систем передачи данных оказывают влияние следующие факторы:

- выбранная последовательность цифровых сигналов (при двоичном коде от кодовой комбинации, составленной из символов «1» и «0»), которые используются в качестве сигналов синхронизации;

- соотношение k длительности кодовых комбинаций сигнала синхронизации (kn) к длине n кодовых комбинаций передаваемых сообщений (в телеметрических системах слов-измерений) - чем больше k, тем выше показатель помехозащищенности;

- отношение числа символов kn, входящих в цифровой синхросигнал к общему количеству символов кода m, составляющих цикл (кадр) передаваемых сообщений (s=kn/m).

При этом особо актуальными становятся технические решения, способствующие разрешению следующих противоречий, составляющих основу многочисленных проблем повышения устойчивости приема информации в условиях помех, в том числе и организованных. Короткие цикловые синхросигналы являются наилучшими с точки зрения обеспечения минимального среднего времени обнаружения выхода из синхронизма, поэтому наиболее часто k выбирают, равным 3 (k=3). Однако при уменьшении числа символов kn синхросигнала увеличивается вероятность установления режима «ложного синхронизма», так как при этом увеличивается вероятность случайной или целенаправленной имитации кодовых конструкций, похожих на синхросигнал. При длинных цикловых синхросигналах (больших kn) вероятность правильного обнаружения и выделения синхросигналов повышается, однако уменьшается объем передаваемых информационных символов, определяемый соотношением v=m-kn. В условиях помех также появляются искажения, связанные со смещениями выделенных сигналов синхронизации. Такая ситуация, например, появляется в том случае, когда анализируемая кодовая группа содержит часть «правильного» синхросигнала. Чаще всего, подобная ситуация может возникнуть при добавлении к истинной кодовой группе синхросигнала следующего «случайного» символа. В этом случае происходит частичное перекрытие синхросигнала. Подобные ситуации возникают и при других степенях частичного перекрытия, когда временное положение выделенного синхросигнала смещается не на один, а на несколько символов. В результате ухудшается точность установления моментов времени, соответствующих принятому сигналу синхронизации.

Известен способ [2] («Способ синхронизации передаваемых сообщений и сигналов», патент RU №2538281 С2, опубликован 10.01.15, бюл. №1 - 20 с.), который заключается в том, что на передающей стороне в системах связи и в системах телеизмерений с временным разделением каналов формируют циклы или кадры передаваемой цифровой информации, каждый из которых содержит m двоичных символов, синхронизирующий сигнал, состоящий из kn бит, и v=m-kn информационных символов, синхронизирующее слово наделяют свойствами, позволяющими на приемной стороне отличить его от других сообщений и слов-измерений на фоне помех за допустимое время, на приемной стороне известный признак синхронизирующего слова идентифицируют на фоне помех, искажающих переданные символы кода и используют для установления такого порядка следования информационных сообщений и слов-измерений, который был принят на передающей стороне, отличающийся тем, что на передающей стороне синхронизирующий сигнал наделяют расширенным множеством отличительных признаков, для чего формируют его не из одной, а из нескольких кодовых конструкций, первая из которых представляет собой kn/4 повторяющихся символа «0», вторая - (kn/2-1) - разрядную псевдослучайную последовательность или М-последовательность, дополненную символом четности бит «0», а третья образована kn/4 повторяющимися символами «1», на приемной стороне для выделения синхронизирующих слов цифровой групповой сигнал подвергают трехканальной параллельной обработке, при которой в первом канале определяют автокорреляционную функцию для фрагментов цифрового группового сигнала, состоящих из kn символов двоичного кода, во втором канале находят автокорреляционную функцию для фрагментов цифрового группового сигнала, представленных kn/2 символами в виде (kn/2-1) - разрядной псевдослучайной последовательности или М-последовательности, дополненной символом четности бит «0», в третьем канале поиск синхронизирующего слова осуществляют по кодовым конструкциям, которые в неискаженном виде представлены последовательностями, составленными из одноименных символов «0» и «1», во втором канале находят автокорреляционную функцию для фрагментов цифрового группового сигнала, представленных kn/2 символами в виде (kn/2-1) - разрядной псевдослучайной последовательности или М-последовательности, дополненной символом четности бит «0», в третьем канале обработки определяют местоположение в цикле (телеметрическом кадре) символов «0» и символов «1», разделенными между собой интервалом в (kn/2-1) символов, при этом дополнительный символ четности бит «0» используют по дополнительному назначению: для увеличения на «единицу» длины первой кодовой конструкции, составленной из одноименных kn/4 символов «0», на выходе первых двух параллельных каналов обработки формируют признаки идентификации синхронизирующего слова на основе сравнения полученных автокорреляционных функций в каждом из каналов с установленными порогами, значения которых выбирают в соответствии с заданными требованиями, определяемыми следующими вероятностями: обнаружения синхронизирующего сигнала в условиях помех, ложных выходов из синхронизма за счет сбоев при приеме информации, ложного поиска синхронизма за счет случайной имитации сигнала синхронизации в принятом цифровом групповом сигнале, при этом в третьем канале обработки производят сравнение первой и третьей кодовых конструкций синхронизирующего слова с их копиями, которые хранят в блоке памяти, полученные результаты используют как оценку достоверности идентификации сигнала синхронизации, признаки которого сформированы в результате двухканальной корреляционной обработки, полученные результаты сравнивают с допустимым уровнем искажений, если полученные результаты обработки его превышают, то поиск сигнала синхронизации завершают, при противоположном результате процесс поиска сигнала синхронизации продолжают.

Кроме того, в способе [2] на передающей стороне сигнал синхронизации используют для отображения изменения режимов передачи данных или для передачи дополнительной сервисной информации, для чего во второй кодовой конструкции сигнала синхронизации, состоящей из (kn/2-1) - разрядной М-последовательности, производят цикловой сдвиг символов, а на приемной стороне при выделении синхросигнала дополнительно идентифицируют каждое их новых состояний М-последовательности, общее число которых, включая и исходное состояние сдвигового регистра, равно (kn/2-1), и в соответствии с заранее условленным правилом ассоциируют полученные сообщения о каждом новом состоянии М-последовательности с последовательностью чисел от 1 до (kn/2-1), которые используют для условного, заранее определенного, обозначения режимов работы адаптивной системы телеизмерений или для идентификации циклограммы полета контролируемого объекта.

Способ [2] в части идентификации сигнала синхронизации отличается еще и тем, что на приемной стороне во втором канале обработки находят автокорреляционную функцию для фрагментов цифрового группового сигнала, представленных kn/2 символами в виде (kn/2-1) - разрядной псевдослучайной последовательности или М-последовательности, дополненной символом четности бит «0», после чего на основе принятого символа четности «0» контролируют достоверность приема (kn/2-1) - разрядной псевдослучайной последовательности или М-последовательности, определяя выполнение условия четности количества символов «1» в выделенной кодовой конструкции и при наличии ошибки формируют признак недостоверности в виде сигнала определенного вида, результаты определения автокорреляционной функции кодовой последовательности и данные, полученные на основе принятого символа четности «0» и характеризующие достоверность принятой псевдослучайной последовательности или М-последовательности, используют для повышения оперативности поиска признаков сигналов цикловой синхронизации в принимаемом цифровом групповом сигнале.

Однако способ [2], обладая возможностью построения сложных составных сигналов синхронизации, имеет недостатки, проявляющиеся в выборе кодовых конструкций (КК_i, i=1, 2, 3), из которых состоит сигнал синхронизации. Из трех составных частей сигнала синхронизации, представленных кодовыми конструкциями КК₁, КК₂ и КК₃, только одна из них (КК₂) принадлежит к числу псевдослучайных последовательностей (ПСП): это 7-миразрядный идеальный код Баркера, дополненный символом «четности бит». В результате этого помехоустойчивость выделения сигнала синхронизации из смеси сигнала и помехи на этапе его корреляционной обработки может не отвечать предъявляемым требованиям, например, при формировании ретрансляционных помех. Также не в полной мере выполняются современные требования по обеспечению скрытности передачи СС, под которой понимается их заметность в части обнаружения и идентификации на фоне передаваемых других данных и сообщений.

Задача предлагаемого изобретения заключена в том, чтобы устранить отмеченные недостатки и повысить помехозащищенность передачи сигналов синхронизации.

В следующем способе [3] (Способ синхронизации передаваемых сообщений и сигналов», патент RU №2591565 С2, опубликован 22.06.16 г., бюл. №18 - 16 с.). Его сущностные характеристики заключаются также в том, что сигнал синхронизации составлен из трех кодовых конструкций (КК_i, i=1, 2, 3), однако первая и третья составные ее кодовые конструкции (КК₁ и КК₃) не представлены одноименными двоичными символами «00…0» и «11…1». Каждая из них является ПСП, равной разрядности, совпадающей с разрядностью соответствующего кода Баркера, представляющего вторую по счету составную кодовую конструкцию (КК₂). Например, для случая 15-тиразрядной М-последовательности, которую используют в БРТС «ОРБИТА-IVMO» в качестве сигнала синхронизации [1,2], новая составная структура сигнала синхронизации такой же разрядности (фиг. 1) составлена из трех 5-тиразрядных ПСП: КК₁, КК₂ и КК₃ (фиг. 1 (В, Б, и Г), соответственно). На фиг. 1 представлена АКФ составного сигнала синхронизации СС, состоящего из трех ПСП равной длины n (n=5) КК₁+КК₂+КК₃: 001110001001101. Автокорреляционные функции (АКФ) в целом и составных частей КК₁, КК₂ и КК₃ (каждой в отдельности) приведены на фиг. 1 в виде эпюр А, В, Б, и Г, соответственно. На фиг. 2 представлена АКФ идеальной кодовой конструкции КК₂ в виде кода Баркера 00010 с числом символов n₂=5, а на фиг. 3 и фиг. 4 - АКФ первой КК₁ (код 00111 с числом символов n₁=5) и третьей КК₃ (код 01101 с числом символов n₁=5), которые обладают инверсно-изоморфными свойствами, проявляющимися в том, что при суммировании их боковые лепестки компенсируют (они становятся равными либо нулю, либо ±1, как у идеальных кодов Баркера), а основной пик усиливают по амплитуде в три раза.

При этом результат обнаружения СС, воспринимаемого, как единая целая КК, определяют по итогам суммирования АКФ его сегментов, а его истинное местоположение в цикле или кадре устанавливают непосредственно при сосредоточенной обработке составных частей, имеющих жесткую временную привязку по отношению к истинному сигналу, либо же с учетом внесения поправок при их рассредоточенной передаче, которые определяют на основе ключевой информации.

При этом, в способе-прототипе [3], также, как и в способе [2], сохраняются неизменными существующие следующие принципы идентификации сигналов синхронизации при их приеме: 1) путем посимвольного сравнения принятого сигнала с копиями сигналов синхронизации, хранящимися в памяти приемной станции; 2) на основе сравнения совпадений временных интервалов между поступлениями сигналов синхронизации в приемник.

Таким образом, если рассматривать представленный на фиг. 1 и 2 пример, то синтезированный составной синхросигнал (СС) также представляет собой 15-тиразрядную кодовую конструкцию цикловой или кадровой синхронизации, но составленную из трех внутренних 5-тиразрядных кодовых структур (S_внутр) КК1+КК2+КК3: 001110001001101. Такую подмену существующая БРТС «ОРБИТА-IVMO» не заменит при их сосредоточенной передаче КК1+КК2+КК3, так как ранее использованный и предлагаемый СС имеет одну и ту же разрядность, отличие только проявляется в других символах двоичного кода «1» и «0» на одних и тех же позициях кодовой конструкции.

Сущностные характеристики предлагаемого способа заключаются в доказанной возможности синтеза множества 15-тиразрядных кодовых конструкций, обладающих такими же свойствами, как продемонстрированная на фиг. 1 внутренняя структура (S_внутр) КК1+КК2+КК3: 001110001001101 и результаты корреляционной обработки, приведенные на фиг. 2. Количество подобных составных конструкций при использовании в качестве базовой КК2 инверсного 5-тиразрядного кода Баркера (00010) равно N=32. Такое же их число (N=32) получим в условиях, когда в качестве базовой КК2 выберем 5-тиразрядный код Баркера, представленный в условном прямом виде: (11101). что подтверждается результатами синтеза приведенными в таблице на фиг. 3.

Продемонстрированная возможность составляет основу обеспечения повышенных показателей скрытности передачи СС, так как истинная внешняя их структура не будет постоянной, а может принимать, в общем случае, 64 различных кодовых комбинаций символов «1» и «0». Кроме того, основной принцип выделения СС на основе корреляционной обработки только составных его частей КК1, КК2 и КК3 позволяет передавать их не сосредоточено в виде одной единой кодовой конструкции КК1+КК2+КК3, в которой каждая из составных частей ККi, i=1, 2, 3 следует в сформированном на передающей стороне цифровом групповом сигнале (ЦТС) (телеметрическом кадре) друг за другом, а при распределенном представлении, например, в виде 00111, 00010 и 01101, размещенных в разных позиционных местах синхросигнала, цикла или кадра передаваемой информации, определяемых ключевыми данными. Такая потребность может появиться, например, при обеспечении защиты систем передачи данных от навязывания приемным системам и станциям режима «ложного» синхронизма, препятствующего приему содержательной информации в условиях радиоэлектронного подавления (РЭП). При этом различная последовательность следования ККi, i=1, 2, 3, например, 00111, 00010 и 01101, 00010, 00111, и 01101, 00111, 01101 и 00010, приводит к эффекту формирования на основе ключевой информации или циклограммы полета контролируемого изделия различных кодовых конструкций, в данном случае 15-тиразрядных, используемых для представления на передающей стороне СС БРТС «ОРБИТА-IVMO». В результате этого, будут созданы условия, затрудняющие переход приемных систем или станций в режим «ложного» синхронизма принимаемой информации в результате информационно-технических воздействий (ИТВ) в условиях РЭП. Для этого при постановке интеллектуальных помех в виде СС, которые не синхронизированы с передаваемой информацией, необходимо обладать знаниями ключевой информации или событий, которые связаны со сменой циклограммы полета контролируемого изделия. Во втором случае, замена одной кодовой комбинации СС другим эквивалентным представлением представляет собой дополнительную сервисную информацию, например, данные о временных моментах изменения Программы телеизмерений в соответствии с принятой циклограммой полета контролируемого изделия.

Таим образом, сущностные характеристики предлагаемого изобретения отличаются от используемых в способах [2,3] следующими особенностями.

1. Использовано для синтеза составных кодовых конструкций (КК₁, КК₂ и КК₃), свойство формирования ПСП с наилучшими корреляционными свойствами для числа бит СС, которое превышает предельное значение для идеальных кодов Баркера n=13, основу которого составляет применение одного из кодов Баркера в качестве внутреннего при дополнительном каскадном кодировании, а другого - в виде внешнего, двоичные символы которого определяют в каком порядке производят замену символов в последовательностях внутреннего кода Баркера на противоположные (на с. 5 описания изобретения по способу [2] приведен пример синтеза такого синтеза СС для случая, когда в качестве внутреннего кода использован код Баркера в прямом виде с n=7, в качестве внешнего при каскадном кодировании код Баркера в прямом виде с n=3). Принципиальное отличие предлагаемого способа также заключено в следующих новых возможностях: 1) в уменьшении значений боковых лепестков, подчиняющихся определенным установленным законам их появления при корреляционной обработке синтезированного составного СС; 2) в предлагаемых перестановках составных КК_i СС на основе заранее установленных правил или в соответствии с ключевой информацией.

2. По сравнению с патентом [3] множество составных кодовых конструкций (КК₁ и КК₃), обладающих свойствами получения при корреляционной обработке инверсно-изоморфных боковых лепестков (БЛ), существенно расширено: вместо одного типа кодовой конструкции составного сигнала синхронизации (КК_i ↔ 001110001001101) предлагается использовать аналогичные по свойствам корреляционной обработки 64 кодовые конструкции, имеющие ту же разрядность, что и СС, используемые в существующих системах передачи информации. Новизна и сущностные характеристики предлагаемой заявки на изобретение заключаются в следующем:

2.1) вместо одной составной кодовой конструкции (КК_i ↔ 001110001001101) для случая замены существующего СС БРТС «ОРБИТА-IVMO», применяют 32 подобные КК_i (i=1, 2, 3, …, 32) для случая, когда в качестве КК₂ используется инверсный код Баркера с n=5 КК₂ ↔ 00010 (фиг. ), и такое же их число КК_i (i=1, 2, 3, …, 32), когда в качестве КК₂ используется код Баркера с n=5 в исходном (прямом) виде КК₂ ↔ 11101 (фиг. 3);

2.2) выбор кодовой конструкции КК_i, используемой при формировании цикла или кадра передаваемой информации, производят, исходя из необходимости одновременного, помимо помехозащищенности передачи СС повышения точности символьной и пословной синхронизации других служебных сигналов, решения следующих дополнительных задач:

- обеспечения информационной безопасности передаваемой и получаемой информации за счет разрушения периодичности следования одной и той же КК_i, например, КК_i ↔ 001110001001101 путем перестановок КК₁, КК₂ и КК₃ позиционными местами и подстановки вместо 001110001001101 другой общей КК, взятой из таблиц, приведенных, например, на фиг. 3 и фиг. 4, с учетом того факта, что общее их число КК_i с КК₂, которое является кодом Баркера, представленным в прямом и инверсном виде, равно 64;

- формирования и передачи информации о переключениях режимов работы адаптивных телекоммуникационных систем (ТКС) и БРТС;

- формирования и передачи информации от датчиков, сенсоров и извещателей обнаружения информационно-технических воздействий (ИТВ) на БРТС и другие телекоммуникационные системы (ТКС);

- защиты приемных систем и приемных станций от навязывания при ИТВ режима «ложного» синхронизма принимаемых данных, сообщений и выделяемых циклов и кадров передачи информации.

Также сущностные характеристики заключаются в том, что получено такое же множество составных кодовых конструкций сигнала синхронизации (КК₁+КК₂+КК₃) для других значений n кодов Баркера, отличных от n=5, например, n=7 (фиг. 4), n=11 и n=13.

При применении предлагаемого способа также обеспечивается возможность использования сигнала синхронизации для передачи дополнительной, в том числе и сервисной, информации. Один из возможных примеров ее формирования приведен в «Способе передачи ТМИ, адаптированный к неравномерности потока данных телеизмерений, и система для его осуществления», патент RU №2480838 С1, опубл. 25.04.2013, бюл. №21 - 16 с [4].

При этом от аналогичных предложений в [2 и 4], основу которых составляет инвариантность вычисляемой КФ при циклическом сдвиге символов ПСП в виде М-последовательностей, расширенные возможности проявляются, например, в использовании составных КК_i для дополнительного кодирования циклограммы полета при передаче ТМИ с контролируемых летательных аппаратов (ЛА). При этом каждая их составных КК_i может отождествляться с символами «1» и «0» двоичного кода, в результате чего реализуют сложное кодирование различной сервисной информации, обладающее повышенными показателями помехозащищенности при использовании корреляционной обработки или согласованной фильтрации принимаемых кодовых конструкций определенной длины.

Получаемую при этом корреляционную функцию (КФ) сигнала синхронизации называют автокорреляционной (АКФ), поскольку она определяется по отношению к ее копии, хранящейся в памяти приемной станции.

Сущность предлагаемого изобретения заключается в том, что на передающей стороне в системах передачи сообщений с циклически повторяющимися пакетами данных, равной длины, или кадрами в системах телеизмерений с временным разделением каналов, формируют циклы или кадры передаваемой цифровой информации, каждый из которых содержит m двоичных символов, синхронизирующий сигнал, состоящий из kn бит, и информационных символов, количество которых определяют соотношением v=m-kn, синхронизирующее слово наделяют свойствами, позволяющими на приемной стороне отличить его от других сообщений и слов-измерений на фоне помех за допустимое время, на приемной стороне известный признак синхронизирующего слова идентифицируют на фоне помех, искажающих переданные символы кода и используют для установления такого порядка следования информационных сообщений и слов-измерений, который был установлен на передающей стороне, на передающей стороне синхронизирующий сигнал наделяют расширенным множеством отличительных признаков, для чего формируют его не из одной сложной псевдослучайной последовательности (ПСП), представляющей собой единую кодовую конструкцию (КК), а из нескольких составных кодовых конструкций (КК_i), число которых равно трем (i=1, 2, 3), на приемной стороне для выделения синхронизирующих слов цифровой групповой сигнал подвергают параллельной обработке, на приемной стороне формируют признаки идентификации синхронизирующего слова на основе сравнения соответствующих полученных автокорреляционных функций в каждом из каналов с установленными порогами, значения которых выбирают в соответствии с заданными требованиями, определяемыми следующими вероятностями: обнаружения синхронизирующего сигнала в условиях помех, ложных выходов из синхронизма за счет сбоев при приеме информации, ложного поиска синхронизма за счет случайной имитации сигнала синхронизации в принятом цифровом групповом сигнале, полученные результаты сравнивают с допустимым уровнем искажений.

Предлагаемый способ отличается тем, что кодовые конструкции (КК_i) выбирают равными исходным, в том числе и использующимся в существующих БРТС и ТКС по длине (разрядности представления), из которых первая и третья обладают инверсно-изоморфными автокорреляционными функциями (АКФ), вторая представляет собой идеальный код Баркера, при этом используют четыре параллельных канала обработки: в первом канале определяют символьную автокорреляционную функцию для последовательно поступающих символов цифрового группового сигнала по отношению к символам идентичной копии синхрослова, хранящейся в блоке памяти на приемной стороне, сравнивают значения полученной автокорреляционной функции с установленными пороговыми уровнями, по результатам сравнения на множестве принятых символов, больших или равных 3m символам двоичного кода (3 циклам или кадрам), помечают местоположение кандидатов в синхросигналы, выделенные кодовые последовательности кандидатов в синхросигналы делят на три составные части - кодовые конструкции (КК_i, i=1, 2, 3) равной длины и производят идентификацию каждой из них, при этом результат их идентификации определяют на основе первого признака - мажоритарного правила по большинству решений о соответствии составных частей КК_i их копиям, хранящимся в блоке памяти приемной стороны, определяют интервалы времени их повторения на множестве символов, равных или превышающих 3m, их постоянство используют в качестве второго признака идентификации синхросигнала, полученные результаты идентификации составных частей используют для подтверждения факта идентификации синхросигнала в целом и повышения его помехозащищенности, формируют признаки идентификации составных частей (КК_i, i=1, 2, 3) синхронизирующего слова на основе сравнения соответствующих полученных автокорреляционных функций в каждом из каналов с установленными порогами, дополнительный контроль достоверности выделения синхрослов осуществляют на основе сложения автокорреляционных функций выделенных составных частей - кодовых конструкций (КК_i, i=1, 2, 3), полученные результаты сравнивают с допустимым уровнем искажений, если полученные оценки его превышают, то поиск сигнала синхронизации завершают, при противоположном результате процесс поиска сигнала синхронизации продолжают.

Способ по п. 1, отличающийся тем, что на приемной стороне формируют признаки идентификации N-разрядного синхронизирующего слова на основе совпадения бит, хранящихся в памяти, приемной системы, и последующей корреляционной обработки или согласованной фильтрации, выступающей в качестве эквивалента корреляционной обработки бит, составных частей предлагаемого синхронизирующего слова, имеющих разрядность n, в три раза меньшей по сравнению исходным вариантом СС N, полученные результаты корреляционной обработки последовательности бит составных частей сигнала синхронизации, имеющих разрядность n, суммируют по каждой из позиций корреляционной обработки последовательности бит, в результате чего получают при базе сигнале B_n, равной длительности n составных частей, что в 3 раза меньше исходной B_N, такие же боковые лепестки суммарной n-разрядной корреляционной функции, что и у идеального кода Баркера той же длины n, а пик основного лепестка в 3 раза больший, совпадающий по величине с пиком при исходной разрядности представления сигнала синхронизации, равной N=3n, далее на основе сравнения соответствующих полученных суммарных представлений корреляционных функций в каждой из 3n - разрядных кодовых последовательностей принимаемого цифрового группового сигнала с установленными порогами, значения которых выбирают в соответствии с заданными требованиями, определяемыми следующими вероятностями: обнаружения синхронизирующего сигнала в условиях помех, ложных выходов из синхронизма за счет сбоев при приеме информации, ложного поиска синхронизма за счет случайной имитации сигнала синхронизации в принятом цифровом групповом сигнале, уточняют местоположение в принимаемом цифровом групповом сигнале кодовой конструкции сигнала синхронизации, определяют интервалы времени их повторения на множестве символов, равных или превышающих длительность 3 максимальных по времени циклов (кадров), постоянство интервалов времени повторения составных сигналов синхронизации используют в качестве второго признака идентификации синхросигнала, полученные результаты идентификации составных частей используют для подтверждения факта идентификации синхросигнала в целом и повышения его помехозащищенности на фоне помех естественного и искусственного происхождения.

При применении предлагаемого способа также обеспечивается возможность использования сигнала синхронизации для передачи дополнительной, в том числе и сервисной, информации.

Передача информации, как дополнительная функция, которая появляется при выделении сигнала синхронизации, может быть обеспечена, как за счет операций циклического сдвига символов двоичных символов в КК₂, так и на основе перестановки местами кодовых конструкций КК_i, i=1, 2, 3. Такая возможность появляется при предлагаемой параллельной организации обработки сигнала синхронизации при его приеме. Требование одновременного решения не одной, а нескольких задач, составляет основу построения современных адаптивных систем телеизмерений. Его реализация, например, способствует разрешению множества существующих противоречий в развитии информационно-телеметрического обеспечения (ИТО) испытаний и штатной эксплуатации (ШЭ) ракетно-космической техники (РКТ). Следовательно, в предлагаемом способе также учтены системообразующие принципы построения перспективных адаптивных систем телеизмерений. Пример построения адаптивной системы телеизмерений подобного типа приведен в [3 и 4].

Таким образом, основной технический эффект заключается в повышении помехоустозащищенности выделения сигналов синхронизации в приемно-регистрирующих системах и станциях за минимальное время.

Новизна предлагаемого способа заключена также и в организации обработки сигнала синхронизации при его приеме на фоне помех.

Предлагаемый способ также обладает новыми сущностными характеристиками, относящимися к обработке ПСП большой длины. Известен способ параллельной обработки М-последовательности большой длины N (N=kn), которая является частным примером ПСП [4]. При его использовании принятая М-последовательность разбивается на неперекрывающиеся сегменты, имеющие длину N_c. [4]. Их число i_c определяется соотношением: i_c=N./(N_c.-1). Однако автокорреляционные свойства сегментов М-последовательностей оказываются значительно хуже, чем у М-последовательностей той же длины и зависят от N_c [4]. Поэтому такой способ может быть использован только для повышения оперативности выделения сложных псевдослучайных сигналов. При этом повышение показателей оперативности идентификации М-последовательностей достигается за счет понижения показателей помехозащищенности и достоверности.

Технический эффект у предлагаемого способа проявляется в том, что результирующая АКФ, получаемая в результате суммирования АКФ составных частей ПСП, обладает свойствами сверхидеальной КК Баркера, полученной по отношению к длинам символов, равным n. Сверхидеальность результирующей АКФ, получаемой при суммировании, связана с эффектом сжатия, при котором соотношение между основным пиком АКФ и его боковыми лепестками увеличено в три раза по отношению к длинам символов кодовых конструкций, разрядность которых совпадает с разрядностью составных кодовых конструкций ККi и равна n (для случая СС). Это соответствует кажущейся базе ПСП составных частей B_i, i=1, 2, 3, которая равна ее исходному значению, определяемому значением 3n (для рассмотренного случая СС БРТС «ОРБИТА-IVMO» n=5, а длина всей кодовой конструкции СС используемой в настоящее время N=3n=15). В результате операции замены СС предлагаемым его составным вариантом и последующих операций корреляционной обработки каждой из составных частей ККi, i=1, 2, 3 и суммирования полученных резльтатов пик основного лепестка при их базе, как сложного сигнала на основе ПСП, B_i=5, обладающего определенными корреляционными свойствами становится в три раза выше, равным B_CC=3B_i=15. При этом боковые лепестки АКФ принимают такие же значения, как и у идеального кода Баркера, равными «0» и «±1». Это дает основание для утверждения, что предлагаемый способ формирования составных СС приводит к эквивалентному (кажущемуся) эффекту формирования сверхидеальных кодов Баркера при его длине, равной n=3, 4, 5, 7, 11 и 13.

При использовании предлагаемого изобретения недостатки, связанные с плохими автокорреляционными свойствами сегментов М-последовательностей, могут быть компенсированы преимуществами, которые появляются в результате кажущегося дополнительного расширения базы (В) исходного сложного сигнала, что обеспечивается в задачах радиолокации и радионавигации при больших значениях n (N), например, при N=2¹⁹-1=524 287 и длительностях сегментов n_c=127 [5]. Но для решения задачи синхронизации в телеметрических системах и системах передачи данных, у которых по определению длина М-последовательности N мала, например N=15 у БРТС «ОРБИТА-IVMO», такой прием не приемлем.

Предлагаемый способ формирования составных ПСП также оказывается полезным и при радиолокации и радионавигации для разрешения основного их противоречия, при котором для борьбы с помехами и разрешения неоднозначности при радиотехнических измерениях базу сложного сигнала В необходимо увеличивать, а для повышения точности измерений радиальной скорости ее необходимо уменьшать. С этой целью и придумана технология деления исходного ПСП большой разрядности бит на кодовые сегменты малой длительности, например, n_c=127 при исходной базе В сложного шумоподобного сигнала (ШПС), определяемой разрядностью N=2¹⁹-1=524 287 [5]. Но у выделенных из исходного ШПС кодовых сегментах с n_c=127 высокий уровень боковых лепестков и в этом заключен основной недостаток существующих способов радиотехнических измерений. При использовании предлагаемого способа этого не будет, поскольку сами кодовые сегменты с n_c синтезированы, как оптимальные, обеспечивающие минимум боковых лепестков. А конечный результат, связанный с повышением помехозащищенности результатов радиотехнических измерений, будет определяться в результате их объединения в большую составную ПСП с большой базой В.

Принципиальное отличие предлагаемого способа от известного способа деления сложного сигнала на части [5] заключено, таким образом, в том, что сегменты (в нашем случае кодовые конструкции КК_i), на которые может быть разделена сложная составная ПСП с большой базой В, также обладают идеальными автокорреляционными свойствами, приводящими к максимально возможному эффекту компенсации боковых лепестков. В результате суммирования автокорреляционных функций, определяемых в параллельных каналах корреляционной обработки n - разрядных составных кодовых конструкций КК_i, i=1, 2, 3, которые можно интерпретировать как результат сокращения длины исходной ПСП. При рассмотрении приведенных примеров, относящихся к СС, в 3 раза. В результате такой операции сжатия (уменьшения при корреляционной обработке исходной длины СС в 3 раза) получают сверхидеальный код Баркера, у которого после операций суммирования автокорреляционных функций (АКФ) кодовых сегментов боковые лепестки представлены значениями +1 или -1, а основной пик в три раза выше по сравнению с традиционным кодом Баркера той же разрядности (n). Рассмотренная возможность построения помехозащищенных кодов СС на основе трех составных кодовых частей (i=3) также не является единственной: их может быть и больше, полученных, например, при n=5, 7, 11, 13.

Однако предлагаемый в способе вариант синтеза становится все более сложным по мере увеличения n. Поэтому для синтеза оптимальных составных ПСП с большой базой, например, В>1000, необходимо использовать другое правило формирования составных широкополосных шумоподобных сигналов.

Таким образом, в результате применения предлагаемого способа достигнут комплексный технический результат, проявляющийся в возможности существенного повышения помехоустойчивости системы синхронизации средств измерений и передачи дополнительной, в том числе сервисной, информации, обеспечения требуемой надежности идентификации циклограммы полета ракеты и уменьшения временной погрешности приведения к единому бортовому времени копий дублирующих потоков данных телеизмерений, принятых при разнесенном приеме.

Использованные источники литературы

1. «Современная телеметрия в теории и на практике / Учебный курс», Спб.: Наука и Техника, 2007. - 672 с (с. 469).

2. «Способ синхронизации передаваемых сообщений и сигналов» (Патент RU №2538281 С2, опубликован 10.01.15 г., бюл. №1 - 20 с.).

3. «Способ синхронизации передаваемых сообщений и сигналов» (патент RU №2591565 С2, опубликован 22.06.16 г., бюл. №18 - 16 с.).

4. «Способ передачи ТМИ, адаптированный к неравномерности потока данных телеизмерений, и система для его осуществления» (Патент RU №2480838 С1, опубл. 25.04.2013, бюл. №21 - 16 с).

5. Шумоподобные сигналы в системах передачи информации / Под ред. проф. В.Б. Пестрякова. - М.: «Сов. радио», 1973. - 424 с (с. 129).

Claims (2)

1. Способ повышения помехозащищенности сигналов синхронизации, заключающийся в том, что на передающей стороне в системах передачи сообщений с циклически повторяющимися пакетами данных равной длины, и в системах телеизмерений с временным разделением каналов формируют циклы или кадры передаваемой цифровой информации, каждый из которых содержит m двоичных символов, синхронизирующий сигнал, состоящий из

бит, и информационных символов, количество которых определяют соотношением

синхронизирующее слово наделяют свойствами, позволяющими на приемной стороне отличить его от других сообщений и слов-измерений на фоне помех за допустимое время, на приемной стороне известный признак синхронизирующего слова идентифицируют на фоне помех, искажающих переданные символы кода, и используют для установления такого порядка следования информационных сообщений и слов-измерений, который был установлен на передающей стороне, при этом на передающей стороне синхронизирующий сигнал наделяют расширенным множеством отличительных признаков, для чего формируют его не из одной сложной псевдослучайной последовательности, представляющей собой единую кодовую конструкцию и имеющей разрядность равную 3n, а из трех составных n-разрядных кодовых конструкций, число которых равно трем, на приемной стороне для выделения синхронизирующих слов цифровой групповой сигнал подвергают параллельной корреляционной обработке или согласованной фильтрации всех появляющихся в цикле или кадре кодовых конструкций длины n, включая и принадлежащие информационной части передаваемые данные, для выделения среди них переданных сигналов синхронизации, отличающийся тем, что синтезируют множество подобных 64 N-разрядных кодовых конструкций сигналов синхронизации, обладающих такими же свойствами минимизации значений боковых лепестков и увеличения в три раза основного пика корреляционной функции, формируемой в результате суммирования корреляционных функций, получаемых при корреляционном приеме или согласованной фильтрации трех составных n-разрядных частей составного сигнала синхронизации, расположенных рядом друг с другом, либо же на позиционных местах цифрового группового сигнала или кадра, которые заранее определены ключевой информацией, в результате чего повышают показатели помехоустойчивости и скрытности передачи сигналов синхронизации, составляющих основу определения комплексного показателя помехозащищенности передаваемых и принимаемых сигналов синхронизации, а на основе операции разрушения существующей строгой периодичности следования совпадающих их кодовых конструкций, которая связана с выбором не одного, а нескольких их вариантов, формируемых при предварительном синтезе их множества, в результате чего осуществляют противодействие радиотехнической разведке и уменьшают вероятность искусственного перевода приемных систем и станций в режим «ложной» синхронизации при попытках радиоэлектронного подавления передаваемой информации.

2. Способ по п. 1, отличающийся тем, что на приемной стороне формируют признаки идентификации N-разрядного синхронизирующего слова на основе совпадения бит, хранящихся в памяти, приемной системы и последующей корреляционной обработки или согласованной фильтрации, выступающей в качестве эквивалента корреляционной обработки бит, составных частей предлагаемого синхронизирующего слова, имеющих разрядность n, в три раза меньшую по сравнению с исходным вариантом СС N, полученные результаты корреляционной обработки последовательности бит составных частей сигнала синхронизации, имеющих разрядность n, суммируют по каждой из позиций корреляционной обработки последовательности бит, в результате чего получают при базе сигнал B_n равной длительности n составных частей, что в 3 раза меньше исходной B_N, такие же боковые лепестки суммарной n-разрядной корреляционной функции, что и у идеального кода Баркера той же длины n, а пик основного лепестка в 3 раза больший, совпадающий по величине с пиком при исходной разрядности представления сигнала синхронизации, равной N=3n, далее на основе сравнения соответствующих полученных суммарных представлений корреляционных функций в каждой из 3n-разрядных кодовых последовательностей принимаемого цифрового группового сигнала с установленными порогами, значения которых выбирают в соответствии с заданными требованиями, определяемыми следующими вероятностями: обнаружения синхронизирующего сигнала в условиях помех, ложных выходов из синхронизма за счет сбоев при приеме информации, ложного поиска синхронизма за счет случайной имитации сигнала синхронизации в принятом цифровом групповом сигнале, уточняют местоположение в принимаемом цифровом групповом сигнале кодовой конструкции сигнала синхронизации, определяют интервалы времени их повторения на множестве символов, равных или превышающих длительность 3 максимальных по времени циклов (кадров), постоянство интервалов времени повторения составных сигналов синхронизации используют в качестве второго признака идентификации синхросигнала, полученные результаты идентификации составных частей используют для подтверждения факта идентификации синхросигнала в целом и повышения его помехозащищенности на фоне помех естественного и искусственного происхождения.

Images