JP6419016B2

JP6419016B2 - Ｏｆｄｍ受信装置及びチップ

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Publication number: JP6419016B2
Application number: JP2015087970A
Authority: JP
Inventors: 和彦光山
Original assignee: Japan Broadcasting Corp
Current assignee: Japan Broadcasting Corp
Priority date: 2015-04-22
Filing date: 2015-04-22
Publication date: 2018-11-07
Anticipated expiration: 2035-04-22
Also published as: JP2016208282A

Description

本発明は、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重)受信信号のシンボル同期技術に関し、特に、ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）相関によりＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）窓位置を設定し、ＦＦＴ窓位置のオフセット量を適切に補正するＯＦＤＭ受信装置及びチップに関するものである。

一般的なＯＦＤＭ伝送システムは、シンボル毎にＧＩと呼ばれる期間を設け、多重伝搬路等の影響で生じるシンボル間干渉による劣化を防いでいる。このＧＩ期間は、有効シンボルの最後の部分を先頭にコピーしたその先頭部分の時間期間である。通常、このＧＩ期間と有効シンボルの最後の部分の相関（以下、ＧＩ相関という。）が非常に大きくなることを利用して、シンボル同期及びサンプリング周波数の同期を確立している（例えば、非特許文献１を参照）。

通常のデジタル変調を用いた無線通信では、搬送波の周波数及び位相を同期させた後にシンボル同期が行われるが、ＯＦＤＭ伝送システムでは、ＦＦＴを用いて復調するという性質からシンボル同期が先に行われる。このため、シンボル同期の手法、つまりＦＦＴ窓位置を決定する手法は非常に重要となる。

しかしながら、ＧＩ相関を用いてシンボル同期を確立する手法では、ＧＩ相関の出力波形の変化が緩くばらつきがあることから、多重伝搬路環境下では、ＧＩ相関のピーク値から推定されるＦＦＴ窓位置は、必ずしも適切であるとは限らない。

主波のみが存在する理想的な伝搬環境においては、ＦＦＴ窓位置は、シンボル間干渉のない適切な位置情報として容易に設定することができ、遅延波が存在する伝搬環境においても、適切に設定することができる。これに対し、先行波が存在する伝搬環境では、ＦＦＴ窓位置は、必ずしも適切に設定することができるとは限らない。

図７（１）は、遅延波が存在する場合のＦＦＴ窓位置を説明する図であり、主波よりも信号レベルの低い遅延波が到来する伝搬環境の主波及び遅延波等を示している。図７（１）に示すように、ＧＩ相関が最大となるピーク位置ｐ（ＧＩの相関ピーク位置ｐ）が、例えば主波のＧＩ期間の先頭位置に検出されたとする。そうすると、ＦＦＴ窓位置は、相関ピーク位置ｐを基準に、その位置からＧＩ長遅延した位置を開始位置とした有効シンボル長の期間に設定される。

このＦＦＴ窓位置は、主波の同じシンボルの期間（Ｓ１及びＧ１）に対応し、かつ、遅延波の同じシンボルの期間（Ｓ１及びＧ１）に対応する。したがって、ＦＦＴ窓位置は、主波及び遅延波において異なるシンボルに跨ることがないから、シンボル間干渉のない適切な位置情報となる。

図７（２）は、先行波が存在する場合のＦＦＴ窓位置を説明する図であり、主波よりも信号レベルの低い先行波が到来する伝搬環境の先行波及び主波等を示している。図７（２）に示すように、ＧＩの相関ピーク位置ｐが、図７（１）と同様に、例えば主波のＧＩ期間の先頭位置に検出されたとする。そうすると、ＦＦＴ窓位置は、相関ピーク位置ｐを基準に、その位置からＧＩ長遅延した位置を開始位置とした有効シンボル長の期間に設定される。

このＦＦＴ窓位置は、主波の同じシンボルの期間（Ｓ１及びＧ１）に対応するが、先行波の同じシンボルの期間（Ｓ１及びＧＩ）だけでなく異なるシンボルの期間（Ｇ２、Ｔの箇所を参照）にも対応する。したがって、ＦＦＴ窓位置は、先行波において異なるシンボルに跨るため、適切な位置情報とはならない。

このように、図７（２）に示したとおり、先行波が存在する伝搬環境では、ＦＦＴ窓位置が後方へずれてしまい、シンボル間干渉が発生し、受信特性が著しく劣化する。また、先行波の存在を考慮して、予めＦＦＴ窓位置を固定的に前方へずらした場合、そのずらした量によっては、遅延波が存在したときの計算に用いるＧＩの有効長が短くなる可能性がある。この場合、シンボル間干渉が発生しやすくなり、総合的にマルチパス耐性が低下する。

このような課題を解決するため、ＦＦＴ演算後の信号からパイロット信号を抽出し、抽出したパイロット信号をＩＦＦＴして遅延プロファイルを求め、遅延プロファイルに基づいて先行波の有無を判定し、ＦＦＴ窓位置を補正する手法等が提案されている（例えば特許文献１，２，３を参照)。

特開２００４−３０４６１８号公報特開２００３−３１９００５号公報特許第３９９３４４１号公報

関、多賀、石川、「ＯＦＤＭにおけるガード期間を利用した新しい周波数同期方式の検討」、テレビジョン学会技術報告、ITE Technical Report Vol.19、No.38、p.13-18

前述の特許文献１等の手法では、シンボル間干渉を生じさせない適切なＦＦＴ窓位置を決定するために、ＦＦＴ演算後に算出された遅延プロファイルに基づいて先行波をサーチし、ＦＦＴ窓位置を補正する。

このため、遅延プロファイルを算出するためにＩＦＦＴ演算が必要になる等、ＦＦＴ窓位置を補正するための演算規模が小さくないという問題があった。特に、ダイバーシティ受信またはＭＩＭＯ伝送等では、アンテナブランチ単位でＦＦＴ窓位置を独立かつ適切に決定する必要があり、演算規模が増大するという問題があった。

そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、先行波が存在する伝搬環境においてもシンボル間干渉が生じないように、ＦＦＴ窓位置を少ない演算量にて補正可能なＯＦＤＭ受信装置及びチップを提供することにある。

前記課題を解決するために、請求項１のＯＦＤＭ受信装置は、ＯＦＤＭ信号を受信し、前記ＯＦＤＭ信号からＧＩ（ガードインターバル）の移動相関を求め、前記移動相関に基づいて前記ＧＩの相関ピーク位置を検出し、前記相関ピーク位置に基づいてＦＦＴ窓位置を設定し、前記ＦＦＴ窓位置を補正し、補正後のＦＦＴ窓位置にて前記ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ（高速フーリエ変換）するＯＦＤＭ受信装置において、前記受信したＯＦＤＭ信号に対し、前記相関ピーク位置におけるＧＩ長の第１の信号と、前記相関ピーク位置から１有効シンボル長遅延した位置におけるＧＩ長の第２の信号との間の差を、前記ＧＩ長の各サンプルポイントの減算結果として求めるＧＩ期間長減算部と、前記ＧＩ期間長減算部により求めた減算結果に基づいて、閾値を算出する閾値算出部と、前記ＧＩ長の最後のサンプルポイントから先頭のサンプルポイントへ向けて、前記ＧＩ期間長減算部により求めた減算結果が前記閾値算出部により算出された閾値よりも小さい最初のサンプルポイントを特定し、前記特定したサンプルポイントに基づいて、前記ＦＦＴ窓位置の補正量を検出する窓位置補正量検出部と、前記相関ピーク位置に基づいてＦＦＴ窓位置を設定し、前記ＦＦＴ窓位置を、前記窓位置補正量検出部により検出された補正量に基づいて補正するＦＦＴ窓位置制御部と、を備えたことを特徴とする。

また、請求項２のＯＦＤＭ受信装置は、請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、さらに、前記ＧＩ期間長減算部により求めた減算結果を二乗し、前記ＧＩ長の各サンプルポイントについて二乗値を算出する二乗演算部を備え、前記閾値算出部が、前記二乗演算部により前記ＧＩ長の各サンプルポイントについて算出された二乗値のうち、最小の二乗値から順に所定数のサンプルポイントの二乗値を抽出し、前記所定数のサンプルポイントの二乗値に基づいて閾値を算出し、前記窓位置補正量検出部が、前記ＧＩ長の最後のサンプルポイントから先頭のサンプルポイントへ向けて、前記二乗演算部により算出された二乗値が前記閾値算出部により算出された閾値よりも小さい最初のサンプルポイントを特定し、前記最後のサンプルポイントと前記特定したサンプルポイントとの間のサンプルポイント数を、前記ＦＦＴ窓位置の補正量として検出する、ことを特徴とする。

さらに、請求項３のチップは、ＯＦＤＭ信号を受信し、前記ＯＦＤＭ信号からＧＩ（ガードインターバル）の移動相関を求め、前記移動相関に基づいて前記ＧＩの相関ピーク位置を検出し、前記相関ピーク位置に基づいてＦＦＴ窓位置を設定し、前記ＦＦＴ窓位置を補正し、補正後のＦＦＴ窓位置にて前記ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ（高速フーリエ変換）するＯＦＤＭ受信装置に搭載されるチップにおいて、前記受信したＯＦＤＭ信号に対し、前記相関ピーク位置におけるＧＩ長の第１の信号と、前記相関ピーク位置から１有効シンボル長遅延した位置におけるＧＩ長の第２の信号との間の差を、前記ＧＩ長の各サンプルポイントの減算結果として求めるＧＩ期間長減算部と、前記ＧＩ期間長減算部により求めた減算結果に基づいて、閾値を算出する閾値算出部と、前記ＧＩ長の最後のサンプルポイントから先頭のサンプルポイントへ向けて、前記ＧＩ期間長減算部により求めた減算結果が前記閾値算出部により算出された閾値よりも小さい最初のサンプルポイントを特定し、前記特定したサンプルポイントに基づいて、前記ＦＦＴ窓位置の補正量を検出する窓位置補正量検出部と、前記相関ピーク位置に基づいてＦＦＴ窓位置を設定し、前記ＦＦＴ窓位置を、前記窓位置補正量検出部により検出された補正量に基づいて補正するＦＦＴ窓位置制御部と、を備えたことを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、先行波が存在する伝搬環境においてもシンボル間干渉が生じないように、ＦＦＴ窓位置を少ない演算量にて補正することが可能となる。

本発明の実施形態によるＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。遅延波が存在する場合の処理を説明する図である。先行波が存在する場合の処理を説明する図である。先行波が存在する場合の補正後のＦＦＴ窓位置を説明する図である。遅延波が存在する場合のフェージングシミュレータによる実験結果を示す図である。先行波が存在する場合のフェージングシミュレータによる実験結果を示す図である。（１）は、遅延波が存在する場合のＦＦＴ窓位置を説明する図である。（２）は、先行波が存在する場合のＦＦＴ窓位置を説明する図である。

以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。
図１は、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。このＯＦＤＭ受信装置１は、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter：アナログ／デジタル変換部）１０、ＱＤＭ（Quadrature DeModulator：直交復調部）１１、ＬＰＦ（Low Pass Filter：低域通過フィルタ）１２、ＤＳ（Down Sampling：ダウンサンプリング部）１３、有効シンボル長遅延部１４、移動相関演算部１５、相関ピーク検出部１６、ＧＩ期間長減算部１７、二乗演算部１８、閾値算出部１９、窓位置補正量検出部２０、ＦＦＴ窓位置制御部２１及びＦＦＴ部２２を備えている。

図１には、デジタル信号処理に関する構成部のみが示されている。ＱＤＭ１１からＦＦＴ部２２までのデジタル信号処理部は、例えばＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等に実装することができる。尚、ＡＤＣ１０及びデジタル信号処理部を、ＦＰＧＡ等に実装するようにしてもよい。

ＯＦＤＭ受信装置１がＯＦＤＭ信号を受信すると、ＡＤＣ１０は、受信したＯＦＤＭ信号（受信信号）を入力し、アナログの受信信号をデジタルの受信信号にＡ／Ｄ変換し、デジタルの受信信号をＱＤＭ１１に出力する。ＱＤＭ１１は、ＡＤＣ１０からデジタルの受信信号を入力し、デジタルの受信信号に直交復調を施して復調信号を生成し、復調信号をＬＰＦ１２に出力する。

ＬＰＦ１２は、ＱＤＭ１１から復調信号を入力し、復調信号に低域通過フィルタ処理を施し、フィルタ処理後の信号をＤＳ１３に出力する。ＤＳ１３は、ＬＰＦ１２からフィルタ処理後の信号を入力し、フィルタ処理後の信号にダウンサンプリング処理を施し、ダウンサンプリング処理後の信号を有効シンボル長遅延部１４、移動相関演算部１５、ＧＩ期間長減算部１７及びＦＦＴ部２２に出力する。

有効シンボル長遅延部１４は、ＤＳ１３からダウンサンプリング処理後の信号を入力し、当該信号を１有効シンボル長（例えば１０２４サンプルポイント）だけ遅延させ、１有効シンボル長遅延した信号を移動相関演算部１５及びＧＩ期間長減算部１７に出力する。

移動相関演算部１５は、ＤＳ１３からダウンサンプリング処理後の信号を入力すると共に、有効シンボル長遅延部１４から１有効シンボル長遅延した信号を入力する。そして、移動相関演算部１５は、ダウンサンプリング後の信号におけるＧＩ長（例えば１２８サンプルポイント）に相当する信号と、１有効シンボル長遅延した信号における同じ長さ（例えば１２８サンプルポイント）の信号との間で、移動相関演算を行う。移動相関演算部１５は、移動相関演算により得られた移動相関値を相関ピーク検出部１６に出力する。

相関ピーク検出部１６は、移動相関演算部１５から移動相関値を入力し、移動相関値が最大となる時間位置を相関ピーク位置ｐとして検出し、相関ピーク位置ｐをＧＩ期間長減算部１７及びＦＦＴ窓位置制御部２１に出力する。

ＧＩ期間長減算部１７は、ＤＳ１３からダウンサンプリング処理後の信号を入力すると共に、有効シンボル長遅延部１４から１有効シンボル長遅延した信号を入力し、さらに、相関ピーク検出部１６から相関ピーク位置ｐをそれぞれ入力する。そして、ＧＩ期間長減算部１７は、ダウンサンプリング処理後の信号のサンプルポイント毎に、ダウンサンプリング処理後の信号と１有効シンボル長遅延した信号との間の差を求め、サンプルポイント毎の減算結果を得る。ＧＩ期間長減算部１７は、入力した相関ピーク位置ｐのタイミングからＧＩ長に相当するサンプルポイント数（例えば１２８サンプルポイント）の減算結果を、相関ピーク位置ｐを基準にしたＧＩ長の各サンプルポイントの減算結果として二乗演算部１８に出力する。

つまり、ＧＩ期間長減算部１７は、ダウンサンプリング処理後の信号に対し、その相関ピーク位置ｐからＧＩ長の信号を抽出すると共に、その相関ピーク位置ｐから１有効シンボル長遅延した位置におけるＧＩ長の信号を抽出する。そして、ＧＩ期間長減算部１７は、抽出した２つのＧＩ長の信号の差を求め、相関ピーク位置ｐを基準にしたＧＩ長の各サンプルポイントの減算結果を求める。

図２は、遅延波が存在する場合の処理を説明する図であり、主波よりも信号レベルの低い遅延波が到来する伝搬環境の主波及び遅延波等を示している。図２において、ＧＩの相関ピーク位置ｐは主波のシンボル先頭位置であるとし、遅延波のシンボル先頭位置をｑとする。図３は、先行波が存在する場合の処理を説明する図であり、主波よりも信号レベルの低い先行波が到来する伝搬環境の先行波及び主波等を示している。図３において、ＧＩの相関ピーク位置ｐは主波のシンボル先頭位置であるとし、先行波の有効シンボル先頭位置をｒとする。

図２及び図３を参照して、ＧＩ期間長減算部１７により、ダウンサンプリング処理後の信号の相関ピーク位置ｐを始点として、区間Ａの１２８サンプルポイント（ＧＩ長のサンプルポイント）の信号が抽出される。また、ＧＩ期間長減算部１７により、ダウンサンプリング処理後の信号の相関ピーク位置ｐから１有効シンボル長（例えば１０２４サンプルポイント）遅延した位置を始点として、区間Ｂの１２８サンプルポイントの信号が抽出される。

そして、ＧＩ期間長減算部１７により、サンプルポイント毎に、区間Ａの１２８サンプルポイントの信号から区間Ｂの１２８サンプルポイントの信号が減算され、サンプルポイント毎の減算結果が得られる。

図１に戻って、二乗演算部１８は、ＧＩ期間長減算部１７から、相関ピーク位置ｐを基準にしたＧＩ長の各サンプルポイントの減算結果を入力し、サンプルポイント毎に減算結果を二乗し、各サンプルポイントの減算結果の二乗値を閾値算出部１９に出力する。

図２及び図３を参照して、二乗演算部１８により、ＧＩ期間長減算部１７にて算出された減算結果（相関ピーク位置ｐを基準にしたＧＩ長の各サンプルポイントの減算結果）が二乗され、二乗結果が得られる。

図１に戻って、閾値算出部１９は、二乗演算部１８から、相関ピーク位置ｐを基準にしたＧＩ長の各サンプルポイントにおける減算結果の二乗値を入力し、二乗値が小さい所定数のサンプルポイントの二乗値に基づいて閾値を算出し、閾値を窓位置補正量検出部２０に出力する。

例えば、閾値算出部１９は、二乗演算部１８から、１２８サンプルポイントの減算結果の二乗値ｙ²を入力し、これらのサンプルポイントの二乗値ｙ²を小さい順に並べ、最小の二乗値ｙ²から昇順に所定数のサンプルポイントの二乗値ｙ²を抽出する。そして、閾値算出部１９は、抽出した所定数のサンプルポイントの二乗値ｙ²の平均値
を算出し、予め設定された定数αを乗算して定数βを加算する以下の式により、閾値ｙ² _thを算出する。

このように、閾値算出部１９は、サンプルポイントの二乗値ｙ²を小さい順に並べた場合の所定数のサンプルポイントの二乗値ｙ²を基準にして、これらの平均値よりも所定値だけ大きい値となるように、閾値を算出する。尚、閾値算出部１９は、最小の二乗値ｙ²を基準にして、当該値よりも所定値だけ大きい値となるように、閾値を算出するようにしてもよい。

閾値算出部１９は、算出した閾値ｙ² _th、及び入力した相関ピーク位置ｐを基準にしたＧＩ長の各サンプルポイントにおける減算結果の二乗値ｙ²を窓位置補正量検出部２０に出力する。

閾値ｙ² _thとして予め設定された定数を用いないのは、減算結果の二乗値ｙ²が伝搬環境によって大きく変化することから、伝搬環境に応じた適切な閾値ｙ² _thを動的に設定することで、後述する窓位置補正量検出部２０において窓位置補正量を精度高く検出するためである。例えば、受信状況が良好で理想的な伝搬環境において、相関ピーク位置ｐを基準にしたＧＩ長の信号と１有効シンボル長遅延したＧＩ長の信号とは、内容が同じであるため、減算結果の二乗値ｙ²は比較的小さな値になる。しかし、受信ＣＮ比の低い受信状況が劣化した伝搬環境においては、両信号の内容が同じであっても雑音成分の影響により、減算結果の二乗値ｙ²は、大きな値になる。

このように、閾値ｙ² _thは定数でなく、伝搬環境に応じて動的に変化する値を用いるようにしたから、後述する窓位置補正量検出部２０において、窓位置補正量を精度高く検出することができ、結果として、適切なＦＦＴ窓位置の補正を実現することができる。

図２及び図３を参照して、ＧＩ長に相当する１２８個の各サンプルポイントを、先頭から順にｘ＝１〜１２８とする。閾値算出部１９により、各サンプルポイントｘ＝１〜１２８における減算結果の二乗値ｙ²が算出される。二乗値ｙ²は、理想的には図２及び図３に示すとおりである。

図２を参照して、ＧＩ長に相当する１２８個のサンプルポイントｘ＝１〜１２８において、相関ピーク位置ｐ（サンプルポイントｘ＝１）から遅延波のシンボル先頭位置ｑまでの区間では、区間Ａ，Ｂで信号の内容（Ｓ０及びＳ１）が異なる遅延波の隣接シンボル期間が含まれるため、減算結果の二乗値ｙ²は比較的大きな値となる。これに対し、遅延波のシンボル先頭位置ｑからサンプルポイントｘ＝１２８までの区間では、区間Ａ，Ｂで信号の内容（Ｇ１）が同じであるため、減算結果の二乗値ｙ^2、は、理想的には０に近い小さな値を示す。

また、図３を参照して、ＧＩ長に相当する１２８個のサンプルポイントｘ＝１〜１２８において、相関ピーク位置ｐ（サンプルポイントｘ＝１）から先行波の有効シンボル先頭位置ｒ（サンプルポイントｘ＝ｘ₀＝６０）までの区間では、区間Ａ，Ｂで信号の内容（Ｇ１）が同じであるため、減算結果の二乗値ｙ²は、理想的には０に近い小さな値を示す。これに対し、先行波の有効シンボル先頭位置ｒ（サンプルポイントｘ＝ｘ₀＝６０）からサンプルポイントｘ＝１２８までの区間では、区間Ａ，Ｂで信号の内容（Ｓ１及びＧ２）が異なる先行波の隣接シンボル期間が含まれるため、減算結果の二乗値ｙ^2、は比較的大きな値を示す。

図１に戻って、窓位置補正量検出部２０は、閾値算出部１９から、閾値ｙ² _th、及び相関ピーク位置ｐを基準にしたＧＩ長の各サンプルポイントにおける減算結果の二乗値ｙ²を入力する。そして、窓位置補正量検出部２０は、ＧＩ長の各サンプルポイントにおいて、時間軸上の最後のサンプルポイントから先頭方向（最初のサンプルポイント）へ向けて、閾値ｙ² _thと二乗値ｙ²とを比較する。窓位置補正量検出部２０は、閾値ｙ² _thよりも二乗値ｙ²が小さい最初のサンプルポイントｘ₀を特定し、最後のサンプルポイントと特定したサンプルポイントとの間のサンプルポイント数をＦＦＴ窓位置の補正量Δｐとして検出する。窓位置補正量検出部２０は、ＦＦＴ窓位置の補正量ΔｐをＦＦＴ窓位置制御部２１に出力する。

ＦＦＴ窓位置制御部２１は、相関ピーク検出部１６から相関ピーク位置ｐを入力すると共に、窓位置補正量検出部２０からＦＦＴ窓位置の補正量Δｐを入力し、相関ピーク位置ｐに基づいてＦＦＴ窓位置を設定し、設定したＦＦＴ窓位置を補正量Δｐだけ前方へシフトすることでＦＦＴ窓位置を補正し、補正後のＦＦＴ窓位置をＦＦＴ部２２に出力する。

図２及び図３を参照して、窓位置補正量検出部２０により、最後のサンプルポイントｘ＝１２８から先頭方向へ向けて、閾値ｙ² _thと二乗値ｙ²とが比較され、閾値ｙ² _thよりも二乗値ｙ²が小さい最初のサンプルポイントｘ₀（図２ではｘ₀＝１２８、図３ではｘ₀＝６０）が特定される。そして、最後のサンプルポイントｘ＝１２８と特定したサンプルポイントｘ₀との間のサンプルポイント数が算出され、このサンプルポイント数がＦＦＴ窓位置の補正量Δｐ（図２ではΔｐ＝０、図３ではΔｐ＝６８）として検出される。つまり、ＦＦＴ窓位置の補正量Δｐは、Δｐ＝１２８−ｘ₀により算出される。

図２では、ＦＦＴ窓位置の補正量Δｐは０となり、ＦＦＴ窓位置制御部２１により、ＦＦＴ窓位置は補正されない。これは、遅延波が存在する伝搬環境では、図７（１）にて説明したとおり、ＦＦＴ窓位置を補正する必要がないからである。

図３では、ＦＦＴ窓位置の補正量Δｐは６８となり、ＦＦＴ窓位置制御部２１により、相関ピーク位置ｐに基づいて設定されたＦＦＴ窓位置は、補正量Δｐ＝６８のサンプルポイントだけ前方へシフトするように補正され、補正後のＦＦＴ窓位置が設定される。これは、先行波が存在する伝搬環境では、図７（２）にて説明したとおり、シンボル間干渉が発生している時間期間（図７（２）ではＴの期間）につき、ＦＦＴ窓位置を補正する必要があり、その時間期間が補正量Δｐに相当するからである。

図４は、先行波が存在する場合の補正後のＦＦＴ窓位置を説明する図であり、図３に対応している。図３と同様に、相関ピーク検出部１６により、ＧＩの相関ピーク位置ｐが、例えば主波のＧＩ期間の先頭位置に検出された場合、ＦＦＴ窓位置制御部２１により、ＦＦＴ窓位置が、相関ピーク位置ｐを基準に、その位置からＧＩ長遅延した位置を開始位置とした有効シンボル長の期間に設定される。

図７（２）にて説明したとおり、このＦＦＴ窓位置は、先行波において異なるシンボルに跨り、シンボル干渉が発生することから、適切な位置情報ではない。

そこで、本発明の実施形態では、相関ピーク位置ｐに基づいて設定されたＦＦＴ窓位置を補正し、シンボル間干渉のない適切なＦＦＴ窓位置を新たに設定する。具体的には、窓位置補正量検出部２０が、先行波においてシンボルが跨る期間を補正量Δｐとして検出し、ＦＦＴ窓位置制御部２１が、相関ピーク位置ｐに基づいて設定したＦＦＴ窓位置を、補正量Δｐだけ前方へシフトすることでＦＦＴ窓位置を補正する。

図４に示すように、相関ピーク位置ｐに基づいて設定されたＦＦＴ窓位置は、主波の同じシンボルの期間（Ｓ１及びＧ１）に対応するが、先行波の同じシンボルの期間（Ｓ１及びＧ１）だけでなく異なるシンボルの期間（区間Ａ内のＧ２）にも対応する。このＦＦＴ窓位置は、先行波における区間Ａ内のＧ２の期間において、異なるシンボルに跨っている。一方で、補正後のＦＦＴ窓位置は、相関ピーク位置ｐに基づいて設定されたＦＦＴ窓位置に対し、異なるシンボルに跨る区間Ａ内のＧ２の期間に相当する補正量Δｐだけ、前方へシフトする。

したがって、補正後のＦＦＴ窓位置は、主波の同じシンボルの期間（Ｓ１及びＧ１）に対応し、かつ、先行波の同じシンボルの期間（Ｓ１及びＧＩ）に対応することとなり、シンボル間干渉のない適切な位置情報となる。

尚、遅延波が存在する伝搬環境では、図７（１）にて説明したとおり、相関ピーク位置ｐに基づいて設定したＦＦＴ窓位置を用いることにより、シンボル干渉が発生しないから、窓位置補正量検出部２０により検出される補正量Δｐは０である。つまり、先行波及び遅延波が存在する伝搬環境においても、補正後のＦＦＴ窓位置は、シンボル間干渉のない適切な位置情報となる。

図１に戻って、ＦＦＴ部２２は、ＤＳ１３からダウンサンプリング処理後の信号を入力すると共に、ＦＦＴ窓位置制御部２１から補正後のＦＦＴ窓位置を入力する。そして、ＦＦＴ部２２は、補正後のＦＦＴ窓位置にて、ダウンサンプリング処理後の信号をＦＦＴすることで、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号を出力する。ＦＦＴ部２２により出力された周波数領域の信号は、図示しない後段の構成部にて、ＯＦＤＭ復調処理が行われる。

以上のように、本発明の実施形態のＯＦＤＭ受信装置１によれば、ＧＩ期間長減算部１７は、直交復調処理、フィルタ処理及びダウンサンプリング処理が施された受信信号に対し、その相関ピーク位置ｐからＧＩ長の信号を抽出すると共に、受信信号に対し、その相関ピーク位置ｐから１有効シンボル長遅延した位置におけるＧＩ長の信号を抽出し、抽出した２つのＧＩ長の信号の差を算出し、ＧＩ長の各サンプルポイントの減算結果を求めるようにした。そして、二乗演算部１８は、減算結果の二乗値ｙ²を算出し、閾値算出部１９は、減算結果の二乗値ｙ²が小さい所定数のサンプルポイントの二乗値に基づいて、閾値ｙ² _thを算出する。

窓位置補正量検出部２０は、最後のサンプルポイントから先頭方向へ向けて、閾値ｙ² _thと二乗値ｙ²とを比較し、閾値ｙ² _thよりも二乗値ｙ²が小さい最初のサンプルポイントｘ₀を特定し、最後のサンプルポイントと特定したサンプルポイントとの間のサンプルポイント数をＦＦＴ窓位置の補正量Δｐとして検出するようにした。そして、ＦＦＴ窓位置制御部２１は、相関ピーク位置ｐに基づいてＦＦＴ窓位置を設定し、設定したＦＦＴ窓位置を補正量Δｐだけ前方へシフトすることでＦＦＴ窓位置を補正する。

これにより、補正されたＦＦＴ窓位置には、先行波、主波及び遅延波のそれぞれについて、信号内容の異なる隣接シンボル期間が含まれることはない。

また、本発明の実施形態によるＦＦＴ窓位置の補正は、ＧＩ期間長減算部１７による減算処理、二乗演算部１８による二乗処理、閾値算出部１９による加算及び乗算処理、並びに窓位置補正量検出部２０による検索及び減算処理等の簡易な処理にて行われる。この処理は、従来手法（ＦＦＴ演算後に算出された遅延プロファイルに基づいて先行波をサーチし、ＦＦＴ窓位置を補正する）のような大きな演算規模が不要である。

したがって、先行波が存在する伝搬環境において、受信信号品質が劣化した状況であっても、少ない演算量にて、シンボル間干渉が生じることのない適切なＦＦＴ窓位置の補正を行うことができる。

〔実験結果〕
次に、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ受信装置１の実験結果について説明する。図５は、遅延波が存在する場合のフェージングシミュレータによる実験結果を示す図であり、主波に対し、ＤＵＲ（ＤＵ比）＝３ｄＢ及び遅延時間＝２μｓの遅延波が到来する伝搬モデルの例である。図５（ａ）はＣＮＲ（ＣＮ比）＝３５ｄＢの場合の実験結果を示し、図５（ｂ）は、ＣＮ比（ＣＮ比）＝１０ｄＢの場合の実験結果を示す。横軸は、サンプルポイントｘ（＝１〜１２８）を示し、縦軸は、サンプルポイントｘにおける減算結果の二乗値ｙ²（二乗演算部１８により算出された減算結果の二乗値ｙ²）を示す。

図５（ａ）及び図５（ｂ）から、この実験結果は、図２に示した理想的なサンプルポイントｘ及び二乗値ｙ²の特性に近く、閾値ｙ² _thが適切に算出されていることがわかる。図５（ａ）において、窓位置補正量検出部２０により、最後のサンプルポイントｘ＝１２８から先頭方向へ向けて、閾値ｙ² _thよりも二乗値ｙ²が小さい最初のサンプルポイントｘ₀＝１２０が特定され、ＦＦＴ窓位置の補正量Δｐ＝８が検出される。そして、ＦＦＴ窓位置制御部２１により、相関ピーク位置ｐに基づいて設定されたＦＦＴ窓位置を、補正量Δｐ＝８だけ前方へシフトした補正後のＦＦＴ窓位置が設定される。

また、図５（ｂ）において、窓位置補正量検出部２０により、最後のサンプルポイントｘ＝１２８から先頭方向へ向けて、閾値ｙ² _thよりも二乗値ｙ²が小さい最初のサンプルポイントｘ₀＝１２２が特定され、ＦＦＴ窓位置の補正量Δｐ＝６が検出される。そして、ＦＦＴ窓位置制御部２１により、相関ピーク位置ｐに基づいて設定されたＦＦＴ窓位置を、補正量Δｐ＝６だけ前方へシフトした補正後のＦＦＴ窓位置が設定される。

図２に示した理想的な特性に対し、図５（ａ）及び図５（ｂ）は、ＦＦＴ窓位置の補正量Δｐ＝８，６であり、サンプルポイントｘ₀の位置が前方へずれている。これは、１ＯＦＤＭシンボル毎に、シンボルの先頭と末尾に所定の窓係数を乗算し、波形整形（スプリアスを抑えるための信号処理）しているからである。

図６は、先行波が存在する場合のフェージングシミュレータによる実験結果を示す図であり、主波に対し、ＤＵＲ（ＤＵ比）＝３ｄＢ及び遅延時間＝−２μｓの先行波が到来する伝搬モデルの実験結果を示している。図６（ａ）はＣＮＲ（ＣＮ比）＝３５ｄＢの場合の実験結果を示し、図６（ｂ）は、ＣＮ比（ＣＮ比）＝１０ｄＢの場合の実験結果を示す。横軸及び縦軸は、図５と同様である。

図６（ａ）及び図６（ｂ）から、この実験結果は、図３に示した理想的なサンプルポイントｘ及び二乗値ｙ²の特性に近く、閾値ｙ² _thが適切に算出されていることがわかる。図６（ａ）において、窓位置補正量検出部２０により、最後のサンプルポイントｘ＝１２８から先頭方向へ向けて、閾値ｙ² _thよりも二乗値ｙ²が小さい最初のサンプルポイントｘ₀＝８０が特定され、ＦＦＴ窓位置の補正量Δｐ＝４８が検出される。そして、ＦＦＴ窓位置制御部２１により、相関ピーク位置ｐに基づいて設定されたＦＦＴ窓位置を、補正量Δｐ＝４８だけ前方へシフトした補正後のＦＦＴ窓位置が設定される。

また、図６（ｂ）において、窓位置補正量検出部２０により、最後のサンプルポイントｘ＝１２８から先頭方向へ向けて、閾値ｙ² _thよりも二乗値ｙ²が小さい最初のサンプルポイントｘ₀＝８５が特定され、ＦＦＴ窓位置の補正量Δｐ＝４３が検出される。そして、ＦＦＴ窓位置制御部２１により、相関ピーク位置ｐに基づいて設定されたＦＦＴ窓位置を、補正量Δｐ＝４３だけ前方へシフトした補正後のＦＦＴ窓位置が設定される。

このように、先行波が存在する伝搬環境において、受信信号品質が劣化した状況であっても、適切なＦＦＴ窓位置の補正を行うことができ、結果として、シンボル間干渉をなくすことができる。

以上、実施形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。

前記実施形態において、図１に示したＯＦＤＭ受信装置１のデジタル信号処理部（ＱＤＭ１１からＦＦＴ部２２まで）の各構成部の処理は、ＯＦＤＭ受信装置１に搭載される集積回路であるＬＳＩのチップにより実現されるようにしてもよい。また、デジタル信号処理部にＡＤＣ１０を加えた各構成部の処理が、ＬＳＩのチップにより実現されるようにしてもよい。これらは、個別に１チップ化されていてもよいし、これらの一部または全部が１チップ化されていてもよい。

また、ＬＳＩの代わりに、集積度の異なるＶＬＳＩ、ＵＬＳＩ等のチップにより実現されるようにしてもよい。さらに、ＬＳＩ等のチップに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサを用いるようにしてもよいし、ＦＰＧＡを用いるようにしてもよい。

１ＯＦＤＭ受信装置
１０ＡＤＣ
１１ＱＤＭ
１２ＬＰＦ
１３ＤＳ
１４有効シンボル長遅延部
１５移動相関演算部
１６相関ピーク検出部
１７ＧＩ期間長減算部
１８二乗演算部
１９閾値算出部
２０窓位置補正量検出部
２１ＦＦＴ窓位置制御部
２２ＦＦＴ部

Claims

ＯＦＤＭ信号を受信し、前記ＯＦＤＭ信号からＧＩ（ガードインターバル）の移動相関を求め、前記移動相関に基づいて前記ＧＩの相関ピーク位置を検出し、前記相関ピーク位置に基づいてＦＦＴ窓位置を設定し、前記ＦＦＴ窓位置を補正し、補正後のＦＦＴ窓位置にて前記ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ（高速フーリエ変換）するＯＦＤＭ受信装置において、
前記受信したＯＦＤＭ信号に対し、前記相関ピーク位置におけるＧＩ長の第１の信号と、前記相関ピーク位置から１有効シンボル長遅延した位置におけるＧＩ長の第２の信号との間の差を、前記ＧＩ長の各サンプルポイントの減算結果として求めるＧＩ期間長減算部と、
前記ＧＩ期間長減算部により求めた減算結果に基づいて、閾値を算出する閾値算出部と、
前記ＧＩ長の最後のサンプルポイントから先頭のサンプルポイントへ向けて、前記ＧＩ期間長減算部により求めた減算結果が前記閾値算出部により算出された閾値よりも小さい最初のサンプルポイントを特定し、前記特定したサンプルポイントに基づいて、前記ＦＦＴ窓位置の補正量を検出する窓位置補正量検出部と、
前記相関ピーク位置に基づいてＦＦＴ窓位置を設定し、前記ＦＦＴ窓位置を、前記窓位置補正量検出部により検出された補正量に基づいて補正するＦＦＴ窓位置制御部と、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
さらに、前記ＧＩ期間長減算部により求めた減算結果を二乗し、前記ＧＩ長の各サンプルポイントについて二乗値を算出する二乗演算部を備え、
前記閾値算出部は、
前記二乗演算部により前記ＧＩ長の各サンプルポイントについて算出された二乗値のうち、最小の二乗値から順に所定数のサンプルポイントの二乗値を抽出し、前記所定数のサンプルポイントの二乗値に基づいて閾値を算出し、
前記窓位置補正量検出部は、
前記ＧＩ長の最後のサンプルポイントから先頭のサンプルポイントへ向けて、前記二乗演算部により算出された二乗値が前記閾値算出部により算出された閾値よりも小さい最初のサンプルポイントを特定し、前記最後のサンプルポイントと前記特定したサンプルポイントとの間のサンプルポイント数を、前記ＦＦＴ窓位置の補正量として検出する、ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
ＯＦＤＭ信号を受信し、前記ＯＦＤＭ信号からＧＩ（ガードインターバル）の移動相関を求め、前記移動相関に基づいて前記ＧＩの相関ピーク位置を検出し、前記相関ピーク位置に基づいてＦＦＴ窓位置を設定し、前記ＦＦＴ窓位置を補正し、補正後のＦＦＴ窓位置にて前記ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ（高速フーリエ変換）するＯＦＤＭ受信装置に搭載されるチップにおいて、
前記受信したＯＦＤＭ信号に対し、前記相関ピーク位置におけるＧＩ長の第１の信号と、前記相関ピーク位置から１有効シンボル長遅延した位置におけるＧＩ長の第２の信号との間の差を、前記ＧＩ長の各サンプルポイントの減算結果として求めるＧＩ期間長減算部と、
前記ＧＩ期間長減算部により求めた減算結果に基づいて、閾値を算出する閾値算出部と、
前記ＧＩ長の最後のサンプルポイントから先頭のサンプルポイントへ向けて、前記ＧＩ期間長減算部により求めた減算結果が前記閾値算出部により算出された閾値よりも小さい最初のサンプルポイントを特定し、前記特定したサンプルポイントに基づいて、前記ＦＦＴ窓位置の補正量を検出する窓位置補正量検出部と、
前記相関ピーク位置に基づいてＦＦＴ窓位置を設定し、前記ＦＦＴ窓位置を、前記窓位置補正量検出部により検出された補正量に基づいて補正するＦＦＴ窓位置制御部と、
を備えたことを特徴とするチップ。