JP6009059B2 - 受信機によって受信されたシンボル上の周波数シフトを補正するための方法、デバイス、及びコンピュータプログラム - Google Patents

受信機によって受信されたシンボル上の周波数シフトを補正するための方法、デバイス、及びコンピュータプログラム Download PDF

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Description

本発明は、包括的には、受信されたシンボル上の周波数シフトを補正するための方法及びデバイスに関する。
ガードインターバル挿入とも呼ばれるサイクリックプレフィックス挿入又はサイクリックポストフィックス挿入は、例えば、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）技術又はＳＣ−ＯＦＤＭ（単一搬送波直交周波数分割多重）技術又はＳＣ−ＦＤＭＡ（単一搬送波周波数分割多元接続）技術又はＳＣ−ＦＤＥ（単一搬送波周波数領域等化）技術を用いる通信システムにおいてよく知られている。
サイクリックプレフィックスを挿入することは、サンプルストリームをＮ個のサンプルからなるシンボルに分割することと、所定のΔ個のサンプルを各シンボルの先頭に挿入することとから成る。Δ個のサンプルは、シンボルの最後のΔ個のサンプルのコピーである。
サイクリックポストフィックスを挿入することは、サンプルストリームをＮ個のサンプルからなるシンボルに分割することと、所定のΔ個のサンプルを各シンボルの末尾に挿入することとから成る。Δ個のサンプルは、シンボルの最初のΔ個のサンプルのコピーである。
従来、サイクリックプレフィックスが、各ＯＦＤＭシンボル若しくは各ＳＣ−ＯＦＤＭシンボル若しくは各ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル若しくは各ＳＣ−ＦＤＥシンボルの先頭に挿入されるか、又はポストフィックスプレフィックスが、各ＯＦＤＭシンボル若しくは各ＳＣ−ＯＦＤＭシンボル若しくは各ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル若しくは各ＳＣ−ＦＤＥシンボルの末尾に挿入される。これは、ＤＶＢ−Ｔ（地上デジタルビデオ放送）、ＤＶＢ−Ｔ２（地上デジタルビデオ放送２）、ＤＶＢ−ＮＧＨ（次世代ハンドヘルドデジタルビデオ放送）、８０２．１１ファミリー、ＷｉＭａｘ、ＤＡＢ（デジタルオーディオ放送）のようなＯＦＤＭ技術及びサイクリックプレフィックスを実施するほとんどの標準規格に当てはまる。
サイクリックプレフィックス又はサイクリックポストフィックスは、時間同期及び周波数同期を可能にし、シンボル間干渉を低減又は抑制し、周波数領域における簡単な等化を可能にし、シンボル単位の瞬時周波数シフトを測定することを可能にする。
例えば、J. Van de Beek、Magnus Sandell、Per Ola Boerjesson著「ML Estimation of Time and Frequency Offset in OFDM Systems」IEEE Transactions on Signal Processing」,July 1997では、シンボル単位の瞬時周波数シフトを測定するためにサイクリックプレフィックスを用いることができる。
推定は以下の方法で実行される。サイズＮ＋Δの受信シンボルごとに、最初のΔ個のサンプルと最後のΔ個のサンプルとの間の内積、すなわち相関が求められる。周波数ドリフトｆｄの場合、雑音を無視すると、第ｎ番目のシンボルについて、結果は以下の式に等しくなる。
Figure 0006009059
 ただし、Ｔはサンプリング時間であり、ｙｉはｉ番目のサンプルであり、（・）＊は（・）の共役である。
上記結果の位相はｆｄに比例するので、この位相を直接推定することができる。
第ｎ番目のシンボルについて、位相推定は以下のように表される。
Figure 0006009059
 ただし、ａｒｇ（・）は、複素シンボルの角度を与える関数である。
ここで、強いエコーが存在する場合、Δよりも少ない数のサンプルをΓｎの計算に用いることによって、関連する干渉を低減することが可能であることに留意されたい。
チャネル推定を可能にするために、特にチャネルの時間変動に追従するために、パイロットシンボルがシンボル内に定期的に挿入される。
これらの時間変動は、受信機の局部発振器の位相雑音、送信機と受信機との間の周波数同期の欠如、及び／又はドップラー周波数シフトを生成する受信機の変位速度に起因している場合がある。
Ｔｓをシンボル長と呼ぶことにする。
Figure 0006009059
ナイキストの定理によれば、パイロットシンボル挿入レートが
Figure 0006009059
 である場合、すなわちパイロットシンボルがＭ個のシンボルごとに挿入される場合、最大許容可能ドップラーシフト周波数の限界は、
Figure 0006009059
 である。
例えば、これはシンボルを受信機が正しく受信することができる最大変位速度を制限する。
Ｍを減少させることによってＢｆを増加させることは、データスループットを減少させる欠点を有する。
本発明は、受信機の局部発振器の位相雑音に起因する時間変動、及び／又は送信機と受信機との間の周波数同期の欠如に起因する時間変動、及び／又は周波数シフトを生成する受信機の変位速度に起因する時間変動を補償することを可能にするとともに、周波数シフトを補正するために、受信シンボルのサイクリックプレフィックス又はサイクリックポストフィックスを用いることによって、パイロットシンボルの数を増加させることなく最大周波数シフト補正能力を高めることを可能にする方法及びデバイスを提供することを目的とする。
したがって、本発明は、受信機によって受信されたシンボル上の周波数シフトを補正するための方法に関する。各シンボルは、Ｎ個のサンプルと、所定のΔ個のサンプルのサイクリックプレフィックス又はサイクリックポストフィックスとからなり、当該Δ個のサンプルは、Ｎ個のサンプルのうちのΔ個のサンプルのコピーである。この方法は、受信機によって実行されるステップであって、
− 各シンボルについて、サイクリックプレフィックスの多くともΔ個のサンプルと最後のサンプルの中の多くともΔ個のサンプルとの間の相関、又はサイクリックポストフィックスの多くともΔ個のサンプルとＮ個のサンプルのうちの最初のサンプルの中の多くともΔ個との間の相関を計算するステップと、
− 相関を或るシンボル数にわたって平均化し、各平均化された相関について１つの平滑な周波数シフト推定値を求めるか、又は計算された相関から求められる瞬時周波数シフトをシンボル数にわたって平均化し、各シンボルについて１つの平滑な周波数シフト推定値を取得するステップと、
− 平滑な周波数シフト推定値から指数関数を計算するステップと、
− 受信されたシンボルを或る遅延だけ遅延させるステップと、
− 指数関数に遅延済みの受信されたシンボルを乗算するステップと
を含むことを特徴とする。
本発明は更に、受信機によって受信されたシンボル上の周波数シフトを補正するためのデバイスに関する。各シンボルは、Ｎ個のサンプルと、所定のΔ個のサンプルのサイクリックプレフィックス又はサイクリックポストフィックスとからなり、当該Δ個のサンプルは、Ｎ個のサンプルのうちのΔ個のサンプルのコピーである。周波数シフトを補正するためのこのデバイスは、受信機に含まれ、
− 各シンボルについて、サイクリックプレフィックスの多くともΔ個のサンプルと最後のサンプルの中の多くともΔ個のサンプルとの間の相関、又はサイクリックポストフィックスの多くともΔ個のサンプルとＮ個のサンプルのうちの最初のサンプルの中の多くともΔ個との間の相関を計算する手段と、
− 相関を或るシンボル数にわたって平均化し、各平均化された相関について１つの平滑な周波数シフト推定値を求めるか、又は計算された相関から求められる瞬時周波数シフトをシンボル数にわたって平均化し、各シンボルについて１つの平滑な周波数シフト推定値を取得する手段と、
− 平滑な周波数シフト推定値から指数関数を計算する手段と、
− 受信されたシンボルを或る遅延だけ遅延させる手段と、
− 指数関数に遅延済みの受信されたシンボルを乗算する手段と
を備えることを特徴とする。
したがって、受信機の局部発振器の位相雑音に起因する時間変動、及び／又は送信機と受信機との間の周波数同期の欠如に起因する時間変動、及び／又はドップラー周波数シフトを生成する受信機の変位速度に起因する時間変動を補償することが可能である。
さらに、本発明は、周波数シフトを補正するために、受信されたシンボルのサイクリックプレフィックス又はサイクリックポストフィックスを用いることによって、パイロットシンボルの数を増加させることなく最大周波数シフト補正能力を高めることを可能にする。
特定の特徴によれば、受信機は平滑な周波数シフト推定値を係数によって重み付けし、指数関数は、重み付けされた平滑な係数を用いて計算される。
したがって、平滑な周波数シフト推定値に残存する雑音が低減される。
特定の特徴によれば、各シンボルについて、各平滑な周波数シフト推定値は、当該シンボルについて求められた平均化された相関の位相から求められる。
したがって、この平滑な周波数シフト推定値は計算が簡単であり、サイクリックプレフィックス又はサイクリックポストフィックスを活用する。
特定の特徴によれば、各瞬時周波数シフトは、シンボルについて計算された相関の位相から求められる。
したがって、この瞬時周波数シフト推定値は計算が簡単であり、サイクリックプレフィックス又はサイクリックポストフィックスを活用する。
特定の特徴によれば、シンボル数は３又は５に等しく、係数は０．５又は０．９又は１に等しい。
したがって、受信機は、補助パイロットシンボルを何ら必要とすることなく、より高速に動作することができる。受信機によって実行される周波数同期を単純にすることができる。
さらに、本発明によって、受信機は、より大きな位相雑音を有する局部発振器とともに動作することができ、それゆえ、受信機のコストを削減することができる。
特定の特徴によれば、遅延は、２つ又は３つのシンボル継続時間に等しい。
特定の特徴によれば、シンボル数及び／又は係数は、送信元と受信機との間のチャネル特性から決定される。
したがって、性能は、チャネル状態に応じて最適化される。これらのチャネル状態には、アナログチューナの障害が含まれる。
特定の特徴によれば、受信機は、
− 送信元と受信機との間のチャネルのライスＫファクタを推定し、及び／又は瞬時周波数シフト推定値を用いて周波数シフトエクスカーションを推定し、
− ライスＫファクタ及び／又は周波数シフトエクスカーションを用いて、シンボル数及び／又は係数を決定する。
したがって、周波数シフト推定の性能は、これらのチャネル特性のうちの少なくとも１つに応じて最適化される。
特定の特徴によれば、周波数シフトエクスカーションは、推定された瞬時周波数シフトの平均化が実行されるシンボル数の継続時間を上回る継続時間を有するスライディングウィンドウを用いて求められる。
したがって、周波数エクスカーションが簡単に推定され、この推定によって、シンボル数及び／又は係数αのより良好な最適化が可能になる。
特定の特徴によれば、周波数シフトエクスカーションは、無限インパルス応答フィルタを用いて求められる。
したがって、周波数エクスカーションが簡単に推定され、この推定によって、シンボル数及び／又は係数αのより良好な最適化が可能になる。
特定の特徴によれば、受信機は信号対雑音比を推定し、チャネルのライスＫファクタは、推定された信号対雑音比に従って更に求められる。
したがって、ライスＫファクタ（Ricean K-factor）の推定が改善される。
特定の特徴によれば、推定された瞬時周波数シフトを或るシンボル数にわたって平均化することは、推定された瞬時周波数シフト又は平均化された周波数シフトを遅延させるステップを更に含む。
したがって、この実施は、データに対して固定遅延を保つことによって、より容易である。
更に別の態様によれば、本発明はプログラマブルデバイス内に直接ロード可能とすることができるコンピュータプログラムに関し、当該コンピュータプログラムは、当該コンピュータプログラムがプログラマブルデバイス上で実行される際に、請求項１〜１２に記載の方法のステップを実施するための命令又はコード部を含む。
コンピュータプログラムに関する特徴及び利点は、本発明による方法及び装置に関連して上述したものと同じであるので、ここでは繰り返さないことにする。
本発明の特徴は、一例の実施形態の以下の説明を読むことによってより明らかになるであろう。この説明は、添付図面に関して作成されたものである。
本発明が実施される通信ネットワークを表す図である。 本発明が実施される受信機のアーキテクチャを表す図である。 本発明の第１の実現形態による、受信機の無線インターフェースの構成要素のブロック図である。 本発明の第２の実現形態による、受信機の無線インターフェースの構成要素のブロック図である。 本発明の第２の実現形態による、シンボル数及び／又は係数を決定するのに用いられる表の第１の例を示す図である。 本発明の第２の実現形態による、シンボル数及び／又は係数を決定するのに用いられる表の第２の例を示す図である。 本発明の第２の実現形態による、シンボル数及び／又は係数を決定するのに用いられる表の第３の例を示す図である。 本発明の第２の実現形態によるアルゴリズムの一例を示す図である。
図１は、本発明が実施される通信ネットワークを表している。
通信ネットワークは、例えば、送信元Ｓｒｃが少なくとも１つの受信機Ｒｅｃの位置するエリア内に信号をブロードキャスト又は送信する通信ネットワークである。
送信元Ｓｒｃは、例えば地上局であるか又は衛星に含まれる。
送信元Ｓｒｃは、無線セルラー通信ネットワークの基地局とすることができる。
送信元Ｓｒｃは、移動端末とすることもできる。
簡単にするために図１には１つの送信元Ｓｒｃしか示されていないが、ネットワークはより多くの数の送信元Ｓｒｃを備えることができる。
簡単にするために図１には１つの受信機Ｒｅｃしか示されていないが、より多くの受信機Ｒｅｃに対して信号をブロードキャスト又は転送することができる。
受信機Ｒｅｃは、ビデオ信号のようなデータがブロードキャストされる移動端末とすることもできるし、或いは、移動電話のような遠隔通信デバイスと通信する若しくは移動端末からの信号を受信するサーバ若しくは基地局と通信する、移動端末とすることもできる。
受信機Ｒｅｃは、地上局とすることもできるし、衛星に含まれることもできるし、或いは、移動端末と通信する無線セルラー通信ネットワークの基地局とすることもできる。
本発明は、送信元Ｓｒｃ及び受信機Ｒｅｃが２つ以上のアンテナを有し、ＭＩＭＯ方式を用いて３つ以上のストリームを転送及び受信するときにも適用可能である。
送信元Ｓｒｃによって転送されて受信機によって受信される信号は、ＤＶＢ−Ｔ２、ＤＶＢ−ＮＧＨ、８０２．１１ファミリー、ＷｉＭａｘ、ＤＡＢ、又は第３世代パートナーシッププロジェクトロングタームエボリューション（３ＧＰＰ ＬＴＥ）若しくは第３世代パートナーシッププロジェクトロングタームエボリューションアドバンスト（３ＧＰＰ ＬＴＥ−Ａ）に準拠することができる。
本発明によれば、受信機Ｒｅｃは、受信機によって受信されたシンボル上の周波数シフトを補正する。各シンボルは、Ｎ個のサンプルと、所定のΔ個のサンプルのサイクリックプレフィックス又はサイクリックポストフィックスとからなり、Δ個のサンプルは、Ｎ個のサンプルのうちのΔ個のサンプルのコピーである。受信機Ｒｅｃは、
− 各シンボルについて、サイクリックプレフィックスの多くともΔ個のサンプルと最後のサンプルの中の多くともΔ個のサンプルとの間の相関、又はサイクリックポストフィックスの多くともΔ個のサンプルとＮ個のサンプルのうちの最初のサンプルの中の多くともΔとの間の相関を計算し、
− 相関を或るシンボル数にわたって平均化し、各平均化された相関について１つの平滑な周波数シフト推定値を求めるか、又は計算された相関から求められた瞬時周波数シフトをシンボル数にわたって平均化し、各シンボルについて１つの平滑な周波数シフト推定値を取得し、
− 平滑な周波数シフト推定値から指数関数を計算し、
− 受信されたシンボルを或る遅延だけ遅延させ、
− 指数関数に遅延済みの受信されたシンボルを乗算する。
本発明は、ドップラー周波数シフトが補償される一例において開示される。受信機補償の局部発振器の位相雑音に起因する時間変動、及び／又は送信機と受信機との間の周波数同期の欠如に起因する時間変動も、本発明によって補償される。
図２は、本発明が実施される受信機のアーキテクチャを表す図である。
受信機Ｒｅｃは、例えば、バス２０１によって互いに接続される構成要素と、図８において開示されるようなプログラムによって制御されるプロセッサ２００とに基づくアーキテクチャを有している。
バス２０１は、プロセッサ２００を、リードオンリーメモリＲＯＭ２０２、ランダムアクセスメモリＲＡＭ２０３、及び無線インターフェース２０５にリンクする。
メモリ２０３は、図８において開示されるようなアルゴリズムに関連するプログラムの変数及び命令を受信するように意図されたレジスタを含む。
プロセッサ２００は、無線インターフェース２０５の動作を制御する。
リードオンリーメモリ２０２は、図８において開示されるようなアルゴリズムに関連するプログラムの命令を含む。このプログラムの命令は、受信機Ｒｅｃが起動された際にランダムアクセスメモリ２０３に転送される。
無線インターフェース２０５は、本発明による、シンボルを受信してドップラー周波数シフトを補正する手段を備えている。
無線インターフェース２０５は、信号を受信するのに用いられる少なくとも１つのアンテナＡｎｔｓに接続されている。
無線インターフェース２０５は、図３又は図４に開示されるような構成要素を備えている。
図６に関して以下に説明されるアルゴリズムのありとあらゆるステップは、ＰＣ（パーソナルコンピュータ）、ＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ）若しくはマイクロコントローラのようなプログラム可能なコンピューティングマシンによって１組の命令若しくはプログラムを実行することによってソフトウェアにおいて実装することもできるし、或いはソフトウェアでなければ、ＦＰＧＡ（フィールドプログラマブルゲートアレイ）若しくはＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）のようなマシン又は専用構成要素によってハードウェアにおいて実装することもできる。
換言すれば、受信機Ｒｅｃは、図６に関して以下で説明するアルゴリズムのステップを受信機Ｒｅｃに実行させる回路部、又は回路部を備えるデバイスを備えている。図８に関して以下で説明するアルゴリズムのステップを受信機Ｒｅｃに実行させる回路部を備えるそのようなデバイスは、受信機Ｒｅｃに接続可能な外部デバイスとすることもできる。
受信機Ｒｅｃは、例えば受信機Ｒｅｃがチップ、チップセット、又はモジュールであるときは、別のデバイスの一部とすることもできる。
図３は、本発明の第１の実現形態による、受信機の無線インターフェースの構成要素のブロック図を開示している。
無線インターフェース２０５は、従来のアナログフィルタ、周波数変換手段、及びアナログ増幅器からなるフロントエンドモジュール３００を備えている。
無線インターフェース２０５は、フロントエンドモジュール３００の出力に接続されるアナログ／ディジタル変換器ＡＤＣ３０１を備えている。
ディジタルに変換されたシンボルは、遅延モジュール３０６及び相関モジュール３０２に送られる。
相関モジュール３０２は、各シンボルについて、多くとも最初のΔ個のサンプルと多くとも最後のΔ個のサンプルとの間の内積、すなわち相関を取り、最初のΔ個のサンプルと最後のΔ個のサンプルが選ばれたときは、以下のものを取得する。
Figure 0006009059
 ただし、ｙｉは第ｉ番目のサンプルであり、（）＊は（）の共役を示す。
種々の伝送パスの到来角が一様に分布していない場合、ドップラー効果は時間とともに可変であるが、１つのシンボル継続時間中はほぼ一定とみなすことができる周波数シフトｆ（ｔ）によってモデル化することができる。
Figure 0006009059
この場合、
Figure 0006009059
 となる。ただし、ｆｎは各シンボルの瞬時周波数シフトである。
相関モジュール３０２は、以下のように、各シンボルの瞬時周波数シフトを推定する。
Figure 0006009059
ここで、瞬時周波数シフトの推定は、ここではサイクリックプレフィックスに関して開示されていることに留意されたい。同じ方法は、サイクリックポストフィックスについても適用することができる。
無線インターフェース２０５は、相関モジュール３０２によって提供された瞬時周波数シフト推定値のＮ１個のシンボルにわたる平均化を実行する、平均化モジュール３０３を備えている。
平均化モジュール３０３は、平滑化された周波数シフト推定値
Figure 0006009059
 を生成する。
Figure 0006009059
ここで、説明を簡単にするために、Ｎ１は奇数であると仮定することに留意されたい。本発明は、Ｎ１が偶数であるときも適用可能である。
一変形実現形態によれば、平均化モジュール３０３は、平滑化された周波数シフト推定値
Figure 0006009059
 を生成するために、相関Γｎを平均化することによって、平滑化された相関
Figure 0006009059
 を生成する。
Figure 0006009059
この変形形態によれば、平均化モジュール３０３は、平均相関の位相を用いて、平滑化された周波数シフト推定値
Figure 0006009059
 を得る。
Figure 0006009059
第１の実現形態によれば、Ｎ１の値は固定され、３又は５に等しい。
無線インターフェース２０５は、重み付けモジュール３０４を備えている。重み付けモジュール３０４は、平滑化された周波数シフト推定値
Figure 0006009059
 を、αで示される所定の値によって重み付けする。
この所定の値αは、例えば０．５又は０．９又は１に等しく、平滑化された周波数シフト推定値
Figure 0006009059
 に残存する雑音を低減する。
無線インターフェース２０５は、
Figure 0006009059
 を計算する指数関数計算モジュール３０５を備えている。
遅延モジュール３０６は、モジュール３０２、３０３、３０４、及び３０５によって実行される動作のレイテンシを補償するために、ディジタルシンボルをＮ２＝（Ｎ１＋１）／２個のシンボル分だけ遅延させる。
指数関数計算モジュール３０５の出力は、乗算器３０７によって、遅延されたディジタルシンボルに乗算され、周波数シフトが補正される。
図４は、本発明の第２の実現形態による、受信機の無線インターフェースの構成要素のブロック図を開示している。
無線インターフェース２０５は、従来のアナログフィルタ、周波数変換手段、及びアナログ増幅器からなるフロントエンドモジュール４００を備えている。
無線インターフェース２０５は、フロントエンドモジュール４００の出力に接続されるアナログ／ディジタル変換器ＡＤＣ４０１を備えている。
ディジタルに変換されたシンボルは、遅延モジュール４０６、相関モジュール４０２、チャネル特性推定モジュール４１１、及び本発明の特定の実現形態によれば、信号対雑音比（ＳＮＲ）推定モジュール４１０に送られる。
相関モジュール４０２は、各シンボルについて、多くとも最初のΔ個のサンプルと多くとも最後のΔ個のサンプルとの間の内積、すなわち相関を取り、最初のΔ個のサンプルと最後のΔ個のサンプルが選ばれたときは、以下のものを取得する。
Figure 0006009059
種々の伝送パスの到来角が一様に分布していない場合、ドップラー効果は時間とともに可変であるが、１つのシンボル継続時間中はほぼ一定とみなすことができる周波数シフトｆ（ｔ）によってモデル化することができる。
Figure 0006009059
この場合、
Figure 0006009059
 となる。
相関モジュール４０２は、各シンボルの瞬時周波数シフトを以下のように推定する。
Figure 0006009059
ここで、瞬時周波数シフトの推定は、ここではサイクリックプレフィックスに関して開示されていることに留意されたい。同じ方法は、サイクリックポストフィックスについても適用することができる。
無線インターフェース２０５は、相関モジュール４０２によって提供された周波数推定値のＮ１個のシンボルにわたる平均化を実行する、平均化モジュール４０３を備えている。
Ｎ１は、平均化に用いられる可変のシンボル数であり、Ｎ１及びα決定モジュール４１２によって提供される。
平均化モジュール４０３は、平滑化された周波数シフト推定値
Figure 0006009059
 を生成する。
Figure 0006009059
ここで、説明を簡単にするために、Ｎ１は奇数であると仮定することに留意されたい。本発明は、Ｎ１が偶数であるときにも適用可能である。
本発明の特定の実現形態によれば、平均化モジュール４０３は、継続時間Ｎ１ｍａｘ−Ｎ１に等しい時間だけ、平滑化された周波数シフト推定値
Figure 0006009059
 を遅延させる。
一変形実現形態によれば、平均化モジュール４０３は、平滑化された周波数推定値
Figure 0006009059
 を生成するために、相関Γｎを平均化することによって、平滑化された相関
Figure 0006009059
 を生成する。
Figure 0006009059
この変形形態によれば、平均化モジュール４０３は、平滑化された相関の位相を用いて、平滑化された周波数推定値
Figure 0006009059
 を得る。
Figure 0006009059
無線インターフェース２０５は、重み付けモジュール４０４を備えている。重み付けモジュール４０４は、平滑化された周波数推定値
Figure 0006009059
 を、Ｎ１及びα決定モジュール４１２によって提供されるαで示される値によって重み付けする。
無線インターフェース２０５は、
Figure 0006009059
 を計算する指数関数計算モジュール４０５を備えている。
無線インターフェース２０５は、特定の実現形態によれば、モジュール４０２、４０３、４０４、及び４０５によって実行される動作のレイテンシを補償するために、ディジタルシンボルを遅延Ｎ２＝（Ｎ１ｍａｘ＋１）／２個のシンボル分だけ遅延させる遅延モジュール４０６を備えている。ここで、Ｎ１ｍａｘは平均化に用いることができる最大シンボル数である。
ここで、平均化モジュール４０３が平滑化された周波数シフト推定値
Figure 0006009059
 を遅延させない変形形態では、遅延モジュール４０６は、ディジタルシンボルを遅延Ｎ２＝（Ｎ１＋１）／２個のシンボル分だけ遅延させることに留意されたい。
無線インターフェース２０５は、乗算器４０７を備えている。指数関数計算モジュール４０５の出力は、乗算器４０７によって、遅延されたディジタルシンボルに乗算され、周波数シフトが補正される。
本発明の第２の実現形態によれば、Ｎ１及び／又はαは、チャネル特性推定に従って決定される。
第２の実現形態によれば、チャネルは、ライスチャネル（Rice channel）とみなされ、ライスＫファクタが考慮される。
ライスＫファクタは、局部平均散乱電力に対する支配的成分における信号電力の比として定義される。
例えば、１未満の値に等しいライスＫファクタの場合、チャネルは、複数のパスを有し、直接パスを有しないレイリーチャネルとみなされる。
例えば、１〜１０の間に含まれる値に等しいライスＫファクタの場合、チャネルは、複数のパスを有するライスチャネルとみなされる。
例えば、１０よりも大きな値に等しいライスＫファクタの場合、チャネルは、ほぼ純粋な直接パスとみなされる。
特定の特徴によれば、無線インターフェース２０５は、信号対雑音比を推定してチャネル特性推定モジュール４１１に提供する、ＳＮＲ推定モジュール４１０を備えている。
ＳＮＲは、例えば、欧州特許出願第２０３１７６０号に開示されているように、受信されたパイロットシンボルを用いることによって推定される。
ＳＮＲは、例えば、シンボルを転送するために送信元Ｓｒｃによって用いられるコンステレーションの性能曲線のブレイクポイント及び／又はシンボルを転送するために送信元Ｓｒｃによって用いられる符号レートに対応する理論的なＳＮＲ値である。
チャネル特性推定モジュール４１１は、ライスＫファクタ、及び／又はドップラー周波数エクスカーションのような周波数エクスカーションを推定する。
高速ドップラー周波数シフトのような周波数シフト補正を目的として、ライスＫファクタを求め、直接パスがどれだけ優勢であるのかを推定することができる。
例えば、ライスＫファクタは、IEEE Transactions on Wireless Communications, Vol. 7, No. 12, December 2008に掲載されたKareem E. Baddour、Tricia J. Willink著「Improved Estimation of the Ricean K=-factor from I/Q Fading Channel Samples」という題名の論文に記載されているように推定することができる。
例えば、チャネル特性推定モジュール４１１は、相関モジュール４０２によって提供される瞬時周波数推定値
Figure 0006009059
 を用いるか、又は相関モジュール４０２によって実行される方法と同じ方法で瞬時周波数推定値
Figure 0006009059
 を求める。
チャネル特性推定モジュール４１１は、シンボルごとの瞬時周波数推定値
Figure 0006009059
 の変動を解析する。信号の変動を解析するのには、多くの技法が利用可能である。
例えば、チャネル特性推定モジュール４１１は、サイズ２Ｌ１＋１のウィンドウ上で周波数推定値の平均を計算する。
Figure 0006009059
 ここで、Ｌ１は必ずしも（Ｎ１−１）／２に等しい必要はない。
チャネル特性推定モジュール４１１は、サイズ２Ｌ２＋１のウィンドウにおいて、正規化された標準偏差を計算する。
Figure 0006009059
チャネル特性推定モジュール４１１は、幾つかの連続したシンボルについてμｎを平均化し、幾つかの閾値と比較する。これらの比較の結果によって、ライスＫファクタの推定値が提供される。
例えば、第１の閾値及び第２の閾値が、ライスＫファクタを推定するのに用いられる。第１の閾値は、ライスＫファクタが４以上であるか否かを判断するのに用いられる。第２の閾値は、ライスＫファクタが１０以上であるか否かを判断するのに用いられる。閾値の値はＳＮＲに依存する。
例えば、第１の閾値は、８ｄＢよりも大きなＳＮＲについては０．２に等しく、３ｄＢ〜８ｄＢに含まれるＳＮＲについては０．３に等しく、３ｄＢよりも小さなＳＮＲについては０．５に等しい。
例えば、第２の閾値は、８ｄＢよりも大きなＳＮＲについては０．１３に等しく、３ｄＢ〜８ｄＢに含まれるＳＮＲについては０．２５に等しく、３ｄＢよりも小さなＳＮＲについては０．４５に等しい。
チャネル特性推定モジュール４１１は、瞬時周波数推定値
Figure 0006009059
 を用いて、ドップラー周波数シフトエクスカーションｄｒｎ又はｄｒ’ｎ又はｄｒ’’ｎ又はｄｒ’’’ｎ又はｄｒ’’’’ｎを推定することができる。
例えば、チャネル特性推定モジュール４１１は、幾つかのスライディングウィンドウを用いて、ドップラー周波数シフトエクスカーションｄｒｎを推定する。
Figure 0006009059
 ただし、通常、Ａ≫Ｎ１である。
例えば、チャネル特性推定モジュール４１１は、幾つかのスライディングウィンドウを用いて、ドップラー周波数シフトエクスカーションｄｒ’ｎを推定する。
Figure 0006009059
例えば、チャネル特性推定モジュール４１１は、幾つかのスライディングウィンドウを用いて、ドップラー周波数シフトエクスカーションｄｒ’’ｎを推定する。
Figure 0006009059
例えば、チャネル特性推定モジュール４１１は、幾つかのスライディングウィンドウを用いて、ドップラー周波数シフトエクスカーションｄｒ’’’ｎを推定する。
Figure 0006009059
そして、結果を種々の閾値と比較する。
例えば、チャネル特性推定モジュール４１１は、無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタを用いて、ドップラー周波数シフトエクスカーションを推定する。
Figure 0006009059
 ただし、ｃ及びｄはＩＩＲフィルタの係数である。例えば、ｃは０．１に等しく、ｄは０．９に等しい。
求められたライスＫファクタ及び／又はドップラー周波数シフトエクスカーションの推定値は、Ｎ１及びα決定モジュール４１２に提供される。
Ｎ１及びα決定モジュール４１２は、図５又は図６又は図７に示されるような表を用いて、Ｎ１及びαの値を決定する。
図５は、本発明の第２の実現形態による、シンボル数及び／又は係数を決定するのに用いられる表の第１の例である。
表の第１の例では、ライスＫファクタ及びドップラー周波数シフトエクスカーションの推定値の双方が、シンボル数及び／又は係数を決定するのに用いられる。
一般的な観点から、非常に小さなドップラー周波数シフトエクスカーションの場合、αはゼロに等しい。すなわち、補正は適用されない。
例えばＢｆ／２未満の小さなドップラー周波数シフトエクスカーション及び４未満のライスＫファクタの場合、αは０．５に等しく、Ｎ１は１に等しい。ここで、Ｂｆはナイキスト周波数限界である。
小さなドップラー周波数シフトエクスカーション及び４〜１０に含まれるライスＫファクタの場合、αは０．５に等しく、Ｎ１は３に等しい。
小さなドップラー周波数シフトエクスカーション及び１０よりも大きなライスＫファクタの場合、αは０．５に等しく、Ｎ１は７以上である。
例えばＢｆ／２〜２Ｂｆの中程度のドップラー周波数シフトエクスカーション及び４未満のライスＫファクタの場合、αは１に等しく、Ｎ１は１に等しい。
中程度のドップラー周波数シフトエクスカーション及び４〜１０に含まれるＫの場合、αは１に等しく、Ｎ１は１に等しい
中程度のドップラー周波数シフトエクスカーション及び１０を上回るライスＫファクタの場合、αは０．５に等しく、Ｎ１は７以上である。
例えば２Ｂｆを上回る大きなドップラー周波数シフトエクスカーション及び４未満のライスＫファクタの場合、αは１に等しく、Ｎ１は１に等しい。
大きなドップラー周波数シフトエクスカーション及び４〜１０に含まれるライスＫファクタの場合、αは１に等しく、Ｎ１は３に等しい。
大きなドップラー周波数シフトエクスカーション及び１０よりも大きなライスＫファクタの場合、αは０．５に等しく、Ｎ１は７以上である。
図６は、本発明の第２の実現形態による、シンボル数及び／又は係数を決定するのに用いられる表の第２の例である。
表の第２の例では、ライスＫファクタのみが、シンボル数及び／又は係数を決定するのに用いられる。
４未満のライスＫファクタの場合、αは０．５又は１に等しく、Ｎ１は１に等しい。
４〜１０の間に含まれるライスＫファクタの場合、αは０．５又は１に等しく、Ｎ１は３に等しい。
１０よりも大きなライスＫファクタの場合、αは０．５又は１に等しく、Ｎ１は７以上である。
図７は、本発明の第２の実現形態による、シンボル数及び／又は係数を決定するのに用いられる表の第３の例である。
表の第３の例では、ドップラー周波数シフトエクスカーションの推定値のみが、シンボル数及び／又は係数を決定するのに用いられる。
例えばＢｆ／２未満の小さなドップラー周波数シフトエクスカーションの場合、αは０．５に等しく、Ｎ１は１又は２又は５に等しい。ここで、Ｂｆはナイキスト周波数限界である。
例えばＢｆ／２〜２Ｂｆの中程度のドップラー周波数シフトエクスカーションの場合、αは０．５に等しく、Ｎ１は３又は５に等しい。
例えば２Ｂｆを上回る大きなドップラー周波数シフトエクスカーションの場合、αは１に等しく、Ｎ１は３又は５に等しい。
図８は、本発明の第２の実現形態によるアルゴリズムの一例である。
より正確には、本アルゴリズムは、プロセッサ２００によって実行される。
本発明の特定の実現形態によれば、ステップＳ８００において、プロセッサ２００は、モジュール４０２、４０３、４０４、及び４０５によって実行される動作のレイテンシを補償するために、ディジタルシンボルを遅延Ｎ２＝（Ｎ１ｍａｘ＋１）／２だけ遅延させるように遅延モジュール４０６に命令する。
平均化モジュール４０３が瞬時周波数シフトを遅延させない本発明の変形実現形態によれば、プロセッサ２００は、ステップＳ８００において、ディジタルシンボルを遅延Ｎ２＝（Ｎ１＋１）／２だけ遅延させるように遅延モジュール４０６に命令する。
特定の特徴によれば、次のステップＳ８０１において、プロセッサ２００は、信号対雑音比を推定してチャネル特性推定モジュール４１１に提供するようにＳＮＲ推定モジュール４１０に命令する。
ＳＮＲは、例えば、欧州特許出願第２０３１７６０号に開示されているように、受信されたパイロットシンボルを用いることによって推定される。
ＳＮＲは、例えば、シンボルを転送するために送信元Ｓｒｃによって用いられるコンステレーションの性能曲線のブレイクポイント及び／又はシンボルを転送するために送信元Ｓｒｃによって用いられる符号レートに対応する理論的なＳＮＲ値である。
次のステップＳ８０２において、プロセッサ２００は、各シンボルについて、多くとも最初のΔ個のサンプルと多くとも最後のΔ個のサンプルとの間の内積、すなわち相関を取り、最初のΔ個のサンプルと最後のΔ個のサンプルが選ばれたときは、以下のものを取得するように相関モジュール４０２に命令する。
Figure 0006009059
種々の伝送パスの到来角が一様に分布していない場合、ドップラー効果は時間とともに可変であるが、１つのシンボル継続時間中はほぼ一定とみなすことができる周波数シフトｆ（ｔ）によってモデル化することができる。
Figure 0006009059
この場合、
Figure 0006009059
 となる。
相関モジュール４０２は、各シンボルの瞬時周波数シフトを以下のように推定する。
Figure 0006009059
ここで、瞬時周波数シフトの推定は、ここではサイクリックプレフィックスに関して開示されていることに留意されたい。同じ方法は、サイクリックポストフィックスについても適用することができる。
次のステップＳ８０３において、プロセッサ２００は、ライスＫファクタ及び／又はドップラー周波数エクスカーションのような周波数エクスカーションを推定するように、チャネル特性推定モジュール４１１に命令する。
高速ドップラー周波数シフトのような周波数シフト補正を目的として、ライスＫファクタを求め、直接パスがどれだけ優勢であるのかを推定することができる。
例えば、チャネル特性推定モジュール４１１は、相関モジュール４０２によって提供される瞬時周波数推定値
Figure 0006009059
 を用いるか、又は相関モジュール４０２によって実行される方法と同じ方法で瞬時周波数推定値
Figure 0006009059
 を求める。
チャネル特性推定モジュール４１１は、シンボルごとの瞬時周波数推定値
Figure 0006009059
 の変動を解析する。信号の変動を解析するのには、多くの技法が利用可能である。
例えば、チャネル特性推定モジュール４１１は、サイズ２Ｌ１＋１のウィンドウ上で周波数推定値の平均を計算する。
Figure 0006009059
 ただし、Ｌ１は必ずしも（Ｎ１−１）／２に等しい必要はない。
チャネル特性推定モジュール４１１は、サイズ２Ｌ２＋１のウィンドウにおいて、正規化された標準偏差を計算する。
Figure 0006009059
チャネル特性推定モジュール４１１は、幾つかの連続したシンボルについてμｎを平均化し、幾つかの閾値と比較する。これらの比較の結果によって、ライスＫファクタの推定値が提供される。
例えば、第１の閾値及び第２の閾値が、ライスＫファクタを推定するのに用いられる。第１の閾値は、ライスＫファクタが４以上であるか否かを判断するのに用いられる。第２の閾値は、ライスＫファクタが１０以上であるか否かを判断するのに用いられる。閾値の値はＳＮＲに依存する。
例えば、第１の閾値は、８ｄＢよりも大きなＳＮＲについては０．２に等しく、３ｄＢ〜８ｄＢに含まれるＳＮＲについては０．３に等しく、３ｄＢよりも小さなＳＮＲについては０．５に等しい。
例えば、第２の閾値は、８ｄＢよりも大きなＳＮＲについては０．１３に等しく、３ｄＢ〜８ｄＢに含まれるＳＮＲについては０．２５に等しく、３ｄＢよりも小さなＳＮＲについては０．４５に等しい。
チャネル特性推定モジュール４１１は、瞬時周波数推定値
Figure 0006009059
 を用いて、ドップラー周波数シフトエクスカーションｄｒｎ又はｄｒ’ｎ又はｄｒ’’ｎ又はｄｒ’’’ｎ又はｄｒ’’’’ｎを推定することができる。
例えば、チャネル特性推定モジュール４１１は、幾つかのスライディングウィンドウを用いて、ドップラー周波数シフトエクスカーションｄｒｎを推定する。
Figure 0006009059
 ただし、通常、Ａ≫Ｎ１である。
例えば、チャネル特性推定モジュール４１１は、幾つかのスライディングウィンドウを用いて、ドップラー周波数シフトエクスカーションｄｒ’ｎを推定する。
Figure 0006009059
例えば、チャネル特性推定モジュール４１１は、幾つかのスライディングウィンドウを用いて、ドップラー周波数シフトエクスカーションｄｒ’’ｎを推定する。
Figure 0006009059
例えば、チャネル特性推定モジュール４１１は、幾つかのスライディングウィンドウを用いて、ドップラー周波数シフトエクスカーションｄｒ’’’ｎを推定する。
Figure 0006009059
 そして、結果を種々の閾値と比較する。
例えば、チャネル特性推定モジュール４１１は、無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタを用いて、ドップラー周波数シフトエクスカーションを推定する。
Figure 0006009059
 ただし、ｃ及びｄはＩＩＲフィルタの係数である。例えば、ｃは０．１に等しく、ｄは０．９に等しい。
求められたライスＫファクタ及び／又はドップラー周波数シフトエクスカーションの推定値は、Ｎ１及びα決定モジュール４１２に提供される。
次のステップＳ８０４において、プロセッサ２００は、図５又は図６又は図７に示すような表のうちの１つを用いてＮ１及びαの値を決定するように、Ｎ１及びα決定モジュール４１２に命令する。
次のステップＳ８０５において、プロセッサ２００は、相関モジュール４０２によって提供された周波数推定のＮ１個のシンボルにわたる平均化を実行する平均化モジュール４０３に命令する。
Ｎ１は、平均化に用いられる可変のシンボル数であり、Ｎ１及びα決定モジュール４１２によって提供される。
平均化モジュール４０３は、平滑化された周波数シフト推定値
Figure 0006009059
 を生成する。
Figure 0006009059
ここで、説明を簡単にするために、Ｎ１は奇数であると仮定することに留意されたい。本発明は、Ｎ１が偶数であるときも適用可能である。
本発明の特定の実現形態によれば、平均化モジュール４０３は、継続時間Ｎ１ｍａｘ−Ｎ１に等しい時間だけ、平滑化された周波数シフト推定値
Figure 0006009059
 を遅延させる。
一変形実現形態によれば、平均化モジュール４０３は、平滑化された周波数推定値
Figure 0006009059
 を生成するために、相関Γｎを平均化することによって、平滑化された相関
Figure 0006009059
 を生成する。
Figure 0006009059
この変形形態によれば、平均化モジュール４０３は、平滑化された相関の位相を用いて、平滑化された周波数推定値
Figure 0006009059
 を得る。
Figure 0006009059
次のステップＳ８０６において、プロセッサ２００は、平滑化された周波数推定値
Figure 0006009059
 を値αによって重み付けするように、重み付けモジュール４０４に命令する。
次のステップＳ８０７において、プロセッサ２００は、
Figure 0006009059
 を計算する指数関数計算モジュール４０５に命令する。
次のステップＳ８０８において、プロセッサ２００は、ドップラー周波数シフトを補正するために、遅延されたディジタルシンボルに指数関数計算モジュールの出力を乗算するように乗算器４０７に命令する。
当然のことながら、本発明の範囲から逸脱することなく、上述した本発明の実施形態に対して多くの変更を行うことができる。

Claims (11)

  1. 受信機によって受信されたシンボル上の周波数シフトを補正するための方法であって、
    各シンボルは、Ｎ個のサンプルと、所定のΔ個のサンプルのサイクリックプレフィックス又はサイクリックポストフィックスとからなり、該Δ個のサンプルは、前記Ｎ個のサンプルのうちのΔ個のサンプルのコピーであり、
    該方法は、受信機によって実行されるステップであって、
    − 各シンボルについて、前記サイクリックプレフィックスの多くともΔ個のサンプルと最後のサンプルの中の多くともΔ個のサンプルとの間の相関、又は前記サイクリックポストフィックスの多くともΔ個のサンプルと前記Ｎ個のサンプルのうちの最初のサンプルの中の多くともΔ個との間の相関を計算するステップと、
    − 前記相関を或るシンボル数にわたって平均化し、各平均化された相関について１つの平滑な周波数シフト推定値を求めるか、又は計算された相関から求められる瞬時周波数シフトを前記シンボル数にわたって平均化し、各シンボルについて１つの平滑な周波数シフト推定値を取得するステップと、
    − 前記平滑な周波数シフト推定値を係数によって重み付けするステップと、
    − 前記係数によって重み付けされた前記平滑な周波数シフト推定値から指数関数を計算するステップと、
    − 前記受信されたシンボルを或る遅延だけ遅延させるステップと、
    − 前記指数関数に前記遅延済みの受信されたシンボルを乗算するステップと
    を含み、
    − 送信元と前記受信機との間のチャネルのライスＫファクタを推定する、及び／又は瞬時周波数シフト推定値を用いて周波数シフトエクスカーションを推定するステップと、
    − 前記ライスＫファクタ及び／又は前記周波数シフトエクスカーションを用いて、前記シンボル数及び／又は前記係数を決定するステップと
    をさらに含むことを特徴とする、受信機によって受信されたシンボル上の周波数シフトを補正するための方法。
  2. 各シンボルについて、各平滑な周波数シフト推定値は、該シンボルについて求められた前記平均化された相関の位相から求められることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
  3. 各瞬時周波数シフトは、前記シンボルについて計算された前記相関の位相から求められることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
  4. 前記シンボル数は３又は５に等しく、前記係数は０．５又は０．９又は１に等しいことを特徴とする、請求項１〜３のいずれか一項に記載の方法。
  5. 前記遅延は、２つ又は３つのシンボル継続時間に等しいことを特徴とする、請求項４に記載の方法。
  6. 前記周波数シフトエクスカーションは、前記推定された瞬時周波数シフトの平均化が実行されるシンボル数の継続時間を上回る継続時間を有するスライディングウィンドウを用いて求められることを特徴とする、請求項１〜５のいずれか一項に記載の方法。
  7. 前記周波数シフトエクスカーションは、無限インパルス応答フィルタを用いて求められることを特徴とする、請求項１〜５のいずれか一項に記載の方法。
  8. − 信号対雑音比を推定するステップを更に含み、
    前記チャネルの前記ライスＫファクタは、前記推定された信号対雑音比に従って更に求められることを特徴とする、請求項１〜５のいずれか一項に記載の方法。
  9. 前記推定された瞬時周波数シフトを或るシンボル数にわたって平均化することは、前記推定された瞬時周波数シフト又は前記平均化された周波数シフトを遅延させるステップを更に含むことを特徴とする、請求項１〜５のいずれか一項に記載の方法。
  10. 受信機によって受信されたシンボル上の周波数シフトを補正するためのデバイスであって、
    各シンボルは、Ｎ個のサンプルと、所定のΔ個のサンプルのサイクリックプレフィックス又はサイクリックポストフィックスとからなり、該Δ個のサンプルは、前記Ｎ個のサンプルのうちのΔ個のサンプルのコピーであり、
    前記周波数シフトを補正するための該デバイスは、前記受信機に含まれ、
    − 各シンボルについて、前記サイクリックプレフィックスの多くともΔ個のサンプルと最後のサンプルの中の多くともΔ個のサンプルとの間の相関、又は前記サイクリックポストフィックスの多くともΔ個のサンプルと前記Ｎ個のサンプルのうちの最初のサンプルの中の多くともΔ個との間の相関を計算する手段と、
    − 前記相関を或るシンボル数にわたって平均化し、各平均化された相関について１つの平滑な周波数シフト推定値を求めるか、又は計算された相関から求められた瞬時周波数シフトを前記シンボル数にわたって平均化し、各シンボルについて１つの平滑な周波数シフト推定値を取得する手段と、
    − 前記平滑な周波数シフト推定値を係数によって重み付けする手段と、
    − 前記係数によって重み付けされた前記平滑な周波数シフト推定値から指数関数を計算する手段と、
    − 前記受信されたシンボルを或る遅延だけ遅延させる手段と、
    − 前記指数関数に前記遅延済みの受信されたシンボルを乗算する手段と
    を備え、
    − 送信元と前記受信機との間のチャネルのライスＫファクタを推定する、及び／又は瞬時周波数シフト推定値を用いて周波数シフトエクスカーションを推定する手段と、
    − 前記ライスＫファクタ及び／又は前記周波数シフトエクスカーションを用いて、前記シンボル数及び／又は前記係数を決定する手段と
    をさらに備えることを特徴とする、受信機によって受信されたシンボル上の周波数シフトを補正するためのデバイス。
  11. プログラマブルデバイス内に直接ロード可能とすることができるコンピュータプログラムであって、該コンピュータプログラムがプログラマブルデバイス上で実行される際に、請求項１〜９のいずれか一項に記載の方法のステップを実施するための命令又はコード部を含む、プログラマブルデバイス内に直接ロード可能とすることができるコンピュータプログラム。
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