CN101588193A - 传输路径估计装置及方法 - Google Patents

Abstract

一种传输路径估计装置及方法。在数字广播的接收机中，利用伪随机(PN)序列的自相关特性，高精度地估计传输路径的特性。一种传输路径估计装置，经由传输路径接收从发送机以传输码元为传输单位进行发送的信号，根据接收序列来估计传输路径特性，该传输码元由已知的PN序列和根据发送数据生成的有效码元构成，通过计算在接收机中预先准备的PN序列与接收序列之间的相关，针对每个传输码元得到估计延迟分布(Rr(k))，对于该估计延迟分布的各个样本，在瞬时功率越大时赋予越小的权重，而在瞬时功率越小时赋予越大的权重，并在多个传输码元之间进行合成(18)，从而抑制估计延迟分布中包含的噪声分量。

Description

传输路径估计装置及方法

技术领域

本发明涉及估计传输路径的特性的传输路径估计装置及方法。

背景技术

在地面数字广播中，从发送机输出的电波受到由建筑物等障碍物引起的反射、衍射、散射，所以接收信号产生失真。在接收机中，为了实现可靠性良好的接收性能，需要根据接收信号来估计传输路径的特性，并使用该估计结果来校正接收信号的失真。一般地作为估计传输路径特性的方法，有在发送机中插入已知信号的方法。

在中国的地面数字广播方式中，把伪随机(PN)序列作为已知信号使用。发送机发送以传输码元为传输单位的信号，该传输码元由根据发送数据生成的有效码元区间和已知的PN序列构成。PN序列因具备自相关具有尖锐的峰的特征，一般多被用于帧同步和生成定时。以往的传输路径估计方法利用该PN序列的相关特性来估计传输路径的特性(参照非专利文献1)。该方法在接收机侧预先准备已知的PN序列，计算将接收信号以预定的采样频率进行采样得到的序列与所准备的PN序列之间的相关。在没有电波的反射等而只接收直接波的情况下，可以得到在接收信号中包含的PN序列到达的时刻具有尖锐的峰的相关信号。另一方面，在多径传输路径中，同时接收通过多个路径到达的信号，所以可以得到在各个信号中包含的PN序列的到达时刻具有尖锐的峰的相关信号。该峰的值与各个多径信号的接收电平成正比，所以相关信号成为估计延迟分布。在以往的传输估计方法中，为了去除该估计延迟分布中包含的噪声分量，舍弃针对估计延迟分布预先确定的某个固定的阈值以下的部分，然后使用将估计分布延迟特性频率变换后的结果，在频域校正有效码元的失真。

作为抑制估计延迟分布中包含的噪声分量的方法，专利文献1记载了使用低通滤波器(LPF)的方法。该方法利用LPF去除估计延迟分布中包含的高频分量，由此抑制噪声分量。并且，为了抑制估计延迟分布中包含的噪声分量，专利文献2记载了在传输码元之间取估计延迟分布的平均的方法。该方法对估计延迟分布的各个样本全部进行相同的加权，并在至少两个以上的传输码元间合成，由此抑制噪声分量。

【非专利文献1】Guanghui Liu，“ITD-DFE Based Channel Estimationand Equalization in TDS-OFDM Receivers”，IEEE Transactions on ConsumerElectronics，Vol.53，No.2，pp.304-309(第305页)

【专利文献1】中国专利第200410003480号说明书(第25页、图4)

【专利文献2】日本特开2008-42306号公报(第25页、图8)

在以往的传输路径估计方法中，通过舍弃估计延迟分布的阈值以下的部分来去除噪声分量，但是，小于阈值的峰也被同时舍弃掉，所以存在不能检测接收电平较小的多径信号的问题。在此，为了去除全部噪声分量，需要将阈值设定为大于噪声分量的值。通过抑制估计延迟分布中包含的噪声分量，能够将阈值设定为较小的值，从而能够检测接收电平更小的多径信号，但是在以往的抑制噪声分量的方法中，不能说充分抑制了噪声分量。

并且，估计延迟分布中包含的噪声分量的大小因传输路径的环境而不同，以往的传输路径估计方法预先将用于去除噪声分量的阈值确定为固定的值，所以存在不能应对伴随传输路径环境的变化带来的噪声分量的变动的问题。

发明内容

本发明的传输路径估计装置经由传输路径接收从发送机以传输码元为传输单位发送的信号，根据将接收信号以预定的采样频率进行采样得到的采样序列，来估计传输路径的特性，所述传输码元由伪随机序列和根据发送数据生成的有效码元构成，其特征在于，所述传输路径估计装置具有：生成伪随机序列的伪随机序列生成单元；相关计算单元，其针对每个样本计算由所述伪随机序列生成单元生成的伪随机序列与接收信号的采样序列之间的相关，求出作为相关信号的估计延迟分布；噪声抑制单元，其抑制由所述相关计算单元得到的估计延迟分布中包含的噪声分量；阈值确定单元，其根据从所述噪声抑制单元输出的估计延迟分布来确定阈值；和阈值处理单元，其针对由所述噪声抑制单元得到的抑制了噪声分量的估计延迟分布，舍弃由所述阈值确定单元确定的阈值以下的部分，所述噪声抑制单元具有：延迟单元，其使由所述相关计算单元得到的估计延迟分布延迟1传输码元间隔单位，从而求出延迟时间相互不同的估计延迟分布；和合成单元，其对于所述延迟时间相互不同的估计延迟分布的各个样本值，在其瞬时功率越小时赋予越大的权重来进行相加，从而输出合成估计延迟分布的样本值。

根据本发明，具有能够更好地抑制噪声分量，能够检测接收电平更小的多径信号的效果。

并且，通过以估计延迟分布中包含的噪声分量的功率为基础来动态设定阈值，具有能够应对伴随传输路径环境的变化带来的噪声分量的变动的效果。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1的传输路径估计装置的方框图。

图2(a)是表示本发明的实施方式1的发送信号的结构图，(b)是表示相关的计算方法的图。

图3是表示本发明的实施方式1的相关计算结果的一例的图。

图4是表示本发明的实施方式1的噪声抑制单元的一例的方框图。

图5(a)和(b)是本发明的实施方式1的当前的相关计算结果。

图6(a)和(b)是本发明的实施方式1的前1传输码元的相关计算结果。

图7是表示本发明的实施方式1的阈值确定单元的一例的方框图。

图8是表示本发明的实施方式1的噪声抑制单元的另一示例的方框图。

图9是表示本发明的实施方式2的噪声抑制单元的一例的方框图。

标号说明

1相关计算单元；2PN序列生成单元；3噪声抑制单元；4阈值确定单元；5阈值处理单元；6第1FFT计算单元；7平均化单元；8有效码元切取单元；9第2FFT计算单元；10校正单元；11延迟单元；12功率计算单元；13加权系数计算单元；14加权单元；15总和计算单元；16标准化单元；21延迟单元；22功率计算单元；23最小功率搜索单元；24最小功率选择单元；31功率计算单元；32峰判定单元；33第1功率总和单元；34第2功率总和单元；35功率比计算单元；36阈值更新单元。

具体实施方式

实施方式1

图1表示本发明的实施方式1的传输路径估计装置。图示的传输路径估计装置具有PN序列生成单元1、相关计算单元2、噪声抑制单元3、阈值确定单元4、阈值处理单元5、第1FFT计算单元6、平均化单元7、有效码元切取单元8、第2FFT计算单元9和校正单元10。

图示的传输路径估计装置被输入将时域的接收信号进行采样得到的序列。在本实施方式中，对于发送信号假设为输入按照非专利文献1规定的形式的信号。如图2(a)所示，该形式的信号是把由已知的PN序列Tp和有效码元Te构成的传输码元Ts作为传输单位的信号。在图示的例子中，PN序列由L个样本构成。

PN序列生成单元1生成与发送侧相同的PN序列Lgp。

相关计算单元2计算由PN序列生成单元1生成的PN序列Lgp与将接收信号进行采样得到的序列Rts之间的相关，从而得到作为相关信号的估计延迟分布。

噪声抑制单元3通过合成估计延迟分布，来抑制估计延迟分布中包含的噪声分量。

阈值确定单元4根据由噪声抑制单元3得到的估计延迟分布来确定阈值。

阈值处理单元5使用由阈值确定单元4确定的阈值，去除由噪声抑制单元3得到的估计延迟分布中包含的噪声分量。

第1FFT计算单元6把由阈值处理单元得到的估计延迟分布转换为频域。

平均化单元7对每个载波在传输码元间进行由第1FFT计算单元6得到的传输路径的频率特性的平均化，从而抑制残留的噪声。

有效码元切取单元8切取接收信号的有效码元部Te。

第2FFT计算单元9把所切取的有效码元Te转换为频域。

校正单元10根据由平均化单元7计算出的传输路径特性的估计结果，校正由第2FFT计算单元9转换为频域的有效码元的失真，输出校正失真后的有效码元Ces。

说明由图1中的相关计算单元2得到的相关结果(估计延迟分布)。在不存在多径的AWGN(Additive White Gaussian Noise)传输路径中，接收信号与PN序列的相关结果利用下式表示。

$R\left(k\right)=\frac{1}{L}\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\{\mathrm{pn}(i-k)+f(i-k)+n(i-k)\}\mathrm{pn}\left(i\right)\·\·\·\left(1\right)$

$=\mathrm{\δ}\left(k\right)+\frac{1}{L}\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\{f(i-k)+n(i-k)\}\mathrm{pn}\left(i\right)$

其中，L表示PN序列中的样本数(利用PN序列的样本数表示的长度)，如图2(b)所示，i表示接收信号或PN序列中的样本序号(把接收信号或PN序列开头的样本设为i＝0)，如图2(b)所示，k表示利用样本数表示的接收信号相对PN序列的移位值，pn(i)表示PN序列，f(i-k)表示有效码元，n(i-k)表示高斯噪声。

式(1)中的第1项δ(k)指表示PN序列的尖锐的自相关峰值的狄拉克δ函数，下式示出的第2项表示有效码元和源于高斯噪声的噪声分量。

$\frac{1}{L}\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\{f(i-k)+n(i-k)\}\mathrm{pn}\left(i\right)\·\·\·\left(2\right)$

在多径传输路径的情况下，一并接收经过各个路径的信号。计算该接收信号与PN序列的相关，可以得到下述的估计延迟分布，即，在各个信号中包含的PN序列到达的时刻存在利用式(1)的第1项表示的尖锐的峰，在其他时刻存在利用式(1)的第2项表示的噪声分量。例如，图3表示二波模型传输路径(DU比6[dB]、延迟时间100样本)的估计延迟分布R(k)。在图3中，在k＝0和k＝100时分别存在表示主波和延迟波的接收电平的峰，在其他范围存在式(1)的第2项的噪声分量。

发送机发送把由PN序列Tp和有效码元Te构成的传输码元Ts作为传输单位的信号，所以在接收机中每隔传输码元间隔得到上述的延迟分布。在传输路径环境的变化较慢时，在每个传输码元间隔多径信号的接收电平变化不大，估计延迟分布中包含的多径信号的峰值在传输码元之间是大致相同的值。

图4表示本实施方式1的噪声抑制单元3的一例。

图示的噪声抑制单元3具有M-1个(M为1以上的整数)延迟单元11-1～11-(M-1)、M个功率计算单元12-1～12-M、M个倒数计算单元13-1～13-M、M个加权单元14-1～14-M、总和计算单元15和标准化单元16。

M-1个延迟单元11-1～11-(M-1)级联连接，使估计延迟分布Rr(k)分别延迟1传输码元间隔。

如图所示，通过级联连接的M-1个延迟单元11-1～11-(M-1)，得到过去的(分别不同的、1传输码元的整数倍时间前的)M-1个传输码元量的估计延迟分布R₂(k)～R_M(k)，而在延迟单元11-1的输入侧、即图1中的相关计算单元2的输出侧，可以得到当前的估计延迟分布R₁(k)。R₁(k)与R_r(k)相同，只是为了便于说明而改变了标号。

这样，利用延迟单元11-1～11-(M-1)构成延迟单元11，该延迟单元11通过使估计延迟分布以1传输码元间隔单位延迟，由此求出彼此不同延迟时间的估计延迟分布。即，延迟单元11的延迟结果为，生成了使延迟时间彼此相差1传输码元间隔的整数倍的估计延迟分布。

功率计算单元12-1接收从延迟单元11-1的输入侧、即图1中的相关计算单元2的输出侧得到的当前的估计延迟分布R_r(k)＝R₁(k)，计算各个样本的瞬时功率P₁(k)。

功率计算单元12-2～12-M分别对应延迟单元11-1～11-(M-1)设置，分别计算从对应的延迟单元输出的估计延迟分布的各个样本的瞬时功率P₂(k)～P_M(k)。

如果将功率计算单元12-1～12-M的功率计算一般化，则可以利用式(3)表示。

P_j(k)＝|R_j(k)|²    (3)

(其中，j是1～M中的任一个。)

倒数计算单元13-1～13-M分别对应功率计算单元12-1～12-M设置，计算由对应的功率计算单元计算出的瞬时功率P_j(k)的倒数1/P_j(k)。

加权单元14-1～14-M分别对应倒数计算单元13-1～13-M设置，把由对应的倒数计算单元计算出的倒数作为加权系数进行加权计算。即，加权单元14-1被输入从相关计算单元2输出的当前的估计延迟分布R₁(k)的各个样本值，加权单元14-2～14-M分别被输入从延迟单元11-1～11-(M-1)输出的延迟后的估计延迟分布R_j(k)的各个样本值，加权单元14-1～14-M分别对所输入的估计延迟分布乘以由倒数计算单元13-1～13-M计算出的倒数，并输出相乘结果。

加权单元14-j(j是1～M中的任一个)的相乘可以利用下式(4)表示。

R_j(k)/P_j(k)    ......(4)

如上所述，由倒数计算单元13-1～13-M求出的功率的倒数，在加权单元14-1～14-M中被用作加权系数，由功率计算单元12-j(j是1～12-M中的任一个)和对应的倒数计算单元13-j构成加权系数计算单元17-j。

总和计算单元15计算由M个加权单元14-1～14-M得到的被加权的样本的总和。该计算可以利用下式(5)表示。

$\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{R}_j\left(k\right)/P_j\left(k\right)\·\·\·\left(5\right)$

标准化单元16将由总和计算单元15得到的结果，除以由M个加权倒数计算单元13-1～13-M得到的瞬时功率的倒数的总和。该计算可以利用下式(6)表示。

$\mathrm{Rs}\left(k\right)=\frac{\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{R}_j\left(k\right)/P_j\left(k\right)}{\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}1/P_j\left(k\right)}\·\·\·\left(6\right)$

标准化单元16的输出Rs(k)作为合成估计延迟分布，提供给图1中的阈值处理单元5和阈值确定单元4。

利用倒数计算单元13-1～13-M、加权单元14-1～14-M、总和计算单元15和标准化单元16构成合成单元18，该合成单元18对于延迟时间彼此不同的估计延迟分布Rj(k)，在其瞬时功率越小时赋予越大的权重并进行相加，由此输出合成估计延迟分布Rs(k)。

另外，针对每个样本进行上述的功率计算单元12-1～12-M进行的功率计算、倒数计算单元13-1～13-M进行的倒数计算、加权单元14-1～14-M进行的加权、总和计算单元15进行的总和计算以及标准化单元16进行的标准化处理，从标准化单元16输出的有关各个样本值的值的时间序列成为合成延迟分布Rs(k)。关于加权单元14-1～14-M的加权，是对各个样本值乘以针对相同样本值计算出的功率的倒数。总和计算单元15进行的总和计算用于求出延迟时间彼此不同的多个(M个)延迟分布相互对应的样本值的加权计算结果的总和。

图4所示的噪声抑制单元3对于估计延迟分布的各个样本，把瞬时功率的倒数作为加权系数，在传输码元间合成。因此，在合成瞬时功率没有差异的样本时，为等增益合成。另一方面，在合成瞬时功率不同的样本时，在瞬时功率越小时赋予越大的权重、在瞬时功率越大时赋予越小的权重来进行合成。

估计延迟分布中包含的多径信号的峰值在传输路径环境的变化较慢时，在传输码元之间变动不大。此时，通过利用上述方法合成，对每个样本在传输码元之间以等增益合成估计延迟分布，所以在合成前和合成后，峰的值是大致相同的值。另一方面，估计延迟分布中包含的噪声分量如式(1)的第2项(式(2))所示，由于OFDM码元和高斯噪声的原因，其值在传输码元之间变化。此时，在噪声分量的瞬时功率越小时赋予越大的权重、在噪声分量的瞬时功率越大时赋予越小的权重来进行合成，能够良好地抑制噪声分量。

例如，说明在二波模型传输路径(DU比6[dB]、延迟时间100样本)中，对每个样本在两个传输码元间合成估计延迟分布的情况。图5(a)表示二波模型传输路径中的当前的估计延迟分布R₁(k)，图6(a)表示前1传输码元的估计延迟分布R₂(k)。合成R₁(k)与R₂(k)的方法利用下式表示。

$R\left(k\right)=\frac{R_1\left(k\right)/P_1\left(k\right)+R_2\left(k\right)/P_2\left(k\right)}{1/P_1\left(k\right)+1/P_2\left(k\right)}\·\·\·\left(7\right)$

首先，说明估计延迟分布中的主波与延迟波的峰的合成结果。比较图5(a)和图6(a)中的主波的峰值R₁(0)和R₂(0)，得知在传输码元之间变动不大。此时的瞬时功率利用下式表示。

P₁(0)≌P₂(0)    …(8)

根据式(7)得到下述合成结果，

R(0)≌0.5P₁(0)+0.5P₂(0)    …(9)

并得知合成前和合成后的峰的值变化不大。同样，对于估计延迟分布中包含的延迟波的峰，其值在合成前和合成后的变化也不大。

下面，说明估计延迟分布中的噪声分量的合成结果。图5(b)和图6(b)分别表示图5(a)和图6(a)中的k＝20～50范围的噪声分量。比较图5(b)和图6(b)得知，噪声分量的值在当前和前1传输码元不同。例如，k＝25时的当前的噪声分量R₁(25)与前1传输码元的噪声分量R₂(25)的值不同，各自的瞬时功率分别是

P₁(25)＝1.4×10^-4

P₂(25)＝2.6×10^-5。

根据式(7)，它们合成的结果是0.15P₁(25)+0.85P₂(25)，得知对瞬时功率较小的R₂(25)乘以了较大的加权系数而合成。因此，与使用等增益合成时的合成结果(0.5P₁(25)+0.5P₂(25))相比，合成结果为更小的值。对于其他范围的噪声分量也是同样，在传输码元之间的噪声分量的瞬时功率存在差异时，对瞬时功率越小的噪声分量赋予越大的权重、对瞬时功率越大的噪声分量赋予越小的权重来进行合成，所以能够大幅减小噪声分量。

图7是图1中的阈值确定单元4的具体方框图。

图示的阈值确定单元4具有功率计算单元31、峰判定单元32、第1功率总和单元33、第2功率总和单元34、功率比计算单元35和阈值更新单元36。

功率计算单元31计算所输入的估计延迟分布的各个样本的瞬时功率。

峰判定单元32通过将瞬时功率与阈值Ta进行比较，判断各个样本是多径信号的峰还是噪声分量。

第1功率总和单元33计算被峰判定单元32判定为瞬时功率大于阈值Ta的多径信号的峰的样本的瞬时功率的总和。

第2功率总和单元34计算被峰判定单元32判定为瞬时功率小于阈值Ta的噪声分量的样本的瞬时功率的总和。

第1功率总和单元33和第2功率总和单元34计算1个传输码元量的估计延迟分布中包含的全部样本的峰及噪声分量的瞬时功率的总和。

功率比计算单元35计算由第1功率总和单元33得到的峰的瞬时功率的总和、与由第2功率总和单元34得到的噪声分量的瞬时功率的总和之比。

阈值更新单元36根据由功率比计算单元35得到的功率比，按照每个传输码元更新阈值TH。另外，阈值TH的初始值被设定为某个固定的值。

在上述阈值确定单元4中，把由第1功率总和单元33计算的多径信号的峰的瞬时功率总和设为S，把由第2功率总和单元34计算的噪声分量的瞬时功率总和设为N。多径信号与高斯噪声的功率比(CN比)因传输路径环境而不同，所以在传输路径环境变化时，估计延迟分布中包含的多径信号的峰及噪声分量的大小变化，由功率比计算单元35得到的多径信号的峰与噪声分量的功率比S/N也变化。在S/N较大时，估计延迟分布中的噪声分量的影响较小，所以降低阈值TH，在S/N较小时，估计延迟分布中的噪声分量的影响较大，所以提高阈值TH。这样，通过根据S/N来设定阈值TH，能够应对传输路径环境的变化。

图1中的阈值处理单元5根据由阈值确定单元4确定的阈值TH，保留由噪声抑制单元3得到的估计延迟分布R(k)中的主波、延迟波的峰，去除噪声分量。但是，由于该峰的值中也残留有噪声分量，所以在FFT计算单元6将估计延迟分布转换为频域后，通过平均化单元7对每个子载波计算多个传输码元间的平均，从而抑制残留的噪声。

图1中的校正单元9使用由平均化单元7得到的估计传输路径特性，校正有效码元的失真。具体地讲，将切取接收信号的有效码元部并将其转换为频域的结果，除以通过平均单元7得到的传输路径的估计频率特性，从而校正有效码元的失真。

如上所述，实施方式1的传输路径估计方法对估计延迟分布的各个样本利用瞬时功率的倒数进行加权，并对每个样本在多个传输码元之间进行合成，由此可以充分抑制噪声分量，而且不会改变估计延迟分布中包含的多径信号的峰。其结果，与以往的传输路径估计方法相比，可以检测接收电平较小的多径信号。并且，根据估计延迟分布中包含的多径信号与噪声分量的功率比来确定阈值，从而能够应对传输路径环境的变化。

另外，在上述实施方式中，对估计延迟分布的各个样本利用瞬时功率的倒数进行加权，并求出总和来进行标准化，由此对每个样本在多个传输码元间进行合成，但也可以把利用该倒数的总和来对瞬时功率的倒数进行标准化的结果作为加权系数，并与估计延迟分布的各个样本进行相乘，从而求出其总和。

即，在该情况时，如图8所示，取代倒数计算单元13-1～13-M，使用标准化倒数计算单元19-1～19-M，把由各个标准化倒数计算单元19-j(j为1～M中的任一个)求出的倒数标准化值作为加权系数，并通过加权单元14-j与估计延迟分布R_j(k)进行相乘，其中，该标准化倒数计算单元19-1～19-M求出将倒数标准化的下式所示的值(倒数标准化值)。

$\frac{1/P_j\left(k\right)}{\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}1/P_j\left(k\right)}\·\·\·\left(10\right)$

总和计算单元15求出加权单元14-j的输出的总和。该情况时，不需要图4中的标准化单元16。

在图8所示的结构中，利用功率计算单元12-j和标准化倒数计算单元19-j构成加权系数生成单元17-j，利用加权计算单元17-1～17-M、加权单元14-1～14-M和总和计算单元15构成合成单元18，该合成单元对于延迟时间相互不同的估计延迟分布，在其瞬时功率越小时赋予越大的权重并进行相加，由此输出合成估计延迟分布。

实施方式2

在本实施方式中，在图1所示的噪声抑制单元3中，对每个样本在传输码元之间比较估计延迟分布的瞬时功率，并选择瞬时功率最小的样本，把所选择的结果重新作为估计延迟分布的样本，从而抑制估计延迟分布中包含的噪声分量。

图9是本实施方式的噪声抑制单元3的具体的方框图。图示的噪声抑制单元3具有M-1个(M为1以上的整数)延迟单元11-1～11-(M-1)、M个功率计算单元12-1～12-M、最小功率搜索单元23和最小功率选择单元24。

延迟单元11-1～11-(M-1)和功率计算单元12-1～12-M与图4所示的单元相同。

最小功率搜索单元23比较从M个功率计算单元12-1～12-M输出的瞬时功率P₁(k)～P_M(k)，搜索瞬时功率中最小的一方。

最小功率选择单元24根据最小功率搜索单元23的搜索结果，从M个样本中选择并输出瞬时功率最小的样本。

首先，说明在估计延迟分布中包含的多径信号的峰中选择瞬时功率最小的峰的情况。在传输路径环境的变化较慢时，传输码元间的多径信号的接收功率变化不大，所以估计延迟分布中包含的多径的峰的值在传输码元间是大致相同的值。因此，瞬时功率最小的峰的值与其他M-1个峰的值没有较大差异。

下面，说明在估计延迟分布中包含的噪声分量中选择瞬时功率最小的噪声分量的情况。如式(1)的第2项所示，由于OFDM码元和高斯噪声的原因，在传输码元之间噪声分量的值变化。因此，通过从M个传输码元量的估计延迟分布的各个样本中选择瞬时功率最小的样本，能够良好地抑制噪声分量。

如上所述，实施方式2的传输路径估计方法与实施方式1相同，能够充分抑制噪声分量，而且不会改变估计延迟分布中包含的多径信号的峰。其结果，与以往的传输路径特性的估计方法相比，可以检测接收电平较小的多径信号。

Claims (7)

1.一种传输路径估计装置，其经由传输路径接收从发送机以传输码元为传输单位发送的信号，根据将接收信号以预定的采样频率进行采样得到的采样序列，来估计传输路径的特性，所述传输码元由伪随机序列和根据发送数据生成的有效码元构成，其特征在于，所述传输路径估计装置具有：

生成伪随机序列的伪随机序列生成单元；

相关计算单元，其针对每个样本计算由所述伪随机序列生成单元生成的伪随机序列与接收信号的采样序列之间的相关，并求出作为相关信号的估计延迟分布；

噪声抑制单元，其抑制由所述相关计算单元得到的估计延迟分布中包含的噪声分量；

阈值确定单元，其根据从所述噪声抑制单元输出的估计延迟分布来确定阈值；和

阈值处理单元，其针对由所述噪声抑制单元得到的抑制了噪声分量的估计延迟分布，舍弃由所述阈值确定单元确定的阈值以下的部分，

所述噪声抑制单元具有：

延迟单元，其使由所述相关计算单元得到的估计延迟分布延迟1传输码元间隔单位，从而求出延迟时间相互不同的估计延迟分布；和

合成单元，其对于所述延迟时间相互不同的估计延迟分布的各个样本值，在其瞬时功率越小时赋予越大的权重来进行相加，从而输出合成估计延迟分布的样本值。

2.根据权利要求1所述的传输路径估计装置，其特征在于，所述合成单元具有：

功率计算单元，其求出所述延迟时间相互不同的估计延迟分布的各个样本值的瞬时功率；和

对所述延迟时间相互不同的估计延迟分布的各个样本值，乘以与由所述功率计算单元计算出的瞬时功率的倒数成正比的加权系数并进行相加的单元。

3.一种传输路径估计装置，其经由传输路径接收从发送机以传输码元为传输单位发送的信号，根据将接收信号以预定的采样频率进行采样得到的采样序列，来估计传输路径的特性，所述传输码元由伪随机序列和根据发送数据生成的有效码元构成，其特征在于，所述传输路径估计装置具有：

生成伪随机序列的伪随机序列生成单元；

相关计算单元，其针对每个样本计算由所述伪随机序列生成单元生成的伪随机序列与接收信号的采样序列之间的相关，求出作为相关信号的估计延迟分布；

噪声抑制单元，其抑制由所述相关计算单元得到的估计延迟分布中包含的噪声分量；

阈值确定单元，其根据从所述噪声抑制单元输出的估计延迟分布来确定阈值；和

阈值处理单元，其针对由所述噪声抑制单元得到的抑制了噪声分量的估计延迟分布，舍弃由所述阈值确定单元确定的阈值以下的部分，

所述噪声抑制单元具有：

延迟单元，其使由所述相关计算单元得到的估计延迟分布延迟1传输码元间隔单位，从而求出延迟时间相互不同的估计延迟分布；和

合成单元，其选择并输出所述延迟时间相互不同的估计延迟分布相互对应的样本值中瞬时功率最小的样本值。

4.根据权利要求3所述的传输路径估计装置，其特征在于，所述合成单元具有：

功率计算单元，其求出所述延迟时间相互不同的估计延迟分布的各个样本值的瞬时功率；和

求出所述瞬时功率中最小的瞬时功率，并选择与该最小的瞬时功率对应的估计延迟分布的样本值的单元。

5.根据权利要求1～4中任一项所述的传输路径估计装置，其特征在于，所述阈值确定单元根据由所述噪声抑制单元得到的相关信号中包含的噪声分量的功率来确定阈值。

6.一种传输路径估计方法，经由传输路径接收从发送机以传输码元为传输单位发送的信号，根据将接收信号以预定的采样频率进行采样得到的采样序列，来估计传输路径的特性，所述传输码元由伪随机序列和根据发送数据生成的有效码元构成，其特征在于，所述传输路径估计方法包括以下步骤：

生成伪随机序列的伪随机序列生成步骤；

相关计算步骤，针对每个样本计算通过所述伪随机序列生成步骤生成的伪随机序列与接收信号的采样序列之间的相关，求出作为相关信号的估计延迟分布；

噪声抑制步骤，抑制在所述相关计算步骤中得到的估计延迟分布中包含的噪声分量；

阈值确定步骤，根据从所述噪声抑制步骤输出的估计延迟分布来确定阈值；和

阈值处理步骤，针对在所述噪声抑制步骤中得到的抑制了噪声分量的估计延迟分布，舍弃通过所述阈值确定步骤确定的阈值以下的部分，

所述噪声抑制步骤包括：

延迟步骤，使通过所述相关计算步骤得到的估计延迟分布延迟1传输码元间隔单位，从而求出延迟时间相互不同的估计延迟分布；和

合成步骤，对于所述延迟时间相互不同的估计延迟分布的各个样本值，在其瞬时功率越小时赋予越大的权重而进行相加，从而输出合成估计延迟分布的样本值。

7.一种传输路径估计方法，经由传输路径接收从发送机以传输码元为传输单位发送的信号，根据将接收信号以预定的采样频率进行采样得到的采样序列，来估计传输路径的特性，所述传输码元由伪随机序列和根据发送数据生成的有效码元构成，其特征在于，所述传输路径估计方法包括以下步骤：

生成伪随机序列的伪随机序列生成步骤；

相关计算步骤，针对每个样本计算通过所述伪随机序列生成步骤生成的伪随机序列与接收信号的采样序列之间的相关，求出作为相关信号的估计延迟分布；

噪声抑制步骤，抑制在所述相关计算步骤中得到的估计延迟分布中包含的噪声分量；

阈值确定步骤，根据从所述噪声抑制步骤输出的估计延迟分布来确定阈值；和

阈值处理步骤，针对通过所述噪声抑制步骤得到的抑制了噪声分量的估计延迟分布，舍弃通过所述阈值确定步骤确定的阈值以下的部分，

所述噪声抑制步骤包括：

延迟步骤，使在所述相关计算步骤中得到的估计延迟分布延迟1传输码元间隔单位，从而求出延迟时间相互不同的估计延迟分布；和

合成步骤，选择并输出所述延迟时间相互不同的估计延迟分布相互对应的样本值中瞬时功率最小的样本值。

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