CN104660532B - 均衡装置、均衡方法以及接收装置 - Google Patents
均衡装置、均衡方法以及接收装置 Download PDFInfo
- Publication number
- CN104660532B CN104660532B CN201410677961.6A CN201410677961A CN104660532B CN 104660532 B CN104660532 B CN 104660532B CN 201410677961 A CN201410677961 A CN 201410677961A CN 104660532 B CN104660532 B CN 104660532B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- matrix
- dft
- correlated
- signal
- known signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 40
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 claims abstract description 171
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 claims abstract description 166
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 60
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims abstract description 28
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims abstract description 24
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 23
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 9
- 235000013399 edible fruits Nutrition 0.000 claims description 4
- 238000012546 transfer Methods 0.000 claims description 4
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 3
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 claims description 2
- 238000003775 Density Functional Theory Methods 0.000 description 64
- 238000009826 distribution Methods 0.000 description 27
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 25
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 description 20
- NTYJJOPFIAHURM-UHFFFAOYSA-N Histamine Chemical compound NCCC1=CN=CN1 NTYJJOPFIAHURM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 8
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 5
- 229960001340 histamine Drugs 0.000 description 4
- 238000003860 storage Methods 0.000 description 4
- 230000004888 barrier function Effects 0.000 description 3
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 3
- 230000008569 process Effects 0.000 description 3
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 2
- 230000002401 inhibitory effect Effects 0.000 description 2
- 238000003032 molecular docking Methods 0.000 description 2
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 2
- 108010022579 ATP dependent 26S protease Proteins 0.000 description 1
- 241000638935 Senecio crassissimus Species 0.000 description 1
- 230000009471 action Effects 0.000 description 1
- 238000005266 casting Methods 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 1
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 1
- 238000013507 mapping Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000002035 prolonged effect Effects 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
- 238000013519 translation Methods 0.000 description 1
- 238000005303 weighing Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
提供均衡装置、均衡方法以及接收装置，能够正确地校正接收信号的失真。作为解决手段，均衡装置(1)和接收装置具有：提供已知信号(pn[k])的已知信号供给部(12)；相关性计算部(11)，其生成表示接收信号(R0)与所提供的已知信号之间的相关性的相关序列(c)；离散傅立叶变换部(13)，其对相关序列(c)进行离散傅立叶变换而生成离散傅立叶变换结果(Fc)；自相关噪声抑制部(14)，其通过对离散傅立叶变换结果(Fc)乘以自相关噪声抑制系数(G－1)，生成传输路径估计结果(Fh)；以及失真校正部(15)，其使用传输路径估计结果(Fh)校正接收信号(R0)的失真，自相关噪声抑制系数(G－1)是根据所提供的已知信号的自相关矩阵(W)计算出的系数。
Description
技术领域
本发明涉及均衡装置、均衡方法以及接收装置，接收由传输符号构成的信号(来波)，该传输符号由有效数据和已知信号构成，根据已知信号估计传输路径特性，并使用该估计出的传输路径特性校正接收信号的失真。
背景技术
无线通信和地面数字广播的接收装置不仅接收从发送机直接到来的来波即直接波，还接收从发送机发送后在建筑物等障碍物处受到反射、衍射或散射后的来波即非直接波(延迟波)。因此，接收装置接收的信号会产生失真。
例如，在中国采用的地面数字广播标准即DTMB(Digital TerrestrialMultimedia Broadcast：地面数字多媒体广播)标准中，如图1所示，将包含有效数据101和其所附带的已知信号102的数据(帧)设为传输单位103，并使用伪随机噪声序列即PN(Pseudorandom Noise)序列作为已知信号102。在DTMB标准中，根据已知信号102估计传输路径特性，使用该传输路径特性校正接收信号的失真。
通常采用延迟分布作为传输路径特性。如图2所示，在各个来波(直接波和延迟波)所包含的已知信号102a、102b与由接收装置生成(提供)的已知信号120一致时，输出相关值(例如图2中的131、132)，该相关值具有与各个来波的接收电平和相位对应的较大的值。另一方面，在各个来波(直接波和延迟波)所包含的已知信号102a、102b与由接收装置生成(提供)的已知信号120不一致时，输出具有较小的值的相关值(例如图2中的141)。为了正确地校正接收信号的失真，需要尽可能减小该延迟分布的估计误差。
接收信号与所生成(提供)的已知信号之间的相关序列的误差被分类成已知信号的自相关噪声Wself－cor、基于与有效数据之间的相关性的噪声Wdata、以及基于与高斯噪声之间的相关性的噪声Wnoise这3种噪声(例如，参照非专利文献1中的式(12))。已知信号的自相关噪声Wself－cor在图3所示的已知信号的自相关中，具有在接收信号的已知信号102c与由接收装置生成的已知信号120相互不一致时产生的较小的相关值(例如图3中的141)。上述3种噪声中的、基于与有效数据之间的相关性的噪声Wdata和基于与高斯噪声之间的相关性的噪声Wnoise是按照每帧发生变化的随机噪声。其理由是因为，有效数据自身和高斯噪声自身按照每帧发生变化。另一方面，在所有帧中插入相同的已知信号且电波环境不发生变化的情况下，已知信号的自相关噪声Wself－cor是不按照每帧发生变化的固定噪声。
下面，将相关序列示出为式1，该相关序列表示接收信号与由接收装置生成的已知信号之间的相关结果。
c(τ,u)＝h(τ)+Wself-cor(τ)+Wdata(τ,u)+Wnoise(τ,u) (式1)
在式1中，τ是表示延迟时间的变量，u是正整数，c(τ，u)是第u个帧的相关序列。此外，h(τ)是延迟分布，Wself－cor(τ)是相关序列c(τ，u)所包含的已知信号的自相关噪声，Wdata(τ，u)是第u个帧的相关序列所包含的基于与有效数据之间的相关性的噪声，Wnoise(τ，u)是第u个帧的相关序列c(τ，u)所包含的基于与高斯噪声之间的相关性的噪声。
以下，将表示在帧方向上对式1的相关序列c(τ，u)进行平滑化后的结果的平滑化后的相关序列cave(τ，u)示出为式2。
(式2)
在式2中，K是平滑化的帧数，k是0以上(K－1)以下的整数。在式2中，平滑化后的相关序列cave(τ，u)所包含的、值按照每帧发生变化的噪声，即以下示出的基于与有效数据之间的相关性的噪声和基于与高斯噪声之间的相关性的噪声，即通过在平滑化处理中增大K的值而被抑制。但是，在式2中，即使增大K的值，也不能抑制已知信号的自相关噪声、即Wself－cor(τ)。
非专利文献1和专利文献1提出了抑制已知信号的自相关噪声的方法。在该方法中，通过对表示接收信号与已知信号之间的相关性的相关序列实施将某个规定阈值以下的信号置换为0的阈值处理，仅提取与接收电平较大的来波对应的相关值。并且，通过进行阈值处理后的相关序列、和接收信号与已知信号(图3中的120)不一致时的自相关序列(图3中的141)的卷积运算，估计表示接收信号与已知信号之间的相关性的相关序列所包含的已知信号的自相关噪声。然后，通过从表示接收信号与已知信号之间的相关性的相关序列中减去自相关噪声，计算延迟分布h，通过对该延迟分布h进行离散傅立叶变换(DFT)，得到传输路径的频域的传输路径估计结果。然后，在频域中，通过用接收信号除以传输路径估计结果，校正接收信号的失真。
专利文献1：US2008/0049600号公报(例如0024段)
非专利文献1：Guanghui Liu他著、“ITD－DFE Based Channel Estimation andEqualization in TDS－OFDM Receivers”，IEEE Transaction on ConsumerElectronics，Vol.53，No.2，2007年5月，pp.304－309(例如，p.306，右栏)
但是，在上述文献所提出的技术中，在对表示接收信号与已知信号之间的相关性的相关序列实施阈值处理，将值较小的相关值置换为0后，估计出了自相关噪声。因此，在接收信号中存在多个接收电平较小的来波的情况下，存在传输路径估计精度降低、无法正确校正接收信号的失真的问题。
发明内容
本发明是为了解决上述现有技术的课题而完成的，其目的在于，提供一种即使在存在多个接收电平较小的来波的情况下，也能够正确校正接收信号的失真的均衡装置和均衡方法、以及包含该均衡装置的接收装置。
本发明一个方式的均衡装置校正由传输符号构成的接收信号的失真，其中，所述传输符号由已知信号和包含要发送的信息的有效数据构成，该均衡装置的特征在于，具有：已知信号供给部，其提供已知信号；相关性计算部，其生成示出所述接收信号与所提供的所述已知信号之间的相关性的相关序列；离散傅立叶变换部，其对所述相关序列进行离散傅立叶变换而生成离散傅立叶变换结果；自相关噪声抑制部，其通过对所述离散傅立叶变换结果乘以自相关噪声抑制系数，生成传输路径估计结果；以及失真校正部，其使用所述传输路径估计结果校正所述接收信号的失真，所述自相关噪声抑制系数是根据所提供的所述已知信号的自相关矩阵计算出的系数。
本发明另一个方式的均衡方法校正由传输符号构成的接收信号的失真，所述传输符号由已知信号和包含要发送的信息的有效数据构成，该均衡方法的特征在于，具有：已知信号供给步骤，在该步骤中，提供已知信号；相关性计算步骤，在该步骤中，生成表示所述接收信号与所提供的所述已知信号之间的相关性的相关序列；离散傅立叶变换步骤，在该步骤中，对在所述相关性计算步骤中生成的所述相关序列进行离散傅立叶变换，生成离散傅立叶变换结果；自相关噪声抑制步骤，在该步骤中，通过对所述离散傅立叶变换结果乘以自相关噪声抑制系数，得到传输路径估计结果；以及失真校正步骤，在该步骤中，使用所述传输路径估计结果，校正所述接收信号的失真，所述自相关噪声抑制系数是根据所提供的所述已知信号的自相关矩阵计算出的系数。
在本发明又一方式的地面数字广播的接收装置中，地面数字广播以由已知的伪随机噪声序列和包含要发送的信息的有效数据构成的信号为传输单位，该接收装置的特征在于，具有：接收部，其将由天线接收到的信号转换为基带的数字信号；已知信号供给部，其提供已知的伪随机噪声序列；相关性计算部，其生成相关序列，所述相关序列示出从所述接收部输出的信号与从所述已知信号供给部输出的所述已知的伪随机噪声序列之间的相关性；离散傅立叶变换部，其对所述相关序列进行离散傅立叶变换，生成离散傅立叶变换结果；自相关噪声抑制部，其通过对所述离散傅立叶变换结果乘以自相关噪声抑制系数，生成传输路径估计结果；以及失真校正部，其使用所述传输路径估计结果，校正从所述接收部输出的信号的失真，所述自相关噪声抑制系数是根据从所述已知信号供给部输出的所述已知的伪随机噪声序列的自相关矩阵计算出的系数。
在本发明中，对示出均衡装置接收的接收信号(来波)与均衡装置提供的已知信号之间的相关性的相关序列进行离散傅立叶变换，使用通过对离散傅立叶变换结果乘以根据已知信号的自相关矩阵计算的系数而得到的自相关噪声抑制结果，校正了接收信号的失真。这样，在本发明中，替代将与接收电平较小的来波对应的相关值置换为0的舍去处理，抑制了全部来波引起的已知信号的自相关噪声，因此即使在存在多个接收电平较小的来波的情况下，也能够高精度地估计传输路径特性，其结果，能够正确地校正接收信号的失真。
附图说明
图1是示出DTMB标准中的接收信号的构造的图。
图2是示出接收信号、由接收装置生成(提供)的已知信号、表示接收信号与已知信号之间的相关性的相关序列的一例的图。
图3是示出相关序列的一例的图，该相关序列表示接收信号所包含的已知信号、与由接收装置生成(提供)的已知信号之间的相关性。
图4是示出作为一般式的矩阵式的图，该矩阵式表示延迟分布、已知信号的自相关矩阵以及计算出的相关序列之间的关系。
图5是示出实施方式1中的矩阵式的图，该矩阵式表示延迟分布、已知信号的自相关矩阵(带状矩阵)以及计算出的相关序列之间的关系。
图6是示出实施方式1中的矩阵式的图，该矩阵式表示延迟分布、已知信号的自相关矩阵(对图5的自相关矩阵进行变换后的矩阵)以及计算出的相关序列之间的关系。
图7是概略地示出实施方式1的均衡装置的结构的框图。
图8是概略地示出实施方式2的均衡装置的结构的框图。
图9是示出实施方式2中的矩阵式的图，该矩阵式表示延迟分布、已知信号的自相关矩阵(循环矩阵)以及相关序列之间的关系。
图10是示出实施方式3的均衡方法的流程图。
图11是概略地示出应用了实施方式1或2的接收装置的结构的框图。
标号说明
1、2：均衡装置；3：接收装置；11：相关性计算部；12：已知信号供给部；13：离散傅立叶变换部；14、24：自相关噪声抑制部；15：失真校正部。
具体实施方式
实施方式1.
首先说明本发明的原理。在实施方式1中，是以如下情况为前提的：示出均衡装置接收的接收信号与均衡装置提供(生成)的已知信号之间的相关性的相关序列(相关结果)c所包含的噪声内的、基于与接收信号的有效数据之间的相关性的噪声Wdata、和基于与高斯噪声之间的相关性的噪声Wnoise通过使用上述式2说明的平滑化处理而被充分抑制。该情况下，示出相关序列c与作为传输路径估计结果的延迟分布h之间的关系的矩阵式为以下的式3，其中，该相关序列c示出均衡装置接收的接收信号与均衡装置提供的已知信号之间的相关性。
c＝Wh (式3)
式3能够记述为图4所示那样的矩阵式。W是均衡装置提供的(例如由均衡装置生成的或预先存储在均衡装置内的存储器中的)已知信号的自相关矩阵。自相关矩阵W包含M×M(即M行M列)的元素。式3示出了以下情况：通过作为传输路径特性的延迟分布h和均衡装置提供的已知信号之间的自相关矩阵W的卷积运算，表现相关序列c，该相关序列c表示均衡装置接收的接收信号(来波)与均衡装置提供的已知信号之间的相关性。相关序列c是包含M×1(即M行1列)的元素的列向量。此外，延迟分布h是包含M×1(即M行1列)的元素的列向量。
在实施方式1中，M是正整数，L是满足M＞3L的正整数。在M和L的双方为偶数的情况或者M和L的双方为奇数的情况下，作为列向量的延迟分布h的M个元素中的、起始((M－L)/2)个和末尾((M－L)/2)个元素为0，中央L个元素存在相关值(即，中央L个元素可具有0以外的相关值)。此外，在M为偶数且L为奇数的情况或者M为奇数且L为偶数的情况下，作为列向量的延迟分布h的M个元素中的、起始((M－L+1)/2)个和末尾((M－L－1)/2)个元素为0，中央L个元素存在相关值(即，中央L个元素可具有0以外的相关值)。在以下的说明中，说明M和L的双方为偶数的情况或者M和L的双方为奇数的情况。但是，在M为偶数且L为奇数的情况或者M为奇数且L为偶数的情况下，也能够应用本发明。
式3中的自相关矩阵W的第m行第n列的元素W(m，n)用下式4和5表示。m是满足0≦m≦M－1的整数，n是满足0≦n≦M－1的整数。
(式4)
(式5)
式4示出了以下情况：如果满足条件－L＜(n－m)＜L，则W(m，n)＝f(n－m)，如果不满足条件－L＜(n－m)＜L(即，如果(n－m)≦－L或L≦(n－m))，则W(m，n)＝0。式5中的pn[k]n是已知信号。此外，已知信号pn[k]的自相关矩阵W是托布里兹矩阵(Toeplitzmatrix)。图5是示出满足式4和5的矩阵式的图。如图5所示，延迟分布h的列向量的M个(M行)元素中的、中央的L个(L行)元素存在延迟分布(即，中央的L个元素是可能变为0以外的值的元素)，其它的元素为0(零)。此外，如图5所示，已知信号的自相关矩阵W是如下的带状矩阵(band matrix)：对角上的2L个(2L列)元素存在自相关值(即，对角上的区域(虚线150内的区域)的元素是可能变为0以外的值的元素)，其它的元素为0。因此，在表示均衡装置接收的接收信号与均衡装置提供的已知信号之间的相关性的相关序列c即列向量中，M个元素中的中央3L个元素存在相关序列(即，中央3L个元素是可能变为0以外的值的元素)，其它的元素为0。这意味着需要计算3L个采样的相关性。另外，3L个采样是比在上述现有技术文献中需要计算的相关值的采样数即L采样大的值。但是，通常采用+1和－1的二值信号作为已知信号的自相关矩阵W，因此对计算量影响最大的相乘在相关序列c的运算时不会发生，其结果，即使要计算的相关值的采样数增加，计算量也不会增加。
在图5中，着眼于以下情况：表示延迟分布h的列向量的起始的((M－L)/2)个元素是0，末尾的((M－L)/2)个元素是0。在自相关矩阵W中，起始的((M－L)/2)列的元素和末尾的((M－L)/2)列的元素与表示延迟分布h的列向量的起始的((M－L)/2)个(即，(起始的(M－L)/2)行)元素即0以及末尾的((M－L)/2)个(即，(末尾的(M－L)/2)行)元素即0相乘。因此，即使将自相关矩阵W的起始的((M－L)/2)列的元素和末尾的((M－L)/2)列的元素置换为任意的值，也不对式3的、表示相关序列c的列向量与表示延迟分布h的列向量之间的关系产生影响。即，能够通过将图5所示的自相关矩阵W的起始的((M－L)/2)列的元素和末尾的((M－L)/2)列的元素置换为任意的值，而将自相关矩阵W变换为矩阵X，此时，下式6成立。
c＝Xh (式6)
式6能够记述为图6所示那样的矩阵式。图6示出式6中的、成为0的元素和可具有0以外的值的元素。在图6中，即使将由阴影部分151示出的((M－L)/2)列的元素和由阴影部分152示出的((M－L)/2)列的元素设为任意的值，也不对表示相关序列c的列向量与表示延迟分布h的列向量之间的关系产生影响。
接着，在对式6的两边乘以离散傅立叶变换(DFT：Discrete Fourier Transform)矩阵F时，下式7和8成立。
Fc＝FXh＝FXF－1Fh＝GFh (式7)
G＝FXF－1 (式8)
从式7和8可知，将相关序列c进行离散傅立叶变换后的结果(即，相关序列的离散傅立叶变换结果)Fc与对将延迟分布h进行离散傅立叶变换后的结果(即，延迟分布的离散傅立叶变换结果)Fh、即传输路径的频率特性乘以矩阵G后的结果相等。因此，如下式9所示，通过对相关序列c的离散傅立叶变换结果Fc乘以矩阵G的逆矩阵G－1，可得到传输路径的频率特性Fh。
Fh＝G－1Fc(式9)
式9通过对相关序列c的离散傅立叶变换结果Fc乘以作为自相关噪声抑制系数的逆矩阵G－1，抵消了离散傅立叶变换结果Fc所包含的传输路径特性带来的影响。通过式9的处理，能够对接收信号进行在频域中抑制已知信号的自相关噪声Wself－cor的处理。
图7是概略地示出实施方式1的均衡装置1的结构的框图。如图7所示，实施方式1的均衡装置1具有相关性计算部11、已知信号供给部12、离散傅立叶变换部(DFT部)13、自相关噪声抑制部14和失真校正部15。已知信号供给部12也可以具有作为存储部的存储器12a，该存储器12a存储已知信号pn[k]n。此外，自相关噪声抑制部14也可以具有作为存储部的存储器14a，该存储器14a存储事先计算出的自相关噪声抑制系数G－1。此外，均衡装置1具有控制上述各结构的动作的控制部。
相关性计算部11计算均衡装置1接收的接收信号R0与已知信号供给部12提供的已知信号pn[k]之间的相关性，生成相关序列(相关结果)c。这里，作为相关运算的对象的范围包含接收信号R0所包含的已知信号及其周边的信号，在设头长度为L个采样时，要计算的相关值的采样数为3L个采样。
离散傅立叶变换部13在长度3L的相关序列的前后插入0而使其成为长度M的相关序列(图5中示出)。这是在长度3L的相关序列的起始侧的例如((M－3L)/2)列、和末尾侧的例如((M－3L)/2)列附加0来使其成为长度M的相关矩阵c的处理。然后，对长度3L的相关序列c进行M点的离散傅立叶变换。这是与式7中的、离散傅立叶变换矩阵F和表示相关序列c的列向量的相乘Fc对应的处理。
自相关噪声抑制部14对从离散傅立叶变换部13输出的M个采样的离散傅立叶变换结果Fc，乘以在式8中定义的矩阵G的逆矩阵G－1作为自相关噪声抑制系数。这是与式9中的、表示自相关噪声抑制系数的逆矩阵G－1和表示离散傅立叶变换结果Fc的列向量的相乘G－1Fc对应的处理。即，通过对离散傅立叶变换结果Fc乘以作为自相关噪声抑制系数的逆矩阵G－1，抵消了离散傅立叶变换结果Fc所包含的传输路径特性带来的影响。因此，从自相关噪声抑制部14输出的信号成为已知信号的自相关噪声Wself－cor得到了抑制的传输路径估计结果。
这里，如式8所示，逆矩阵G－1是利用在已知信号的自相关矩阵W的起始和末尾附加任意的值后的矩阵X(将图6中的阴影部分151和152所包含的元素设为了任意的值的矩阵)和离散傅立叶变换矩阵F决定的矩阵，能够事先进行计算。因此，在实施方式1中，理想的是，将逆矩阵G－1的元素事先存储到存储器等存储元件(例如存储器14a)中。
失真校正部15使用从自相关噪声抑制部14输出的传输路径估计结果Fh，对接收信号R0的失真进行校正。例如，如DTMB标准那样，在有效数据区间由1个正交频分复用(OFDM)符号或多个单载波的符号构成的情况下，将上述值M设定为有效数据区间的采样数，对与接收信号R0的有效数据对应的区间进行M点离散傅立叶变换而将区间变换到频域后，除以传输路径估计结果Fh，由此校正接收信号R0的失真，并输出校正后的信号R1。
此外，失真校正部15在有效数据区间由多个OFDM符号构成的情况下，也可以将上述值M设定为各OFDM符号的采样数，通过分别对有效数据区间所包含的各OFDM符号进行M点离散傅立叶变换而将该各OFDM符号变换到频域后，用各离散傅立叶变换结果除以传输路径估计结果Fh。
此外，失真校正部15在有效数据区间由多个单载波的符号构成的情况下，也可以通过对从自相关噪声抑制部14输出的传输路径估计结果进行M点离散傅立叶逆变换来计算延迟分布，并使用该延迟分布的估计结果，实施利用自适应滤波器的失真校正。
失真校正部15不限于上述校正方法，只要是进行能够使用从自相关噪声抑制部14输出的频域的传输路径估计结果、或者通过对该结果进行离散傅立叶逆变换而得到的延迟分布的估计结果校正接收信号R0的失真的处理，则也可以采用其它校正方法。
在上述现有技术文献所记载的技术中，在对表示接收信号与已知信号之间的相关性的相关序列实施阈值处理，将值较小的相关值置换为0后，估计出了自相关噪声，因此在存在多个接收电平较小的来波的环境中，传输路径估计精度发生了劣化。针对该情况，在实施方式1的均衡装置1中，在对表示接收信号R0与均衡装置1提供的已知信号之间的相关性的相关序列c进行离散傅立叶变换后，乘以已知的逆矩阵G－1，由此抑制了自相关噪声，抑制了全部来波引起的已知信号的自相关噪声Wself－cor。换言之，在实施方式1中，对表示接收信号R0与已知信号之间的相关性的相关序列c进行离散傅立叶变换，使用通过对离散傅立叶变换结果Fc乘以逆矩阵G－1而得到的自相关噪声抑制结果Fh，校正了接收信号R0的失真，其中，该逆矩阵G－1是根据已知信号的自相关矩阵W计算的自相关噪声抑制系数。这样，在实施方式1中，替代将与接收电平较小的来波对应的相关值置换为0的舍去处理，而对全部来波抑制了已知信号的自相关噪声，因此即使在存在多个接收电平较小的来波的情况下，也能够高精度地估计传输路径特性，其结果，能够正确地校正接收信号的失真。
实施方式2.
根据实施方式1，即使在存在多个较小的来波的环境中，也能够高精度地估计传输路径特性，但需要通过自相关噪声抑制部14，对作为离散傅立叶变换结果Fc的M×1的列向量，乘以预先计算出的M×M的逆矩阵G－1，从而计算量比较大。因此，在实施方式2中，说明能够与实施方式1同样地提高传输路径估计精度、并且削减计算量的均衡装置2。
图8是概略地示出实施方式2的均衡装置2的结构的框图。图8中，针对与图7所示的结构元素相同或者对应的结构元素，标注与图7所示的标号相同的标号。如图8所示，在实施方式2的均衡装置2中，自相关噪声抑制部24中的处理与实施方式1的均衡装置1的自相关噪声抑制部14中的处理不同。
图9是示出实施方式2中的矩阵式的图，该矩阵式表示延迟分布h、已知信号的自相关矩阵W′以及相关序列c之间的关系。在实施方式1中，示出了即使将已知信号的自相关矩阵W置换为图6所示的矩阵X，也如上述式6那样，表示相关序列的列向量c和表示延迟分布的列向量h之间的关系性不会被破坏。在实施方式2中，将式6中的矩阵X设为已知信号的自相关矩阵W′，下式10成立。
c＝W′h (式10)
式10能够记述为图9所示那样的矩阵式。图9示出式10中的、成为0的元素和可具有0以外的值的元素。在图9中，即使将由阴影部分151示出的((M－L)/2)列的元素和由阴影部分152示出的((M－L)/2)列的元素设为任意的值，也不会对表示相关序列c的列向量与表示延迟分布h的列向量之间的关系产生影响。在实施方式2中，针对实施方式1中的已知信号的自相关矩阵W，将右上三角部分154和左下三角部分153的元素置换为可取0以外的值的元素，将已知信号的自相关矩阵W′变换为循环矩阵(circulant matrix)。如图9所示，在假定为((M－L)/2)＞L、即M＞3L时，右上三角部分154的元素和左下三角部分153的元素包含在图6中说明的起始的((M－L)/2)列的元素或末尾的((M－L)/2)列的元素中。即，如已在实施方式1中叙述的那样，即使将自相关矩阵W置换为循环矩阵W′，列向量c和列向量h之间的关系性也不会被破坏。另外，上述的假定M＞3L是在DTMB标准下成立的条件。
在将f(k)设为已知信号彼此错开了k个采样时的自相关值、m和n分别设为0到M－1的任意的整数、W′(m，n)设为M行M列的循环矩阵的第m行第n列的元素的情况下，构成循环矩阵W′的元素W′(m，n)在满足条件－L＜(n－m)mod(M－L)＜L时，为W′(m，n)＝f(n－m)，在不满足该条件时，为W′(m，n)＝0。即，为下式11。
(式11)
其中，“(n－m)mod(M－L)”是(n－m)除以(M－L)的余数，在满足条件－L＜(n－m)mod(M－L)＜L时，是指处于图9中的部分150、153、154的任意一个范围内的元素。此外，式11在不满足条件－L＜(n－m)mod(M－L)＜L时，为W′(m，n)＝0。
接着，对式10的两边乘以离散傅立叶变换矩阵F。
Fc＝FW′h＝FW′F－1Fh＝DFh (式12)
在式12中，可知D＝FW′F－1，由于循环矩阵W′利用离散傅立叶变换矩阵F进行了对角化，因此矩阵D为对角矩阵(diagonal matrix)。
从式12可知，将相关序列c进行离散傅立叶变换后的结果(即，离散傅立叶变换结果)Fc与对将延迟分布h进行离散傅立叶变换后的结果Fh、即传输路径的频率特性乘以对角矩阵D后的结果相等。因此，如果对将相关序列c进行离散傅立叶变换后的结果Fc乘以对角矩阵D的逆矩阵(对角矩阵)D－1，则能够得到传输路径的频率特性。
Fh＝D－1Fc (式13)
式13通过对相关序列c的离散傅立叶变换结果Fc乘以作为自相关噪声抑制系数的对角矩阵D－1，抵消了离散傅立叶变换结果Fc所包含的传输路径特性带来的影响。因此，通过式13的处理，能够对接收信号进行在频域中抑制已知信号的自相关噪声Wself－cor的处理。
在自相关噪声抑制部24中，针对从离散傅立叶变换部13输出的M个采样的信号，在实施方式1中乘以M×M的逆矩阵G－1，与此相对，在实施方式2中乘以M×M的对角矩阵D－1。这意味着，仅需要对从离散傅立叶变换部13输出的M个采样，分别乘以对角矩阵D－1的对角成分，而对于其它元素，不需要进行相乘。
另外，对角矩阵D－1的对角成分通过已知的矩阵W′和离散傅立叶变换矩阵F唯一确定，因此理想的是，事先进行计算并存储到存储器14a等存储元件中。
失真校正部15使用从自相关噪声抑制部24输出的传输路径估计结果Fh，对接收信号R0的失真进行校正，并输出校正后的信号R2。
在实施方式2的均衡装置2中，在对表示接收信号R0与均衡装置2提供的已知信号之间的相关性的相关序列c进行离散傅立叶变换后，乘以已知的逆矩阵D－1，由此抑制了自相关噪声，抑制了全部来波引起的已知信号的自相关噪声Wself－cor。换言之，在实施方式2中，对表示接收信号R0与已知信号之间的相关性的相关序列c进行离散傅立叶变换，使用通过对离散傅立叶变换结果Fc乘以对角矩阵D-1而得到的自相关噪声抑制结果Fh，校正了接收信号R0的失真，其中，对角矩阵D-1是根据已知信号的自相关矩阵W′计算的自相关噪声抑制系数。这样，在实施方式2中，替代将与接收电平较小的来波对应的相关值置换为0的舍去处理，而对全部来波抑制了已知信号的自相关噪声，因此即使在存在多个接收电平较小的来波的情况下，也能够高精度地估计传输路径特性，其结果是，能够正确地校正接收信号的失真。
此外，在实施方式2中，如式12和式13所示，用循环矩阵W′表现均衡装置2接收的接收信号R0与均衡装置2提供的已知信号之间的相关序列c、和延迟分布h之间的关系的矩阵，并利用离散傅立叶变换矩阵F进行对角化，由此能够省去M×M的元素中的对角成分以外的计算，削减了抑制相关序列c所包含的自相关噪声所需的计算量。例如，在将离散傅立叶变换的点数设为M点时，在实施方式2中抑制自相关噪声所需的相乘次数为M次。作为具体例，在DTMB标准的帧头模式1的情况下，在帧头长度L＝420、有效数据长度M＝3780的情况下，在利用上述现有技术文献的方法时，需要进行相乘次数2L×L＝3.4×105次的相乘。与此相对，在实施方式2中所需的相乘次数为M次、即大约3.8×103次，与现有技术文献的情况相比，有相乘次数被削减为大约百分之一的效果。
实施方式3.
以下，说明实施方式3的均衡方法。图10是示出实施方式3的均衡方法的流程图。实施方式3的均衡方法与实施方式1的均衡装置1执行的处理对应。因此，在实施方式3中，还参照实施方式1和实施方式1的说明所使用的图。实施方式3的均衡方法例如是校正接收信号R0的失真的均衡方法，其中，该接收信号R0以由包含要发送的信息的有效数据和已知信号构成的传输符号为传输单位。该均衡方法具有：提供已知信号pn[k]的已知信号提供步骤ST1；以及生成相关序列c的相关计算步骤ST2，该相关序列c示出接收信号R0与所提供的已知信号之间的相关性。实施方式3的均衡方法还具有：离散傅立叶变换步骤ST3，对在相关计算步骤ST2中生成的相关序列c进行离散傅立叶变换，生成离散傅立叶变换结果Fc；自相关噪声抑制步骤ST4，通过对离散傅立叶变换结果Fc乘以作为自相关噪声抑制系数的逆矩阵G－1，得到传输路径估计结果Fh；以及失真校正步骤ST5，使用传输路径估计结果Fh校正接收信号R0的失真。表示自相关噪声抑制系数的逆矩阵G－1是根据所提供的已知信号的自相关矩阵W计算出的系数。此外，预先计算上述式9中的逆矩阵G－1的M×M个元素并存储到存储器14a中。
图10的已知信号生成步骤ST1与图7中的已知信号供给部12的处理对应。图10的相关计算步骤ST2与图7中的相关性计算部11的处理对应。图10的离散傅立叶变换步骤ST3与图7中的离散傅立叶变换部13的处理对应。图10的自相关噪声抑制步骤ST4与图7中的自相关噪声抑制部14的处理对应。图10的失真校正步骤ST5与图7中的失真校正部15的处理对应。
在实施方式3的均衡方法中，在对表示接收信号R0与已知信号之间的相关性的相关序列c进行离散傅立叶变换后，对离散傅立叶变换结果Fc乘以已知的逆矩阵G－1，由此抑制了自相关噪声，抑制了全部来波引起的已知信号的自相关噪声Wself－cor。换言之，在实施方式3中，对示出接收信号R0与已知信号之间的相关性的相关序列c进行离散傅立叶变换，使用通过对离散傅立叶变换结果Fc乘以逆矩阵G－1而得到的自相关噪声抑制结果Fh，校正了接收信号R0的失真，其中，该逆矩阵G－1是根据已知信号的自相关矩阵W计算的自相关噪声抑制系数。这样，在实施方式3中，替代将与接收电平较小的来波对应的相关值置换为0的舍去处理，而对全部来波抑制了已知信号的自相关噪声，因此即使在存在多个接收电平较小的来波的情况下，也能够高精度地估计传输路径特性，其结果，能够正确地校正接收信号的失真。
此外，图10所示的均衡方法也可以与实施方式2的均衡装置2执行的处理对应。该情况下，图10的已知信号生成步骤ST1与图8中的已知信号供给部12的处理对应。图10的相关计算步骤ST2与图8中的相关性计算部11的处理对应。图10的离散傅立叶变换步骤ST3与图8中的离散傅立叶变换部13的处理对应。图10的自相关噪声抑制步骤ST4与图8中的自相关噪声抑制部14的处理对应。图10的失真校正步骤ST5与图8中的失真校正部15的处理对应。该情况下，与实施方式2同样，用循环矩阵W′表现接收信号R0与已知信号之间的相关序列c、和延迟分布h之间的关系的矩阵，并利用离散傅立叶变换矩阵F进行对角化，由此能够省去M×M的元素中的对角成分以外的计算，能够削减抑制相关序列c所包含的自相关噪声所需的计算量。
变形例.
图11是概略地示出应用了实施方式1或2的均衡装置1或2的接收装置3的结构的框图。如图11所示，接收装置3具有：接收部31，其接收由天线接收到的信号；以及均衡部(均衡装置1或2)，其对从接收部31提供的信号R0实施均衡处理，并输出校正后的信号R1或R2。这样，均衡装置1或2能够应用于接收装置。另外，接收装置3的结构和功能不限于图示的例子，能够进行各种变形。
例如在将图11所示的接收装置3应用为地面数字广播接收装置的情况下，图11的接收部31具有：将由天线接收到的信号变换为中间频率信号的调谐部；将从所述调谐部输出的中间频率的模拟信号变换为数字信号的AD变换部；生成基准频率信号的局部发送部；以及使用所述基准频率信号将从所述AD变换部输出的信号变换为基带信号的正交解调部。另外，中国的地面数字广播标准DTMB的接收装置也具有与上述相同的结构。如图11所示，通过在所述地面数字广播接收装置中应用实施方式1或2的均衡装置1或2，即使在发出地面数字广播的广播波的发送站不存在于眺望范围内(即，不是在发送站与数字广播接收装置之间没有障碍物而能相互眺望的状态)、在接收到较多的被大厦和山等障碍物反射后的接收电平较小的来波的环境下，地面数字广播接收装置也能够正确地校正接收信号的失真。因此，根据图11所示的作为接收装置3的地面数字广播接收装置，具有能够扩大地面数字广播的可接收区的效果。
Claims (25)
1.一种均衡装置，其校正由传输符号构成的接收信号的失真，其中，所述传输符号由已知信号和包含要发送的信息的有效数据构成，该均衡装置的特征在于，具有：
已知信号供给部，其提供已知信号；
相关性计算部，其生成示出所述接收信号与所提供的所述已知信号之间的相关性的相关序列；
离散傅立叶变换部，其对所述相关序列进行离散傅立叶变换而生成离散傅立叶变换结果；
自相关噪声抑制部，其通过对所述离散傅立叶变换结果乘以自相关噪声抑制系数，生成传输路径估计结果；以及
失真校正部，其使用所述传输路径估计结果校正所述接收信号的失真，
所述自相关噪声抑制系数是根据所提供的所述已知信号的自相关矩阵计算出的系数。
2.根据权利要求1所述的均衡装置，其特征在于，
在设M为正整数时，所述自相关矩阵是M行M列的对称矩阵。
3.根据权利要求2所述的均衡装置，其特征在于，
所述自相关矩阵是带状矩阵，
在所述带状矩阵中，包含该带状矩阵的对角上的预先确定数量的列的元素是能够取0以外的值的元素。
4.根据权利要求2或3所述的均衡装置，其特征在于，
所述自相关噪声抑制系数是使用如下变换后的矩阵进行计算的，该矩阵是通过将所述自相关矩阵的M列元素内的、中央的预先确定数量的列的元素以外的元素设为0而变换得到的。
5.根据权利要求4所述的均衡装置，其特征在于，
所述自相关噪声抑制系数是如下矩阵G的逆矩阵，该矩阵G是利用离散傅立叶变换矩阵对所述变换后的矩阵进行如下计算而得到的：
G＝FXF－1，其中F为离散傅立叶变换矩阵，X为所述变换后的矩阵。
6.根据权利要求2或3所述的均衡装置，其特征在于，
所述自相关噪声抑制系数是使用如下循环矩阵进行计算的，该循环矩阵是根据所述自相关矩阵变换得到的。
7.根据权利要求6所述的均衡装置，其特征在于，
所述自相关噪声抑制系数是如下对角矩阵的逆矩阵，该对角矩阵是利用离散傅立叶变换矩阵对所述循环矩阵进行对角化而得到的。
8.根据权利要求2或3所述的均衡装置，其特征在于，
所述相关序列是由M行元素构成的列向量，
所述列向量的M行元素内的、中央的预先确定数量的行的元素是能够取0以外的值的元素，其它的元素为0。
9.根据权利要求2或3所述的均衡装置，其特征在于，
在设f(k)为已知信号彼此错开了k个采样时的自相关值、设m和n分别为0到M－1的任意整数、设W(m，n)为M行M列的所述自相关矩阵的第m行第n列的元素的情况下，对于构成所述自相关矩阵的元素W(m，n)，
在满足条件－L＜(n－m)＜L时，为W(m，n)＝f(n－m)，
在不满足所述条件时，为W(m，n)＝0。
10.根据权利要求2或3所述的均衡装置，其特征在于，
在设f(k)设为已知信号彼此错开了k个采样时的自相关值、设m和n分别为0到M－1的任意整数、设W′(m，n)为M行M列的循环矩阵的第m行第n列的元素的情况下，对于构成所述循环矩阵的元素W′(m，n)，
在满足条件－L＜(n－m)mod(M－L)＜L时，为W′(m，n)＝f(n－m)，
在不满足所述条件时，为W′(m，n)＝0。
11.根据权利要求2或3所述的均衡装置，其特征在于，
构成所述传输符号的所述已知信号的长度为L个采样，构成所述传输符号的所述有效数据的长度为M个采样，L为正整数，M＞3L，
所述相关性计算部构成为计算3L个采样的相关值作为所述相关序列，
所述离散傅立叶变换部构成为通过在所述3L个采样的相关值的前后分别插入((M－3L)/2)个0，来对M个采样的信号计算离散傅立叶变换，
所述自相关噪声抑制部构成为通过对由所述离散傅立叶变换部计算出的所述M个采样的信号乘以所述自相关噪声抑制系数，来计算M个采样的所述传输路径估计结果。
12.根据权利要求11所述的均衡装置，其特征在于，
所述失真校正部构成为用所述M个采样的传输路径估计结果除将所述接收信号的所述有效数据的区间进行M点离散傅立叶变换后的结果，由此校正所述接收信号的失真。
13.一种均衡方法，校正由传输符号构成的接收信号的失真，所述传输符号由已知信号和包含要发送的信息的有效数据构成，该均衡方法的特征在于，具有：
已知信号供给步骤，在该步骤中，提供已知信号；
相关性计算步骤，在该步骤中，生成表示所述接收信号与所提供的所述已知信号之间的相关性的相关序列；
离散傅立叶变换步骤，在该步骤中，对在所述相关性计算步骤中生成的所述相关序列进行离散傅立叶变换，生成离散傅立叶变换结果；
自相关噪声抑制步骤，在该步骤中，通过对所述离散傅立叶变换结果乘以自相关噪声抑制系数，得到传输路径估计结果；以及
失真校正步骤，在该步骤中，使用所述传输路径估计结果，校正所述接收信号的失真，
所述自相关噪声抑制系数是根据所提供的所述已知信号的自相关矩阵计算出的系数。
14.根据权利要求13所述的均衡方法，其特征在于，
在设M为正整数时，所述自相关矩阵是M行M列的对称矩阵。
15.根据权利要求14所述的均衡方法，其特征在于，
所述自相关矩阵是带状矩阵，
在所述带状矩阵中，包含该带状矩阵的对角上的预先确定数量的列的元素是能够取0以外的值的元素。
16.根据权利要求14或15所述的均衡方法，其特征在于，
所述自相关噪声抑制系数是使用如下变换后的矩阵进行计算的，该矩阵是通过将所述自相关矩阵的M列元素内的、中央的预先确定数量的列的元素以外的元素设为0而变换得到的。
17.根据权利要求16所述的均衡方法，其特征在于，
所述自相关噪声抑制系数是如下矩阵G的逆矩阵，该矩阵G是利用离散傅立叶变换矩阵对所述变换后的矩阵进行如下计算而得到的：
G＝FXF－1，其中F为离散傅立叶变换矩阵，X为所述变换后的矩阵。
18.根据权利要求14或15所述的均衡方法，其特征在于，
所述自相关噪声抑制系数是使用如下循环矩阵进行计算的，该循环矩阵是根据所述自相关矩阵变换得到的。
19.根据权利要求18所述的均衡方法，其特征在于，
所述自相关噪声抑制系数是如下对角矩阵的逆矩阵，该对角矩阵是利用离散傅立叶变换矩阵对所述循环矩阵进行对角化而得到的。
20.根据权利要求14或15所述的均衡方法，其特征在于，
所述相关序列是由M行元素构成的列向量，
所述列向量的M行元素内的、中央的预先确定数量的行的元素是能够取0以外的值的元素，其它的元素为0。
21.根据权利要求14或15所述的均衡方法，其特征在于，
在设f(k)为已知信号彼此错开了k个采样时的自相关值、设m和n分别为0到M－1的任意整数、设W(m，n)为M行M列的所述自相关矩阵的第m行第n列的元素的情况下，对于构成所述自相关矩阵的元素W(m，n)，
在满足条件－L＜(n－m)＜L时，为W(m，n)＝f(n－m)，
在不满足所述条件时，为W(m，n)＝0。
22.根据权利要求14或15所述的均衡方法，其特征在于，
在设f(k)为已知信号彼此错开了k个采样时的自相关值、设m和n分别为0到M－1的任意整数、设W′(m，n)为M行M列的循环矩阵的第m行第n列的元素的情况下，对于构成所述循环矩阵的元素W′(m，n)，
在满足条件－L＜(n－m)mod(M－L)＜L时，为W′(m，n)＝f(n－m)，
在不满足所述条件时，为W′(m，n)＝0。
23.根据权利要求14或15所述的均衡方法，其特征在于，
构成所述传输符号的所述已知信号的长度为L个采样，构成所述传输符号的所述有效数据的长度为M个采样，L为正整数，M＞3L，
在所述相关性计算步骤中，计算3L个采样的相关值作为所述相关序列，
在所述离散傅立叶变换步骤中，通过在所述3L个采样的相关值的前后分别插入((M－3L)/2)个0，来对M个采样的信号计算离散傅立叶变换，
在所述自相关噪声抑制步骤中，通过对在所述离散傅立叶变换步骤中计算出的所述M个采样的信号乘以所述自相关噪声抑制系数，来计算M个采样的所述传输路径估计结果。
24.根据权利要求23所述的均衡方法，其特征在于，
在所述失真校正步骤中，用所述M个采样的传输路径估计结果除将所述接收信号的所述有效数据的区间进行M点离散傅立叶变换后的结果，由此校正所述接收信号的失真。
25.一种接收装置，其是地面数字广播的接收装置，该地面数字广播以由已知的伪随机噪声序列和包含要发送的信息的有效数据构成的信号为传输单位，该接收装置的特征在于，具有：
接收部，其将由天线接收到的信号转换为基带的数字信号；
已知信号供给部，其提供已知的伪随机噪声序列；
相关性计算部，其生成相关序列，所述相关序列示出从所述接收部输出的信号与从所述已知信号供给部输出的所述已知的伪随机噪声序列之间的相关性；
离散傅立叶变换部，其对所述相关序列进行离散傅立叶变换，生成离散傅立叶变换结果；
自相关噪声抑制部，其通过对所述离散傅立叶变换结果乘以自相关噪声抑制系数，生成传输路径估计结果；以及
失真校正部，其使用所述传输路径估计结果，校正从所述接收部输出的信号的失真，
所述自相关噪声抑制系数是根据从所述已知信号供给部输出的所述已知的伪随机噪声序列的自相关矩阵计算出的系数。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2013-240499 | 2013-11-21 | ||
| JP2013240499 | 2013-11-21 | ||
| JP2014152475A JP6293011B2 (ja) | 2013-11-21 | 2014-07-28 | 等化装置、等化方法、及び受信装置 |
| JP2014-152475 | 2014-07-28 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN104660532A CN104660532A (zh) | 2015-05-27 |
| CN104660532B true CN104660532B (zh) | 2018-01-16 |
Family
ID=53251245
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201410677961.6A Expired - Fee Related CN104660532B (zh) | 2013-11-21 | 2014-11-21 | 均衡装置、均衡方法以及接收装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN104660532B (zh) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106850035A (zh) * | 2016-12-15 | 2017-06-13 | 四川九洲电器集团有限责任公司 | 一种多通道幅相失真校正的方法 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101123596A (zh) * | 2006-08-12 | 2008-02-13 | 三星电子株式会社 | 使用与判决反馈均衡(dfe)组合的基于线性相关的干扰抵消(lcic)的信道估计方法和系统 |
| US7391833B2 (en) * | 2003-03-03 | 2008-06-24 | Lg Electronics Inc. | Channel estimator adopting masking |
| CN102710564A (zh) * | 2012-06-14 | 2012-10-03 | 深圳数字电视国家工程实验室股份有限公司 | 一种信道时域冲激响应滤波方法及装置 |
-
2014
- 2014-11-21 CN CN201410677961.6A patent/CN104660532B/zh not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7391833B2 (en) * | 2003-03-03 | 2008-06-24 | Lg Electronics Inc. | Channel estimator adopting masking |
| CN101123596A (zh) * | 2006-08-12 | 2008-02-13 | 三星电子株式会社 | 使用与判决反馈均衡(dfe)组合的基于线性相关的干扰抵消(lcic)的信道估计方法和系统 |
| CN102710564A (zh) * | 2012-06-14 | 2012-10-03 | 深圳数字电视国家工程实验室股份有限公司 | 一种信道时域冲激响应滤波方法及装置 |
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| DTMB系统PN相关算法信道估计的研究与实现;廖颖;《中国优秀硕士学位论文全文数据库信息科技辑》;20131215(第S2期);全文 * |
| ITD-DFE Based Channel Estimation and Equalization in TDS-OFDM Receivers;Guanghui Liu;《IEEE Transaction on Consumer Electronics》;20070709;第53卷(第2期);全文 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN104660532A (zh) | 2015-05-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4940275B2 (ja) | 伝送路応答推定器 | |
| TWI575900B (zh) | 用於通道估測之方法及裝置和正交分頻多工（ｏｆｄｍ）接收器 | |
| JP7017585B2 (ja) | 送信機および受信機並びに対応する方法 | |
| JP2022064954A (ja) | 送信機、受信機およびその対応方法 | |
| CN106169984A (zh) | 一种适用于dtmb外辐射源雷达参考信号重构的匹配追踪信道估计方法 | |
| US7406120B1 (en) | Transmission channel impulse response estimation using fast algorithms | |
| JP5624527B2 (ja) | シングルキャリア受信装置 | |
| CN103188067B (zh) | 一种扩频系统的码片时钟频率偏差误差估计及校正的方法 | |
| US10523488B2 (en) | System and method for performing initial synchronization during wireless sector searches | |
| CN106209160B (zh) | 一种基于压缩感知的直扩msk信号二维联合捕获方法 | |
| CN104660532B (zh) | 均衡装置、均衡方法以及接收装置 | |
| US9419785B1 (en) | Initial synchronization method and apparatus assisted by inherent diversity over time-varying frequency-selective fading channels | |
| WO2012095052A2 (zh) | 频偏估计和信道估计的方法、装置及系统 | |
| CN104779993A (zh) | 基于频域均衡的深空测控系统及方法 | |
| JP5871841B2 (ja) | キャリア周波数オフセット補正方法及び装置 | |
| JP5411659B2 (ja) | Ｏｆｄｍ信号受信におけるマルチパス歪み等化装置および受信装置 | |
| CN103888402A (zh) | 一种基于时域信道匹配的ofdm-tdcs的接收方案 | |
| CN110943949B (zh) | 一种基于sc-fde传输体制的宽带角跟踪方法 | |
| JP6293011B2 (ja) | 等化装置、等化方法、及び受信装置 | |
| Bao | A new algorithm for location parameter estimation in DTV ground broadcast network | |
| JP2021141454A (ja) | 受信装置、送信装置、受信方法および送信方法 | |
| CN105323201A (zh) | 一种应用于多载波接收机的抗多径干扰系统及方法 | |
| CN107294889B (zh) | 载波同步方法和装置 | |
| CN105450573B (zh) | 频偏检测方法及装置 | |
| KR20040107831A (ko) | Ｔｄｓ-ｏｆｄｍ 시스템에서 동기세그먼트 신호와ｆｆｔ를 이용한 반송파주파수복원장치 및 그 방법 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20180116 |
|
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |