JP6293011B2 - 等化装置、等化方法、及び受信装置 - Google Patents

等化装置、等化方法、及び受信装置 Download PDF

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本発明は、有効データと既知信号とから構成される伝送シンボルからなる信号(到来波)を受け取り、既知信号から伝送路特性を推定し、この推定された伝送路特性を用いて受信信号の歪を補正する等化装置及び等化方法、並びに、受信装置に関する。
無線通信及び地上デジタル放送における受信装置は、送信機から直接到来する到来波である直接波を受信するだけでなく、送信機から送信された後に建物などの障害物で反射、回折、あるいは散乱を受けた到来波である非直接波(遅延波)をも受信する。このため、受信装置が受信する信号には歪が生じている。
例えば、中国で採用されている地上デジタル放送規格であるDTMB(Digital Terrestrial Multimedia Broadcast)規格においては、図1に示されるように、有効データ101とこれに付加された既知信号102とを含むデータ(フレーム)を伝送単位103としており、既知信号102として擬似ランダム雑音系列すなわちPN(Pseudorandom Noise)系列を使用している。DTMB規格においては、既知信号102から伝送路特性を推定し、この伝送路特性を用いて受信信号の歪を補正する。
一般に、伝送路特性として遅延プロファイルが用いられる。図2に示されるように、到来波(直接波及び遅延波)の各々に含まれる既知信号102a,102bと受信装置によって生成(供給)された既知信号120とが一致するときに、到来波の各々の受信レベルと位相に応じた大きな値を持つ相関値(例えば、図2における131,132)が出力される。一方、到来波(直接波及び遅延波)の各々に含まれる既知信号102a,102bと受信装置によって生成された既知信号120とが一致しないときに、小さな値を持つ相関値(例えば、図2における141)が出力される。受信信号の歪を正しく補正するためには、この遅延プロファイルの推定誤差をできる限り小さくする必要がある。
受信信号と生成(供給)された既知信号との相関系列の誤差は、既知信号の自己相関雑音Wself−cor、有効データとの相関による雑音Wdata、及びガウス雑音との相関による雑音Wnoiseの3種類の雑音に分類される(例えば、非特許文献1における式(12)参照)。既知信号の自己相関雑音Wself−corは、図3に示される既知信号の自己相関において、受信信号の既知信号102cと受信装置で生成された既知信号120とが互いに一致しないときに生じる小さな相関値(例えば、図3における141)を持つ。上記3種類の雑音のうち、有効データとの相関による雑音Wdata及びガウス雑音との相関による雑音Wnoiseは、フレーム毎に変化するランダム雑音である。この理由は、有効データ自体及びガウス雑音自体がフレーム毎に変化するからである。一方、すべてのフレームに同じ既知信号が挿入されており且つ電波環境が変化しない場合には、既知信号の自己相関雑音Wself−corは、フレーム毎に変化しない固定雑音である。
受信信号と受信装置で生成された既知信号との間の相関結果を表す相関系列を、以下に式1として示す。
Figure 0006293011
式1において、τは遅延時間を表す変数であり、uは正の整数であり、c(τ,u)はu番目のフレームの相関系列である。また、h(τ)は遅延プロファイルであり、Wself−cor(τ)は相関系列c(τ,u)に含まれる既知信号の自己相関雑音であり、Wdata(τ,u)はu番目のフレームの相関系列に含まれる有効データとの相関による雑音であり、Wnoise(τ,u)はu番目のフレームの相関系列c(τ,u)に含まれるガウス雑音との相関による雑音である。
式1の相関系列c(τ,u)をフレーム方向に平滑化した結果を表す平滑化された相関系列cave(τ,u)を、以下に式2として示す。
Figure 0006293011
式2において、Kは平滑化のフレーム数であり、kは0以上(K−1)以下の整数である。式2において、平滑化された相関系列cave(τ,u)に含まれ、フレーム毎に値が変化する雑音、すなわち、以下に示される有効データとの相関による雑音及びガウス雑音との相関による雑音、すなわち、
Figure 0006293011
は、平滑化処理においてKの値を大きくすることで、抑圧される。しかし、式2において、既知信号の自己相関雑音、すなわち、Wself−cor(τ)は、Kの値を大きくしても抑圧されない。
非特許文献1及び特許文献1は、既知信号の自己相関雑音を抑圧する方法を提案している。この方法では、受信信号と既知信号との間の相関を示す相関系列に対して、ある一定の閾値以下の信号を0に置き換える閾値処理を施すことで、受信レベルの大きな到来波に応じた相関値のみを抽出する。そして、閾値処理後の相関系列と、受信信号と既知信号(図3における120)が一致しないときの自己相関系列(図3における141)との畳み込み演算を行うことによって、受信信号と既知信号との間の相関を示す相関系列に含まれる既知信号の自己相関雑音を推定する。その後、受信信号と既知信号との間の相関を示す相関系列から自己相関雑音を減算することで遅延プロファイルhを算出し、これを離散フーリエ変換(DFT)することで伝送路の周波数領域の伝送路推定結果を得る。そして、周波数領域において、受信信号を伝送路推定結果で除算することで、受信信号の歪を補正する。
US2008/0049600号公報(例えば、段落0024)
Guanghui Liu他著、「ITD−DFE Based Channel Estimation and Equalization in TDS−OFDM Receivers」、 IEEE Transaction on Consumer Electronics, Vol.53, No.2、 2007年5月、 pp.304−309(例えば、p.306、右欄)
しかしながら、上記文献が提案する技術においては、受信信号と既知信号との間の相関を示す相関系列に閾値処理を施して値の小さな相関値を0に置き換えた後に、自己相関雑音を推定している。そのため、受信信号に、受信レベルの小さな到来波が多数存在する場合には、伝送路推定精度が低下し、受信信号の歪を正しく補正することができないという問題がある。
そこで、本発明は、上記従来技術の課題を解決するためになされたものであり、その目的は、受信レベルの小さな到来波が多数存在する場合であっても、受信信号の歪を正しく補正することができる等化装置及び等化方法、並びに、この等化装置を含む受信装置を提供することにある。
本発明の一態様に係る等化装置は、送信すべき情報を含む有効データと既知信号とから構成される伝送シンボルからなる受信信号の歪を補正する等化装置であって、既知信号を供給する既知信号供給部と、前記受信信号と前記供給された既知信号との間の相関を示す相関系列を生成する相関算出部と、前記相関系列を離散フーリエ変換して離散フーリエ変換結果を生成する離散フーリエ変換部と、前記離散フーリエ変換結果に、自己相関雑音抑圧係数を乗算することで伝送路推定結果を生成する自己相関雑音抑圧部と、前記伝送路推定結果を用いて前記受信信号の歪を補正する歪補正部と、を有し、前記自己相関雑音抑圧係数は、前記供給された既知信号のM行M列(Mは正の整数)の対称行列である自己相関行列のM列の要素の内の、中央の予め決められた数の列の要素以外の要素を0とすることによって変換された行列を用いて算出された係数であることを特徴とする。
本発明の他の態様に係る等化方法は、送信すべき情報を含む有効データと既知信号とから構成される伝送シンボルからなる受信信号の歪を補正する等化方法であって、既知信号を供給する既知信号供給ステップと、前記受信信号と前記供給された既知信号との間の相関を示す相関系列を生成する相関算出ステップと、前記相関算出ステップで生成された前記相関系列を離散フーリエ変換して、離散フーリエ変換結果を生成する離散フーリエ変換ステップと、前記離散フーリエ変換結果に、自己相関雑音抑圧係数を乗算することで伝送路推定結果を得る自己相関雑音抑圧ステップと、前記伝送路推定結果を用いて前記受信信号の歪を補正する歪補正ステップと、を有し、前記自己相関雑音抑圧係数は、前記供給された既知信号のM行M列(Mは正の整数)の対称行列である自己相関行列のM列の要素の内の、中央の予め決められた数の列の要素以外の要素を0とすることによって変換された行列を用いて算出された係数であることを特徴とする。
本発明の他の態様に係る受信装置は、送信すべき情報を含む有効データと既知の疑似ランダム雑音系列で構成される信号を伝送単位とする地上デジタル放送の受信装置であって、アンテナで受信した信号をベースバンドのデジタル信号に変換する受信部と、既知の疑似ランダム雑音系列を供給する既知信号供給部と、前記受信部から出力される信号と前記既知信号供給部から出力される前記既知の疑似ランダム雑音系列との間の相関を示す相関系列を生成する相関算出部と、前記相関系列を離散フーリエ変換して離散フーリエ変換結果を生成する離散フーリエ変換部と、前記離散フーリエ変換結果に自己相関雑音抑圧係数を乗算することで伝送路推定結果を生成する自己相関雑音抑圧部と、前記伝送路推定結果を用いて前記受信部から出力される信号の歪を補正する歪補正部と、を有し、前記自己相関雑音抑圧係数は、前記既知信号供給部から出力される前記既知の疑似ランダム雑音系列のM行M列(Mは正の整数)の対称行列である自己相関行列のM列の要素の内の、中央の予め決められた数の列の要素以外の要素を0とすることによって変換された行列を用いて算出された係数であることを特徴とする。
本発明においては、等化装置が受け取る受信信号(到来波)と等化装置が供給する既知信号との間の相関を示す相関系列を離散フーリエ変換し、離散フーリエ変換結果に既知信号の自己相関行列に基づいて算出される係数を乗算することで得られた自己相関雑音抑圧結果を用いて、受信信号の歪を補正している。このように、本発明においては、受信レベルの小さな到来波に対応した相関値を0に置き換える切り捨て処理に代えて、全到来波による既知信号の自己相関雑音を抑圧しているので、受信レベルの小さな到来波が多数存在する場合であっても、精度よく伝送路特性を推定することができ、その結果、受信信号の歪を正しく補正することができる。
DTMB規格における受信信号の構造を示す図である。 受信信号、受信装置で生成(供給)された既知信号、受信信号と既知信号との間の相関を示す相関系列の一例を示す図である。 受信信号に含まれる既知信号と受信装置で生成(供給)された既知信号との間の相関を示す相関系列の一例を示す図である。 遅延プロファイルと、既知信号の自己相関行列と、算出された相関系列との関係を表す一般式としての行列式を示す図である。 実施の形態1における、遅延プロファイルと、既知信号の自己相関行列(バンド行列)と、算出された相関系列との関係を表す行列式を示す図である。 実施の形態1における、遅延プロファイルと、既知信号の自己相関行列(図5の自己相関行列を変換した行列)と、算出された相関系列との関係を表す行列式を示す図である。 実施の形態1に係る等化装置の構成を概略的に示すブロック図である。 実施の形態2に係る等化装置の構成を概略的に示すブロック図である。 実施の形態2における、遅延プロファイルと、既知信号の自己相関行列(巡回行列)と、相関系列との関係を表す行列式を示す図である。 実施の形態3に係る等化方法を示すフローチャートである。 実施の形態1又は2が適用された受信装置の構成を概略的に示すブロック図である。
実施の形態1.
最初に、本発明の原理を説明する。実施の形態1においては、等化装置が受け取る受信信号と等化装置が供給(生成)する既知信号との間の相関を示す相関系列(相関結果)cに含まれる雑音の内の、受信信号の有効データとの相関による雑音Wdata、及び、ガウス雑音との相関による雑音Wnoiseは、上記式2を用いて説明した平滑化処理によって十分に抑圧されていることを前提とする。この場合、等化装置が受け取る受信信号と等化装置が供給する既知信号との間の相関を示す相関系列cと、伝送路推定結果としての遅延プロファイルhとの関係を表す行列式は、以下の式3である。
c=Wh (式3)
式3は、図4に示されるような行列式として表記できる。Wは、等化装置が供給する(例えば、等化装置で生成した又は予め等化装置内のメモリに記憶されている)既知信号の自己相関行列である。自己相関行列Wは、M×M(すなわち、M行M列)の要素を含む。式3は、等化装置が受け取る受信信号(到来波)と等化装置が供給する既知信号との間の相関を示す相関系列cが、伝送路特性としての遅延プロファイルhと等化装置が供給する既知信号の自己相関行列Wとの畳み込み演算で表現されることを示している。相関系列cは、M×1(すなわち、M行1列)の要素を含む列ベクトルである。また、遅延プロファイルhは、M×1(すなわち、M行1列)の要素を含む列ベクトルである。
実施の形態1において、Mは正の整数であり、LはM>3Lを満たす正の整数である。M及びLの両方が偶数である場合又はM及びLの両方が奇数である場合には、列ベクトルである遅延プロファイルhのM個の要素のうち、先頭((M−L)/2)個と末尾((M−L)/2)個の要素が0であり、中央L個の要素は相関値が存在する(すなわち、中央L個の要素は0以外の相関値を持ち得る)。また、Mが偶数でありLが奇数である場合又はMが奇数でありLが偶数である場合には、列ベクトルである遅延プロファイルhのM個の要素のうち、先頭((M−L+1)/2)個と末尾((M−L−1)/2)個の要素が0であり、中央L個の要素に相関値が存在する(すなわち、中央L個の要素は0以外の相関値を持ち得る)。以下の説明においては、MとLの両方が偶数である場合又はMとLの両方が奇数である場合を説明する。ただし、Mが偶数でありLが奇数である場合又はMが奇数でありLが偶数である場合においても、本発明は適用可能である。
式3における自己相関行列Wのm行目n列目の要素W(m,n)は、次式4及び5で表される。mは、0≦m≦M−1を満たす整数であり、nは、0≦n≦M−1を満たす整数である。
Figure 0006293011
式4は、条件−L<(n−m)<Lを満たせば、W(m,n)=f(n−m)であり、
条件−L<(n−m)<Lを満たさなければ(すなわち、(n−m)≦−L又はL≦(n−m)であれば)、W(m,n)=0である、ことを示している。式5におけるpn[k]は、既知信号である。また、既知信号pn[k]の自己相関行列Wは、テプリッツ行列(Toeplitz matrix)である。図5は、式4及び5を満たす行列式を示す図である。図5に示されるように、遅延プロファイルhの列ベクトルのM個(M行)の要素のうち、中央のL個(L行)の要素に遅延プロファイルが存在し(すなわち、中央のL個の要素は0以外の値になり得る要素であり)、その他の要素は0(零)である。また、図5に示されるように、既知信号の自己相関行列Wは、対角上の2L個(2L列)の要素に自己相関値が存在し(すなわち、対角上の領域(破線150内の領域)の要素は0以外の値になり得る要素であり)、その他の要素は0となるバンド行列(band matrix)となる。したがって、等化装置が受け取る受信信号と等化装置が供給する既知信号との間の相関を示す相関系列cである列ベクトルは、M個の要素のうち中央3L個の要素に相関系列が存在し(すなわち、中央3L個の要素は0以外の値になり得る要素であり)、その他の要素は0である。これは、3Lサンプル分の相関を計算する必要があることを意味する。なお、3Lサンプルは、上記した先行技術文献において算出する必要がある相関値のサンプル数であるLサンプルよりも大きい値である。しかし、一般に、既知信号の自己相関行列Wとして+1及び−1の2値の信号が用いられるため、計算量に最も大きく影響する乗算が相関系列cの演算時に発生せず、その結果、算出すべき相関値のサンプル数が増加しても、計算量は増加しない。
図5において、遅延プロファイルhを表す列ベクトルの先頭の((M−L)/2)個の要素が0であり、末尾の((M−L)/2)個の要素が0であることに着目する。自己相関行列Wにおいて、先頭の((M−L)/2)列の要素及び末尾の((M−L)/2)列の要素は、遅延プロファイルhを表す列ベクトルの先頭の((M−L)/2)個(すなわち、(先頭の(M−L)/2)行)の要素である0及び末尾の((M−L)/2)個(すなわち、(末尾の(M−L)/2)行)の要素である0と乗算される。このため、自己相関行列Wの先頭の((M−L)/2)列の要素と末尾の((M−L)/2)列の要素を任意の値に置き換えても、式3の相関系列cを表す列ベクトルと遅延プロファイルhを表す列ベクトルとの関係に影響を与えない。すなわち、自己相関行列Wを、図5に示される自己相関行列Wの先頭の((M−L)/2)列の要素及び末尾の((M−L)/2)列の要素を任意の値に置き換えて、行列Xに変換することができ、このとき、次式6が成り立つ。
c=Xh (式6)
式6は、図6に示されるような行列式として表記できる。図6は、式6において、0となる要素と0以外の値を持ち得る要素とを示す。図6において、ハッチング部分151で示す((M−L)/2)列の要素とハッチング部分152で示す((M−L)/2)列の要素とは、任意の値としても、相関系列cを示す列ベクトルと遅延プロファイルhを示す列ベクトルとの関係に影響を与えない。
次に、式6の両辺に離散フーリエ変換(DFT:Discrete Fourier Transform)行列Fを乗算すると、次式7及び8が成り立つ。
Fc=FXh=FXF−1Fh=GFh (式7)
G=FXF−1 (式8)
式7及び8より、相関系列cを離散フーリエ変換した結果(すなわち、相関系列の離散フーリエ変換結果)Fcは、遅延プロファイルhを離散フーリエ変換した結果(すなわち、遅延プロファイルの離散フーリエ変換結果)Fh、すなわち、伝送路の周波数特性に対して、行列Gを乗算した結果に等しいことが分かる。したがって、次式9に示されるように、相関系列cの離散フーリエ変換結果Fcに対して、行列Gの逆行列G−1を乗算することによって、伝送路の周波数特性Fhが得られる。
Fh=G−1Fc (式9)
式9は、相関系列cの離散フーリエ変換結果Fcに自己相関雑音抑圧係数としての逆行列G−1を乗算することによって、離散フーリエ変換結果Fcに含まれている伝送路特性による影響を相殺している。式9の処理によって、受信信号に対して、周波数領域において既知信号の自己相関雑音Wself−corを抑圧する処理を行うことができる。
図7は、実施の形態1に係る等化装置1の構成を概略的に示すブロック図である。図7に示されるように、実施の形態1に係る等化装置1は、相関算出部11と、既知信号供給部12と、離散フーリエ変換部(DFT部)13と、自己相関雑音抑圧部14と、歪補正部15とを有する。既知信号供給部12は、既知信号pn[k]を記憶する記憶部としてのメモリ12aを備えてもよい。また、自己相関雑音抑圧部14は、事前に算出された自己相関雑音抑圧係数G−1を記憶する記憶部としてのメモリ14aを備えてもよい。また、等化装置1は、上記各構成の動作を制御する制御部を備える。
相関算出部11は、等化装置1が受け取る受信信号R0と既知信号供給部12が供給する既知信号pn[k]との間の相関を計算して相関系列(相関結果)cを生成する。ここで、相関演算の対象となる範囲は、受信信号R0に含まれる既知信号とその周辺の信号とを含み、ヘッダ長をLサンプルとすると、算出される相関値のサンプル数は3Lサンプルである。
離散フーリエ変換部13は、長さ3Lの相関系列の前後に0を挿入して長さMの相関系列(図5に示される)とする。これは、長さ3Lの相関系列の先頭側の、例えば、((M−3L)/2)列と末尾側の、例えば、((M−3L)/2)列とに、0を付加して長さMの相関行列cとする処理である。その後、長さ3Lの相関系列cにMポイントの離散フーリエ変換を行う。これは、式7において、離散フーリエ変換行列Fと相関系列cを表す列ベクトルの乗算Fcに対応する処理である。
自己相関雑音抑圧部14は、離散フーリエ変換部13から出力されるMサンプルの離散フーリエ変換結果Fcに対して、式8で定義される行列Gの逆行列G−1を自己相関雑音抑圧係数として乗算する。これは、式9における、自己相関雑音抑圧係数を示す逆行列G−1と離散フーリエ変換結果Fcを示す列ベクトルとの乗算G−1Fcに対応する処理である。すなわち、離散フーリエ変換結果Fcに自己相関雑音抑圧係数としての逆行列G−1を乗算することによって、離散フーリエ変換結果Fcに含まれている伝送路特性による影響を相殺している。このため、自己相関雑音抑圧部14から出力される信号は、既知信号の自己相関雑音Wself−corが抑圧された伝送路推定結果となる。
ここで、逆行列G−1は、式8に示されるように、既知信号の自己相関行列Wの先頭と末尾に任意の値を付加した行列X(図6におけるハッチング部分151と152に含まれる要素を任意の値とした行列)と離散フーリエ変換行列Fで決まる行列であり、事前に計算することが可能である。したがって、実施の形態1においては、逆行列G−1の要素をメモリ等の記憶素子(例えば、メモリ14a)に事前に格納しておくことが望ましい。
歪補正部15は、受信信号R0の歪を自己相関雑音抑圧部14から出力される伝送路推定結果Fhを用いて補正する。例えば、DTMB規格のように有効データ区間が1つの直交周波数分割多重(OFDM)シンボル、又は、複数のシングルキャリアのシンボルで構成される場合、上記の値Mを有効データ区間のサンプル数に設定し、受信信号R0の有効データに対応する区間をM点離散フーリエ変換することで周波数領域に変換した後、伝送路推定結果Fhで除算することで受信信号R0の歪を補正して、補正された信号R1を出力する。
また、歪補正部15は、有効データ区間が複数のOFDMシンボルで構成される場合、上記の値Mを各OFDMシンボルのサンプル数に設定し、有効データ区間に含まれる各OFDMシンボルをそれぞれM点離散フーリエ変換することで周波数領域に変換した後、各離散フーリエ変換結果を伝送路推定結果Fhで除算してもよい。
また、歪補正部15は、有効データ区間が複数のシングルキャリアのシンボルで構成される場合、自己相関雑音抑圧部14から出力される伝送路推定結果をM点逆離散フーリエ変換することで遅延プロファイルを計算し、この遅延プロファイルの推定結果を用いて、適応フィルタによる歪補正を実施してもよい。
歪補正部15は、上記の補正方法に限定されず、自己相関雑音抑圧部14から出力される周波数領域の伝送路推定結果、或いは、それは、逆離散フーリエ変換することで得られる遅延プロファイルの推定結果を用いて、受信信号R0の歪を補正することができる処理を行うものであれば、他の補正方法を採用してもよい。
上記先行技術文献に記載の技術においては、受信信号と既知信号との間の相関を示す相関系列に対して閾値処理を施して、値の小さな相関値を0に置き換えた後、自己相関雑音を推定しているため、受信レベルの小さな到来波が多数存在する環境で、伝送路推定精度が劣化していた。これに対し、実施の形態1に係る等化装置1においては、受信信号R0と等化装置1が供給する既知信号との間の相関を示す相関系列cを離散フーリエ変換した後、既知の逆行列G−1を乗算することで自己相関雑音を抑圧しており、全到来波による既知信号の自己相関雑音Wself−corを抑圧している。言い換えれば、実施の形態1においては、受信信号R0と既知信号との間の相関を示す相関系列cを離散フーリエ変換し、離散フーリエ変換結果Fcに既知信号の自己相関行列Wに基づいて算出される自己相関雑音抑圧係数である逆行列G−1を乗算することで得られた自己相関雑音抑圧結果Fhを用いて、受信信号R0の歪を補正している。このように、実施の形態1においては、受信レベルの小さな到来波に対応した相関値を0に置き換える切り捨て処理に代えて、全到来波について既知信号の自己相関雑音を抑圧しているので、受信レベルの小さな到来波が多数存在する場合であっても、精度よく伝送路特性を推定することができ、その結果、受信信号の歪を正しく補正することができる。
実施の形態2.
実施の形態1によれば、小さな到来波が多数存在する環境でも精度良く伝送路特性を推定することが可能となるが、自己相関雑音抑圧部14にて離散フーリエ変換結果FcであるM×1の列ベクトルに対して、予め計算されたM×Mの逆行列G−1を乗算する必要があり、計算量が比較的多くなる。そこで、実施の形態2においては、実施の形態1と同様に、伝送路推定精度を向上させるとともに、計算量を削減することができる等化装置2を説明する。
図8は、実施の形態2に係る等化装置2の構成を概略的に示すブロック図である。図8において、図7に示される構成要素と同一又は対応する構成要素には、図7に示される符号と同じ符号を付す。図8に示されるように、実施の形態2に係る等化装置2は、自己相関雑音抑圧部24における処理が、実施の形態1に係る等化装置1の自己相関雑音抑圧部14における処理と相違する。
図9は、実施の形態2における、遅延プロファイルhと、既知信号の自己相関行列W′と、相関系列cとの関係を表す行列式を示す図である。実施の形態1においては、既知信号の自己相関行列Wを図6に示される行列Xに置き換えても、上記式6のように、相関系列を表す列ベクトルcと遅延プロファイルを表す列ベクトルhの関係性は崩れないことを示した。実施の形態2においては、式6における行列Xを、既知信号の自己相関行列W′としており、次式10が成り立つ。
c=W′h (式10)
式10は、図9に示されるような行列式として表記できる。図9には、式10において、0となる要素と0以外の値を持ち得る要素を示す。図9において、ハッチング部分151で示す((M−L)/2)列の要素とハッチング部分152で示す((M−L)/2)列の要素とは、任意の値としても、相関系列cを示す列ベクトルと遅延プロファイルhを示す列ベクトルとの関係に影響を与えない。実施の形態2においては、実施の形態1における既知信号の自己相関行列Wに対して、右上三角部分154と左下三角部分153の要素を0以外の値を取り得る要素に置き換えて、既知信号の自己相関行列W′を巡回行列(circulant matrix)に変換する。図9に示すように、((M−L)/2)>L、すなわち、M>3Lと仮定すると、右上三角部分154の要素と左下三角部分153の要素は、図6において説明した先頭の((M−L)/2)列の要素又は末尾の((M−L)/2)列の要素に含まれる。すなわち、実施の形態1で述べたように、自己相関行列Wを巡回行列W′に置き換えても、列ベクトルcと列ベクトルhの関係性は崩れない。なお、上記の仮定M>3Lは、DTMB規格で成り立つ条件である。
f(k)を既知信号同士がkサンプルだけずれたときの自己相関値とし、m及びnのそれぞれを0からM−1までの任意の整数とし、W′(m,n)をM行M列の巡回行列のm行目でn列目の要素とした場合に、巡回行列W′を構成する要素W′(m,n)は、条件−L<(n−m)mod(M−L)<Lを満たすときには、W′(m,n)=f(n−m)であり、この記条件を満たさないときには、W′(m,n)=0である。すなわち、次式11である。
Figure 0006293011
ここで、「(n−m)mod(M−L)」は、(n−m)を(M−L)で乗算したときの剰余であり、条件−L<(n−m)mod(M−L)<Lを満たすときには、図9における部分150,153,154のいずれかの範囲内にある要素であることを意味する。また、式11は、条件−L<(n−m)mod(M−L)<Lを満たさないときには、W′(m,n)=0である。
次に、式10に対して両辺に離散フーリエ変換行列Fを乗算する。
Fc=FW′h=FW′F−1Fh=DFh (式12)
式12において、D=FW′F−1であり、巡回行列W′は、離散フーリエ変換行列Fで対角化されることから、行列Dは、対角行列(diagonal matrix)になることが分かる。
式12より、相関系列cを離散フーリエ変換した結果(すなわち、離散フーリエ変換結果)Fcは、遅延プロファイルhを離散フーリエ変換した結果Fh、すなわち、伝送路の周波数特性に対して、対角行列Dを乗算した結果に等しいことが分かる。したがって、相関系列cを離散フーリエ変換した結果Fcに対して、対角行列Dの逆行列(対角行列)D−1を乗算すれば伝送路の周波数特性が得られる。
Fh=D−1Fc (式13)
式13は、相関系列cの離散フーリエ変換結果Fcに自己相関雑音抑圧係数としての対角行列D−1を乗算することによって、離散フーリエ変換結果Fcに含まれている伝送路特性による影響を相殺している。このため、式13の処理によって、受信信号に対して、周波数領域において既知信号の自己相関雑音Wself−corを抑圧する処理を行うことができる。
自己相関雑音抑圧部24において、実施の形態1においては、離散フーリエ変換部13から出力されるMサンプルの信号に対して、M×Mの逆行列G−1を乗算していたのに対して、実施の形態2においては、M×Mの対角行列D−1を乗算する。これは、離散フーリエ変換部13から出力されるM個のサンプルに対して、それぞれ対角行列D−1の対角成分のみを乗算し、その他の要素は、乗算する必要がないことを意味する。
なお、対角行列D−1の対角成分は、既知の行列W′と離散フーリエ変換行列Fによって一意に決まるため、事前に計算し、メモリ14aなどの記憶素子に格納しておくことが望ましい。
歪補正部15は、受信信号R0の歪を自己相関雑音抑圧部24から出力される伝送路推定結果Fhを用いて補正して、補正された信号R2を出力する。
実施の形態2に係る等化装置2においては、受信信号R0と等化装置2が供給する既知信号との間の相関を示す相関系列cを離散フーリエ変換した後、既知の逆行列D−1を乗算することで自己相関雑音を抑圧しており、全到来波による既知信号の自己相関雑音Wself−corを抑圧している。言い換えれば、実施の形態2においては、受信信号R0と既知信号との間の相関を示す相関系列cを離散フーリエ変換し、離散フーリエ変換結果Fcに既知信号の自己相関行列W′に基づいて算出される自己相関雑音抑圧係数である対角列D−1を乗算することで得られた自己相関雑音抑圧結果Fhを用いて、受信信号R0の歪を補正している。このように、実施の形態2においては、受信レベルの小さな到来波に対応した相関値を0に置き換える切り捨て処理に代えて、全到来波について既知信号の自己相関雑音を抑圧しているので、受信レベルの小さな到来波が多数存在する場合であっても、精度よく伝送路特性を推定することができ、その結果、受信信号の歪を正しく補正することができる。
また、実施の形態2においては、式12と式13にあるように、等化装置2が受け取る受信信号R0と等化装置2が供給する既知信号との間の相関系列cと、遅延プロファイルhとの関係を表す行列を巡回行列W′で表現し、離散フーリエ変換行列Fで対角化することで、M×Mの要素のうち対角成分以外の計算を省くことができ、相関系列cに含まれる自己相関雑音を抑圧するために必要な計算量を削減している。例えば、離散フーリエ変換のポイント数をMポイントとすると、実施の形態2において自己相関雑音を抑圧するために必要な乗算回数は、M回である。具体例として、DTMB規格のヘッダモード1の場合、ヘッダ長L=420、有効データ長M=3780である場合には、上記先行技術文献の方法では乗算回数2L×L=3.4×10回の乗算が必要となる。これに対し、実施の形態2おいて必要となる乗算回数は、M回、すなわち、約3.8×10回となり、先行技術文献の場合に比べ、乗算回数が約100分の1に削減される効果がある。
実施の形態3.
以下に、実施の形態3に係る等化方法を説明する。図10は、実施の形態3に係る等化方法を示すフローチャートである。実施の形態3に係る等化方法は、実施の形態1の等化装置1が実行する処理に対応する。したがって、実施の形態3においては、実施の形態1及び実施の形態1の説明に使用した図をも参照する。実施の形態3に係る等化方法は、例えば、送信すべき情報を含む有効データと既知信号とから構成される伝送シンボルを伝送単位とする受信信号R0の歪を補正する等化方法である。この等化方法は、既知信号pn[k]を供給する既知信号供給ステップST1と、受信信号R0と供給された既知信号との間の相関を示す相関系列cを生成する相関算出ステップST2とを有する。さらに、実施の形態3に係る等化方法は、相関算出ステップST2で生成された相関系列cを離散フーリエ変換して、離散フーリエ変換結果Fcを生成する離散フーリエ変換ステップST3と、離散フーリエ変換結果Fcに、自己相関雑音抑圧係数である逆行列G−1を乗算することで伝送路推定結果Fhを得る自己相関雑音抑圧ステップST4と、伝送路推定結果Fhを用いて受信信号R0の歪を補正する歪補正ステップST5とを有する。自己相関雑音抑圧係数を示す逆行列G−1は、供給された既知信号の自己相関行列Wに基づいて算出された係数である。また、上記式9にある逆行列G−1のM×M個の要素は、予め計算されてメモリ14aに格納されているものとする。
図10の既知信号供給ステップST1は、図7における既知信号供給部12の処理に対応する。図10の相関算出ステップST2は、図7における相関算出部11の処理に対応する。図10の離散フーリエ変換ステップST3は、図7における離散フーリエ変換部13の処理に対応する。図10の自己相関雑音抑圧ステップST4は、図7における自己相関雑音抑圧部14の処理に対応する。図10の歪補正ステップST5は、図7における歪補正部15の処理に対応する。
実施の形態3に係る等化方法においては、受信信号R0と既知信号との間の相関を示す相関系列cを離散フーリエ変換した後、離散フーリエ変換結果Fcに、既知の逆行列G−1を乗算することで自己相関雑音を抑圧しており、全到来波による既知信号の自己相関雑音Wself−corを抑圧している。言い換えれば、実施の形態3においては、受信信号R0と既知信号との間の相関を示す相関系列cを離散フーリエ変換し、離散フーリエ変換結果Fcに既知信号の自己相関行列Wに基づいて算出される自己相関雑音抑圧係数である逆行列G−1を乗算することで得られた自己相関雑音抑圧結果Fhを用いて、受信信号R0の歪を補正している。このように、実施の形態3においては、受信レベルの小さな到来波に対応した相関値を0に置き換える切り捨て処理に代えて、全到来波について既知信号の自己相関雑音を抑圧しているので、受信レベルの小さな到来波が多数存在する場合であっても、精度よく伝送路特性を推定することができ、その結果、受信信号の歪を正しく補正することができる。
また、図10に示される等化方法は、実施の形態2の等化装置2が実行する処理に相当するものであってもよい。この場合には、図10の既知信号供給ステップST1は、図8における既知信号供給部12の処理に対応する。図10の相関算出ステップST2は、図8における相関算出部11の処理に対応する。図10の離散フーリエ変換ステップST3は、図8における離散フーリエ変換部13の処理に対応する。図10の自己相関雑音抑圧ステップST4は、図8における自己相関雑音抑圧部14の処理に対応する。図10の歪補正ステップST5は、図8における歪補正部15の処理に対応する。この場合には、実施の形態2と同様に、受信信号R0と既知信号との間の相関系列cと、遅延プロファイルhとの関係を表す行列を巡回行列W′で表現し、離散フーリエ変換行列Fで対角化することで、M×Mの要素のうち対角成分以外の計算を省くことができ、相関系列cに含まれる自己相関雑音を抑圧するために必要な計算量を削減することができる。
変形例.
図11は、実施の形態1又は2の等化装置1又は2を適用した受信装置3の構成を概略的に示すブロック図である。図11に示すように、受信装置3は、アンテナで受信された信号を受け取る受信部31と、受信部31から供給される信号R0に等化処理を施し、補正された信号R1又はR2を出力する等化部(等化装置1又は2)とを有している。このように、等化装置1又は2は、受信装置に適用可能である。なお、受信装置3の構成及び機能は、図示の例に限定されず、種々の変形が可能である。
例えば、図11に示される受信装置3を地上デジタル放送受信装置として適用した場合、図11の受信部31は、アンテナで受信された信号を中間周波数信号に変換するチューナ部と、前記チューナ部から出力される中間周波数のアナログ信号をデジタル信号に変換するAD変換部と、基準周波数信号を生成する局部発信部と、前記基準周波数信号を用いて前記AD変換部から出力される信号をベースバンド信号に変換する直交復調部を備える。なお、中国の地上デジタル放送規格DTMBの受信装置も上記と同じ構成を持つ。図11に示されるように、前記地上デジタル放送受信装置に、実施の形態1又は2の等化装置1又は2を適用することによって、地上デジタル放送の放送波を発信する送信局が、見通し内に存在せず(すなわち、送信局とデジタル放送受信装置との間に障害物がなく相互に見通すことができる状態ではないこと)、ビル及び山等の障害物に反射した受信レベルの小さな到来波を多く受信する環境下であっても、地上デジタル放送受信装置は受信信号の歪を正しく補正することができる。このため、図11に示される受信装置3としての地上デジタル放送受信装置によれば、地上デジタル放送の受信可能エリアを拡大することができるという効果がある。
1,2 等化装置、 3 受信装置、 11 相関算出部、 12 既知信号供給部、 13 離散フーリエ変換部、 14,24 自己相関雑音抑圧部、 15 歪補正部。

Claims (23)

  1. 送信すべき情報を含む有効データと既知信号とから構成される伝送シンボルからなる受信信号の歪を補正する等化装置であって、
    既知信号を供給する既知信号供給部と、
    前記受信信号と前記供給された既知信号との間の相関を示す相関系列を生成する相関算出部と、
    前記相関系列を離散フーリエ変換して離散フーリエ変換結果を生成する離散フーリエ変換部と、
    前記離散フーリエ変換結果に、自己相関雑音抑圧係数を乗算することで伝送路推定結果を生成する自己相関雑音抑圧部と、
    前記伝送路推定結果を用いて前記受信信号の歪を補正する歪補正部と、
    を有し、
    前記自己相関雑音抑圧係数は、前記供給された既知信号のM行M列(Mは正の整数)の対称行列である自己相関行列のM列の要素の内の、中央の予め決められた数の列の要素以外の要素を0とすることによって変換された行列を用いて算出された係数である
    ことを特徴とする等化装置。
  2. 前記相関系列は、M行の要素からなる列ベクトルであり、
    前記列ベクトルのM行の要素の内の、中央の予め決められた数の行の要素は0以外の値を取り得る要素であり、他の要素は0である、
    ことを特徴とする請求項1項に記載の等化装置。
  3. f(k)を既知信号同士がkサンプルだけずれたときの自己相関値とし、m及びnのそれぞれを0からM−1までの任意の整数とし、W(m,n)をM行M列の前記自己相関行列のm行目でn列目の要素とした場合に、前記自己相関行列を構成する要素W(m,n)は、
    条件−L<(n−m)<Lを満たすときには、W(m,n)=f(n−m)であり、
    前記条件を満たさないときには、W(m,n)=0である、
    ことを特徴とする請求項1項に記載の等化装置。
  4. 送信すべき情報を含む有効データと既知信号とから構成される伝送シンボルからなる受信信号の歪を補正する等化装置であって、
    既知信号を供給する既知信号供給部と、
    前記受信信号と前記供給された既知信号との間の相関を示す相関系列を生成する相関算出部と、
    前記相関系列を離散フーリエ変換して離散フーリエ変換結果を生成する離散フーリエ変換部と、
    前記離散フーリエ変換結果に、自己相関雑音抑圧係数を乗算することで伝送路推定結果を生成する自己相関雑音抑圧部と、
    前記伝送路推定結果を用いて前記受信信号の歪を補正する歪補正部と、
    を有し、
    前記自己相関雑音抑圧係数は、前記供給された既知信号の自己相関行列に基づいて算出された係数であり、
    前記自己相関行列は、Mを正の整数としたときに、M行M列の対称行列であり、
    前記相関系列は、M行の要素からなる列ベクトルであり、
    前記列ベクトルのM行の要素の内の、中央の予め決められた数の行の要素は0以外の値を取り得る要素であり、他の要素は0である、
    ことを特徴とする等化装置。
  5. 前記自己相関雑音抑圧係数は、前記自己相関行列から変換された巡回行列を用いて算出されることを特徴とする請求項4に記載の等化装置。
  6. 送信すべき情報を含む有効データと既知信号とから構成される伝送シンボルからなる受信信号の歪を補正する等化装置であって、
    既知信号を供給する既知信号供給部と、
    前記受信信号と前記供給された既知信号との間の相関を示す相関系列を生成する相関算出部と、
    前記相関系列を離散フーリエ変換して離散フーリエ変換結果を生成する離散フーリエ変換部と、
    前記離散フーリエ変換結果に、自己相関雑音抑圧係数を乗算することで伝送路推定結果を生成する自己相関雑音抑圧部と、
    前記伝送路推定結果を用いて前記受信信号の歪を補正する歪補正部と、
    を有し、
    前記自己相関雑音抑圧係数は、前記供給された既知信号の自己相関行列に基づいて算出された係数であり、
    前記自己相関行列は、Mを正の整数としたときに、M行M列の対称行列であり、
    f(k)を既知信号同士がkサンプルだけずれたときの自己相関値とし、m及びnのそれぞれを0からM−1までの任意の整数とし、W(m,n)をM行M列の前記自己相関行列のm行目でn列目の要素とした場合に、前記自己相関行列を構成する要素W(m,n)は、
    条件−L<(n−m)<Lを満たすときには、W(m,n)=f(n−m)であり、
    前記条件を満たさないときには、W(m,n)=0である、
    ことを特徴とする等化装置。
  7. 送信すべき情報を含む有効データと既知信号とから構成される伝送シンボルからなる受信信号の歪を補正する等化装置であって、
    既知信号を供給する既知信号供給部と、
    前記受信信号と前記供給された既知信号との間の相関を示す相関系列を生成する相関算出部と、
    前記相関系列を離散フーリエ変換して離散フーリエ変換結果を生成する離散フーリエ変換部と、
    前記離散フーリエ変換結果に、自己相関雑音抑圧係数を乗算することで伝送路推定結果を生成する自己相関雑音抑圧部と、
    前記伝送路推定結果を用いて前記受信信号の歪を補正する歪補正部と、
    を有し、
    前記自己相関雑音抑圧係数は、前記供給された既知信号の自己相関行列から変換された巡回行列を用いて算出された係数であり、
    前記自己相関行列は、Mを正の整数としたときに、M行M列の対称行列であり、
    f(k)を既知信号同士がkサンプルだけずれたときの自己相関値とし、m及びnのそれぞれを0からM−1までの任意の整数とし、W′(m,n)をM行M列の前記巡回行列のm行目でn列目の要素とした場合に、前記巡回行列を構成する要素W′(m,n)は、
    条件−L<(n−m)mod(M−L)<Lを満たすときには、W′(m,n)=f(n−m)であり、
    前記条件を満たさないときには、W′(m,n)=0である、
    ことを特徴とする等化装置。
  8. 前記伝送シンボルを構成する前記既知信号の長さはLサンプルであり、前記伝送シンボルを構成する前記有効データの長さはMサンプルであり、Lは正の整数であり、M>3Lであり、
    前記相関算出部は、前記相関系列として、3Lサンプル分の相関値を計算するように構成され、
    前記離散フーリエ変換部は、前記3Lサンプルの相関値の前後にそれぞれ((M−3L)/2)個の0を挿入することによって、Mサンプルの信号に対して離散フーリエ変換を算出するように構成され、
    前記自己相関雑音抑圧部は、前記離散フーリエ変換部で算出された前記Mサンプルの信号に、前記自己相関雑音抑圧係数を乗算することで、Mサンプルの前記伝送路推定結果を計算するように構成された、
    ことを特徴とする請求項1から7のいずれか1項に記載の等化装置。
  9. 送信すべき情報を含む有効データと既知信号とから構成される伝送シンボルからなる受信信号の歪を補正する等化装置であって、
    既知信号を供給する既知信号供給部と、
    前記受信信号と前記供給された既知信号との間の相関を示す相関系列を生成する相関算出部と、
    前記相関系列を離散フーリエ変換して離散フーリエ変換結果を生成する離散フーリエ変換部と、
    前記離散フーリエ変換結果に、自己相関雑音抑圧係数を乗算することで伝送路推定結果を生成する自己相関雑音抑圧部と、
    前記伝送路推定結果を用いて前記受信信号の歪を補正する歪補正部と、
    を有し、
    前記自己相関雑音抑圧係数は、前記供給された既知信号の自己相関行列に基づいて算出された係数であり、
    前記自己相関行列は、Mを正の整数としたときに、M行M列の対称行列であり、
    前記伝送シンボルを構成する前記既知信号の長さはLサンプルであり、前記伝送シンボルを構成する前記有効データの長さはMサンプルであり、Lは正の整数であり、M>3Lであり、
    前記相関算出部は、前記相関系列として、3Lサンプル分の相関値を計算し、
    前記離散フーリエ変換部は、前記3Lサンプルの相関値の前後にそれぞれ((M−3L)/2)個の0を挿入することによって、Mサンプルの信号に対して離散フーリエ変換を算出し、
    前記自己相関雑音抑圧部は、前記離散フーリエ変換部で算出された前記Mサンプルの信号に、前記自己相関雑音抑圧係数を乗算することで、Mサンプルの前記伝送路推定結果を計算する、
    ことを特徴とする等化装置。
  10. 前記自己相関雑音抑圧係数は、前記自己相関行列から変換された巡回行列を用いて算出されることを特徴とする請求項9に記載の等化装置。
  11. 前記自己相関行列は、バンド行列であり、
    前記バンド行列において、該バンド行列の対角上を含む予め決められた数の列の要素は0以外の値を取り得る要素である、
    ことを特徴とする請求項1から10のいずれか1項に記載の等化装置。
  12. 送信すべき情報を含む有効データと既知信号とから構成される伝送シンボルからなる受信信号の歪を補正する等化方法であって、
    既知信号を供給する既知信号供給ステップと、
    前記受信信号と前記供給された既知信号との間の相関を示す相関系列を生成する相関算出ステップと、
    前記相関算出ステップで生成された前記相関系列を離散フーリエ変換して、離散フーリエ変換結果を生成する離散フーリエ変換ステップと、
    前記離散フーリエ変換結果に、自己相関雑音抑圧係数を乗算することで伝送路推定結果を得る自己相関雑音抑圧ステップと、
    前記伝送路推定結果を用いて前記受信信号の歪を補正する歪補正ステップと、
    を有し、
    前記自己相関雑音抑圧係数は、前記供給された既知信号のM行M列(Mは正の整数)の対称行列である自己相関行列のM列の要素の内の、中央の予め決められた数の列の要素以外の要素を0とすることによって変換された行列を用いて算出された係数である
    ことを特徴とする等化方法。
  13. 前記相関系列は、M行の要素からなる列ベクトルであり、
    前記列ベクトルのM行の要素の内の、中央の予め決められた数の行の要素は0以外の値を取り得る要素であり、他の要素は0である、
    ことを特徴とする請求項12に記載の等化方法。
  14. f(k)を既知信号同士がkサンプルだけずれたときの自己相関値とし、m及びnのそれぞれを0からM−1までの任意の整数とし、W(m,n)をM行M列の前記自己相関行列のm行目でn列目の要素とした場合に、前記自己相関行列を構成する要素W(m,n)は、
    条件−L<(n−m)<Lを満たすときには、W(m,n)=f(n−m)であり、
    前記条件を満たさないときには、W(m,n)=0である、
    ことを特徴とする請求項12に記載の等化方法。
  15. 送信すべき情報を含む有効データと既知信号とから構成される伝送シンボルからなる受信信号の歪を補正する等化方法であって、
    既知信号を供給する既知信号供給ステップと、
    前記受信信号と前記供給された既知信号との間の相関を示す相関系列を生成する相関算出ステップと、
    前記相関算出ステップで生成された前記相関系列を離散フーリエ変換して、離散フーリエ変換結果を生成する離散フーリエ変換ステップと、
    前記離散フーリエ変換結果に、自己相関雑音抑圧係数を乗算することで伝送路推定結果を得る自己相関雑音抑圧ステップと、
    前記伝送路推定結果を用いて前記受信信号の歪を補正する歪補正ステップと、
    を有し、
    前記自己相関雑音抑圧係数は、前記供給された既知信号の自己相関行列に基づいて算出された係数であり、
    前記自己相関行列は、Mを正の整数としたときに、M行M列の対称行列であり、
    前記相関系列は、M行の要素からなる列ベクトルであり、
    前記列ベクトルのM行の要素の内の、中央の予め決められた数の行の要素は0以外の値を取り得る要素であり、他の要素は0である、
    ことを特徴とする等化方法。
  16. 前記自己相関雑音抑圧係数は、前記自己相関行列から変換された巡回行列を用いて算出されることを特徴とする請求項15に記載の等化方法。
  17. 送信すべき情報を含む有効データと既知信号とから構成される伝送シンボルからなる受信信号の歪を補正する等化方法であって、
    既知信号を供給する既知信号供給ステップと、
    前記受信信号と前記供給された既知信号との間の相関を示す相関系列を生成する相関算出ステップと、
    前記相関算出ステップで生成された前記相関系列を離散フーリエ変換して、離散フーリエ変換結果を生成する離散フーリエ変換ステップと、
    前記離散フーリエ変換結果に、自己相関雑音抑圧係数を乗算することで伝送路推定結果を得る自己相関雑音抑圧ステップと、
    前記伝送路推定結果を用いて前記受信信号の歪を補正する歪補正ステップと、
    を有し、
    前記自己相関雑音抑圧係数は、前記供給された既知信号の自己相関行列に基づいて算出された係数であり、
    前記自己相関行列は、Mを正の整数としたときに、M行M列の対称行列であり、
    f(k)を既知信号同士がkサンプルだけずれたときの自己相関値とし、m及びnのそれぞれを0からM−1までの任意の整数とし、W(m,n)をM行M列の前記自己相関行列のm行目でn列目の要素とした場合に、前記自己相関行列を構成する要素W(m,n)は、
    条件−L<(n−m)<Lを満たすときには、W(m,n)=f(n−m)であり、
    前記条件を満たさないときには、W(m,n)=0である、
    ことを特徴とする等化方法。
  18. 送信すべき情報を含む有効データと既知信号とから構成される伝送シンボルからなる受信信号の歪を補正する等化方法であって、
    既知信号を供給する既知信号供給ステップと、
    前記受信信号と前記供給された既知信号との間の相関を示す相関系列を生成する相関算出ステップと、
    前記相関算出ステップで生成された前記相関系列を離散フーリエ変換して、離散フーリエ変換結果を生成する離散フーリエ変換ステップと、
    前記離散フーリエ変換結果に、自己相関雑音抑圧係数を乗算することで伝送路推定結果を得る自己相関雑音抑圧ステップと、
    前記伝送路推定結果を用いて前記受信信号の歪を補正する歪補正ステップと、
    を有し、
    前記自己相関雑音抑圧係数は、前記供給された既知信号の自己相関行列から変換された巡回行列を用いて算出された係数であり、
    前記自己相関行列は、Mを正の整数としたときに、M行M列の対称行列であり、
    f(k)を既知信号同士がkサンプルだけずれたときの自己相関値とし、m及びnのそれぞれを0からM−1までの任意の整数とし、W′(m,n)をM行M列の前記巡回行列のm行目でn列目の要素とした場合に、前記巡回行列を構成する要素W′(m,n)は、
    条件−L<(n−m)mod(M−L)<Lを満たすときには、W′(m,n)=f(n−m)であり、
    前記条件を満たさないときには、W′(m,n)=0である、
    ことを特徴とする等化方法。
  19. 前記伝送シンボルを構成する前記既知信号の長さはLサンプルであり、前記伝送シンボルを構成する前記有効データの長さはMサンプルであり、Lは正の整数であり、M>3Lであり、
    前記相関算出ステップにおいて、前記相関系列として、3Lサンプル分の相関値が計算され、
    前記離散フーリエ変換ステップにおいて、3Lサンプルの相関値の前後にそれぞれ((M−3L)/2)個の0を挿入することによって、Mサンプルの信号に対して離散フーリエ変換を算出し、
    前記自己相関雑音抑圧ステップにおいて、前記離散フーリエ変換ステップで算出された前記Mサンプルの信号に、前記自己相関雑音抑圧係数を乗算することで、Mサンプルの前記伝送路推定結果を計算する、
    ことを特徴とする請求項12から18のいずれか1項に記載の等化方法。
  20. 送信すべき情報を含む有効データと既知信号とから構成される伝送シンボルからなる受信信号の歪を補正する等化方法であって、
    既知信号を供給する既知信号供給ステップと、
    前記受信信号と前記供給された既知信号との間の相関を示す相関系列を生成する相関算出ステップと、
    前記相関算出ステップで生成された前記相関系列を離散フーリエ変換して、離散フーリエ変換結果を生成する離散フーリエ変換ステップと、
    前記離散フーリエ変換結果に、自己相関雑音抑圧係数を乗算することで伝送路推定結果を得る自己相関雑音抑圧ステップと、
    前記伝送路推定結果を用いて前記受信信号の歪を補正する歪補正ステップと、
    を有し、
    前記自己相関雑音抑圧係数は、前記供給された既知信号の自己相関行列に基づいて算出された係数であり、
    前記自己相関行列は、Mを正の整数としたときに、M行M列の対称行列であり、
    前記伝送シンボルを構成する前記既知信号の長さはLサンプルであり、前記伝送シンボルを構成する前記有効データの長さはMサンプルであり、Lは正の整数であり、M>3Lであり、
    前記相関算出ステップにおいて、前記相関系列として、3Lサンプル分の相関値が計算され、
    前記離散フーリエ変換ステップにおいて、3Lサンプルの相関値の前後にそれぞれ((M−3L)/2)個の0を挿入することによって、Mサンプルの信号に対して離散フーリエ変換を算出し、
    前記自己相関雑音抑圧ステップにおいて、前記離散フーリエ変換ステップで算出された前記Mサンプルの信号に、前記自己相関雑音抑圧係数を乗算することで、Mサンプルの前記伝送路推定結果を計算する、
    ことを特徴とする等化方法。
  21. 前記自己相関雑音抑圧係数は、前記自己相関行列から変換された巡回行列を用いて算出されることを特徴とする請求項20に記載の等化方法。
  22. 前記自己相関行列は、バンド行列であり、
    前記バンド行列において、該バンド行列の対角上を含む予め決められた数の列の要素は0以外の値を取り得る要素である、
    ことを特徴とする請求項12から21のいずれか1項に記載の等化方法。
  23. 送信すべき情報を含む有効データと既知の疑似ランダム雑音系列で構成される信号を伝送単位とする地上デジタル放送の受信装置であって、
    アンテナで受信した信号をベースバンドのデジタル信号に変換する受信部と、
    既知の疑似ランダム雑音系列を供給する既知信号供給部と、
    前記受信部から出力される信号と前記既知信号供給部から出力される前記既知の疑似ランダム雑音系列との間の相関を示す相関系列を生成する相関算出部と、
    前記相関系列を離散フーリエ変換して離散フーリエ変換結果を生成する離散フーリエ変換部と、
    前記離散フーリエ変換結果に自己相関雑音抑圧係数を乗算することで伝送路推定結果を生成する自己相関雑音抑圧部と、
    前記伝送路推定結果を用いて前記受信部から出力される信号の歪を補正する歪補正部と、
    を有し、
    前記自己相関雑音抑圧係数は、前記既知信号供給部から出力される前記既知の疑似ランダム雑音系列のM行M列(Mは正の整数)の対称行列である自己相関行列のM列の要素の内の、中央の予め決められた数の列の要素以外の要素を0とすることによって変換された行列を用いて算出された係数である
    ことを特徴とする受信装置。
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