JP7463630B2

JP7463630B2 - 信号検出装置

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Publication number: JP7463630B2
Application number: JP2020002724A
Authority: JP
Inventors: 圭一水谷; 博司原田; 武松村; 愛富酒井
Original assignee: Kyoto University
Current assignee: Kyoto University
Priority date: 2020-01-10
Filing date: 2020-01-10
Publication date: 2024-04-09
Anticipated expiration: 2040-01-10
Also published as: WO2021140819A1; JP2021111874A

Description

本発明は、ダイナミック周波数共用システムにおける信号検出装置に関する。

近年、無線通信システムを利用するアプリケーションやサービスの多様化に伴い、通信トラヒックの急増が深刻な課題となっている。本格運用が目前に迫る第５世代移動通信システム（５Ｇ）は、従来よりも高速かつ大容量の通信が可能で、この課題に対処できる技術として期待されている。日本においては３．７ＧHz帯，４．５ＧHz帯，および２８ＧHz帯の５Ｇへの割り当てがすでに決定しているが、合計の割り当て帯域幅は各事業者において５００ＭHzもしくは６００ＭHzであり、特に６ＧHz以下の無線通信に適した周波数帯においては１００ＭHz程度の割り当てに留まり、決して十分ではない。

そこで、既存システム（一次利用者）に割り当てられた周波数帯域において、一次利用者が運用していない場所や時間を特定もしくは検出し、近隣の一次利用者に干渉を与えない条件で他のシステムが二次利用する、ダイナミック周波数共用システムが注目を集めている。一次利用者に割り当てられた周波数帯域の内、二次利用者が利用可能な帯域をホワイトスペースと呼ぶ。このホワイトスペースを検出して利活用する研究開発が国内外で検討されてきた（非特許文献１参照）。

特に欧州では、２．３ＧHz－２．４ＧHz帯におけるワイヤレスカメラやビデオリンク等の放送用素材伝送用システムと、携帯電話システムとの共用を行うLicensed Shard Access （ＬＳＡ）の制度化および実装が進められている。ＬＳＡでは、一次利用者が周波数使用計画（周波数・場所・日時）をあらかじめ周波数共用データベース（LSA Repository: LR）に登録する。携帯電話システム側には、ＬＲと通信し利用可能周波数・地域・時間の確認および利用承認を受けて基地局の稼働および出力を制御するLSA Controller(ＬＣ)が実装されており、ＬＲとＬＣが連携して既存システムと携帯電話システムの周波数計画を照合する。その結果利用可能と判断された条件において、携帯電話システムが当該周波数帯を二次利用する。

このＬＳＡの概念の導入の可否が日本でも検討されることを想定し、日本国内における放送素材用伝送システムと５Ｇとのダイナミック周波数共用を検討することは、有用である。欧州におけるＬＳＡは一次利用者が固定局であるため周波数共用データベースに基づく運用となっているが、例えば日本国内における２．３ＧHz帯の放送中継向け可搬型無線中継通信システム（Field Pickup Unit:ＦＰＵ）はマラソン中継の際の放送素材伝送に用いられており、一次利用者は固定局のみならず移動局であることも考慮する必要がある（非特許文献２参照）。

M. Rarman, C. Song, and H. Harada, "Sensing Methods for Detecting Analog Television Signals," IEICE Trans. Commun., vol. E95-B, no.4, pp. 1066.1075, Apr. 2012. １．２ＧHz／２．３ＧHzHz帯テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形ＯＦＤＭ方式デジタル無線伝送システムＡＲＩＢＳＴＤ－Ｂ５７ Version 2.2，2018年 1月

一次利用者が移動局である場合、二次利用者が一次利用者に干渉を与えることなく当該周波数帯を共用するためには、周波数共用データベースによる運用を基本としつつも、ＦＰＵの信号を高精度に検出することが可能な電波センサを開発して併用することにより、より安心な共用が期待できる。また、検出性能としては，無線機の雑音レベルより１０ｄＢ低い信号レベルまで確実に検出する必要がある。

したがって、本発明の目的は、非常に微弱な信号レベルにおいても検出することを可能とする信号検出装置を提供することにある。

本発明は、受信信号と待受信号を複素相互相関演算する複素相互相関部と、
複素相互相関部の出力が供給され、ＯＦＤＭ方式の対象信号の検出結果を発生する信号検出部とを備え、
待受信号が、対象信号において、時間軸方向で周期的に現れる受信側で既知の信号を含み、
複素相互相関部は、第１の相互相関器と第２の相互相関器を備え、
第１の相互相関器には、受信信号の同相成分と待受信号の同相成分が供給され、第２の相互相関器には、受信信号の直交成分と待受信号の直交成分が供給され、第１の相互相関器の出力が第１の乗算器によって電力に変換され、第２の相互相関器の出力が第２の乗算器によって電力に変換され、第１の乗算器と第２の乗算器の出力が加算器で加算されることにより複素相互相関演算が行われる信号検出装置である。

本発明によれば、無線機の雑音レベルより１０ｄＢ低い非常に微弱な信号レベル（信号対雑音電力比（ＳＮＲ）＜＝－１０ｄＢ）を検出することを可能とできる。さらに、相関回路で用いる待受信号を簡略化することによって信号検出回路の回路規模を簡略化することができる。さらに、６ＧHz以下の周波数帯において新たに５Ｇシステムを割り当てることができる周波数資源を掘り起こすことができる。なお、ここに記載された効果は必ずしも限定されるものではなく、この発明中に記載されたいずれの効果であってもよい。また、以下の説明における例示された効果によりこの発明の内容が限定して解釈されるものではない。

図１は、本発明を適用できる無線伝送システムのフレーム構成を示す略線図である。図２は、本発明の一実施形態の信号検出装置の概略的構成を示すブロック図である。図３は、複素相互相関器の一例のブロック図である。図４（ａ）および図４（ｂ）は、本発明の一実施形態における量子化Ｐａｒｔｉａｌ－ＣＰ待受信号の同相成分と直交成分のそれぞれの波形図である。図５（ａ）および図５（ｂ）は、本発明の一実施形態におけるＦｕｌｌ－ＣＰ待受信号の同相成分および直交成分のそれぞれの波形図である。図６は、サンプル加算方式の信号検出部の一例のブロック図である。図７は、１ＦＣ待受信号もしくは１ＰＣ待受信号を用いた場合の複素相互相関結果にサンプル加算方式を適用した信号検出装置の処理の流れを示す図である。図８は、シンボル加算方式の信号検出部の一例のブロック図である。図９は、９ＦＣ待受信号もしくは９ＰＣ待受信号を用いた場合の複素相互相関結果にシンボル加算方式を適用した信号検出装置の処理の流れを示す図である。図１０は、１ＦＣ待受信号もしくは１ＰＣ待受信号を用いた場合の複素相互相関結果にシンボル加算回路を適用した信号検出装置の処理の流れを示す図である。図１１は、サンプル加算方式の信号検出部の加算部に対してシンボル加算方式の信号検出部の加算部を接続し、さらに、比較部を接続した構成の信号検出部のブロック図である。図１２は、１ＦＣもしくは１ＰＣ待受信号を用いた場合の複素相互相関結果にサンプル加算回路を適用した後、さらにシンボル加算回路を適用した信号検出装置の処理の流れを示す図である。図１３は、ＡＷＧＮ環境におけるＦｕｌｌ－ＣＰ待受信号（１ＦＣ待受信号および９ＦＣ待受信号）のＳＮＲに対する信号検出率（計算機シミュレーション）を示すグラフである。図１４は、3GPP EVAチャネル環境におけるＦｕｌｌ－ＣＰ待受信号（１ＦＣ待受信号および９ＦＣ待受信号）のＳＮＲに対する信号検出率（計算機シミュレーション）を示すグラフである。図１５は、ＡＷＧＮ環境における量子化Ｐａｒｔｉａｌ－ＣＰ待受信号（１ＰＣ待受信号および９ＰＣ待受信号）のＳＮＲに対する信号検出率（計算機シミュレーション）を示すグラフである。図１６は、量子化Ｐａｒｔｉａｌ－ＣＰ待受信号の生成過程で得ることができる、時間軸信号をＷａｌｓｈ波形に変換しない信号を待受信号とした場合の信号検出率（計算機シミュレーション）を示すグラフである。図１７は、3GPP EVAチャネル環境における量子化Ｐａｒｔｉａｌ－ＣＰ待受信号（１ＰＣ待受信号および９ＰＣ待受信号）のＳＮＲに対する信号検出率（計算機シミュレーション）を示すグラフである。

以下、この発明の一実施形態について説明する。なお、以下に説明する一実施形態は、この発明の好適な具体例であり、技術的に好ましい種々の限定が付されているが、この発明の範囲は、以下の説明において、特にこの発明を限定する旨の記載がない限り、これらの実施形態に限定されないものとする。

「ＡＲＩＢＳＴＤ－Ｂ５７準拠ＦＰＵシステム」
最初に、本発明を適用できるＯＦＤＭ方式の対象信号の一例である、無線伝送システム（ＡＲＩＢＳＴＤ－Ｂ５７）について説明する。ＡＲＩＢＳＴＤ－Ｂ５７は、１．２ＧHz帯および２．３ＧHz帯で運用されるテレビジョン放送番組素材伝送用の可搬型ＯＦＤＭ方式デジタル無線伝送システムの標準規格であり、２０１３年１２月に初版の策定が完了し、２０１８年１月に第２．２版が発行された。

「伝送パラメータ」
ＡＲＩＢＳＴＤ－Ｂ５７の伝送パラメータについて説明する。ＡＲＩＢＳＴＤ－Ｂ５７は単向通信方式であり、多重化方式として直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式が、また各キャリアの変調方式として、６４ＱＡＭ，３２ＱＡＭ，１６ＱＡＭ，８ＰＳＫ，ＱＰＳＫ，ＤＱＰＳＫ，ＢＱＰＳＫ，およびＤＢＰＳＫが採用されている。また、伝送モードとしてハーフモードとフルモードが規定されており、ＯＦＤＭ変復調器に使用する逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ポイント数は２，０４８（２Ｋモード）と１，０２４（１Ｋモード）が定義されている。

２Ｋモードの場合、占有帯域幅はハーフモード時で８．４０ＭHz、フルモード時で１７．１９ＭHzである。また、最大伝送ビットレートは６４ＱＡＭ使用の場合、ハーフモード時で５１．０Ｍbit／ｓ、フルモード時で１０５．０Ｍbit／ｓである。またSingle-Input Single-Output（ＳＩＳＯ）と送受信アンテナ数２×２構成のMultiple-Input Multiple-Output（ＭＩＭＯ）の二つのモードが定義されている。一実施形態では、ＳＩＳＯ・２Ｋモード・ハーフモード・Continual Pilot（ＣＰ）方式で評価を行う。またＧＩは１／８を想定して評価する。但し、本発明は、ＭＩＭＯの場合に対しても適用でき、また、フルモードの場合に対しても適用でき、また、Scattered Pilot（ＳＰ）方式に対しても適用することができる。さらにＧＩも１／８以外の場合においても適用可能である。

「フレーム構成」
図１はＡＲＩＢＳＴＤ－Ｂ５７の２ＫハーフモードＣＰ方式におけるＯＦＤＭフレーム構成を示す。ＣＰ方式では、８キャリアおきに送受双方において既知信号であるパイロット信号が割り当てられている。ＯＦＤＭフレームは、ＣＰ，Transmission and Multiplexing Configuration Control（ＴＭＣＣ），Auxiliary Channel（ＡＣ），Data，およびNullから構成される。サブキャリアはインデックス０から８４０までの８４１本存在し、ＣＰに該当するキャリア（ＣＰキャリア）は１０６本である。図１のＯＦＤＭフレームがＩＦＦＴされ、さらに、ガードインターバル（ＧＩ）が付加されることによってＯＦＤＭシンボルが形成される。その後ＯＦＤＭシンボルが直交変調される。

「信号検出装置の構成」
図２は、本発明の一実施形態の信号検出装置の概略的構成を示す。検出対象であるＡＲＩＢＳＴＤ－Ｂ５７に基づくＳＩＳＯのＣＰ方式２ＫハーフモードのＯＦＤＭ信号は、フェージングチャネルが時間軸で畳み込まれ、アンテナによって受信され、ＩＦ信号へ変換され、Ａ／Ｄ変換器を介して信号検出装置１に入力される。信号検出装置１に対して入力される信号には、機器における白色ガウス雑音が付加されている。信号検出装置１は複素相互相関部２と信号検出部３から構成される。複素相互相関部２には、検出対象信号と待受信号（レプリカ信号、リファレンス信号とも称される）が入力される。これらの信号の複素相互相関結果は、後段の信号検出部３に入力され、後述する検出方式により算出された検出結果（検出／非検出）を出力する。

「複素相互相関部」
複素相互相関部２では、複素相互相関演算によって、２つの複素信号の類似度を算出する。図３は、複素相互相関部２の一例の構成を示す。Ａ／Ｄ変換器４によってデジタル信号に変換された受信信号が直交変調の復調器２１に供給され、Ｉ成分およびＱ成分の復調出力が得られる。受信信号には、検出対象信号以外に無線信号、ノイズなどの場合がある。Ｉ成分が相互相関器２２に供給され、Ｑ成分が相互相関器２３に供給される。相互相関器２２に対しては待受信号（Ｉ）が供給され、相互相関器２３に対しては待受信号（Ｑ）が供給される。相互相関器２２の出力が乗算器２４によって二乗され、電力に変換され、相互相関器２３の出力が乗算器２５によって二乗され、電力に変換される。乗算器２４および乗算器２５の出力が加算器２６で加算され、信号検出部３（図２参照）に対して出力される。

相互相関器２２および２３によって次の式（１）で表される２つの時間複素信号の複素相関が求められる。

「待受信号」
検出対象信号には、ＦＰＵのプリアンブルやパイロット信号などの受信側で既知である信号（特徴量）が、時間軸方向でＯＦＤＭシンボル毎に周期的に同じパターンが現れる特徴を利用し、プリアンプルやパイロット信号などの受信側で既知である信号成分のみで待受信号を構成する。待受信号で検出を行う特徴量が時間方向に周期的に含まれているため、複素相互相関部の出力には周期的なピーク値が出現する。そのパターンは待受信号パターンによる。

「Ｆｕｌｌ－ＣＰ待受信号」
本発明の一実施形態における待受信号の複数の例について以下説明する。複素相互相関部で用いる待受信号には、一次利用者が送信する電波のパイロット信号、プリアンブルなど、受信側で既知のパターンが用いられる。「Ｆｕｌｌ－ＣＰ待受信号」は、検出対象となるＡＲＩＢＳＴＤ－Ｂ５７に準拠したＯＦＤＭ信号のうちＣＰキャリアのみをマッピングし、その他のサブキャリアをNullとした信号である。

図４（ａ）および図４（ｂ）はそれぞれＦｕｌｌ－ＣＰ待受信号の同相成分と直交成分を示す。ＣＰは周波数方向で８サブキャリアおきに１０６本挿入されているため、時間軸では複素平面において１ＯＦＤＭシンボルに８周期分の繰り返しパターンが発生する。ただし、同相成分および直交成分において、周期ごとにその正負が反転する。そして１ＯＦＤＭシンボルの１／８に相当する部分をＧＩとして付加するため、合計９周期分の繰り返しパターンが発生する。（なお、ＧＩ長が１／８以外の場合は、８周期に加えて、８×ＧＩ長の周期分の繰り返しとなる。例えばＧＩ長が１／８の場合は前述の通り８＋８×（１／８）＝９周期分、ＧＩ長が１／４の場合は８＋８×（１／４）＝１０周期分の様に算出できる。以降はＧＩ長＝１／８の例で記述するが、例えばＧＩ長が１／４の場合に適用するためには「９周期」の表記を「１０周期」と読み替える。）この９周期分の繰り返しパターンを有する２，３０４サンプル（１ＯＦＤＭシンボルに相当する２，０４８サンプルと，ＧＩである２，０４８×（１／８）＝２５６サンプルの合計サンプル数）から構成されるＯＦＤＭシンボルを待受信号とする（「９周期Ｆｕｌｌ－ＣＰ待受信号（９ＦＣ待受信号）」と称する）。受信信号と９ＦＣ待受信号の相互相関結果として、ＯＦＤＭシンボル毎にピークが発生する。

他の待受信号は、２５６サンプルから構成される１周期分の繰り返しパターンを待受信号とする（「１周期Ｆｕｌｌ－ＣＰ待受信号（１ＦＣ待受信号）」と称する）。受信信号と１ＦＣ待受信号の相互相関結果には、繰り返しパターン毎にピークが発生する。

「量子化Ｐａｒｔｉａｌ－ＣＰ待受信号」
複素相互相関部２においては、計算量を削減して回路を簡易化するために、待受信号長とその待受信号の量子化ビット数を削減できる方が望ましい。そこで、待受信号に用いるＣＰキャリアの本数を限定した上で、時間軸信号をＷａｌｓｈ波形に変換することで待受信号を簡素化する（「量子化Ｐａｒｔｉａｌ－ＣＰ待受信号」と称する）。この待受信号を生成するサンプリング周波数は、ＯＦＤＭ信号を構成する一番高い周波数成分をもつ８４０番目のサブキャリアの周波数とし、サンプリング周波数の逆数の整数倍の周期長を持つＣＰキャリア（式（２）を満たす第ｎ番目のキャリア）のみを、待受信号を構成するキャリアの候補とする。
（４２０＋ｎ）ｍｏｄ８＝０（２）

式（２）を満たすＣＰキャリアは１６本存在する（同相成分：第２８０，３６０，４００，４４０，４８０，５６０番目キャリアの計６本、直交成分：第０，３３６，３９２，４０８，４１６，４２４，４３２，４４８，５０４，８４０番目キャリアの計１０本）。量子化Ｐａｒｔｉａｌ－ＣＰ待受信号はこの１６本のＣＰキャリアのみから構成され、さらに各ＣＰキャリアで構成された時間軸信号をＷａｌｓｈ波形に変換することで量子化する。すなわち、量子化ビット数を同相成分では２ビット、直交成分では３ビットまで削減できる。なお、選択するＣＰキャリアはこの１６本のうち任意に選択しても良い。

図５（ａ）および図５（ｂ）に、それぞれ上記１６本のＣＰキャリアを選択して生成した場合の量子化Ｐａｒｔｉａｌ－ＣＰ待受信号の同相成分と直交成分を示す。量子化Ｐａｒｔｉａｌ－ＣＰ待受信号には、Ｆｕｌｌ－ＣＰ待受信号と同様、ガードインターバルを含む１ＯＦＤＭシンボル区間において９周期分の繰り返しパターンをもつ。この９周期分の繰り返しパターンを有する９４５サンプルから構成されるＯＦＤＭシンボルを待受信号とする「９周期量子化Ｐａｒｔｉａｌ－ＣＰ待受信号（９ＰＣ待受信号）」と、１０５サンプルから構成される１周期分の繰り返しパターンを待受信号とする「１周期量子化Ｐａｒｔｉａｌ－ＣＰ待受信号（１ＰＣ待受信号）」の２方式が考えられる。

「信号検出部」
本発明は複素相互相関部の出力として出現する周期的なピーク値を利用して信号検出能力を向上させる信号検出方式として、「サンプル加算方式」と「シンボル加算方式」と二つの方式を組み合わせた三つの方式を提案する。

「サンプル加算方式」
図６にサンプル加算方式の信号検出部３０を示す。本方式は１ＦＣ待受信号および１ＰＣ待受信号を用いる場合のみに適用可能である。複素相互相関部の出力ｚ（ｔ）が加算部３１に供給される。加算部３１は、８個のＭサンプル遅延回路の縦続接続を有し、縦続接続の入出力および段間から取り出した９個の出力を加算するようになされている。

加算部３１の加算出力が比較部３２に供給される。比較部３２は加算出力ｚ' （ｔ）の絶対値を二乗した出力（電力）が供給される比較器を有する。加算出力はスイッチＳＷ１を介して閾値決定部に供給される。閾値決定部で決定された閾値がスイッチＳＷ２を介して比較器に供給され、加算出力ｚ' （ｔ）の電力と比較される。例えば閾値より加算出力ｚ' （ｔ）の電力が大であれば、信号検出と判定する。

図７は１ＦＣ待受信号もしくは１ＰＣ待受信号を用いた場合の複素相互相関結果にサンプル加算方式を適用した信号検出装置の処理の流れを示す図である。図７に示すように、１ＦＣ待受信号もしくは１ＰＣ待受信号を用いて複素相互相関を行うと、その相関結果ｚ（ｔ）には、ガードインターバルを含む１ＯＦＤＭシンボル内に繰り返し周期分の本数のピーク値が出現する（すなわち、ＧＩ長が１／８の場合は９本のピーク値が出現する）。信号検出部は、この９本のピーク値を合算することで，信号検出能力の雑音耐性を改善できる。なお、図６中のサンプル遅延量Ｍは１ＯＦＤＭシンボルに含まれる繰り返し周期のサンプル数（本評価における１ＦＣ待受信号の場合は２５６、１ＰＣ待受信号の場合は１０５）に設定する。また、信号検出に必要な閾値は、図中のスイッチＳＷ１をＯＮとし、スイッチＳＷ２をＯＦＦとし、複素相互相関部への入力を雑音のみとした状態でｚ' （ｔ）を計算し、その電力の最大値に設定する。

「シンボル加算方式」
図８にシンボル加算方式の信号検出部４０を示す。本方式は提案する全ての待受信号を用いる場合に適用可能である。複素相互相関部の出力ｚ（ｔ）が加算部４１に供給される。加算部４１は、（Ｎ－１）個のＬサンプル遅延回路の縦続接続を有し、縦続接続の入出力および段間から取り出したＮ個の出力を加算するようになされている。

加算部４１の加算出力が比較部４２に供給される。比較部４２は加算出力ｚ' （ｔ）を１／Ｎした信号の絶対値を二乗した出力（電力）が供給される比較器を有する。加算出力ｚ' （ｔ）を１／Ｎした信号の電力がスイッチＳＷ３を介して閾値決定部に供給される。閾値決定部で決定された閾値がスイッチＳＷ４を介して比較器に供給され、加算出力ｚ' （ｔ）を１／Ｎした信号の電力と比較される。例えば閾値より電力が大であれば、信号検出と判定する。信号検出に必要な閾値は、図中のスイッチＳＷ３をＯＮ、スイッチＳＷ４をＯＦＦとし、複素相互相関部への入力を雑音のみとした状態でｚ' （ｔ）を計算し、その電力の最大値に設定する。

図９は９ＦＣ待受信号もしくは９ＰＣ待受信号を用いた場合の複素相互相関結果にシンボル加算方式を適用した信号検出装置の処理の流れを示す図である。図９に示すように、９ＦＣ待受信号もしくは９ＰＣ待受信号を用いて複素相互相関を行うと、その相関結果ｚ（ｔ）には、ガードインターバルを含む１ＯＦＤＭシンボル毎にピーク値が出現する。本方式は、相関結果ｚ（ｔ）を１ＯＦＤＭシンボルずらしながらＮ本分のピーク値を合算することで、信号検出能力の雑音耐性を改善する。なお、図８中のシンボル遅延量ＬはＧＩを含む１ＯＦＤＭシンボルのサンプル数（本評価における１ＦＣ待受信号の場合は２，３０４、１ＰＣ待受信号の場合は９４５）に設定する。さらに、図１０は、１ＦＣ待受信号もしくは１ＰＣ待受信号を用いた場合の複素相互相関結果にシンボル加算回路を適用した信号検出装置の処理の流れを示す図である。

また、１ＦＣ待受信号もしくは１ＰＣ待受信号を用いる場合は、図１１に示すように、サンプル加算方式の信号検出部の加算部３１に対してシンボル加算方式の信号検出部の加算部４１を接続し、さらに、比較部５１を接続した構成の信号検出部５０とするようにしてもよい。図１２は、１ＦＣもしくは１ＰＣ待受信号を用いた場合の複素相互相関結果にサンプル加算回路を適用した後、さらにシンボル加算回路を適用した信号検出装置の処理の流れを示す図である。

「受信ダイバーシチ」
さらに、上述した構成の信号検出装置を有する電波センサを複数分散配置して、そのうち１つでも対象信号を検出した場合に「信号検出」とみなす（すなわち選択ダイバーシチする）ことで、フェージング環境下での信号検出性能を向上させてもよい。ＦＰＵと各信号検出装置間のフェージングパスが互いに独立であると仮定すると、単一の信号検出装置を用いた場合の信号検出率をｐｄとすると、Ｓ台のセンサを用いた場合の信号検出Ｐｄは、次式（３）で表すことができる。

「計算機シミュレーション」
計算機シミュレーションにより，本発明の一実施形態の信号検出装置および待受信号の性能評価を行う。送信信号の諸元を表１に示す。

ここでは、ＳＩＳＯモードのＣＰ方式２ＫハーフモードのＯＦＤＭ信号を送信信号（検出対象信号）とする。なお当該送信信号のＡＣキャリアは使用しないため、全てＮｕｌｌキャリアとする。また、チャネルモデルはＡＷＧＮおよび3GPP Extended Vehicular A（EVA）モデルとする。１ＦＣ待受信号および１ＰＣ待受信号を用いる場合は全てサンプル加算方式を適用し、さらにシンボル加算方式を合わせて適用する（図１１参照）。９ＦＣ待受信号もしくは９ＰＣ待受信号を用いる場合はシンボル加算方式のみを適用する（図８参照）。また、ＳＮＲ＜＝－１０ｄＢにおいて、検出率９９％を達成することを所要検出条件とする。

「信号検出閾値の決定」
信号検出の閾値を決定するために、電力を１に規格化したガウス雑音のみを信号検出部に入力し、電力換算した相関信号の最大値がある値を超える確率（誤検出率）を評価し、その誤検出率が０％となるレベルを閾値に設定した。各待受信号およびシンボル加算回数Ｎにおける閾値を表２に示す。シンボル加算回数Ｎの値を大きくするほど、中心極限定理によって加算後の雑音電力の平均値が０に近づき，閾値を小さくできる。

「「Ｆｕｌｌ－ＣＰ待受信号の検出性能」
「ＡＷＧＮ環境」
ＡＷＧＮ環境におけるＦｕｌｌ－ＣＰ待受信号（１ＦＣ待受信号および９ＦＣ待受信号）のＳＮＲに対する信号検出率を図１３に示す。信号検出率９９％を達成するのに必要なＳＮＲは１ＦＣ待受信号および９ＦＣ待受信号で概ね一致する。シンボル加算回数Ｎが大きくなるとより低いＳＮＲでも信号検出が可能となるが、ＡＷＧＮ環境ではシンボル加算なしでも１ＦＣ待受信号および９ＦＣ待受信号のどちらを用いた場合でも、ＳＮＲ＝－１１ｄＢのＦＰＵ信号を９９％以上検出できる。

「3GPP EVAチャネル環境」
3GPP EVAチャネル環境におけるＦｕｌｌ－ＣＰ待受信号（１ＦＣ待受信号および９ＦＣ待受信号）のＳＮＲに対する信号検出率を図１４に示す。信号検出率９９％を達成するのに必要なＳＮＲは１ＦＣ待受信号および９ＦＣ待受信号で概ね一致する。シンボル加算回数Ｎが大きいほど低いＳＮＲでも信号検出が可能となり、１０回のシンボル加算で、ＳＮＲ＝－１４ｄＢのＦＰＵ信号を９９％以上検出できる。

「量子化Ｐａｒｔｉａｌ－ＣＰ待受信号の検出性能」
「ＡＷＧＮ環境」
ＡＷＧＮ環境における量子化Ｐａｒｔｉａｌ－ＣＰ待受信号（１ＰＣ待受信号および９ＰＣ待受信号）のＳＮＲに対する信号検出率を図１５に示す。信号検出率９９％を達成するのに必要なＳＮＲは１ＰＣ待受信号および９ＰＣ待受信号で概ね一致する。シンボル加算回数Ｎが大きいほど低いＳＮＲでも信号検出が可能となり、２０回のシンボル加算で、ＳＮＲ＝－１１ｄＢのＦＰＵ信号を９９％以上検出可能である。

一方、この検出性能は同じシンボル加算数であるＮ＝２０のときのＦｕｌｌ－ＣＰ待受信号の場合の検出性能（ＳＮＲ＝－２３ｄＢ）と比較すると、１３ｄＢ劣化している。図１６に量子化Ｐａｒｔｉａｌ－ＣＰ待受信号の生成過程で得ることができる、時間軸信号をＷａｌｓｈ波形に変換しない信号を待受信号とした場合（つまり、Ｆｕｌｌ－ＣＰ待受信号の使用ＣＰキャリアを１６本に削減した待受信号）の信号検出率を示す。２０回のシンボル加算でＳＮＲ＝－１１ｄＢのＦＰＵ信号を９９％以上検出可能であり、サブキャリアをＷａｌｓｈ波形に変換した場合と同等であるため、Ｆｕｌｌ－ＣＰ待受信号に対する１３ｄＢの劣化はＣＰキャリア本数の削減に起因すると言える。

「3GPP EVAチャネル環境」
3GPP EVAチャネル環境における量子化Ｐａｒｔｉａｌ－ＣＰ待受信号（１ＰＣ待受信号および９ＰＣ待受信号）のＳＮＲに対する信号検出率を図１７に示す。信号検出率９９％を達成するのに必要なＳＮＲは、２０回のシンボル加算を行ったとしても、１ＰＣ待受信号の場合、ＳＮＲ＝－４ｄＢ、９ＰＣ待受信号の場合、ＳＮＲ＝－３ｄＢであり、いずれの場合もＳＮＲ＜＝－１０ｄＢにおいて検出率９９％を達成できない。

そこで、上述した受信ダイバーシチを適用する。図１７より、Ｓ＝１台の電波センサを用いて量子化Ｐａｒｔｉａｌ－ＣＰ待受信号で２０回のシンボル加算を行った場合、ＳＮＲ＝－１０ｄＢのＦＰＵ検出率は１ＰＣ待受信号で８３．１％、９ＰＣ待受信号で８１．６％であった。一方、Ｓ＝３台の電波センサで協調した場合、式（３）より１ＰＣ待受信号では、９９．５％、９ＰＣ待受信号では、９９．４％となり、ＳＮＲ＝－１０ｄＢのＦＰＵ信号を９９％以上検出できる。

上述したように、本発明の一実施形態は、一次利用システムとしてＡＲＩＢＳＴＤ－Ｂ５７に準拠したＦＰＵ信号を想定した場合のＳＮＲ＝－１０ｄＢ以下の非常に微弱なレベルにおいても検出可能な信号検出方式である。さらに、相関回路で用いる待受信号をＷａｌｓｈ波形によって量子化する簡略化方式によって、電波センサの回路規模を簡略化することができる。さらに、計算機シミュレーションによって評価し、計算量削減を行わないＦｕｌｌ－ＣＰ待受信号を用いた場合は、3GPP EVAチャネル環境において、１０回のシンボル加算を行うことでＳＮＲ＝－１４ｄＢのＦＰＵ信号を９９％以上検出できる。さらに待受信号の量子化ビット数を同相成分で２ビット、直交成分で３ビットまで削減した量子化Ｐａｒｔｉａｌ－ＣＰ待受信号を用いた場合は、3GPP EVA チャネル環境において、３台の独立なフェージングパスを持つ電波センサを協調させ、選択ダイバーシチと２０回のシンボル加算を行うことでＳＮＲ＝－１０ｄＢのＦＰＵ信号を９９％以上検出できる。

以上、本発明の実施形態について具体的に説明したが、上述の各実施形態に限定されるものではなく、本発明の技術的思想に基づく各種の変形が可能である。例えば本発明はＡＲＩＢＳＴＤ－Ｂ５７方式以外のデジタルテレビジョン信号に対して適用することができ、また、デジタルテレビジョン信号以外のＯＦＤＭ方式の信号に対して適用することができる。

１・・・信号検出装置、２・・・複素相互相関部、３，３０，４０・・・信号検出部、
２２，２３・・・相互相関器、３０・・・サンプル加算方式の信号検出部、
４０・・・シンボル加算方式の信号検出部、５０・・・サンプル加算方式およびシンボル加算方式の信号検出部を組み合わせた信号検出部

Claims

受信信号と待受信号を複素相互相関演算する複素相互相関部と、
前記複素相互相関部の出力が供給され、ＯＦＤＭ方式の対象信号の検出結果を発生する信号検出部とを備え、
前記待受信号が、前記対象信号において、時間軸方向で周期的に現れる受信側で既知の信号を含み、
前記複素相互相関部は、第１の相互相関器と第２の相互相関器を備え、
前記第１の相互相関器には、前記受信信号の同相成分と前記待受信号の同相成分が供給され、前記第２の相互相関器には、前記受信信号の直交成分と前記待受信号の直交成分が供給され、前記第１の相互相関器の出力が第１の乗算器によって電力に変換され、前記第２の相互相関器の出力が第２の乗算器によって電力に変換され、前記第１の乗算器と前記第２の乗算器の出力が加算器で加算されることにより前記複素相互相関演算が行われる信号検出装置。
前記既知の信号がＭサンプルで、且つ、ガードインターバルを含む１ＯＦＤＭシンボルがＬサンプルで、前記既知の信号が前記対象信号の１ＯＦＤＭシンボルにおいて周期Ｌ／Ｍで含まれており、
前記待受信号が前記既知の信号のＭサンプルによって構成された信号である請求項１に記載の信号検出装置。
前記既知の信号がＭサンプルで、且つ、ガードインターバルを含む１ＯＦＤＭシンボルがＬサンプルで、前記既知の信号が前記対象信号の１ＯＦＤＭシンボルにおいて周期Ｌ／Ｍで含まれており、
前記待受信号が前記既知の信号を複数並べて構成されたＬサンプルの信号である請求項１に記載の信号検出装置。
請求項３に記載の前記待受信号のキャリア本数を減少させると共に、量子化して簡略化した待受信号を形成するようにした信号検出装置。
前記信号検出部が複数のＭサンプル遅延回路により遅延された出力を加算する加算部と、前記加算部の出力を閾値と比較する比較部により構成された請求項２に記載の信号検出装置。
前記信号検出部が複数のＬサンプル遅延回路により遅延された出力を加算する加算部と、前記加算部の出力を閾値と比較する比較部により構成された請求項３に記載の信号検出装置。
前記既知の信号がＭサンプルで、且つ、ガードインターバルを含む１ＯＦＤＭシンボルがＬサンプルで、前記既知の信号が前記対象信号の１ＯＦＤＭシンボルにおいて周期Ｌ／Ｍで含まれており、
前記信号検出部が、前記複素相互相関部の出力に基づいて、複数のＭサンプル遅延回路により遅延された出力を加算する第１の加算部と、前記第１の加算部の出力が供給され、複数のＬサンプル遅延回路により遅延された出力を加算する第２の加算部と、前記第２の加算部の出力を閾値と比較する比較部により構成された請求項１に記載の信号検出装置。
前記複素相互相関部に対してノイズ成分が供給された時に、前記ノイズ成分を前記対象信号として誤検出しないように前記閾値が決定される閾値決定部を有する請求項５、請求項６又は請求項７に記載の信号検出装置。