JP5755503B2 - 受信装置および受信方法 - Google Patents

Description

この出願で言及する実施例は、受信装置および受信方法に関する。

デジタル放送、例えば、日本国における地上波デジタル放送の送信装置における変調は、まず、マップ処理により送信信号のビットストリームを複素平面にマッピングする。例えば、６４ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）であれば、送信信号のビットストリームを６ビットずつに区切り、複素平面上の６４個の信号点にマッピングする。

さらに、複素平面上の６４個の信号点にマッピングされたデータ（信号）は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重方式）であれば、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆（高速）フーリエ変換）する。そして、ＩＦＦＴされたデジタル信号をアナログ信号に変換した後、所望の周波数にアップしてアンテナから送り出す。

一方、地上波デジタル放送の受信装置における復調は、上述した変調と逆の処理を実施する。すなわち、アンテナで受信したアナログ信号をデジタル信号に変換し、さらに、ＯＦＤＭであれば、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：（高速）フーリエ変換）して伝送路補償する。

そして、伝送路補償した後の信号に対して、誤り訂正および復号を行ってＴＳ（Transform Stream）形式の信号を出力し、このＴＳ信号をデコードして映像/音声信号を出力する。

ところで、従来、デジタル放送の受信装置としては、様々なものが提案されている。

特開２００４−２６６８１４号公報 特開２０００−２９５１９５号公報 特開２００９−２７８４４８号公報 特開２０１０−２６８１７７号公報

前述したように、例えば、地上波デジタル放送の受信装置では、フーリエ変換が行われているが、フーリエ変換の時間窓の位置（ＦＦＴの時間窓位置）は、環境によって最適位置が変化することが知られている。

しかしながら、ＦＦＴの時間窓位置をずらすと、一定期間の間、伝送路補償の劣化が発生し、受信性能が低下することになる。

また、キャリア間干渉（ＩＣＩ：Inter Carrier Interference）を除去するため、例えば、ＩＣＩを算出する際に前後のシンボルの伝送路推定値から伝送路変動値の算出を行うが、伝送路推定値は、ＦＦＴの時間窓位置を変化させると位相回転を生じる。

このように、ＦＦＴの時間窓位置が異なる伝送路推定値から伝送路変動値を求める場合、伝送路変動値が正しく算出されずＩＣＩの除去の精度が劣化し、受信性能の低下を来すことになる。

一実施形態によれば、シンボル単位の受信信号に基づき、シンボル毎のフーリエ変換の開始位置を検出するシンボルタイミング検出部と、フーリエ変換部と、第１シンボルタイミング補正部と、補間合成部と、を有する受信装置が提供される。

前記フーリエ変換部は、前記検出されたシンボル毎のフーリエ変換の開始位置に基づき、前記シンボル毎のフーリエ変換を行い、また、前記第１シンボルタイミング補正部は、基準シンボルのフーリエ変換の開始位置と前記検出したシンボル毎のフーリエ変換の開姶位置との差分の変動量に応じて、前記検出したシンボル毎のタイミングを補正する。

そして、前記補間合成部は、 前記基準シンボルおよび前記タイミングが補正されたシンボルを含む複数のシンボルに対応する複数の遅延プロファイルを補間合成する。

開示の受信装置および受信方法は、受信性能を向上させることができるという効果を奏する。

関連技術の受信装置の一例を示すブロック図である。 関連技術の受信装置におけるＦＦＴの時間窓位置の変動を含む補間合成を模式的に示す図である。 マルチパス環境下におけるＦＦＴの時間窓制御を説明するための図（その１）である。 マルチパス環境下におけるＦＦＴの時間窓制御を説明するための図（その２）である。 第１実施例の受信装置を示すブロック図である。 本実施例の受信装置におけるＦＦＴの時間窓位置の変動を含む補間合成を模式的に示す図である。 シンボルタイミングメモリ部に保持するシンボルタイミングの例を示す図である。 シンボルタイミング補正の処理を説明するためのフローチャートである。 第２実施例の受信装置を示すブロック図である。 ＦＦＴの時間窓位置ずれによるキャリア番号に対する位相変位量を説明するための図である。 第３実施例の受信装置を示すブロック図である。

まず、受信装置および受信方法の実施例を詳述する前に、関連技術の受信装置およびその問題点を図１〜図４を参照して説明する。

図１は、関連技術の受信装置の一例を示すブロック図であり、日本国の地上波デジタル放送（ＩＳＤＢ−Ｔ:Integrated Service Digital Broadcasting-Terrestrial）に則った受信装置を示すものである。図１に示されるように、関連技術の受信装置は、受信部１０２、シンボルタイミング検出部１０３、ＦＦＴ部１０４、ＳＰ抽出部１０５、ＩＦＦＴ部１０６、バッファ部１０７、および、補間合成部１０８を有する。

さらに、受信装置は、仮判定部１０９、ＦＦＴ部１１０、ノイズ除去部１１１、ＩＣＩ除去部１１２、ＩＣＩレプリカ生成部１１３、伝送路変動算出部１１４、伝送路補償部１１５、誤り訂正復号部１１６およびデコーダ１１７を有する。

受信部１０２は、アンテナ１０１を介して受け取る高周波信号から受信するチャネルを選択し、その選択されたチャネルの高周波信号を、中間周波数を介してＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換し、デジタル信号ｙ_n(t)を出力する。

受信部１０２から出力されたデジタル信号ｙ_n(t)は、シンボルタイミング検出部１０３およびＦＦＴ部１０４に入力される。すなわち、シンボルタイミング検出部１０３は、受信部１０２からのデジタル信号ｙ_n(t)、および、後述するＩＦＦＴ部１０６からの時間領域信号ｈ_n(t)を受け取り、シンボルの先頭を検出してＦＦＴの時間窓位置（フーリエ変換の時間窓の位置）を決定する。

ここで、シンボルの先頭の検出には、シンボル末尾部分の情報をコピーして挿入したガードインターバルの相関を用いる。これにより、主波のシンボル開始タイミングからＦＦＴの時間窓が決定される。なお、シンボル開始タイミングの決定は、受信開始時のみ行い、以降はＩＦＦＴ部１０６で生成される遅延プロファイル（ｈ_n(t)）からシンボル間干渉を生じない最適なＦＦＴの時間窓位置を決定する。

すなわち、ＦＦＴ部１０４は、シンボルタイミング検出部１０３で検出されたタイミングｔ_n（シンボルタイミング検出値）により、受信信号をＦＦＴして周波数領域信号Ｙ_n(f)に変換して出力する。

ＳＰ抽出部１０５は、例えば、ＩＳＤＢ−Ｔでデータ信号と共に送信される既知信号である分散パイロット信号（ＳＰ(Scattered Pilot)信号）を、ＦＦＴ部１０４によって変換された周波数領域信号Ｙ_n(f)から抽出する。ＩＦＦＴ部１０６は、ＳＰ信号を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）することで遅延プロファイルを示す時間領域信号ｈ_n(t)に変換する。

この変換された時間領域信号ｈ_n(t)の振幅は、受信信号の大きさを表すため、最も大きな信号は主波を示し、また、所定レベルよりも大きい信号は干渉波を示す。ここで、ＳＰ信号は、時間領域に変換されるため、干渉波は、主波に対する先行波および遅延波と決定することができる。

ところで、遅延プロファイル（時間領域信号ｈ_n(t)，ｈ_n-1(t)，ｈ_n-2(t)，ｈ_n-3(t)）には、環境により発生するノイズによって、送信信号ではない信号が現れることがある。バッファ部１０７は、このノイズによる遅延プロファイルの精度劣化を抑制するために、シンボルを一定時間保持する。

補間合成部１０８は、バッファ部１０７で保持した遅延プロファイルｈ_n(t)，ｈ_n-1(t)，ｈ_n-2(t)，ｈ_n-3(t)を加算平均により合成（加算平均合成）し、加算平均により合成された遅延プロファイルｈ'_n(t)を出力する。ノイズ除去部１１１は、補間合成部１０８から遅延プロファイルｈ'_n(t)を受け取り、適当な閾値によって閾値以下の信号をノイズと見なして零に置換する。

これにより、ノイズの影響を低減して高精度に伝送路推定を行うことが可能になる。そして、ノイズ除去を行った遅延プロファイルは、ＦＦＴ部１１０で再度ＦＦＴすることにより周波数領域信号Ｈ_n(f)に変換され、伝送路推定値が得られる。

ところで、例えば、移動受信時に発生する搬送波間干渉（ＩＣＩ）は、受信性能を大きく劣化させることが知られている。ＩＣＩ除去部１１２は、データ信号から得た伝送路推定値によりＩＣＩ成分を推定し、ＩＣＩレプリカを減算することで各キャリアのＩＣＩを除去する。

すなわち、仮判定部１０９は、ＦＦＴ部１０４からの周波数領域信号Ｙ_n(f)およびＦＦＴ部１１０からの周波数領域信号Ｈ_n(f)を受け取って、ＩＣＩレプリカの生成時に使用される各キャリアの硬判定値Ｘ'_n(f)を出力する。

また、伝送路変動算出部１１４は、前後のシンボルの伝送路情報（Ｈ_n(f)）を用いて伝送路変動値Ｖ_nを算出し、さらに、ＩＣＩレプリカ生成部１１３は、硬判定値Ｘ'_n(f)と伝送路変動値Ｖ_nからＩＣＩレプリカＮ'_ICIを生成する。

そして、ＩＣＩ除去部１１２は、データ信号から得た伝送路推定値によりＩＣＩ成分を推定し、ＩＣＩレプリカＮ'_ICIを減算することで各キャリアのＩＣＩを除去する。すなわち、ＩＣＩを除去した周波数領域信号Ｙ'_n(f)を、Ｙ'_n(f)＝Ｙ_n(f)−Ｎ'_ICIとして求め、それを伝送路補償部１１５に出力する。

伝送路補償部１１５は、ＩＣＩ除去部１１２でＩＣＩ除去された受信データ信号（Ｙ'_n(f)）を伝送路推定値で複素除算し、これにより、伝送路の影響が除去され、等化されたデータ信号Ｘ_n(f)が得られる。

この等化されたデータ信号Ｘ_n(f)は、誤り訂正復号部１１６に与えられ、そこで誤り訂正および復号処理が実施されて、ＴＳ（Transform Stream）形式の信号が出力される。そして、ＴＳ信号は、デコーダ１１７に入力されて、映像／音声信号に変換して出力される。

図２は、関連技術の受信装置におけるＦＦＴの時間窓位置の変動を含む補間合成を模式的に示す図である。ここで、図２（ａ）〜図２（ｄ）は、シンボルｎ〜ｎ−３を示し、また、図２（ｅ）は、シンボルｎ〜ｎ−３を合成したものを示す。

まず、図２（ａ）〜図２（ｃ）に示されるように、シンボルｎ，ｎ−１，ｎ−２では、先行波が存在せず、主波にＦＦＴの時間窓位置を合わせたときの遅延プロファイルになる。一方、図２（ｄ）に示されるように、シンボルｎ−３では、先行波ｐｗが存在する。すなわち、シンボルｎ−３の先行波は、例えば、ＦＦＴサンプリング数でＫだけずれている。

そのため、図２（ｅ）に示されるように、補間合成部１０８によりＦＦＴの時間窓位置が異なる遅延プロファイルを加算平均合成すると、本来同じ信号である主波と遅延波が分裂して合成されることになる。

そして、ノイズ除去部１１１は、例えば、適当な閾値Ａth0により、その閾値以下のパスに関しては『０』（零）と置換することで干渉波を含むノイズを除去し、高精度な伝送路推定を可能としている。

しかしながら、上述したように、ＦＦＴの時間窓位置の異なる遅延プロファイルを合成すると、例えば、ＦＦＴの時間窓位置のずれである＋Ｋの位置のノイズ除去の精度が劣化し、伝送路推定の精度が劣化することになる。

このずれ時間は、例えば、ＦＦＴサンプリング時間単位でＩＳＤＢ−Ｔのモード３の場合、ＦＦＴクロックはＦＦＴサンプリング数／有効シンボル長＝８１９２／１００８＝８．１２６９８４ＭＨｚなので、逆数の６３／５１２＝０．１２３０４７μｓ単位になる。

図３および図４は、マルチパス環境下におけるＦＦＴの時間窓制御を説明するための図であり、図３は、主波および遅延波の２波の場合を示し、また、図４は、主波，遅延波および先行波の３波の場合を示す。

まず、図３に示されるように、主波および遅延波の２波の場合、ＦＦＴの時間窓は、主波のシンボルｎの開始タイミングＴnmsから主波のシンボルｎの終了タイミングＴnmeまでとされる。

また、図４に示されるように、主波，遅延波および先行波の３波の場合、ＦＦＴの時間窓は、先行波のシンボルｎの開始タイミングＴnpsから先行波のシンボルｎの終了タイミングＴnpeまでとされる。

これにより、ＦＦＴの時間窓位置は、そのＦＦＴの時間窓内に異なるシンボル番号のデータが混在しないように規定され、例えば、マルチパス存在時のシンボル間干渉が生じない。

ところで、図１を参照して説明したように、関連技術の受信装置では、ＦＦＴ部１０４によりフーリエ変換（ＦＦＴ）を行った後の受信信号から、ＳＰ抽出部１０５により既知信号であるパイロット（ＳＰ）信号を抽出する。

さらに、ＩＦＦＴ部１０６により逆フーリエ変換を行って遅延プロファイルを算出し、この遅延プロファイルに対して、ノイズ除去部１１１により閾値以下の干渉波の除去を行い、ＦＦＴ部１１０により再度ＦＦＴを行って伝送路推定値を算出する。

ここで、関連技術の受信装置では、伝送路推定値の精度向上のためノイズの影響によって発生する遅延プロファイル上の信号を抑制するために、バッファ部１０７および補間合成部１０８により加算平均合成を行う。

この際、ＦＦＴ部１０４における初段のＦＦＴの時間窓位置がずれると、算出される遅延プロファイルが時間方向にシフトしてずれが生じる。このような時間方向のずれを含む遅延プロファイルを加算平均合成すると、干渉波の除去精度が落ちることになり、伝送路推定値の精度が劣化する。すなわち、伝送路補償部１１５による伝送路の補償を十分に行えなくなり、受信性能の低下を招くことになる。

また、キャリア間干渉（ＩＣＩ：Inter Carrier Interference）を除去するために、仮判定部１０９，伝送路変動算出部１１４，ＩＣＩレプリカ生成部１１３およびＩＣＩ除去部１１２が設けられている。すなわち、データ信号から得た伝送路推定値によりＩＣＩ成分を推定し、ＩＣＩレプリカを減算することで各キャリアのＩＣＩを除去する。

しかしながら、関連技術の受信装置において、伝送路推定値は、ＦＦＴの時間窓位置を変化させると位相回転を生じる。すなわち、ＦＦＴの時間窓位置が異なる伝送路推定値から伝送路変動値を求める場合、伝送路変動値が正しく算出されず、ＩＣＩの除去精度が劣化する。すなわち、ＩＣＩ除去部１１２によるＩＣＩの除去を十分に行えなくなり、受信性能の低下を招くことになる。

以下、受信装置および受信方法の実施例を、添付図面を参照して詳述する。図５は、第１実施例の受信装置を示すブロック図であり、日本国の地上波デジタル放送（ＩＳＤＢ−Ｔ）に則った受信装置を示すものである。

図５と前述した図１との比較から明らかなように、本第１実施例の受信装置では、図１に示す関連技術の受信装置に対して、シンボルタイミングメモリ部１１８および第１シンボルタイミング補正部１１９が追加されている。

シンボルタイミングメモリ部１１８は、シンボルタイミング検出部１０３で検出したシンボルタイミング検出値ｔnを、シンボル番号と共に保持する。なお、シンボルタイミング検出部１０３は、ＦＦＴサンプリング時間単位でＦＦＴの時間窓位置の検出を行う。

すなわち、ＦＦＴの時間窓位置の最適な位置は、シンボルタイミング検出位置のずれやマルチパス環境下において、シンボル間干渉をできるだけ低減するべく、シンボル毎に異なっている。

そのため、シンボルタイミング検出部１０３は、ＩＦＦＴ部１０６で生成された遅延プロファイルｈ_n(t)からシンボル毎に最適なＦＦＴの時間窓位置をＦＦＴサンプリング時間単位で決定する。

シンボルタイミングメモリ部１１８は、シンボル毎にシンボルタイミング検出値ｔ_nを、受信開始からの差分値だけシフトレジスタに蓄える。すなわち、シンボルタイミング検出値ｔ_nは、加算平均合成を行うシンボル数分（例えば、４シンボル分）がシンボルタイミングメモリ部１１８に保持される。

ＳＰ抽出部１０５は、ＦＦＴ部１０４の出力データ（Ｙ_n(f)）からＳＰ信号を抽出し、ＩＦＦＴ部１０６は、例えば、ＦＦＴサンプリング数と同じ８１９２ポイントでＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）を行う。

ＩＦＦＴ部１０６の出力は、加算平均合成するためにバッファ部１０７で保持される。図５では、バッファ部１０７に保持されるシンボルが４つの場合（遅延プロファイルｈ_n(t)，ｈ_n-1(t)，ｈ_n-2(t)，ｈ_n-3(t)）を示しているが、これは、４シンボルに限定されるものではない。

第１シンボルタイミング補正部１１９は、バッファ部１０７と補間合成部１０８との間に設けられ、補間合成部１０８で補間合成する前に、シンボルタイミングの補正を行うようになっている。

すなわち、バッファ部１０７に保持された遅延プロファイル（時間領域信号）ｈ_n(t)，ｈ_n-1(t)，ｈ_n-2(t)，ｈ_n-3(t)は、第１シンボルタイミング補正部１１９により補正処理が行われ、その補正処理が行われた遅延プロファイルが補間合成部１０８に出力される。

図６は、本実施例の受信装置におけるＦＦＴの時間窓位置の変動を含む補間合成を模式的に示す図である。ここで、図６（ａ）〜図６（ｄ）は、シンボルｎ〜ｎ−３を示し、また、図６（ｅ）は、シンボルｎ〜ｎ−３を合成したものを示す。

図６（ａ）〜図６（ｃ）に示されるように、シンボルｎ，ｎ−１，ｎ−２では、ＦＦＴの時間窓位置が『０』とされ、また、図６（ｄ）に示されるように、シンボルｎ−３では、ＦＦＴの時間窓位置が『Ｋ』とされている。

そして、ＦＦＴの時間窓位置が『Ｋ』になっているシンボルｎ−３に対しては、例えば、シンボルｎを現時刻のシンボルとして、そのシンボルｎのＦＦＴの時間窓位置『０』に合わせるように、変動分の時間補正を行う。

すなわち、図６（ｄ）に示されるように、第１シンボルタイミング補正部１１９により、遅延プロファイルｈ_n-3(t−Ｋ＋Ｋ)として、シンボルｎ−３の波形Ｗ１２およびＷ２０をＫだけ時間的に早い方向にずらして波形Ｗ１１およびＷ２１の位置に補正する。

これにより、図６（ｅ）に示されるように、補間合成部１０８による遅延プロファイルの加算平均合成が適切に行われ、本来同じ信号である主波と遅延波がそれぞれ同じタイミングで合成されることになる。

さらに、ノイズ除去部１１１は、例えば、適当な閾値Ａth0により、その閾値以下のパスに関しては『０』と置換することでノイズを除去し、また、ＦＦＴ部１１０により再度ＦＦＴを行って伝送路推定値を算出する。

そして、伝送路補償部１１５は、ＦＦＴ部１１０からの伝送路推定値Ｈ_n(f)を使用して伝送路の補償を十分に行うことができ、受信性能を向上させることが可能になる。

すなわち、本第１実施例の受信装置によれば、シンボルタイミングメモリ部１１８によりＦＦＴの時間窓位置情報（シンボルタイミング検出値ｔn）およびシンボル番号が保持され、第１シンボルタイミング補正部１１９に出力される。

そして、伝送路補償部１１５への受信データの入力タイミングを現時刻のシンボルｎとすると、シンボルｎとＦＦＴの時間窓位置が異なる過去のシンボルの遅延プロファイルに対して、第１シンボルタイミング補正部１１９により変動分の時間補正が行われる。

これにより、補間合成部１０８による加算平均合成後の遅延プロファイルの劣化が軽減され、伝送路補償部１１５による伝送路補償を十分に行うことができ、受信性能を向上させることが可能になる。

図７は、シンボルタイミングメモリ部に保持するシンボルタイミングの例を示す図である。ここで、シンボルｎ−４〜ｎ−１のシンボルタイミングを『０』と仮定し、シンボルｎ〜ｎ＋３のシンボルタイミングを『Ｋ』と仮定する。

図７に示されるように、まず、例えば、シンボルｎまで受信された時刻ｎでは、シンボルｎからシンボルｎ−３までが合成範囲（ＳＡ０）になり、シンボルｎとシンボルタイミングが異なるシンボルｎ−１，ｎ−２およびｎ−３が補正対象になる。

また、例えば、シンボルｎ＋１まで受信された時刻ｎ＋１では、シンボルｎ＋１からシンボルｎ−２まで合成範囲（ＳＡ１）になり、シンボルｎ＋１とシンボルタイミングが異なるシンボルｎ−１およびｎ−２が補正対象になる。

さらに、例えば、シンボルｎ＋２まで受信された時刻ｎ＋２では、シンボルｎ＋２からシンボルｎ−１まで合成範囲（ＳＡ２）になり、シンボルｎ＋２とシンボルタイミングが異なるシンボルｎ−１が補正対象になる。なお、合成（加算平均合成）するシンボルの数は、４つに限定されないのは前述した通りである。

図８は、シンボルタイミング補正の処理を説明するためのフローチャートである。まず、受信信号を受け取ると、ステップＳＴ１において、ＦＦＴ部１０４によりＦＦＴ（フーリエ変換）を行って周波数領域信号Ｙ_n(f)に変換して出力し、ステップＳＴ２に進む。

ステップＳＴ２では、ＳＰ抽出部１０５によりＳＰ信号を抽出し、ステップＳＴ３に進んで、ＩＦＦＴ部１０６によりＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）を行う。さらに、ステップＳＴ４に進んで、バッファ部１０７により遅延プロファイル（例えば、ｈ_n(t)，ｈ_n-1(t)，ｈ_n-2(t)，ｈ_n-3(t)）を保持し、ステップＳＴ５に進む。

ステップＳＴ５では、シンボルタイミングずれの有無を判定し、シンボルタイミングずれが有ると判定すると、ステップＳＴ６に進んで、第１シンボルタイミング補正部１１９によりシンボルタイミング補正を行って、ステップＳＴ７に進む。なお、第１シンボルタイミング補正部１１９による変動分の時間補正は、前に詳述した通りである。

一方、ステップＳＴ５において、シンボルタイミングずれ無い判定すると、直接ステップＳＴ７に進む。ステップＳＴ７では、補間合成部１０８により補間合成した遅延プロファイルｈ'_n(t)を生成して、ステップＳＴ８に進む。

ステップＳＴ８では、ノイズ除去部１１１によりノイズ除去を行い、さらにステップＳＴ９に進んで、ＦＦＴ部１１０により再度ＦＦＴを行い、伝送路推定値Ｈ_n(f)を生成する。そして、ステップＳＴ１０に進んで、伝送路補償部１１５によりＦＦＴ部１１０からの伝送路推定値Ｈ_n(f)を使用して伝送路補償を行う。

以上、本第１実施例の受信装置によれば、初段のＦＦＴの時間窓位置がずれていたとしても、伝送路の補償を十分に行って受信性能を向上させることができる。すなわち、本第１実施例の受信装置によれば、ＦＦＴの時間窓位置がずれた際の性能劣化が軽減され安定した受信が可能になる。

図９は、第２実施例の受信装置を示すブロック図であり、図５と同様に、ＩＳＤＢ−Ｔに則った受信装置を示すものである。図９と前述した図１との比較から明らかなように、本第２実施例の受信装置では、図１の関連技術の受信装置に対して、シンボルタイミングメモリ部１１８および第２シンボルタイミング補正部１２０が追加されている。

シンボルタイミングメモリ部１１８は、前述した第１実施例と同様に、シンボルタイミング検出部１０３で検出したシンボルタイミング検出値ｔnを、シンボル番号と共に保持する。

ただし、シンボルタイミングメモリ部１１８は、シンボルタイミング検出値ｔ_nは、伝送路変動算出部１１４により伝送路変動算出を行うシンボル（例えば、シンボルｎの１つ前のシンボルｎ−１、或いは、その前後のシンボルｎ−１，ｎ＋１）だけを保持する。

第２シンボルタイミング補正部１２０は、ＦＦＴ部１１０からの伝送路推定値Ｈ_n(f)を受け取って、ＩＣＩ除去の前に算出した伝送路推定値の位相変位量の補正を行い、その位相変位量が補正された伝送路推定値Ｈ'_n(f)を伝送路変動算出部１１４に出力する。

ここで、ＯＦＤＭ信号の各キャリアからＩＣＩ成分を除去するためには、各キャリアにおけるＩＣＩ成分を推定しなければならない。この推定されたＩＣＩ成分（Ｎ'_ICI）は、ＩＣＩレプリカと呼ばれ、ＩＣＩレプリカ生成部１１３で生成される。

すなわち、伝送路変動算出部１１４は、前後のシンボルの伝送路情報（Ｈ'_n(f)）を用いて、伝送路変動値Ｖ_nを算出してＩＣＩレプリカ生成部１１３に出力する。ＩＣＩレプリカ生成部１１３は、仮判定部１０９からの硬判定値Ｘ'_n(f)および伝送路変動値Ｖ_nから、ＩＣＩレプリカＮ'_ICIを生成してＩＣＩ除去部１１２に出力する。

そして、ＩＣＩ除去部１１２は、データ信号から得た伝送路推定値によりＩＣＩ成分を推定し、ＩＣＩレプリカＮ'_ICIを減算することで各キャリアのＩＣＩを除去する。すなわち、ＩＣＩを除去した周波数領域信号Ｙ'_n(f)を、Ｙ'_n(f)＝Ｙ_n(f)−Ｎ'_ICIとして求め、それを伝送路補償部１１５に出力する。

伝送路補償部１１５は、ＩＣＩ除去部１１２でＩＣＩ除去された受信データ信号（Ｙ'_n(f)）を伝送路推定値で複素除算し、これにより、伝送路の影響が除去され、等化されたデータ信号Ｘ_n(f)が得られる。

この等化されたデータ信号Ｘ_n(f)は、誤り訂正復号部１１６に与えられ、そこで訂正処理が実施されて、ＴＳ形式の信号が出力される。そして、ＴＳ信号は、デコーダ１１７に入力されて、映像／音声信号に変換して出力される。

ところで、伝送路変動値Ｖ_nの算出は、例えば、前後のシンボルを用いて行う。伝送路補償部１１５への受信データ（ＦＦＴ部１１０からの伝送路推定値Ｈ_n(f)）の入力タイミングを現時刻のシンボルｎとする。

第２シンボルタイミング補正部１２０は、例えば、１つ前のシンボルｎ−１のＦＦＴの時間窓位置がシンボルｎとは異なるとき、Ｈ_n-1(f)に対して伝送路推定値の位相変位量の補正を実施する。

そして、伝送路変動算出部１１４は、例えば、出力データＹ_n(f)に対応する伝送路推定値Ｈ_n(f)の１つ前のシンボルの伝送路推定値Ｈ_n-1(f)を用いて出力データＹ_n(f)に対応する伝送路変動値の算出を行う。

すなわち、出力データのシンボルタイミングをシンボルｎとすると、シンボルｎ−１の伝送路推定値に対してシンボルｎとのＦＦＴの時間窓位置のずれ分の位相変位量の補正を行う。

なお、伝送路変動値の算出方法としては、例えば、シンボルｎの前後のシンボルｎ＋１，ｎ−１を使用することも可能であり、その場合、第２シンボルタイミング補正部１２０は、シンボルｎ＋１，ｎ−１の伝送路推定値の位相変位量の補正を実施する。

ところで、ＯＦＤＭ信号の１シンボル内におけるＦＦＴの時間窓位置のずれによる位相変位量は周波数に比例し、ＯＦＤＭ信号の中心キャリア周波数を中心に奇対称な直線になることが知られている。

すなわち、位相変異量Δθは、次の式（１）により表すことができる。
Δθ＝−２πＫ（ｆ−Ｆ_used／２）／Ｎ （１）

従って、各キャリアの伝送路推定値に対しては、次の式（２）のような位相変位量の補正を実施することにより、伝送路情報が正しく算出され、ＩＣＩの除去精度が向上する。
Ｈ'(f)＝Ｈ(f)・ｅｘｐ（ｊ２πＫ（ｆ−Ｆ_used／２）／Ｎ） （２）

上記式（１）および（２）における各パラメータは、次の通りである。
Ｎ：ＦＦＴサンプリング数
Ｆ_used：キャリア総数
ｆ：キャリア番号 （０≦ｆ＜Ｆ_used）
Ｋ：ＦＦＴの時間窓位置ずれ量

図１０は、ＦＦＴの時間窓位置ずれによるキャリア番号に対する位相変位量を説明するための図であり、第２シンボルタイミング補正部１２０により行われる伝送路推定値のシンボルタイミング補正を説明するためのものである。

図１０において、横軸はキャリア番号ｆを示し、また、縦軸は位相変位量Δθを示す。なお、図１０は、１シンボルのキャリア総数Ｆ_usedを５６１７とし、ＦＦＴの時間窓位置ずれＫを０，１，２とした場合の位相変位量Δθを示すものである。

すなわち、図１０中の太い破線で示されるように、Ｋ＝０のとき、キャリア番号ｆの値に関わらず位相変位量Δθ（ラジアン：ｒａｄ）は零のままになる。また、図１０中の一点鎖線で示されるように、Ｋ＝１のとき、位相変位量Δθは、キャリア番号ｆが中心値（５６１７／２＝２８０８．５）から離れるのに従って第１の傾斜で大きくなる。

さらに、図１０中の二点鎖線で示されるように、Ｋ＝２のとき、位相変位量Δθは、キャリア番号ｆが中心値（２８０８．５）から離れるのに従って、第１の傾斜の２倍の傾きの第２の傾斜で大きくなる。

このように、例えば、Ｋ＝１，２のときのように、位相変位量Δθが存在しても、前述した第２シンボルタイミング補正部１２０により、ＦＦＴ部１１０からの伝送路推定値Ｈ_n(f)を受け取って位相変位量Δθの補正を行う。

また、第２シンボルタイミング補正部１２０で位相変位量が補正された伝送路推定値Ｈ'_n(f)を伝送路変動算出部１１４に入力して伝送路変動値Ｖ_nを算出し、さらに、ＩＣＩレプリカ生成部１１３でＩＣＩレプリカＮ'_ICIを生成してＩＣＩ除去部１１２に入力する。

そして、ＩＣＩ除去部１１２によりＩＣＩ除去された受信データ信号（Ｙ'_n(f)）が伝送路補償部１１５に入力される。

以上、本第２実施例の受信装置によれば、ＦＦＴの時間窓位置が変化して位相回転が生じるような場合でも、伝送路変動値Ｖ_nを正しく算出してＩＣＩの除去精度を向上させることができる。すなわち、本第２実施例の受信装置によれば、マルチパス環境などのＦＦＴの時間窓位置のずれが発生し易い状況においても性能向上を図ることが可能になる。

図１１は、第３実施例の受信装置を示すブロック図である。図１１と、前述した図５および図９との比較から明らかなように、本第３実施例の受信装置は、第１実施例および第２実施例の構成を両方とも有している。

すなわち、図１１に示されるように、本第３実施例の受信装置は。図１の関連技術の受信装置に対してシンボルタイミングメモリ部１１８，第１シンボルタイミング補正部１１９および第２シンボルタイミング補正部１２０が追加されている。

そして、本第３実施例の受信装置は。図５〜図８を参照して説明した第１実施例の構成、並びに、図９および図１０を参照して説明した第２実施例の構成を両方とも有し、より一層受信精度を向上させることができるようになっている。

従って、本第３実施例の受信装置によれば、初段のＦＦＴの時間窓位置がずれていたとしても伝送路の補償を十分に行うことができ、さらに、ＦＦＴの時間窓位置が変化して位相回転が生じるような場合でも、ＩＣＩの除去精度を向上させることができる。

すなわち、本第３実施例の受信装置によれば、ＦＦＴの時間窓位置がずれた際の性能劣化が軽減され安定した受信が可能になり、さらに、マルチパス環境などのＦＦＴの時間窓位置のずれが発生し易い状況においても性能向上を図ることが可能になる。

以上の実施例を含む実施形態に関し、さらに、以下の付記を開示する。
（付記１）
シンボル単位の送信信号を受信した信号からフーリエ変換の開始位置を検出するシンボルタイミング検出部と、
前記検出されたフーリエ変換の開始位置を用いてフーリエ変換を行うフーリエ変換部と、
基準とするシンボルの前記フーリエ変換の開始位置と前記検出したフーリエ変換の開姶位置の変動量を算出して補正する第１シンボルタイミング補正部と、
前記基準とするシンボルおよび前記変動量が補正されたシンボルを含む複数のシンボルに対応する複数の遅延プロファイルを補間合成する補間合成部と、
を有することを特徴とする受信装置。

（付記２）
前記１シンボルタイミング補正部は、
前記複数のシンボルのうち、前記基準とするシンボルのフーリエ変換の開始位置と異なるタイミングのフーリエ変換の開姶位置が検出されたシンボルに対して、該基準とするシンボルのフーリエ変換の開姶位置との変動量を算出して前記遅延プロファイルの変動分の時間補正を行う、
ことを特徴とする付記１に記載の受信装置。

（付記３）
前記補間合成された前記遅延プロファイルに従って伝送路を補償する伝送路補償部を有する、
ことを特徴とする付記１または２に記載の受信装置。

（付記４）
前記複数のシンボルの前記フーリエ変換の開始位置を、前記補間合成を行うシンボル数だけシンボル番号と共に保持するシンボルタイミングメモリ部を有する、
ことを特徴とする付記１〜３のいずれか１項に記載の受信装置。

（付記５）
前記基準とするシンボルの前記フーリエ変換の開始位置と前記検出したフーリエ変換の開姶位置の変動量を算出して、伝送路推定値の位相変位量の補正を行う第２シンボルタイミング補正部と、
前記補正された伝送路推定値を用いて伝送路変動値を算出する伝送路変動算出部と、
を有することを特徴とする付記１〜４のいずれか１項に記載の受信装置。

（付記６）
シンボル単位の送信信号を受信した信号からフーリエ変換の開始位置を検出するシンボルタイミング検出部と、
前記検出されたフーリエ変換の開始位置を用いてフーリエ変換を行うフーリエ変換部と、
基準とするシンボルの前記フーリエ変換の開始位置と前記検出したフーリエ変換の開姶位置の変動量を算出して、伝送路推定値の位相変位量の補正を行う第２シンボルタイミング補正部と、
前記補正された伝送路推定値を用いて伝送路変動値を算出する伝送路変動算出部と、
を有することを特徴とする受信装置。

（付記７）
前記２シンボルタイミング補正部は、
前記複数のシンボルのうち、前記基準とするシンボルの前記フーリエ変換の開始位置と異なるタイミングのフーリエ変換の開姶位置が検出されたシンボルに対して、前記伝送路推定値の位相変位量の補正を行う、
ことを特徴とする付記６に記載の受信装置。

（付記８）
前記算出された前記伝送路変動値に従ってキャリア間干渉の除去を行うキャリア間干渉除去部を有する、
ことを特徴とする付記６または７に記載の受信装置。

（付記９）
前記複数のシンボルの前記フーリエ変換の開始位置を、前記伝送路変動算出を行うシンボル数だけシンボル番号と共に保持するシンボルタイミングメモリ部を有する、
ことを特徴とする付記６〜８のいずれか１項に記載の受信装置。

（付記１０）
シンボル単位の送信信号を受信した信号からフーリエ変換の開始位置を検出し、
前記検出されたフーリエ変換の開始位置を用いてフーリエ変換を行い、
基準とするシンボルの前記フーリエ変換の開始位置と前記検出したフーリエ変換の開姶位置の変動量を算出して補正し、
前記基準とするシンボルおよび前記変動量が補正されたシンボルを含む複数のシンボルに対応する複数の遅延プロファイルを補間合成する、
ことを特徴とする受信方法。

（付記１１）
前記遅延プロファイルの変動分の時間補正は、
前記複数のシンボルのうち、前記基準とするシンボルのフーリエ変換の開始位置と異なるタイミングのフーリエ変換の開姶位置が検出されたシンボルに対して、該基準とするシンボルのフーリエ変換の開姶位置との変動量を算出して行う、
ことを特徴とする付記１０に記載の受信方法。

（付記１２）
前記基準とするシンボルの前記フーリエ変換の開始位置と前記検出したフーリエ変換の開姶位置の変動量を算出して、伝送路推定値の位相変位量の補正を行い、
前記補正された伝送路推定値を用いて伝送路変動値を算出する、
ことを特徴とする付記１０または１１に記載の受信方法。

（付記１３）
シンボル単位の送信信号を受信した信号からフーリエ変換の開始位置を検出し、
前記検出されたフーリエ変換の開始位置を用いてフーリエ変換を行い、
基準とするシンボルの前記フーリエ変換の開始位置と前記検出したフーリエ変換の開姶位置の変動量を算出して、伝送路推定値の位相変位量の補正を行い、
前記補正された伝送路推定値を用いて伝送路変動値を算出する、
ことを特徴とする受信方法。

（付記１４）
前記伝送路推定値の位相変位量の補正は、
前記複数のシンボルのうち、前記基準とするシンボルの前記フーリエ変換の開始位置と異なるタイミングのフーリエ変換の開姶位置が検出されたシンボルに対して行う、
ことを特徴とする付記１３に記載の受信方法。

（付記１５）
前記算出された前記伝送路変動値に従ってキャリア間干渉の除去を行う、
ことを特徴とする付記１３または１４に記載の受信方法。

１０１ アンテナ
１０２ 受信部
１０３ シンボルタイミング検出部
１０４ ＦＦＴ部
１０５ ＳＰ抽出部
１０６ ＩＦＦＴ部
１０７ バッファ部
１０８ 補間合成部
１０９ 仮判定部
１１０ ＦＦＴ部
１１１ ノイズ除去部
１１２ ＩＣＩ除去部
１１３ ＩＣＩレプリカ生成部
１１４ 伝送路変動算出部
１１５ 伝送路補償部
１１６ 誤り訂正復号部
１１７ デコーダ
１１８ シンボルタイミングメモリ部
１１９ 第１シンボルタイミング補正部
１２０ 第２シンボルタイミング補正部

Claims (14)

1. シンボル単位の受信信号に基づき、シンボル毎のフーリエ変換の開始位置を検出するシンボルタイミング検出部と、
   前記検出されたシンボル毎のフーリエ変換の開始位置に基づき、前記シンボル毎のフーリエ変換を行うフーリエ変換部と、
   基準シンボルのフーリエ変換の開始位置と前記検出したシンボル毎のフーリエ変換の開姶位置との差分の変動量に応じて、前記検出したシンボル毎のタイミングを補正する第１シンボルタイミング補正部と、
   前記基準シンボルおよび前記タイミングが補正されたシンボルを含む複数のシンボルに対応する複数の遅延プロファイルを補間合成する補間合成部と、
   を有することを特徴とする受信装置。
2. 前記１シンボルタイミング補正部は、
   前記複数のシンボルのうち、前記基準シンボルのフーリエ変換の開始位置と異なるタイミングのフーリエ変換の開姶位置が検出されたシンボルに対して、前記基準シンボルのフーリエ変換の開姶位置との差分の変動量を算出して前記遅延プロファイルの変動分の時間補正を行う、
   ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. さらに、
   前記補間合成された前記遅延プロファイルに従って伝送路を補償する伝送路補償部を有する、
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の受信装置。
4. さらに、
   前記基準シンボルのフーリエ変換の開始位置と前記検出したシンボル毎のフーリエ変換の開姶位置との差分の変動量を算出して、伝送路推定値の位相変位量の補正を行う第２シンボルタイミング補正部と、
   前記補正された伝送路推定値を用いて伝送路変動値を算出する伝送路変動算出部と、
   を有することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の受信装置。
5. シンボル単位の受信信号に基づき、シンボル毎のフーリエ変換の開始位置を検出するシンボルタイミング検出部と、
   前記検出されたシンボル毎のフーリエ変換の開始位置に基づき、前記シンボル毎のフーリエ変換を行うフーリエ変換部と、
   基準シンボルのフーリエ変換の開始位置と前記検出したシンボル毎のフーリエ変換の開姶位置との差分の変動量に応じて、伝送路推定値の位相変位量を補正する第２シンボルタイミング補正部と、
   前記補正された伝送路推定値の位相変位量を用いて伝送路変動値を算出する伝送路変動算出部と、
   を有することを特徴とする受信装置。
6. 前記２シンボルタイミング補正部は、
   前記複数のシンボルのうち、前記基準シンボルのフーリエ変換の開始位置と異なるタイミングのフーリエ変換の開姶位置が検出されたシンボルに対して、前記伝送路推定値の位相変位量の補正を行う、
   ことを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
7. 前記算出された前記伝送路変動値に従ってキャリア間干渉の除去を行うキャリア間干渉除去部を有する、
   ことを特徴とする請求項５または請求項６に記載の受信装置。
8. シンボル単位の受信信号に基づき、シンボル毎のフーリエ変換の開始位置を検出し、
   前記検出されたシンボル毎のフーリエ変換の開始位置に基づき、前記シンボル毎のフーリエ変換を行い、
   基準シンボルのフーリエ変換の開始位置と前記検出したシンボル毎のフーリエ変換の開姶位置との差分の変動量に応じて、前記検出したシンボル毎のタイミングを補正し、
   前記基準シンボルおよび前記タイミングが補正されたシンボルを含む複数のシンボルに対応する複数の遅延プロファイルを補間合成する、
   ことを特徴とする受信方法。
9. 前記基準シンボルのフーリエ変換の開始位置と前記検出したシンボル毎のフーリエ変換の開姶位置の変動量を算出して、伝送路推定値の位相変位量の補正を行い、
   前記補正された伝送路推定値を用いて伝送路変動値を算出する、
   ことを特徴とする請求項８に記載の受信方法。
10. シンボル単位の受信信号に基づき、シンボル毎のフーリエ変換の開始位置を検出し、
    前記検出されたシンボル毎のフーリエ変換の開始位置に基づき、前記シンボル毎のフーリエ変換を行い、
    基準シンボルのフーリエ変換の開始位置と前記検出したシンボル毎のフーリエ変換の開姶位置との差分の変動量に応じて、伝送路推定値の位相変位量を補正し、
    前記補正された伝送路推定値の位相変位量を用いて伝送路変動値を算出する、
    ことを特徴とする受信方法。
11. さらに、
    前記複数のシンボルのフーリエ変換の開始位置を、前記補間合成を行うシンボル数だけシンボル番号と共に保持するシンボルタイミングメモリ部を有する、
    ことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の受信装置。
12. さらに、
    前記複数のシンボルのフーリエ変換の開始位置を、前記伝送路変動値の算出を行うシンボル数だけシンボル番号と共に保持するシンボルタイミングメモリ部を有する、
    ことを特徴とする請求項５乃至請求項７のいずれか１項に記載の受信装置。
13. さらに、
    前記複数のシンボルのフーリエ変換の開始位置を、前記補間合成を行うシンボル数だけシンボル番号と共に保持する、
    ことを特徴とする請求項８または請求項９に記載の受信方法。
14. さらに、
    前記複数のシンボルのフーリエ変換の開始位置を、前記伝送路変動値の算出を行うシンボル数だけシンボル番号と共に保持する、
    ことを特徴とする請求項１０に記載の受信方法。

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