JP2023103804A - 無線通信装置及び無線通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】パイロット密度が疎な信号フォーマットであっても、前ゴースト波を考慮したＦＦＴ窓位置の制御を行えるようにする。【解決手段】本例の無線通信装置は、ＯＦＤＭ信号に対し、ＯＦＤＭの有効シンボル長分の切り出し区間であるＦＦＴ窓を設定してＦＦＴ処理を行うＦＦＴ部１０２と、ＦＦＴ窓の位置を制御するために、ＯＦＤＭ信号から検出されたシンボルタイミングをＦＦＴ部１０２に与えるＦＦＴ窓位置制御部１０４と、ＦＦＴ処理された共通の信号に対して複数の異なる位相回転を与えて復調処理を行って、復調誤差が最小となる位相回転数を特定し、その位相回転数に対応するタイミング補正量を算出する最適ＦＦＴ窓位置探索部１０６とを備え、ＦＦＴ窓位置制御部１０４は、シンボルタイミングをタイミング補正量に従って補正してＦＦＴ部１０２に与えるように構成される。【選択図】図１

Description

本発明は、ＯＦＤＭ信号を受信して処理する無線通信装置に関する。

ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式の無線通信システムでは、復調処理を行う上で、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理が必要である。ＦＦＴ処理では、予め定められたサンプル数（有効シンボル長）を受信信号から切り出す処理を行う。以下、ＯＦＤＭの有効シンボル長分の切り出し区間を「ＦＦＴ窓」と呼称する。このＦＦＴ窓の位置によってはシンボル間干渉が増加し、コンスタレーションの各点の広がりが大きくなってしまう。

以下に、図２、図３を用いて、ＦＦＴ窓の重要性について説明する。
図２に示すように、シンボル長は、有効シンボル長とＧＩ（ガードインターバル）長の合計である。ＧＩとは、有効シンボルの後半部分をコピーして先頭に付加したものである。図３（ａ）に示すように、ＦＦＴ窓がＯＦＤＭシンボルの境界を含まない場合は、高精度に復調可能である。これに対し、図３（ｂ）に示すように、ＦＦＴ窓がＯＦＤＭシンボルの境界を含む場合には、シンボル間干渉が増加してしまい、コンステレーションが広がってしまう。したがって、ＦＦＴ窓はＯＦＤＭシンボルの境界を含まないように制御する必要がある。

また、ＦＦＴ窓位置は、遅延時間が異なる受信波の復調を高精度に行う際にも重要である。図４に示すように、最も電力が大きい受信信号（以下、「主波」と呼称）の他に、遅延時間が長い電波（以下、「後ゴースト波」と呼称）を受信することがある。ＯＦＤＭの特徴であるＧＩ付加により、後ゴースト波が存在する場合でもシンボルの境界を含まないようにＦＦＴ窓を設けることができる。そのため、後ゴースト波に対して最もＧＩを有効に使用するには、最も遅延時間の短い受信波（図４では主波）の有効シンボルの先頭からＦＦＴ窓を設けることが望ましい。

ＦＦＴ窓位置を決定する方式の一例として、ＧＩの相関性を利用した方式について説明する。図５に示す波形は、受信信号と受信信号を有効シンボル長遅延させた信号との相関の絶対値をとり、ＧＩ長で移動平均を行い、更にシンボル平均を行ったものである。ＧＩは有効シンボルの一部をコピーしたものであるため、ＧＩ部分の相関レベルが高くなる。移動平均を行ったことで図５に示すような波形が得られ、この波形のピーク位置を用いてＯＦＤＭのシンボルタイミングを検出することで、ＦＦＴ窓を望ましい位置に制御することができる。

本発明に係る技術分野の従来技術としては、以下のようなものがある。例えば、特許文献１には、パイロットシンボルのシンボル長よりデータシンボルのシンボル長の方が大きく、かつ、パイロットシンボルのガードインターバル比率よりデータシンボルのガードインターバル比率が小さいフォーマットのフレームを用いてデータを伝送するデータ伝送システムの発明が開示されている。

特開２０２１－００５８０３号公報

先に説明した従来のシンボル同期方式では、前ゴースト波が存在する場合に、ＦＦＴ窓をシンボル間干渉が発生しない位置に制御することが難しくなるという問題がある。ここでは、前ゴースト波を、主波よりも時間的に早く到達する電波と定義する。以下に、前ゴースト波が発生し得る状況として、図６及び図７に示す２つの例について説明する。

図６（ａ）では、送信局６０１から受信局６０４へ直接伝搬する電波が、建造物６０２で遮蔽され、電力が減衰している。これとは別に、受信局６０４には、建造物６０３で反射された電波も到来している。この場合、建造物６０３からの反射波の電力は、建造物６０２で遮蔽された直接波の電力より大きくなる。したがって、受信局６０４では、建造物６０３からの反射波が主波となり、建造物６０２で遮蔽された直接波が前ゴースト波となる。

図６（ｂ）では、送信局６０１から受信局６０４に直接伝搬する伝搬路と、中継局６０５を介して受信局６０４に到来する伝搬路がある。中継局６０５では電波の増幅も行っており、中継局６０５から受信局６０４への伝送距離は送信局６０１から受信局６０４への伝送距離に比べ短く、減衰が小さい。このため、受信局６０４における受信電力は、送信局６０１から直接受信する電波に比べ、中継局６０５から受信する電波のほうが大きい。また、電波の遅延時間は、送信局６０１から受信局６０４に直接伝搬する伝搬路に比べ、中継局６０５を介する伝搬路の方が中継局６０５での遅延時間が付加されるために長くなる。したがって、この場合も、受信局６０４では、主波（中継局６０５からの電波）に対して直接波が前ゴースト波として観測される。

上記のような前ゴースト波が発生する環境においては、図７（ａ）に示すように、前ゴースト波のシンボルタイミングを検出してＦＦＴ窓位置を制御する必要がある。これにより、ＦＦＴ窓内にシンボルの境界は含まれない。一方、図７（ｂ）に示すように、前ゴースト波を検出できずに主波を基準にしてＦＦＴ窓位置を制御した場合、前ゴースト波のシンボルの境界がＦＦＴ窓内に含まれ、その結果、シンボル間干渉が発生してしまう。先に説明したＧＩの相関性を利用した方式ではタイミング検出精度が低く、前ゴースト波のシンボルタイミングを検出することが難しい。

前ゴースト波位置を検出する方法の一つとして、遅延プロファイルを用いる従来技術がある。以下では、先に遅延プロファイルの算出方法の一例を説明する。主波と遅延時間が異なる電波が混入した場合、主波と混入した電波との重ね合わせにより、ＯＦＤＭのサブキャリア周波数に応じて受信信号は強め合ったり弱め合ったりする。強め合い、弱め合いの間隔は遅延時間に比例する。この重ね合わせによる周波数特性を時間領域に変換することで、主波と混入した電波とを分離した遅延プロファイルを算出することができる。

ＯＦＤＭのサブキャリアには、既知の擬似ランダムパターンが等間隔で挿入される。このキャリアを「パイロットキャリア」と呼ぶ。受信側では、パイロットキャリアを抽出して擬似ランダムパターンの逆パターンを乗算することで、パイロットキャリアにおける伝搬路特性を得ることができる。また、パイロットキャリアにおける伝搬路特性をローパスフィルタ（以下、「伝搬路推定フィルタ」と呼称）で内挿することで、全帯域の伝搬路特性を推定することができる。この伝搬路推定の結果にＩＦＦＴ処理を行って時間領域に変換することで、遅延プロファイルを算出することができる。この遅延プロファイルを観測し、最も時間的に早い信号を検出することで、前ゴースト波を検出することができる。そして、前ゴースト波のシンボルタイミングでＦＦＴ窓位置を制御することで、シンボル間干渉を抑えることができる。

ただし、図８（ａ）に示すように、パイロットキャリアが周波数方向に十分に密に配置されている必要がある。ここで、有効シンボル長をＴ_sym とし、パイロット間隔をＰとすると、イメージが発生せずに観測したい時間幅Ｔ_obs は、以下の式（１）で表すことができる。

パイロット間隔Ｐが大きい場合、つまり、パイロットキャリアが疎な場合は、Ｔ_obs が小さな値となる。この場合、図８（ｂ）に示すように、パイロットキャリアの内挿時に後ゴースト波のイメージが主波の近隣に発生する。このため、最も時間的に早い信号を検出する方式では、前ゴースト波と後ゴースト波の見分けがつかない問題が発生し、ＦＦＴ窓位置を前ゴースト波のシンボルタイミングで制御することができないため、シンボル間干渉が増加してしまう。

一例として、ＦＰＵ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｉｃｋｕｐ Ｕｎｉｔ）のＯＦＤＭ規格（ＡＲＩＢ ＳＴＤ－Ｂ７１，ＳＴＤ－Ｂ５７，ＳＴＤ－Ｂ３３）では、パイロットキャリアが８キャリアに１本の密度で設定されている。この場合、パイロットキャリアから推定した伝搬路推定結果をＩＦＦＴした遅延プロファイル波形では、シンボル長（約１００μｓ）の１／８である約１２．５μｓ周期でイメージが発生してしまう。周波数にもよるが、１２．５μｓ以上の後ゴースト波は存在し得るため、前ゴースト波と後ゴースト波の見分けがつかないという問題が発生する。

前ゴースト波の問題を解決するために必要となる従来技術に関し、ＦＦＴ窓位置と伝搬路推定フィルタの通過域との関係について説明する。先に説明した通り、パイロットキャリアを周波数方向に内挿する際には、式（１）で示したＴ_obs の間隔でイメージが発生する。したがって、伝搬路推定フィルタの時間通過域幅は、Ｔ_obs 以下にしてイメージを含まない時間通過域幅にする必要がある。この制約の範囲内で、長遅延な後ゴースト波をでき限り通過域内に収めるように設計することが望ましい。

ＦＦＴ窓を有効シンボルの先頭に制御すると、パイロットキャリアの周波数方向に観測したときの位相回転数は０ｒａｄ／Ｈｚになるため、主波成分は、図９（ａ）に示すように、伝搬路推定フィルタの通過域の中央に位置する。後ゴースト波が混入した場合のその成分は、フィルタの中央から時間の遅い方向に生じる。そのため、フィルタの通過域を超えた位置に存在する後ゴースト波２は、減衰されてしまう。そこで、図９（ｂ）に示すように、パイロットキャリアに対して周波数領域で位相回転成分を乗算し、主波をフィルタの早い方の帯域端にシフトさせることで、長遅延の後ゴースト波２をフィルタの通過域内に収めることができる。これにより、フィルタの通過域を有効活用することができる。

上記のような処理を行う場合、もしも前ゴースト波が存在すると、図９（ｃ）に示すように、前ゴースト波はフィルタの帯域外となってしまう。その結果、前ゴースト波がフィルタで減衰してしまい、伝搬路推定誤差が増加することになる。これに対し、図９（ｄ）に示すように、パイロットキャリアに乗じる位相回転数を変更し、前ゴースト波をフィルタの通過域内に入れることができれば、伝搬路推定誤差は減少する。しかしながら、先に述べた通り、パイロットキャリアの密度が疎な場合、前ゴースト波と後ゴースト波のイメージを見分けることができないため、最適な位相回転数を定めることができない。

本発明は、上記のような従来の事情に鑑みて為されたものであり、パイロットキャリアの密度が疎な信号フォーマットであっても、前ゴースト波を考慮したＦＦＴ窓位置の制御を行えるようにすることを目的とする。

上記の目的を達成するために、本発明の一態様に係る無線通信装置は、以下のように構成される。すなわち、本発明に係る無線通信装置は、ＯＦＤＭ信号を受信して処理する無線通信装置であって、ＯＦＤＭ信号に対し、ＯＦＤＭの有効シンボル長分の切り出し区間であるＦＦＴ窓を設定してＦＦＴ処理を行うＦＦＴ部と、ＦＦＴ窓の位置を制御するために、ＯＦＤＭ信号から検出されたシンボルタイミングをＦＦＴ部に与えるＦＦＴ窓位置制御部と、ＦＦＴ処理された共通の信号に対して複数の異なる位相回転を与えて復調処理を行って、復調誤差が最小となる位相回転数を特定し、その位相回転数に対応するタイミング補正量を算出する最適ＦＦＴ窓位置探索部とを備え、ＦＦＴ窓位置制御部は、シンボルタイミングをタイミング補正量に従って補正してＦＦＴ部に与えることを特徴とする。

ここで、本発明に係る無線通信装置において、最適ＦＦＴ窓位置探索部は、所定のタイミングが経過する毎に、共通の信号に対して該タイミングに対応する位相回転を与えて復調処理を行うように構成され得る。

また、本発明に係る無線通信装置において、最適ＦＦＴ窓位置探索部は、ＦＦＴ処理された１シンボル分の信号を記憶するメモリを有し、所定のタイミングが経過する毎に、メモリに記憶されている信号に対して該タイミングに対応する位相回転を与えて復調処理を行い、位相回転の種類数と同数のタイミングが経過した後に、メモリの内容を更新するように構成され得る。

また、本発明に係る無線通信装置において、最適ＦＦＴ窓位置探索部は、共通の信号に対して異なる位相回転を与えて復調処理を行う処理部を複数有し、複数の処理部を並列的に動作させる。

また、本発明の別の態様に係る無線通信方法は、以下のように構成される。すなわち、ＯＦＤＭ信号を受信して処理する無線通信方法であって、ＯＦＤＭ信号に対し、ＯＦＤＭの有効シンボル長分の切り出し区間であるＦＦＴ窓を設定してＦＦＴ処理を行うステップと、ＦＦＴ処理された信号に対して複数の異なる位相回転を与えて復調処理を行って、復調誤差が最小となる位相回転数を特定し、その位相回転数に対応するタイミング補正量を算出するステップと、ＯＦＤＭ信号から検出されたシンボルタイミングをタイミング補正量に従って補正し、当該補正後のシンボルタイミングに基づいてＦＦＴ窓の位置を制御するステップとを有することを特徴とする。

本発明によれば、パイロットキャリアの密度が疎な信号フォーマットであっても、前ゴースト波を考慮したＦＦＴ窓位置の制御を行えるようになる。

本発明の一実施形態に係る無線通信装置の構成例を示す図である。 ＯＦＤＭ信号のシンボル長を説明する図である。 （ａ）は、ＦＦＴ窓がＯＦＤＭシンボルの境界を含まない場合のコンスタレーション例を示す図であり、（ｂ）は、ＦＦＴ窓がＯＦＤＭシンボルの境界を含む場合のコンスタレーション例を示す図である。 主波より遅延して到達する後ゴースト波を説明する図である。 ＧＩの相関性を説明する図である。 （ａ）は、遮蔽物による前ゴースト波の発生を説明する図であり、（ｂ）は、中継局による前ゴースト波の発生を説明する説明する図である。 （ａ）は、前ゴースト波を検出てきている場合のＦＦＴ窓を示す図であり、（ｂ）は、前ゴースト波を検出てきていない場合のＦＦＴ窓を示す図である。 （ａ）は、パイロットキャリアが十分に密な場合の遅延プロファイル例を示す図であり、（ｂ）は、パイロットキャリアが疎な場合の遅延プロファイル例を示す図である。 （ａ）は、パイロットキャリアの位相回転前の遅延プロファイル例を示す図であり、（ｂ）は、パイロットキャリアの位相回転後の遅延プロファイル例を示す図であり、（ｃ）は、前ゴースト波を検出せずに位相回転した場合の遅延プロファイル例を示す図であり、（ｄ）は、前ゴースト波を検出して位相回転した場合の遅延プロファイル例を示す図である。

本発明の一実施形態について、図面を参照して説明する。図１には、本発明の一実施形態に係る無線通信装置の構成例を示してある。図１の無線通信装置は、ＡＤＣ１０１と、ＦＦＴ部１０２と、シンボル同期部１０３と、ＦＦＴ窓位置制御部１０４と、本線受信処理部１０５と、最適ＦＦＴ窓位置探索部１０６とを有する。本線受信処理部１０５は、固定位相回転部１０７と、等化部１０８と、パイロット抽出部１０９と、内挿フィルタ１１０と、復号部１１１とを含む。最適ＦＦＴ窓位置探索部１０６は、スキャン制御カウンタ１１２と、１シンボルメモリ１１３と、位相回転スキャン部１１４と、等化部１０８と、パイロット抽出部１０９と、内挿フィルタ１１０と、ＭＥＲ算出部１１５と、最適回転数算出部１１６と、補正値算出部１１７とを含む。

ＡＤＣ１０１では、受信されたアナログ信号をデジタル信号に変換し、シンボル同期部１０３及びＦＦＴ部１０２へ出力する。シンボル同期部１０３では、先に説明したＧＩの相関性などを利用して、ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングＷを検出する。シンボル同期部１０３で検出されたタイミング信号は、ＦＦＴ窓位置制御部１０４へ入力される。ＦＦＴ窓位置制御部１０４では、後述の補正値算出部１１７から入力される補正値Ｗ_comp（Ｓ）に従い、シンボルタイミングＷを補正したタイミング信号Ｗ’をＦＦＴ部１０２に出力する。ここで、補正タイミングＷ’は、以下の式（２）で表される。

ＦＦＴ部１０２では、ＡＤＣ１０１から入力される信号に対し、ＦＦＴ窓位置制御部１０４から入力されるタイミング信号Ｗ’に基づいてＦＦＴ窓を設け、ＦＦＴ処理を行って周波数領域の信号Ｆ（ω）に変換する。ここでωは、周波数方向のサブキャリア番号を示している。ＦＦＴ処理された信号は、復調・復号を行う本線受信処理部１０５と、最適な窓位置を探索する最適ＦＦＴ窓位置探索部１０６とに出力される。

以降では、最初に本線の受信処理を担う本線受信処理部１０５について説明し、次に最適な窓位置を探索する最適ＦＦＴ窓位置探索部１０６について説明する。

本線受信処理部１０５では、ＦＦＴ処理された信号が固定位相回転部１０７に入力される。固定位相回転部１０７では、以下の式（３）に示すように、周波数領域の信号に固定位相回転信号ｅ^{j2πωRfix/NFFT} を乗算する。ここで、Ｎ_FFT は、ＦＦＴ処理のポイント数を示している。また、固定回転数Ｒ_fix は、位相回転信号がＮ_FFT サンプルで回転する回転数を示しており、整数である必要はない。

この処理により、図９で説明したように、パイロットキャリアの周波数方向の位相回転数を変更し、後述する内挿フィルタ１１０の通過域の帯域端へシフトさせることができる。これにより、後ゴースト波が混入した際に、内挿フィルタを効率的に使用することができる。

固定位相回転信号ｅ^{j2πωRfix/NFFT} が乗算された信号Ｆ’（ω）は、等化部１０８及びパイロット抽出部１０９へ出力される。パイロット抽出部１０９では、入力された信号からパイロットキャリアを抽出し、内挿フィルタ１１０へ出力する。内挿フィルタ１１０では、パイロットキャリアを周波数方向に内挿補間するためのフィルタ処理を行うことで、パイロットキャリアが存在しないサブキャリアの周波数特性を推定することができる。

周波数内挿されたパイロット信号（以下、「伝搬路推定結果」と呼称）は、等化部１０８へ出力される。等化部１０８では、固定位相回転部１０７から入力された信号Ｆ’（ω）と内挿フィルタ１１０から入力される伝搬路推定結果とを用いて等化処理を行い、等化結果を復号部１１１へ出力する。復号部１１１では、誤り訂正処理などを行い、復号結果を無線伝送の結果として出力する。以上が、本線の受信処理の流れである。

次に、ＦＦＴ窓位置を高精度に制御するための最適ＦＦＴ窓位置探索部１０６の処理について説明する。
最適ＦＦＴ窓位置探索部１０６は、１シンボル分の信号に対して複数の異なる位相回転を与えて復調処理を行い、その中で復調品質が最も高くなる位相回転数を探索し、その結果に基づいてＦＦＴ窓位置の補正値Ｗ_compを出力するものである。本例では、過去の受信信号を用いて現在のＦＦＴ窓位置を制御するため、その間の伝搬路の変動は無視できるものとする。なお、近年の信号処理デバイスの進展により、単位時間当たりの演算量を増大させることでＦＦＴ窓位置の制御をリアルタイムに行うことも可能であり、その場合には伝搬路の変動が大きくても対応することができる。

ＦＦＴ部１０２にてＦＦＴ処理された受信信号Ｆ（ω）は、スキャン制御カウンタ１１２及び１シンボルメモリ１１３に入力される。
スキャン制御カウンタ１１２は、１シンボル分のデータが入力される毎にカウントアップし、最大値に達したら再び０からカウントするカウンタである。スキャン制御カウンタ１１２によるカウント値ｃは、１シンボルメモリ１１３、位相回転スキャン部１１４、及び最適回転数算出部１１６へ出力される。カウント最大値は、後述の位相回転スキャン部１１４で行う位相回転数の種類と同数とする。

１シンボルメモリ１１３では、スキャン制御カウンタ１１２から入力されたカウント値ｃが０のときに、ＦＦＴ部１０２から入力された信号を１シンボル分メモリに書き込み、カウント値ｃが０以外のときは、新たな信号の書き込みは行わない。１シンボルメモリ１１３からの読み出しはカウント毎に行われ、１シンボルメモリ１１３から読み出された信号は位相回転スキャン部１１４に入力される。

位相回転スキャン部１１４では、スキャン制御カウンタ１１２から入力されるカウント毎に位相回転数Ｒ（ｃ）を変化させながら、入力される信号に対してＲ（ｃ）に応じた位相回転信号ｅ^{j2πωR(c)/NFFT} を乗算し、位相回転された信号Ｆ”（ω）を算出する（式（４）参照）。

この処理により、内挿フィルタ１１０に対する主波の位置を変更することができる。位相回転された信号Ｆ”（ω）には、先に説明した本線と同様の処理が、パイロット抽出部１０９、内挿フィルタ１１０、及び等化部１０８によって施される。

等化部１０８による等化後の信号は、ＭＥＲ算出部１１５に入力される。ＭＥＲ算出部１１５は、入力された信号に基づいて、ＭＥＲ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｉｏ）を算出する。ＭＥＲとは、送信または受信信号の品質を判断するためによく用いられる指標である。ここでは、受信側における等化後の受信点と理想受信点との誤差電力と、信号の平均電力との比率を求め、この比率を全キャリアで平均して算出するものとする。この場合、等化後の信号が最も理想受信点に近い結果となるときに、ＭＥＲが最大となる。ここでは、等化後の信号品質を算出する方法としてＭＥＲを採用したが、ＥＶＭ（Ｅｒｒｏｒ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）や相互情報量といった他の値を用いて、信号品質を測定する方法を再移用してもよい。

ＭＥＲ算出部１１５によって算出されたＭＥＲは、最適回転数算出部１１６に入力される。最適回転数算出部１１６では、スキャン制御カウンタ１１２から入力されるカウント値ｃが０から最大値になるまでの間にＭＥＲが最大となった位相回転数Ｒ_opt を特定し、補正値算出部１１７へ出力する。

補正値算出部１１７では、位相回転数Ｒ_opt を用いて、シンボルタイミングＷに対する補正値Ｗ_comp（Ｓ）を算出する。ここで、Ｓは、スキャン番号を示す。補正値Ｗ_comp（Ｓ）と ＭＥＲ最大位相回転数Ｒ_opt （Ｓ）との関係は、以下の式（５）で表される。

時間領域のＦＦＴ窓位置と周波数領域の位相回転数は一対一の関係にあるが、最適ＦＦＴ窓位置探索部１０６では、ＦＦＴ窓位置Ｗ’を固定した上で、最適な位相回転数Ｒ_opt を算出する。したがって、この段階ではＦＦＴ窓位置は最適位置ではないため、固定回転数Ｒ_fix から最適位相回転数Ｒ_opt を引いた値の整数部分を、一つ前のスキャン時の補正値Ｗ_comp（Ｓ－１）に加算して、補正値Ｗ_comp（Ｓ）を算出する。

先に述べた通り、ＦＦＴ窓位置制御部１０４では、補正値算出部１１７からの補正値Ｗ_comp（Ｓ）を用いてＦＦＴ窓位置の補正を行う。以上の処理により、前ゴースト波を考慮したＦＦＴ窓位置の制御が可能となり、前ゴースト波が発生する受信環境においてもシンボル間干渉の発生を抑えることが可能である。

以上のように、本例の無線通信装置は、ＯＦＤＭ信号に対し、ＯＦＤＭの有効シンボル長分の切り出し区間であるＦＦＴ窓を設定してＦＦＴ処理を行うＦＦＴ部１０２と、ＦＦＴ窓の位置を制御するために、ＯＦＤＭ信号から検出されたシンボルタイミングをＦＦＴ部１０２に与えるＦＦＴ窓位置制御部１０４と、ＦＦＴ処理された共通の信号に対して複数の異なる位相回転を与えて復調処理を行って、復調誤差が最小となる位相回転数を特定し、その位相回転数に対応するタイミング補正量を算出する最適ＦＦＴ窓位置探索部１０６とを備え、ＦＦＴ窓位置制御部１０４は、シンボルタイミングをタイミング補正量に従って補正してＦＦＴ部１０２に与えるように構成される。

このような構成により、パイロットキャリアの密度が疎な信号フォーマットであっても、前ゴースト波を考慮した最適なＦＦＴ窓位置を探索することが可能となる。つまり、伝搬路推定フィルタの通過域に対して主波・前ゴースト波・後ゴースト波の位置関係を複数試して、復調誤差が最小となる位相回転数から最適なＦＦＴ窓位置を算出することができる。これにより、前ゴーストを考慮したＦＦＴ窓位置の制御が可能となり、シンボル間干渉の発生を抑えた復調処理を実施できるので、受信性能が向上する。また、ＦＦＴ窓位置が確定された信号を用いて最適ＦＦＴ窓位置を探索できるため、本線の受信処理とは別に最適ＦＦＴ処理窓位置の探索を行うことが可能である。

ここで、本例の最適ＦＦＴ窓位置探索部１０６は、ＦＦＴ処理された１シンボル分の信号を記憶する１シンボルメモリ１１３を有し、１シンボル分のタイミングが経過する毎に、１シンボルメモリ１１３に記憶されている信号に対して該タイミングに対応する位相回転を与えて復調処理を行い、位相回転の種類数と同数のタイミングが経過した後に、１シンボルメモリ１１３の内容を更新する構成となっている。このような構成によれば、位相回転の種類数と同数のシンボルタイミング分の時間で、最適ＦＦＴ窓位置を探索することが可能となる。

なお、変形例１として、最適ＦＦＴ窓位置探索部１０６の部品（例えば、位相回転部１４、パイロット抽出部１０９、内挿フィルタ１１０、等化部１０８、及びＭＥＲ算出部１１５）を高性能化することで、異なる位相回転を与えて行う復調処理をより短いタイミングで実行するようにしてもよい。これにより、最適ＦＦＴ窓位置の探索をより短時間で完了できるようになる。

また、変形例２として、１シンボルメモリ１１３に記憶されている信号に対して異なる位相回転を与えて復調処理を行う処理部（例えば、位相回転部１４、パイロット抽出部１０９、内挿フィルタ１１０、等化部１０８、及びＭＥＲ算出部１１５）を複数有し、これら処理部を並列的に動作させるようにしてもよい。このような構成によっても、最適ＦＦＴ窓位置の探索をより短時間で完了できるようになる。また、変形例１と変形例２を組み合わせることも可能である。

以上、本発明の実施形態について説明したが、これら実施形態は例示に過ぎず、本発明の技術的範囲を限定するものではない。本発明は、その他の様々な実施形態をとることが可能であると共に、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、省略や置換等の種々の変形を行うことができる。これら実施形態及びその変形は、本明細書等に記載された発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

また、本発明は、上記の説明で挙げたような装置や、これら装置で構成されたシステムとして提供することが可能なだけでなく、これら装置により実行される方法、これら装置の機能をプロセッサにより実現させるためのプログラム、そのようなプログラムをコンピュータ読み取り可能に記憶する記憶媒体などとして提供することも可能である。

本発明は、ＯＦＤＭ信号を受信して処理する無線通信装置に利用することが可能である。

１０１：ＡＤＣ、 １０２：ＦＦＴ部、 １０３：シンボル同期部、 １０４：ＦＦＴ窓位置制御部、 １０５：本線受信処理部、 １０６：最適ＦＦＴ窓位置探索部、 １０７：固定位相回転部、 １０８：等化部、 １０９：パイロット抽出部、 １１０：内挿フィルタ、 １１１：復号部、 １１２：スキャン制御カウンタ、 １１３：１シンボルメモリ、 １１４：位相回転スキャン部、 １１５：ＭＥＲ算出部、 １１６：最適回転数算出部、 １１７：補正値算出部

Claims (5)

1. ＯＦＤＭ信号を受信して処理する無線通信装置であって、
   前記ＯＦＤＭ信号に対し、ＯＦＤＭの有効シンボル長分の切り出し区間であるＦＦＴ窓を設定してＦＦＴ処理を行うＦＦＴ部と、
   前記ＦＦＴ窓の位置を制御するために、前記ＯＦＤＭ信号から検出されたシンボルタイミングを前記ＦＦＴ部に与えるＦＦＴ窓位置制御部と、
   前記ＦＦＴ処理された共通の信号に対して複数の異なる位相回転を与えて復調処理を行って、復調誤差が最小となる位相回転数を特定し、その位相回転数に対応するタイミング補正量を算出する最適ＦＦＴ窓位置探索部とを備え、
   前記ＦＦＴ窓位置制御部は、前記シンボルタイミングを前記タイミング補正量に従って補正して前記ＦＦＴ部に与えることを特徴とする無線通信装置。
2. 請求項１に記載の無線通信装置において、
   前記最適ＦＦＴ窓位置探索部は、所定のタイミングが経過する毎に、前記共通の信号に対して該タイミングに対応する位相回転を与えて復調処理を行うことを特徴とする無線通信装置。
3. 請求項２に記載の無線通信装置において、
   前記最適ＦＦＴ窓位置探索部は、前記ＦＦＴ処理された１シンボル分の信号を記憶するメモリを有し、所定のタイミングが経過する毎に、前記メモリに記憶されている信号に対して該タイミングに対応する位相回転を与えて復調処理を行い、位相回転の種類数と同数のタイミングが経過した後に、前記メモリの内容を更新することを特徴とする無線通信装置。
4. 請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の無線通信装置において、
   前記最適ＦＦＴ窓位置探索部は、前記共通の信号に対して異なる位相回転を与えて復調処理を行う処理部を複数有し、前記複数の処理部を並列的に動作させることを特徴とする無線通信装置。
5. ＯＦＤＭ信号を受信して処理する無線通信方法であって、
   前記ＯＦＤＭ信号に対し、ＯＦＤＭの有効シンボル長分の切り出し区間であるＦＦＴ窓を設定してＦＦＴ処理を行うステップと、
   前記ＦＦＴ処理された信号に対して複数の異なる位相回転を与えて復調処理を行って、復調誤差が最小となる位相回転数を特定し、その位相回転数に対応するタイミング補正量を算出するステップと、
   前記ＯＦＤＭ信号から検出されたシンボルタイミングを前記タイミング補正量に従って補正し、当該補正後のシンボルタイミングに基づいて前記ＦＦＴ窓の位置を制御するステップとを有することを特徴とする無線通信方法。
   
   

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