CN101485127A - 接收装置、接收方法及集成电路 - Google Patents

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Abstract

在进行用不连续增益值来调整放大增益的AGC控制，来使OFDM信号的电平一定，并进行接收的接收装置中，包括进行均衡处理的均衡单元，该均衡处理对于有规则地包含在被进行了快速傅里叶变换的OFDM信号中的多个基准副载波的失真分别进行检测，通过利用了检测出的该失真的插值，来估计由传输路径传播所产生的OFDM信号的失真进行估计，并进行修正，均衡单元用AGC控制信号来对由OFDM信号的不连续放大增益变化所产生的OFDM信号的失真的估计误差进行修正。

Description

接收装置、接收方法及集成电路
技术领域
本发明涉及一种利用了使放大器的增益呈阶跃变化的阶跃AGC(Automatic Gain Control：自动增益控制)的OFDM(OrthogonalFrequency Division Multiplexing：正交频分复用)调制数字广播接收装置。
背景技术
对放大器的放大增益自动地进行调节的功能被称为AGC。此外，使放大增益呈阶跃(不连续)变化，来进行增益调节的类型的AGC被称为阶跃AGC。在此，能够想到这样的情况：将阶跃AGC适用于根据ISDB-T(IntegratedServices Digital Broadcasting Terrestrial)及DVB-T(Digital VideoBroadcasting Terrestrial)等规格来接收数字广播的OFDM调制数字广播接收装置中。
图8为表示进行阶跃AGC的以往OFDM调制数字广播接收装置300(以下，称为接收装置300)的结构例的图。如图8所示，接收装置300包括天线301、调谐器302、模拟数字转换器(以下，称为ADC)303、正交解调单元304、电平检测单元305、时机控制单元306、同步单元307、FFT(快速傅里叶变换)单元308、均衡单元309、错误订正单元310、数据译码单元311以及显示装置312。
以下，对接收装置300的动作进行说明。天线301将OFDM调制信号接收之后，输出给调谐器302。调谐器302从所输入的OFDM调制信号中选择所期望的信道的信号，将该信号转换为规定的中频信号(例如，中心频率为57MHz)，并将该中频信号放大之后，输出给ADC303。在此，调谐器302包括对中频信号进行放大的增益可变放大器。图9为表示包含在调谐器302中的增益可变放大器的控制信号与增益之间的关系的图。如图9所示，由于被输入通过数字信号处理来生成的离散值的控制信号(AGC控制信号)，因此增益可变放大器的增益发生离散的变化。此外，增益可变放大器的增益与控制信号的最小单位的增加相应，例如以1dB单位进行增加。ADC303将所输入的中频信号从模拟信号转换为数字信号之后，输出给正交解调单元304。正交解调单元304对所输入的中频信号进行正交检波，将其转换为I/Q信号之后，输出给电平检测单元305、同步单元307和FFT单元308。
电平检测单元305对所输入的I/Q信号的功率电平和所期望的功率电平之间的差进行检测，生成作为输入给调谐器302的增益可变放大器的控制信号的AGC控制信号。同步单元307用所输入的I/Q信号的保护期间(guardperiod)的相关关系，来检测进行FFT(Fast Fourier Transform)的I/Q信号的位置即FFT窗口位置，并通知给FFT单元308和时机控制单元306。FFT单元308对I/Q信号中的被通知的FFT窗口位置进行FFT，将I/Q信号转换为频率区域之后，输出给均衡单元309。时机控制单元306利用被通知的FFT窗口位置的信息，来算出将阶跃AGC控制信号输出给调谐器302的时机，在所算出的时机将从电平检测单元305输入的阶跃AGC控制信号输出给调谐器302。调谐器302的增益可变放大器根据所输入的阶跃AGC控制信号，使放大增益发生变化。
均衡单元309通过进行后面将详细地说明的时间轴插值及频率轴插值，来对所输入的频率区域的I/Q信号进行均衡处理，并输出给错误订正单元310。这样一来，均衡单元309就能够估计因OFDM调制信号传播在发送装置(未图示)与接收装置300之间的传输路径(空间)而产生的时间及频率的误差(以下，称为传输路径变动)，并进行修正。错误订正单元310对修正之后的I/Q信号，进行为错误订正处理的解交织(de-interleave)、维乇毕译码及RS(Reed-Solomon)译码，将TS(Transport Stream)信号输出给数据译码单元311。数据译码单元311对所输入的TS信号进行基于MPEG2规格等的影像处理及语音的数据扩张处理之后，输出给显示装置312。显示装置312用所输入的信号来向用户提供影像等服务。
以下，对电平检测单元305、同步单元307及时机控制单元306进行更详细的说明。
图10为表示电平检测单元305的结构例的图。如图10所示，电平检测单元305包括功率计算单元330、对数变换单元331、减法单元332、基准值产生单元333、环路滤波器单元334及量化单元335。功率计算单元330对从正交解调单元304输入的I/Q信号进行算出I2+Q2的运算，并算出接收功率之后，输出给对数变换单元331。此外，功率计算单元330在以接收功率的时间轴的平均值为基准来进行AGC时，再在时间轴上对算出功率进行平均化。此外，功率计算单元330在以接收功率的峰值为基准来进行AGC时，进行峰值检测。对数变换单元331对功率计算单元330的输出(算出功率)进行对数化(executes a process using logarithms)，输出给减法单元332。这是因为如用图9说明地那样，包含在调谐器302中的可变增益放大器的增益对于所输入的AGC控制信号，以dB值(对数值)产生变化之故。基准值产生单元333产生使调谐器302的可变增益放大器的输出功率收敛到目标值的基准功率，将其输出给减法单元332。减法单元332检测对数变换单元331的输出功率与基准值产生单元333的基准功率之间的差，并将其输出给环路滤波器单元334。环路滤波器单元334对所输入的差进行积分，将所获得的积分值输出给量化单元335。量化单元335对所输入的积分值进行量化，并作为AGC控制信号输出给时机控制单元306。在此，例如，AGC控制信号的最小单位的变化与调谐器302的可变增益放大器的增益的1dB的变化相对应。
图11为用以说明同步单元307的动作的图。将从正交解调单元304输出的I/Q信号(解调对象信号)输入给同步单元307(参照(a))。在(a)中，用斜线表示的部分为保护期间，其它部分为有效符号期间，通过保护期间和有效符号期间成对来构成符号期间。保护期间由在成对的有效符号期间的末端部分中存在的信号的复制信号来构成。其次，同步单元307生成将(a)解调对象信号仅延迟了有效符号期间的延迟信号(参照(b))。其次，同步单元307生成(a)解调对象信号和(b)延迟信号的相关信号(参照(c))。在(c)相关信号中，在与(a)解调对象信号的有效符号期间的末端部分相对应的期间中产生相关。其次，同步单元307对于(c)相关信号，进行利用了保护期间长度的移动积分(moving integration)，生成移动积分信号(参照(d))。(d)移动积分信号在(a)解调对象信号的各个符号期间的边界(参照箭头)成为峰值。其次，同步单元307用(d)移动积分信号的峰值，来对(a)解调对象信号的各个符号期间的边界(OFDM符号的边界)进行检测。其次，在不存在延迟波及先行波(preceding wave)的基本环境(不是多路径的环境)下，同步单元307将除去了以所检测出的各个符号期间的边界为中心的保护期间长度的期间A的期间B设定为作为进行FFT的位置的FFT窗口位置(参照(e))。此外，在存在保护期间长度的延迟波的接收环境(延迟波环境)下，同步单元307将FFT窗口位置设定为与基本波环境时相比延迟了保护期间长度的一半的位置(参照(f))。此外，在存在保护期间长度的先行波的接收环境(先行波环境)下，同步单元307将FFT窗口位置设定为与基本波环境时相比先行了保护期间长度的一半的位置(参照(g))。然后，同步单元307向FFT单元308及时机控制单元306通知所设定了的FFT窗口位置。FFT单元308在被通知的FFT窗口位置(B期间)，对所输入的I/Q信号进行FFT处理。
时机控制单元306根据被通知的FFT窗口位置(B期间)，来算出不进行FFT处理的A期间。其次，时机控制单元306在所算出的A期间，将从电平检测单元305输入的AGC控制信号输出给调谐器302的可变增益放大器。这样一来，调谐器302的可变增益放大器能够在对于OFDM信号不进行FFT的A期间(参照图11的(e)～(g))，将OFDM信号的增益切换为阶跃状(不连续)。
如上所说，通信装置300在进行阶跃AGC时，检测除去了对于OFDM信号进行FFT的期间(FFT窗口位置)的期间，在该期间将OFDM信号的增益转换为阶跃状(不连续)。这样一来，通信装置300能够回避由阶跃AGC产生的不连续增益变动的影响。
然而，在通信装置300中，有这样的问题：在均衡单元309所进行的均衡处理中产生下面将说明的插值误差(interpolation error)。图12为用以说明均衡单元309所进行的均衡处理的图。图12的(b)为时序地表现所接收的OFDM信号的第N—6个～第N个符号的图。此外，OFDM信号的传输是按照每个符号进行的。并且，圆形记号表示包含在各个符号中的副载波，图示有作为一个例子的第M个～第M+15个的副载波。第M个到第M+15个副载波按调频顺序排队。在此，空心圆表示作为含有发送数据的副载波的数据载波。此外，实心圆表示作为发送时的振幅及相位在接收侧已知的副载波的SP(Scattered Pilot：离散导频)载波(也被称为基准副载波)。SP载波在各个符号中以12载波的间隔配置着，并且被配置在从上一个符号的SP载波的配置位置起在调频的增加方向上错开了3个载波的位置上。作为一个例子，图12的(a)表示通过在第N—3个符号和第N—2个符号之间存在的不进行FFT的期间(图11的A期间)进行阶跃AGC控制，来使调谐器302的可变增益放大器的增益变化到X倍的情况。
以下，以均衡单元309对第N—3个符号进行均衡处理的情况为例进行说明。在此，在对第N—3个符号进行均衡处理的时刻，第N—2个～第N个符号已被接收，且被输入到了均衡单元309。均衡单元309对实际接收的SP载波(以下，称为接收SP载波)的振幅及相位、和与接收SP载波相对应的发送时的SP载波(以下，称为发送SP载波)的振幅及相位进行比较。即，对接收SP载波的失真进行检测。此外，发送SP载波的振幅及相位在均衡单元309中是已知的。该比较是对包含在第N—6个～第N个符号中的各个接收SP载波进行的比较。这样一来，均衡单元309求出第N—6个～第N个符号的接收SP载波的位置的传输路径系数。在此，传输路径系数是表示相对于发送SP载波的振幅及相位的、接收SP载波的振幅及相位的变化量的值。即，传输路径系数是表示由传输产生的OFDM信号的失真的值。
其次，均衡单元309通过直线插值来算出包含在第N—3个符号中的、用粗线空心圆表示的数据载波的位置的传输路径系数。在此，将第N个符号的第M个副载波位置的传输路径系数定义为H(N、M)。
首先，考虑不进行阶跃AGC控制的情况，即没有增益变化的情况。此时，例如，均衡单元309使用表示利用了实心圆位置的传输路径系数H(N—6、M+3)及实心圆位置的传输路径系数H(N—2、M+3)的、直线插值(时间轴插值)的式子1，来算出第N—3个符号的第M+3个副载波(粗线空心圆)位置的传输路径系数H(N—3、M+3)。此外，如上所述，传输路径系数H(N—6、M+3)及传输路径系数H(N—2、M+3)已经被算出。
(式子1)
H(N-3，M+3)＝(1/4)·H(N-6，M+3)+(3/4)·H(N-2，M+3)同样，均衡单元309通过进行时间轴插值，来算出H(N—3、M+6)、H(N—3、M+9)及H(N—3、M+15)。在此，接收SP载波位置的传输路径系数H(N—3、M)及H(N—3、M+12)已经被算出。其结果是，均衡单元309在第N—3个符号，能够算出在所有副载波中每隔3个载波存在的副载波位置的传输路径系数。其次，均衡单元309通过对第N—3个符号进行副载波的频率轴方向的插值(频率轴插值)，来算出第N—3个符号的所有副载波位置的传输路径系数。其次，均衡单元309用所有副载波位置的传输路径系数，来消除(相抵消)因在传输路径中传播而产生的OFDM信号的失真(振幅及相位的误差)，且进行修正。
其次，对于如图12所示，进行阶跃AGC控制，在第N—3个符号与第N—2个符号之间发生了X倍的增益变化的情况进行探讨。此时，实心圆位置的传输路径系数H(N—2、M+3)因阶跃增益变化(不连续增益变化)而被X倍，成为H(N—2，M+3)·X。这样一来，均衡单元309用表示跨越了增益变化的时间轴插值的式子2，来算出传输路径系数H(N—3、M+3)。
(式子2)
H(N-3，M+3)＝(1/4)·H(N-6，M+3)+(3/4)·H(N-2，M+3)·X
如此，对于式子1的H(N—3、M+3)，在式子2的H(N—3，M+3)中含有因H(N—2、M+3)被X倍而产生的误差。同样，均衡单元309通过进行跨越了增益变化的时间轴插值，来算出含有误差的H(N—3、M+6)、H(N—3、M+9)及H(N—3、M+15)。其次，均衡单元309通过对第N—3个符号进行频率轴插值，来在第N—3个符号的所有副载波位置中，算出含有误差的传输路径系数。图12的(c)为按每个符号来表示在图12的(b)所示的各个符号中产生的误差(以下，称为插值误差)的图。图12的(c)的由方形围着的图表示第N—3个符号的插值误差。当使用箭头表示的粗线为正规的传输路径系数时，插值误差被表示为用斜线表示的区域。其次，均衡单元309用含有插值误差的传输路径系数，来消除(相抵消)因在传输路径中传播而产生的OFDM信号的失真(振幅及相位的误差)。其结果是，产生OFDM信号的解调误差，使接收性能恶化。
图13为用以说明在接收装置300中具备的均衡单元309的结构的图。如图13所示，均衡单元309包括SP分离单元320、复数除法单元321、SP发生单元322、时间轴插值单元324、频率轴插值单元325、延迟单元326及复数除法单元327。以下，参照图13对均衡单元309的各个结构要素的动作进行简单说明。将频率区域中的OFDM信号从FFT单元308输入给SP分离单元320。然后，SP分离单元320在将OFDM信号的SP载波分离，并输出给复数除法单元321之后，将OFDM信号输出给延迟单元326。SP发生部322产生振幅及相位与发送SP载波同步的SP载波，将其输出给复数除法单元321。复数除法单元321用由SP发生部322产生的发送SP载波的信号除以由SP分离单元320分离之后的接收SP载波的信号。由此，复数除法单元321将接收SP载波位置的传输路径系数算出之后，输出给时间轴插值单元324。时间轴插值单元324进行用图12加以了说明的时间轴插值，将所输入的接收SP载波位置的传输路径系数及已通过时间轴插值算出的传输路径系数输出给频率轴插值单元325。频率轴插值单元325进行用图12加以了说明的频率轴插值，将所有副载波位置的传输路径系数算出之后，输出给复数除法单元327。延迟单元326在让SP分离单元320输入的OFDM信号延迟之后，输出给复数除法单元327。复数除法单元327用从频率轴插值单元325输出的传输路径特系数，来对从延迟单元326输出的OFDM信号的数据载波分别进行复数除法，将所算出的OFDM信号输出给错误订正单元310。均衡单元309通过进行上述处理，来消除(相抵消)因在传输路径中传播而产生的OFDM信号的失真。然而，如用图12说明地那样，因阶跃AGC控制所产生的增益变化，使均衡单元309在进行时间轴插值时产生插值误差。
如上所述，在以往的接收装置300中，由于伴随阶跃AGC的不连续振幅变动而使均衡单元309产生误动作，因此造成接收性能的恶化。
作为解决上述问题的技术，具有记载在专利文献1中的技术。图14为表示记载在专利文献1中的自动增益控制装置400的图。如图14所示，自动增益控制装置400包括增益可变单元401、增益可变单元402及自动增益可变控制单元407。增益可变单元401向所输入的调制信号提供阶跃状增益变化。增益可变单元402向来自增益可变单元401的、振幅呈阶跃变化的输出信号，提供直线状(linear)增益变化。自动增益可变控制单元407对增益可变单元401和增益可变单元402进行控制，来使从增益可变单元402输出的信号的振幅保持一定。
图15为用以说明增益可变单元401及增益可变单元402的输入/输出信号的振幅和增益的图。图15的(a)表示输入给增益可变单元401的信号的振幅。图15的(b)表示增益可变单元401向输入信号提供的阶跃状增益。图15的(c)表示增益可变单元401的输出信号的振幅。图15的(d)表示增益可变单元402向输入信号提供的直线状增益。图15的(e)表示增益可变单元402的输出信号的振幅。例如，当增益可变单元401的输入信号的振幅渐渐缩小时(参照(a))，增益可变单元401向输入信号提供阶跃状增益(参照(b))。其结果是，增益可变单元401输出振幅不连续的输出信号(参照(c))。增益可变单元402根据来自自动增益可变控制单元407的指示，以增益可变单元401的输出信号的振幅为一定的方式，向该输出信号提供直线状增益(参照(d))。其结果是，增益可变单元402能够输出振幅一定的输出信号(参照(e))。
如上所述，自动增益控制装置400即使进行阶跃AGC时，也能够使来自增益可变放大器的输出信号的振幅一定。这样一来，能够认为可通过将自动增益控制装置400适用于接收装置300(参照图8)中的调谐器302的增益可变放大器，来回避伴随阶跃AGC的不连续振幅变动使均衡单元309产生误动作的情况。
专利文献1：日本专利文献特开2006-74702号公报
然而，如上所述，当将自动增益控制装置400适用于接收装置300中时，存在有下述问题。图16为用以说明增益可变单元402的时间常数的设定的图。图16的(a)～(e)为与图15的(a)～(e)一样的图，表示增益可变单元402的时间常数被设定为恰当的值的情况。
图16的(d—1)及(e—1)分别表示当增益可变单元402的时间常数被设定为较高的值时的增益可变单元402的增益、及输出信号的振幅。如图16的(d—1)所示，当增益可变单元402的时间常数被设定为较高的值时，增益可变单元402的增益就过度升高。并且，增益可变单元402的增益产生不恰当的上下变动(overshoots：动作过度)。其结果是，如图16的(e—1)所示，增益可变单元402的输出信号的振幅呈波浪形，因此不太理想。
图16的(d—2)及(e—2)分别表示当增益可变单元402的时间常数被设定为较低的值时的增益可变单元402的增益、及输出信号的振幅。如图16的(d—2)所示，当增益可变单元402的时间常数被设定为较低的值时，增益可变单元402不能获得所需的增益。因此，如图16的(e—2)所示，增益可变单元402的输出信号的振幅渐渐降低。也就是说，当增益可变单元402的时间常数被设定为较低的值时，AGC不发挥作用。
如上所述，当将自动增益控制装置400适用于接收装置300时，虽然能够回避因伴随阶跃AGC的不连续振幅变动使均衡单元309产生误动作而造成的接收性能的恶化，但是必须严格地设定增益可变单元402的时间常数，因此不太理想。
发明内容
故而，本发明目的在于：提供一种能够在不适用自动增益控制装置400的情况下，回避因伴随阶跃AGC的不连续振幅变动使均衡单元产生误动作而造成的接收性能的恶化的OFDM调制数字广播接收装置。
本发明为进行用不连续增益值来调整放大增益的AGC控制，使OFDM信号的电平一定，并进行接收的接收装置。为了达到上述目的，本发明的接收装置包括：可变增益放大器，用基于AGC控制信号的放大增益来对OFDM信号进行放大，电平检测单元，对被放大了的OFDM信号的电平进行检测，生成为了使检测电平为一定电平，而向可变增益放大器提供放大增益的AGC控制信号，FFT单元，对被放大了的OFDM信号的一部分进行快速傅里叶变换，时机控制单元，在OFDM信号中的没有被进行快速傅里叶变换的部分中，使OFDM信号的放大增益发生变化的时机，将AGC控制信号输出给可变增益放大器，以及均衡单元，进行均衡处理，该均衡处理对于有规则地包含在被进行了快速傅里叶变换的OFDM信号中的多个基准副载波的失真分别进行检测，通过利用了检测出的该失真的插值，来估计由传输路径传播所产生的OFDM信号的失真，并进行修正；均衡单元利用AGC控制信号，来对由OFDM信号的不连续放大增益变化所产生的、OFDM信号的失真的估计误差进行修正。
此外，均衡单元最好包括：传输路径系数修正单元，用AGC控制信号算出修正系数，该修正系数表示与构成OFDM信号的多个符号中的被进行均衡处理的符号相对应的AGC控制信号的电平，和与用于均衡处理中的符号相对应的AGC控制信号的电平之间的差；时间轴插值单元，通过对包含在被进行均衡处理的符号中的多个副载波的一部分进行时间轴插值，来对由传输路径传播所产生的多个副载波的一部分的失真进行估计，该时间轴插值为使用在用于均衡处理的符号中所含的基准副载波的失真，且按照修正系数来使由OFDM信号的不连续增益变化所产生的插值误差相抵消的时间轴插值；频率轴插值单元，通过对所有多个副载波进行频率轴插值，来对由传输路径传播所产生的所有多个副载波的失真进行估计，该频率轴插值为使用了被估计出的多个副载波的一部分的失真、和包含在被进行均衡处理的符号中的基准副载波的失真；以及复数除法单元，从包含在被进行均衡处理的符号中的所有多个副载波分别除以被估计出的所有多个副载波的失真。
此外，时机控制单元最好进一步对于被放大的OFDM信号的相位变化超过规定阈值的AGC控制信号进行检测；均衡单元最好包括传输路径系数修正单元，用AGC控制信号来算出修正系数，该修正系数表示与构成OFDM信号的多个符号中的被进行均衡处理的符号相对应的AGC控制信号的电平、和与用于均衡处理中的符号相对应的AGC控制信号的电平之间的差，时间轴插值单元，通过对包含在被进行均衡处理的符号中的多个副载波的一部分进行时间轴插值，来对由传输路径传播所产生的多个副载波的一部分的失真进行估计，该时间轴插值为使用在用于均衡处理的符号中所含的基准副载波的失真，且按照修正系数来使由OFDM信号的不连续增益变化所产生的插值误差相抵消的时间轴插值，开关，对于时间轴插值单元所估计的多个副载波的一部分的失真进行输入，且仅在没有由时机控制单元检测超过阈值的AGC控制信号期间，输出一部分的失真，频率轴插值单元，通过在开关输出一部分的失真的期间，对所有多个副载波进行使用了被估计出的多个副载波的一部分的失真、和包含在被进行均衡处理的符号中的基准副载波的失真的频率轴插值，而在开关不输出一部分的失真的期间，对所有多个副载波进行使用了包含在被进行均衡处理的符号中的基准副载波的失真的频率轴插值，来对由传输路径传播所产生的所有多个副载波的失真进行估计，以及复数除法单元，从包含在被进行均衡处理的符号中的所有多个副载波分别除以被估计出的所有多个副载波的失真。
此外，本发明也是接收方法，进行用不连续增益值来调整放大增益的AGC控制，使OFDM信号的电平一定，并进行接收。为了达到上述目的，本发明的接收方法包括以下步骤：用基于AGC控制信号的放大增益，来对所接收的OFDM信号进行放大的步骤，对被放大了的OFDM信号的电平进行检测，生成使检测电平为一定电平的新的AGC控制信号的步骤，对被放大了的OFDM信号的一部分进行快速傅里叶变换的步骤，在OFDM信号的没有被进行快速傅里叶变换的部分中，使所接收的OFDM信号的放大增益发生变化的时机，将AGC控制信号切换为新的AGC控制信号的步骤，以及进行均衡处理的步骤，对于有规则地包含在被进行了快速傅里叶变换的OFDM信号中的多个基准副载波的失真分别进行检测，通过利用了检测出的该失真的插值，来估计由传输路径传播所产生的OFDM信号的失真，并进行修正；在进行均衡处理的步骤中，用AGC控制信号，来对由OFDM信号的不连续放大增益变化所产生的、OFDM信号的失真的估计误差进行修正。
此外，本发明也是集成电路，是被装入接收装置的集成电路，该接收装置为进行用不连续增益值来调整放大增益的AGC控制，使OFDM信号的电平一定，并进行接收的接收装置。为了达到上述目的，本发明的集成电路安装作为可变增益放大器、电平检测单元、FFT单元、时机控制单元以及均衡单元的功能，该可变增益放大器，用基于AGC控制信号的放大增益来对OFDM信号进行放大，该电平检测单元，对被放大了的OFDM信号的电平进行检测，生成为了使检测电平为一定电平，而向可变增益放大器提供放大增益的AGC控制信号，该FFT单元，对被放大了的OFDM信号的一部分进行快速傅里叶变换，该时机控制单元，在OFDM信号中的没有被进行快速傅里叶变换的部分中，使OFDM信号的放大增益发生变化的时机，将AGC控制信号输出给可变增益放大器，以及该均衡单元，进行均衡处理，该均衡处理对于有规则地包含在被进行了快速傅里叶变换的OFDM信号中的多个基准副载波的失真分别进行检测，通过利用了检测出的该失真的插值，来对由传输路径传播所产生的OFDM信号的失真进行估计，并且，利用AGC控制信号，对由OFDM信号的不连续放大增益变化所产生的、OFDM信号的失真的估计误差进行修正，来对OFDM信号的失真加以修正。
(发明的效果)
如上所述，根据本发明，提供一种能够回避因伴随AGC的不连续增益变动使均衡单元产生误动作而造成的接收性能的恶化的OFDM调制数字广播接收装置。
附图说明
图1为表示本发明的第一实施方式所涉及的OFDM调制数字广播接收装置100的结构例的图。
图2为用以说明传输路径系数修正单元23的动作的图。
图3为用以说明接收装置100的动作的流程图。
图4为表示本发明的第二实施方式所涉及的OFDM调制数字广播接收装置200的结构例的图。
图5为表示包含在调谐器302中的增益可变放大器的控制信号、和增益及大相位变化点之间的关系的图。
图6为用以说明接收装置200的动作的流程图。
图7为表示第一实施方式的接收装置100及第二实施方式的接收装置200被集成电路化的范围例的图。
图8为表示进行阶跃AGC的以往OFDM调制数字广播接收装置300的结构例的图。
图9为表示包含在调谐器302中的增益可变放大器的控制信号和增益之间的关系的图。
图10为表示电平检测单元305的结构例的图。
图11为用以说明同步单元307的动作的图。
图12为用以说明均衡单元309所进行的均衡处理的图。
图13为用以说明在接收装置300中具备的均衡单元309的结构的图。
图14为表示记载在专利文献1中的自动增益控制装置400的图。
图15为用以说明增益可变单元401及增益可变单元402的输入/输出信号的振幅和增益的图。
图16为用以说明增益可变单元402的时间常数的设定的图。
附图标记说明
6、60、306 时机控制单元
9、90、309 均衡单元
23  传输路径系数修正单元
24、324 时间轴插值单元
50SW
100、200、300接收装置
301  天线
302  调谐器
303  ADC
304  正交解调单元
305  电平检测单元
307  同步单元
308  FFT单元
309  均衡单元
310  错误订正单元
311  数据译码单元
312  显示装置
320  SP分离单元
321、327复数除法单元
322  SP发生部
325  频率轴插值单元
326  延迟单元
330  功率计算单元
331  对数变换单元
332  减法单元
333  基准值产生单元
334  环路滤波器单元
335  量化单元
400  自动增益控制装置
401、402增益可变单元
407  自动增益可变控制单元
具体实施方式
(第一实施方式)
图1为表示本发明的第一实施方式所涉及的OFDM调制数字广播接收装置100的结构例的图。如图1所示，OFDM调制数字广播接收装置100(以下，称为接收装置100)的结构为对于图13所示的以往接收装置300的结构，将时机控制单元306置换为时机控制单元6，将均衡单元309置换为均衡单元9的结构。均衡单元9的结构为对于均衡单元309的结构，追加传输路径系数修正单元23，并将时间轴插值单元324置换为时间轴插值单元24的结构。此外，由于在接收装置100的结构要素中，对与以往接收装置300一样的结构要素标注了同一参照符号，因此对其详细说明加以省略。
下面对接收装置100的动作加以说明。天线301将OFDM调制信号接收之后，输出给调谐器302。调谐器302从所输入的OFDM调制信号中选择所期望的信道的信号，将该信号转换为规定的中频信号，将该中频信号放大之后，输出给ADC303。在此，调谐器302包括对中频信号进行放大的增益可变放大器。由于被输入通过数字信号处理来生成的离散值的控制信号(AGC控制信号)，因此调谐器302的增益可变放大器的增益发生离散的变化(参照图9)。此外，增益可变放大器的增益与控制信号的最小单位的增加相应，例如以1dB单位进行增加。ADC303将所输入的中频信号从模拟信号转换为数字信号之后，输出给正交解调单元304。正交解调单元304对所输入的中频信号进行正交检波(orthogonal detection)，将其转换为I/Q信号之后，输出给电平检测单元305、同步单元307和FFT单元308。电平检测单元305对所输入的I/Q信号的功率电平和所期望的功率电平之间的差进行检测，生成作为输入给调谐器302的增益可变放大器的控制信号的AGC控制信号(参照图10)。同步单元307用所输入的I/Q信号的保护期间的相关关系，来检测进行FFT的FFT窗口位置(参照图11)，并通知给FFT单元308和时机控制单元6。FFT单元308对I/Q信号中的FFT窗口位置进行FFT，将I/Q信号转换为频率区域之后，输出给均衡单元9。
时机控制单元6与时机控制单元306(参照图13)一样，利用被通知的FFT窗口位置的信息，来算出将阶跃AGC控制信号输出给调谐器302的时机(图11的A期间)，在所算出的时机将从电平检测单元305输入的阶跃AGC控制信号输出给调谐器302。调谐器302的增益可变放大器根据所输入的阶跃AGC控制信号，使增益呈阶跃变化。并且，时机控制单元6将所输入的AGC控制信号输出给均衡单元9。
与均衡单元309一样，均衡单元9通过进行时间轴插值及频率轴插值，来对所输入的频率区域的I/Q信号进行均衡处理之后，输出给错误订正单元310。在进行该均衡处理时，均衡单元9用从时机控制单元6输入的AGC控制信号，来对在由均衡单元309进行均衡处理时所产生的插值误差(参照图12的(c))进行修正。
错误订正单元310对传输路径失真被均衡之后的I/Q信号进行错误订正处理，输出给数据译码单元311。数据译码单元311对所输入的TS信号进行规定的影像处理及语音的数据扩张处理之后，输出给显示装置312。显示装置312用所输入的信号向用户提供影像等服务。
以下，参照图1对均衡单元9的动作进行详细说明。将频率区域中的OFDM信号从FFT单元308输入给SP分离单元320。然后，SP分离单元320在将OFDM信号的SP载波分离，并输出给复数除法单元321之后，将OFDM信号输出给延迟单元326。SP发生部322产生振幅及相位与发送SP载波同步的SP载波，将其输出给复数除法单元321。复数除法单元321用由SP发生部322产生的发送SP载波的信号除以由SP分离单元320分离之后的接收SP载波的信号。由此，复数除法单元321将接收SP载波位置的传输路径系数算出之后，输出给时间轴插值单元24。
传输路径系数修正单元23被从时机控制单元6输入AGC控制信号，用该AGC控制信号，来算出对输入给时间轴插值单元24的传输路径系数进行修正的修正系数，将其输出给时间轴插值单元24。时间轴插值单元24用从复数除法单元321输入的接收SP载波位置的传输路径系数来进行时间轴插值，求出规定的副载波位置的传输路径系数(参照图12(b))。在进行该时间轴插值时，时间轴插值单元24用从传输路径系数修正单元23输入的修正系数，来对插值误差(参照图12(c))进行修正。其次，时间轴插值单元24将所输入的接收SP载波位置的传输路径系数、及通过时间轴插值算出的传输路径系数输出给频率轴插值单元325。频率轴插值单元325进行频率轴插值，算出所有副载波位置的传输路径系数之后，将其输出给复数除法单元327。延迟单元326使从SP分离单元320输入的OFDM信号延迟了进行插值处理那么多，输出给复数除法单元327。复数除法单元327分别用从频率轴插值单元325输出的传输路径系数，来对从延迟单元326输出的OFDM信号的数据载波进行复数除法，并将所算出的OFDM信号输出给错误订正单元310。
图2为用以说明传输路径系数修正单元23的动作的图。图2(a)表示所接收的OFDM信号的符号号码。图2(b)表示从时机控制单元6输入到传输路径系数修正单元23的AGC控制信号。在此，时机控制单元6以使输入给传输路径系数修正单元23的图2(b)所示的AGC控制信号与图2(a)的各个符号被放大时所使用的AGC控制信号相等的方式，进行延迟处理。作为一个例子，图2(c)表示当使对应于第N—3个符号的AGC控制信号的电平为基准“0”时的、对应于各个符号的AGC控制信号的电平。图2(d)表示用以修正当对第N个符号进行时间轴插值时所使用的传输路径系数的修正系数。图2(d)的修正系数是在以进行时间轴插值的第N个符号的电平为“0”的方式，对图2(c)的AGC控制信号的各个电平进行偏移之后获得的。图2(e)表示用以修正在对第N+1个符号进行时间轴插值时所使用的传输路径系数的修正系数。图2(e)的修正系数是在以进行时间轴插值的第N+1个符号的电平为“0”的方式，对图2(c)的AGC控制信号的各个电平进行偏移之后获得的。以下，同样，图2(f)～图2(i)表示与第N+2个符号～第N+5个符号有关的修正系数。
传输路径系数修正单元23被从时机控制单元6输入图2(b)的AGC控制信号。其次，传输路径系数修正单元23用图2(b)的AGC控制信号，来算出图2(c)的AGC控制信号的电平。其次，传输路径系数修正单元23通过对图2(c)的AGC控制信号的电平进行偏移，来算出图2(d)～图2(i)的修正系数，将所算出的修正系数输出给时间轴补干单元24(参照图1)。
其次，对时间轴插值单元24的动作进行详细说明。此外，下面以用图2(e)的修正系数来对第N+1个符号进行时间轴插值的情况为例来进行说明。此外，虽然再次使用已在图12的说明中使用的传输路径系数的定义H(N，M)，但是省略了表示副载波位置的“M”，表示为H(N)。
在此，在AGC控制信号的变化为“+1”时，使调谐器302的可变增益放大器的增益变到X倍，而在AGC控制信号的变化为“—1”时变到1/X倍。此时，从以往技术的说明中得知(参照式子2)，在时间轴插值中，通过使用在插值的传输路径系数成为X倍、1/X倍等，来产生插值误差。这样一来，例如，在因用在插值的传输路径系数变到X倍而产生插值误差时，能够通过X乘以作为倒数的1/X，来消除该插值误差。此外，同样，例如，在因用在插值的传输路径系数变到1/X倍而生成插值误差时，能够通过1/X乘以作为倒数的X，来消除该插值误差。因此，在图2的修正系数为“+1”时，时间轴插值单元24通过乘以“1/X”来消除插值误差。此外，在图2的修正系数为“—1”时，时间轴插值单元24通过乘以“X”来消除插值误差。
时间轴插值单元24用考虑了图2(e)的修正系数的以下的式子3～式子5，来对图2(a)的第N+1个符号进行时间轴插值。
式子3为在第N—2个符号与第N+2个符号之间进行时间轴插值时的式子。
(式子3)
H(N+1)＝(1/4)·H(N-2)+(3/4)·[H(N+2)·X]·(1/X)
在此，在式子3中，对含有由增益变化所产生的插值误差的[H(N+2)·X]乘以了图2(e)的修正系数中的与修正系数“+1”相对应的值“1/X”，其中，该修正系数“+1”为与符号号码N+2相对应的修正系数。由此来，消除插值误差。
式子4为在第N—1个符号与第N+3个符号之间进行时间轴插值时的式子。
(式子4)
H(N+1)＝(1/2)·[H(N-1)·(1/X)]·X+(1/2)·[H(N+3)·X]·(1/X)
在此，在式子4中，对含有由增益变化所产生的插值误差的[H(N—1)·(1/X)]乘以了图2(e)的修正系数中的与修正系数“—1”相对应的值“X”，其中，该修正系数“—1”为与符号号码N—1相对应的修正系数。此外，对含有由增益变化所产生的插值误差的[H(N+3)·X]乘以了图2(e)的修正系数中的与修正系数“+1”相对应的值“1/X”，其中，该修正系数“+1”为与符号号码N+3相对应的修正系数。由此来，消除插值误差。
式子5为在第N个符号与第N+4个符号之间进行时间轴插值时的式子。
(式子5)
H(N+1)＝(3/4)·[H(N)·(1/X)]·X+(1/4)·[H(N+4)]
在此，在式子5中，对含有由增益变化所产生的插值误差的[H(N)·(1/X)]乘以了图2(e)的修正系数中的与修正系数“—1”相对应的值“X”，其中，该修正系数“—1”为与符号号码N相对应的修正系数。由此来，消除插值误差。
如上所述，时间轴插值单元24通过用上述式子3～式子5进行时间轴插值，来消除插值误差(参照图12(c))，并算出在第N+1个符号的插值对象的副载波(参照图12(b)的粗线空心圆)位置上的传输路径系数。
图3为用以说明接收装置100的动作的流程图。以下，参照图1及图3，对接收装置100的特征动作加以说明。首先，调谐器302用增益可变放大装置来对所接收的OFDM信号进行放大(步骤S101)。其次，电平检测单元305检测放大之后的OFDM信号的电平，生成相应于与目标电平的误差的值的AGC控制信号(步骤S102)。时机控制单元6用从同步单元307输入的FFT窗口位置的信息，来算出调谐器302的增益可变放大装置的增益改变时机，在所算出的时机将AGC控制信号输出给调谐器302(步骤S103)。其次，调谐器302根据从时机控制单元6输入的AGC控制信号，使增益可变放大装置的增益阶跃状改变(步骤S104)。其次，调谐器302用改变之后的增益来对所接收的OFDM信号进行放大(步骤S101)。另一方面，均衡单元9的传输路径系数修正单元23用AGC控制信号，来算出对因由阶跃AGC所引起的阶跃状增益改变而产生的时间轴插值的插值误差进行消除的修正系数(步骤S105)。其次，均衡单元9的时间轴插值单元24根据从传输路径系数修正单元23输入的修正系数，进行消除插值误差的时间轴插值(步骤S106)。其次，均衡单元9的频率轴插值单元325进行频率轴插值(步骤S107)。通过从步骤S105到步骤S107的处理，来求出对由传输路径变动而引起的OFDM信号的失真进行订正的传输路径系数。其次，均衡单元9的复数除法单元327利用所求出的传输路径系数，对所解调的OFDM信号进行复数除法处理(步骤S108)。均衡单元9能够通过从步骤S105到步骤S108的处理，来对由传输路径变动而引起的OFDM信号的失真进行订正(均衡)。
如上所述，第一实施方式所涉及的接收装置100在对由传输路径变动而引起的OFDM信号的失真进行订正的均衡处理中，使用用以进行阶跃AGC的AGC控制信号。这样一来，接收装置100能够进行消除了因由阶跃AGC所引起的阶跃状增益改变而产生的插值误差的均衡处理。其结果是，接收装置100在不用以往自动增益控制装置400的情况下，能够回避因伴随阶跃AGC的不连续振幅变动使均衡单元产生误动作而造成的接收性能的恶化。
此外，在上述内容中，以接收ISDB-T信号的接收装置为例进行了说明，但是只要是周期性地插入有基准信号的、接收具有保护期间的OFDM信号的接收装置的话，同样可以适用。此外，在上述内容中，对利用保护相关来决定FFT窗口位置的方法进行了说明，但是也可以用根据解调C/N及比特误码率等来随时决定最佳FFT窗口位置的方法等。此外，在上述内容中，以调谐器302的可变增益放大器的增益阶跃宽度是1dB的情况为例进行了说明，但是也可以是1dB以外的情况。此外，在上述内容中，以时间轴插值单元24在7个符号范围内进行直线插值(1次插值)的情况为例进行了说明，但是时间轴插值单元24既可以进行更高次的插值(higher-orderinterpolation)，也可以在更广范围的符号之间进行插值。此外，在上述内容中，使传输路径系数修正单元23在阶跃AGC的影响所涉及的所有范围内，算出了修正系数，但是也可以使传输路径系数修正单元23仅对于影响最大的阶跃AGC的变化点前后的符号算出修正系数。此外，在伴随阶跃AGC的传输路径变动的影响出现在相位变化或振幅变化的任一方时，只要使由均衡单元9进行的修正量为标量(scalar quantity)即可。此外，在伴随阶跃AGC的传输路径变动的影响出现在相位变化及振幅变化时，只要使由均衡单元9进行的修正量为向量即可。
(第二实施方式)
在第一实施方式所涉及的接收装置100中，在因阶跃AGC而使OFDM信号的相位发生很大的变化时，有时在均衡单元9的均衡处理中会产生误差。这是因为当在调谐器302的增益可变放大器中增益阶跃宽度较大时一般所发生的相位变化量较大，而且在设计上难以将此相位变化量的偏差抑制到规定值以内的缘故。
本发明的第二实施方式所涉及的OFDM调制数字广播接收装置200(以下，称为接收装置200)在阶跃AGC的增益改变时的相位变化较大时通过不进行时间轴插值，来回避上述接收装置100的问题。
图4为表示本发明的第二实施方式所涉及的OFDM调制数字广播接收装置200的结构例的图。如图4所示，接收装置200的结构为对于图1所示的第一实施方式的接收装置100的结构，将时机控制单元6置换为时机控制单元60，将均衡单元9置换为均衡单元90的结构。均衡单元90的结构为对于均衡单元9的结构，追加开关单元(以下，称为SW)50之后的结构。此外，由于在接收装置200的结构要素中，对与第一实施方式的接收装置100一样结构要素标注了同一参照符号，因此对其详细说明加以省略。
图5为用以说明在调谐器302中含有的增益可变放大器的控制信号、和增益及大相位变化点之间的关系的图。为了使说明较为简单，上面以在调谐器302中含有1个增益可变放大器为例进行了说明。然而，一般来说，在调谐器302中含有增益改变单位不同的多个增益可变放大器(例如，含有增益改变单位为10dB的增益可变放大器、和增益改变单位为1dB的增益可变放大器)。并且，一般来说，调谐器302通过使增益改变单位不同的多个增益可变放大器的放大增益同时发生变化，来实现规定的改变单位(例如，1dB单位)的增益变化。因此，虽然增益改变单位较大的增益可变放大器的增益改变的频度较少，但是在该增益可变放大器的增益改变时，产生较大的相位变动。这样一来，如图5的虚线所示，确定出与让产生较大的相位变化的增益的值相对应的AGC控制信号的值(以下，称为大相位变化信号值)。
下面，参照图4对接收装置200的动作与第一实施方式的接收装置100的动作之间的差分加以说明。时机控制单元60进行时机控制单元6所进行的动作。并且，时机控制单元60存储有大相位变化信号值(参照图5)，在从电平检测单元305输入与大相位变化信号值相等的值的AGC控制信号时，判断为相位变化较大(超过规定的阈值)，将通知信号输出给包含在均衡单元90中的SW50。即，时机控制单元60将在所接收的OFDM信号中相位变化超过规定的阈值的期间通知给SW50。此外，时机控制单元60在将通知信号输出给SW50时，进行恰当的延迟。SW50输入复数除法单元321的输出信号和时间轴插值单元24的输出信号，根据从时机控制单元60输入的通知信号，将任一信号输出给频率轴插值单元325。具体而言，在从时机控制单元60输入通知信号期间，SW50将复数除法单元321的输出信号输出给频率轴插值单元325。而在从时机控制单元60没有输入通知信号期间，SW50将时间轴插值单元24的输出信号输出给频率轴插值单元325。这样一来，在均衡单元90中，在所接收的OFDM信号中相位变化较大(超过规定的阈值)期间，不由时间轴插值单元24进行时间轴插值。此时，仅进行频率轴插值。
图6为用以说明接收装置200的动作的流程图。图6的流程图为在图3的流程图上追加步骤S200之后的流程图。如图6所示，在步骤S105之后，时机控制单元60判断所接收的OFDM信号的相位变化是否较大(步骤S200)。在相位变化较大时，省略时间轴插值处理，进入步骤S107。在相位变化不大时，在进入步骤S106，进行时间轴插值之后，进入步骤S107。
如上所述，第二实施方式所涉及的接收装置200在由阶跃AGC使OFDM信号的相位发生较大变化的期间，在均衡单元90中不进行时间轴插值。这样一来，接收装置200能够在某种程度上获得与第一实施方式的接收装置100一样的效果的同时，与第一实施方式的接收装置100不同，回避由较大的相位变化所产生的均衡处理的误差。
此外，图7为表示第一实施方式的接收装置100及第二实施方式的接收装置200被集成电路化的范围例的图。在第1及第二实施方式中所述的接收装置中，调谐器302、ADC303、正交调制单元304、电平检测单元305、时机控制单元6或60、同步单元307、FFT单元308、均衡单元9或90及错误订正单元310可以分别以作为集成电路的LSI来实现。既可以使它们分别为1个芯片，也可以使它们分别为包含全部或一部分的1个芯片。在此使它为LSI，根据集成度的不同，有时也被称为IC、系统LSI、超级LSI及特大LSI。
此外，集成电路化的方法并不局限于LSI，也可以利用专用电路或通用处理器来实现。也可以在制造LSI之后，利用能进行编程的FPGA(FieldProgrammable Gate Array：元件可编程逻辑闸阵列)和/或能够对LSI内部的电路单元(circuit cell)的连接、设定进行再构成的可重构处理器。并且，如果因半导体技术的进步或派生出来的其它技术而出现代替LSI的集成电路化技术的话，当然也可以利用该技术来进行功能块的集成化。生物工程技术就有可能适用。
(工业上的可利用性)
本发明能够被用于使用了阶跃AGC的OFDM信号的接收装置等，对于希望回避传输路径特性的估计误差的情况等尤其有用。

Claims (5)

1、一种接收装置，进行用不连续增益值来调整放大增益的自动增益控制，使正交频分复用信号的电平一定，并进行接收，其特征在于：
该接收装置包括：
可变增益放大器，用基于自动增益控制信号的放大增益来对上述正交频分复用信号进行放大，
电平检测单元，对被放大了的上述正交频分复用信号的电平进行检测，生成为了使检测电平为一定电平，而向上述可变增益放大器提供放大增益的上述自动增益控制信号，
快速傅里叶变换单元，对被放大了的上述正交频分复用信号的一部分进行快速傅里叶变换，
时机控制单元，在上述正交频分复用信号中的没有被进行上述快速傅里叶变换的部分中，使上述正交频分复用信号的放大增益发生变化的时机，将上述自动增益控制信号输出给上述可变增益放大器，以及
均衡单元，进行均衡处理，该均衡处理对于有规则地包含在被进行了上述快速傅里叶变换的上述正交频分复用信号中的多个基准副载波的失真分别进行检测，通过利用了检测出的该失真的插值，来估计由传输路径传播所产生的上述正交频分复用信号的失真，并进行修正；
上述均衡单元利用上述自动增益控制信号，来对由上述正交频分复用信号的不连续放大增益变化所产生的、上述正交频分复用信号的失真的估计误差进行修正。
2、根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于：
上述均衡单元包括：
传输路径系数修正单元，用上述自动增益控制信号来算出修正系数，该修正系数表示与构成上述正交频分复用信号的多个符号中的被进行上述均衡处理的符号相对应的上述自动增益控制信号的电平、和与用于上述均衡处理中的符号相对应的上述自动增益控制信号的电平之间的差；
时间轴插值单元，通过对包含在被进行上述均衡处理的符号中的多个副载波的一部分进行时间轴插值，来对由传输路径传播所产生的上述多个副载波的一部分的失真进行估计，该时间轴插值为使用在用于上述均衡处理的符号中所含的上述基准副载波的失真，且按照上述修正系数来使由上述正交频分复用信号的不连续增益变化所产生的插值误差相抵消的时间轴插值，
频率轴插值单元，通过对所有上述多个副载波进行频率轴插值，来对由传输路径传播所产生的所有上述多个副载波的失真进行估计，该频率轴插值为使用了被估计出的上述多个副载波的一部分的失真、和包含在被进行上述均衡处理的符号中的基准副载波的失真，以及
复数除法单元，从包含在被进行上述均衡处理的符号中的所有多个副载波分别除以被估计出的所有上述多个副载波的失真。
3、根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于：
上述时机控制单元进一步对于被放大的上述正交频分复用信号的相位变化超过规定阈值的上述自动增益控制信号进行检测；
上述均衡单元包括：
传输路径系数修正单元，用上述自动增益控制信号来算出修正系数，该修正系数表示与构成上述正交频分复用信号的多个符号中的被进行上述均衡处理的符号相对应的上述自动增益控制信号的电平、和与用于上述均衡处理中的符号相对应的上述自动增益控制信号的电平之间的差，
时间轴插值单元，通过对包含在被进行上述均衡处理的符号中的多个副载波的一部分进行时间轴插值，来对由传输路径传播所产生的上述多个副载波的一部分的失真进行估计，该时间轴插值为使用在用于上述均衡处理的符号中所含的上述基准副载波的失真，且按照上述修正系数来使由上述正交频分复用信号的不连续增益变化所产生的插值误差相抵消的时间轴插值，
开关，对于上述时间轴插值单元所估计的上述多个副载波的一部分的失真进行输入，且仅在没有由上述时机控制单元检测超过上述阈值的上述自动增益控制信号期间，输出上述一部分的失真，
上述频率轴插值单元，通过在上述开关输出上述一部分的失真的期间，对所有上述多个副载波进行使用了被估计出的上述多个副载波的一部分的失真、和包含在被进行上述均衡处理的符号中的基准副载波的失真的频率轴插值，而在上述开关不输出上述一部分的失真的期间，对所有上述多个副载波进行使用了包含在被进行上述均衡处理的符号中的基准副载波的失真的频率轴插值，来对由传输路径传播所产生的所有上述多个副载波的失真进行估计，以及
复数除法单元，从包含在被进行上述均衡处理的符号中的所有多个副载波分别除以被估计出的所有上述多个副载波的失真。
4、一种接收方法，进行用不连续增益值来调整放大增益的自动增益控制，使正交频分复用信号的电平一定，并进行接收，其特征在于：
该接收方法包括以下步骤：
用基于自动增益控制信号的放大增益，来对所接收的上述正交频分复用信号进行放大的步骤，
对被放大了的上述正交频分复用信号的电平进行检测，生成使检测电平为一定电平的新的自动增益控制信号的步骤，
对被放大了的上述正交频分复用信号的一部分进行快速傅里叶变换的步骤，
在上述正交频分复用信号的没有被进行上述快速傅里叶变换的部分中、使所接收的上述正交频分复用信号的放大增益发生变化的时机，将上述自动增益控制信号切换为上述新的自动增益控制信号的步骤，以及
进行均衡处理的步骤，对于有规则地包含在被进行了上述快速傅里叶变换的上述正交频分复用信号中的多个基准副载波的失真分别进行检测，通过利用了检测出的该失真的插值，来估计由传输路径传播所产生的上述正交频分复用信号的失真，并进行修正；
在上述进行均衡处理的步骤中，用上述自动增益控制信号，来对由上述正交频分复用信号的不连续放大增益变化所产生的、上述正交频分复用信号的失真的估计误差进行修正。
5、一种集成电路，是被装入接收装置的集成电路，该接收装置进行用不连续增益值来调整放大增益的自动增益控制，使正交频分复用信号的电平一定，并进行接收，其特征在于：
该集成电路安装作为可变增益放大器、电平检测单元、快速傅里叶变换单元、时机控制单元以及均衡单元的功能，
该可变增益放大器，用基于自动增益控制信号的放大增益来对上述正交频分复用信号进行放大，
该电平检测单元，对被放大了的上述正交频分复用信号的电平进行检测，生成为了使检测电平为一定电平，而向上述可变增益放大器提供放大增益的上述自动增益控制信号，
该快速傅里叶变换单元，对被放大了的上述正交频分复用信号的一部分进行快速傅里叶变换，
该时机控制单元，在上述正交频分复用信号中的没有被进行上述快速傅里叶变换的部分中，使上述正交频分复用信号的放大增益发生变化的时机，将上述自动增益控制信号输出给上述可变增益放大器，以及
该均衡单元，进行均衡处理，该均衡处理对于有规则地包含在被进行了上述快速傅里叶变换的上述正交频分复用信号中的多个基准副载波的失真分别进行检测，通过利用了检测出的该失真的插值，来对由传输路径传播所产生的上述正交频分复用信号的失真进行估计，并且，利用上述自动增益控制信号，对由上述正交频分复用信号的不连续放大增益变化所产生的、上述正交频分复用信号的失真的估计误差进行修正，来对上述正交频分复用信号的失真加以修正。
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