JP4961427B2 - 受信装置、受信方法及び集積回路 - Google Patents

Description

本発明は、増幅器の利得をステップ状に変化させるステップＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）を用いたＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）変調デジタル放送受信装置に関する。

増幅器の増幅利得を自動的に調節する機能をＡＧＣという。そして、増幅利得をステップ状（不連続）に変化させて利得調節を行うタイプのＡＧＣを、ステップＡＧＣという。ここで、ＩＳＤＢ−Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）及びＤＶＢ−Ｔ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）等の規格に基づいてデジタル放送を受信するＯＦＤＭ変調デジタル放送受信装置にステップＡＧＣが適用される場合が考えられる。

図８は、ステップＡＧＣを行う従来のＯＦＤＭ変調デジタル放送受信装置３００（以下、受信装置３００という）の構成例を示す図である。図８に示す通り、受信装置３００は、アンテナ３０１と、チューナ３０２と、アナログ−デジタルコンバータ（以下、ＡＤＣという）３０３と、直交復調部３０４と、レベル検出部３０５と、タイミング制御部３０６と、同期部３０７と、ＦＦＴ部３０８と、等化部３０９と、誤り訂正部３１０と、データ復号部３１１と、表示装置３１２とを備える。

以下では、受信装置３００の動作について説明する。アンテナ３０１は、ＯＦＤＭ変調信号を受信し、チューナ３０２に出力する。チューナ３０２は、入力されたＯＦＤＭ変調信号から所望のチャネルの信号を選択し、当該信号を所定の中間周波信号（例えば、中心周波数５７ＭＨｚ）に変換し、当該中間周波信号を増幅し、ＡＤＣ３０３に出力する。ここで、チューナ３０２は、中間周波信号を増幅する利得可変増幅器を含む。図９は、チューナ３０２に含まれる利得可変増幅器の制御信号と利得との関係を示す図である。図９に示す通り、利得可変増幅器の利得は、デジタル信号処理によって生成された離散値の制御信号（ＡＧＣ制御信号）が入力されるので、離散的に変化する。また、利得可変増幅器の利得は、制御信号の最小単位の増加に対応して、例えば１ｄＢ単位で増加する。ＡＤＣ３０３は、入力された中間周波信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、直交復調部３０４に出力する。直交復調部３０４は、入力された中間周波信号を直交検波してＩ／Ｑ信号に変換し、レベル検出部３０５と同期部３０７とＦＦＴ部３０８とに出力する。

レベル検出部３０５は、入力されたＩ／Ｑ信号の電力レベルと所望の電力レベルとの差を検出し、チューナ３０２の利得可変増幅器に入力される制御信号であるＡＧＣ制御信号を生成する。同期部３０７は、入力されたＩ／Ｑ信号のガード期間の相関関係を用いて、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）が施されるＩ／Ｑ信号の位置であるＦＦＴ窓位置を検出し、ＦＦＴ部３０８とタイミング制御部３０６とに通知する。ＦＦＴ部３０８は、Ｉ／Ｑ信号における通知されたＦＦＴ窓位置にＦＦＴを施してＩ／Ｑ信号を周波数領域に変換し、等化部３０９に出力する。タイミング制御部３０６は、通知されたＦＦＴ窓位置の情報を用いてステップＡＧＣ制御信号をチューナ３０２に出力するタイミングを算出し、算出したタイミングでレベル検出部３０５から入力されたステップＡＧＣ制御信号をチューナ３０２に出力する。チューナ３０２の利得可変増幅器は、入力されるステップＡＧＣ制御信号に従って、増幅利得を変化させる。

等化部３０９は、入力された周波数領域のＩ／Ｑ信号に対して、後に詳細に説明する時間軸補間及び周波数軸補間を施すことによって等化処理を行い、誤り訂正部３１０に出力する。このことによって、等化部３０９は、送信装置（図示せず）と受信装置３００との間の伝送路（空間）をＯＦＤＭ変調信号が伝搬することによって生じる時間的及び周波数的誤差（以下、伝送路変動という）を推定して修正することができる。誤り訂正部３１０は、修正されたＩ／Ｑ信号に対して、誤り訂正処理である、デインターリーブ、ビタビ復号及びＲＳ（Ｒｅｅｄ−Ｓｏｌｏｍｏｎ）復号を施し、ＴＳ（Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｓｔｒｅａｍ）信号をデータ復号部３１１に出力する。データ復号部３１１は、入力されたＴＳ信号に対して、ＭＰＥＧ２規格等に従った映像処理及び音声のデータ伸長処理を施し、表示装置３１２に出力する。表示装置３１２は、入力された信号を用いてユーザに映像等のサービスを提供する。

以下では、レベル検出部３０５、同期部３０７及びタイミング制御部３０６について、より詳細に説明する。

図１０は、レベル検出部３０５の構成例を示す図である。図１０に示す通り、レベル検出部３０５は、電力算出部３３０と、対数変換部３３１と、減算部３３２と、基準値発生部３３３と、ループフィルタ部３３４と、量子化部３３５とを含む。電力算出部３３０は、直交復調部３０４から入力されたＩ／Ｑ信号に対して、Ｉ² ＋Ｑ² を算出する演算を行い受信電力を算出し、対数変換部３３１に出力する。なお、電力算出部３３０は、受信電力の時間軸での平均値を基準としてＡＧＣを行う場合は算出電力を更に時間軸で平均化する。また、電力算出部３３０は、受信電力のピークを基準としてＡＧＣを行う場合はピーク検出を行う。対数変換部３３１は、電力算出部３３０の出力（算出電力）を対数化し、減算部３３２に出力する。これは、図９を用いて説明した通り、チューナ３０２に含まれる可変利得増幅器の利得は、入力されるＡＧＣ制御信号に対して、ｄＢ値（対数値）で変化するからである。基準値発生部３３３は、チューナ３０２の可変利得増幅器の出力電力を目標値に収束させる基準電力を発生させ、減算部３３２に出力する。減算部３３２は、対数変換部３３１の出力電力と基準値発生部３３３の基準電力との差を検出し、ループフィルタ部３３４に出力する。ループフィルタ部３３４は、入力された差を積分し、得られた積分値を量子化部３３５に出力する。量子化部３３５は、入力された積分値を量子化して、ＡＧＣ制御信号としてタイミング制御部３０６に出力する。ここで、ＡＧＣ制御信号の最小単位の変化は、チューナ３０２の可変利得増幅器の利得の例えば１ｄＢの変化に対応する。

図１１は、同期部３０７の動作を説明するための図である。同期部３０７は、直交復調部３０４から出力されたＩ／Ｑ信号（復調対象信号）を入力される（（ａ）を参照）。（ａ）において、斜線で示した部分はガード期間であり、他の部分は有効シンボル期間であり、ガード期間と有効シンボル期間とのペアによってシンボル期間が構成される。ガード期間は、ペアである有効シンボル期間の終端部分に存在する信号の複製信号によって構成される。次に、同期部３０７は、（ａ）復調対象信号を有効シンボル期間だけ遅延させた遅延信号を生成する（（ｂ）を参照）。次に、同期部３０７は、（ａ）復調対象信号と（ｂ）遅延信号との相関信号を生成する（（ｃ）を参照）。（ｃ）相関信号において、（ａ）復調対象信号の有効シンボル期間の終端部分に対応する期間に相関が現れる。次に、同期部３０７は、（ｃ）相関信号に対して、ガード期間長を用いた移動積分を行って、移動積分信号を生成する（（ｄ）を参照）。（ｄ）移動積分信号は、（ａ）復調対象信号の各シンボル期間の境界（矢印を参照）でピークとなる。次に、同期部３０７は、（ｄ）移動積分信号のピークを用いて、（ａ）復調対象信号の各シンボル期間の境界（ＯＦＤＭシンボルの境界）を検出する。次に、遅延波及び先行波が存在しない基本環境（マルチパスではない環境）では、同期部３０７は、検出した各シンボル期間の境界を中心とするガード期間長の期間Ａを除いた期間Ｂを、ＦＦＴを施す位置であるＦＦＴ窓位置に設定する（（ｅ）を参照）。なお、ガード期間長の遅延波が存在する受信環境（遅延波環境）では、同期部３０７は、ＦＦＴ窓位置を、基本波環境の場合よりもガード期間長の半分遅延させた位置に設定する（（ｆ）を参照）。また、ガード期間長の先行波が存在する受信環境（先行波環境）では、同期部３０７は、ＦＦＴ窓位置を、基本波環境の場合よりもガード期間長の半分先行させた位置に設定する（（ｇ）を参照）。そして、同期部３０７は、設定したＦＦＴ窓位置を、ＦＦＴ部３０８及びタイミング制御部３０６に通知する。ＦＦＴ部３０８は、通知されたＦＦＴ窓位置（Ｂ期間）に、入力されたＩ／Ｑ信号に対してＦＦＴ処理を施す。

タイミング制御部３０６は、通知されたＦＦＴ窓位置（Ｂ期間）を基に、ＦＦＴ処理を施されないＡ期間を算出する。次に、タイミング制御部３０６は、算出したＡ期間中に、レベル検出部３０５から入力されたＡＧＣ制御信号を、チューナ３０２の可変利得増幅器に出力する。このことによって、チューナ３０２の可変利得増幅器は、ＯＦＤＭ信号についてＦＦＴを施さないＡ期間（図１１の（ｅ）〜（ｇ）を参照）に、ＯＦＤＭ信号の利得をステップ状（不連続）に切替えることができる。

以上に説明した通り、通信装置３００は、ステップＡＧＣを行うに際して、ＯＦＤＭ信号についてＦＦＴを施す期間（ＦＦＴ窓位置）を除いた期間を検出して、当該期間にＯＦＤＭ信号の利得をステップ状（不連続）に切替える。このことによって、通信装置３００は、ステップＡＧＣによって生じる不連続な利得変動による影響を回避することができる。

しかし、通信装置３００には、等化部３０９が行う等化処理において、以下に説明する補間誤差が生じるという問題がある。図１２は、等化部３０９が行う等化処理を説明するための図である。図１２の（ｂ）は、受信したＯＦＤＭ信号のＮ−６番目〜Ｎ番目までのシンボルを時系列的に表現した図である。なお、ＯＦＤＭ信号の伝送はシンボル毎に行われる。そして、丸印は、各シンボルに含まれるサブキャリアを表し、一例として、Ｍ番目〜Ｍ＋１５番目のサブキャリアを図示している。Ｍ番目〜Ｍ＋１５番目のサブキャリアは、変調周波数順に整列している。ここで、白丸は、送信データを含むサブキャリヤであるデータキャリヤを示す。また、黒丸は、送信時の振幅及び位相が受信側で既知のサブキャリヤであるＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）キャリヤ（基準サブキャリアとも呼ばれる）を示す。ＳＰキャリヤは、各シンボルにおいて１２キャリヤ間隔に配置され、また、１つ前のシンボルのＳＰキャリヤ配置位置から変調周波数の増加方向に３キャリアずらした位置に配置される。図１２の（ａ）は、一例として、Ｎ−３番目のシンボルとＮ−２番目のシンボルとの間に存在するＦＦＴが施されない期間（図１１のＡ期間）にステップＡＧＣ制御が行われることによって、チューナ３０２の可変利得増幅器の利得がＸ倍に変化したことを示している。

以下では、等化部３０９がＮ−３番目のシンボルに対して等化処理を行う場合を例に挙げて説明を行う。ここで、Ｎ−３番目のシンボルを等化処理する時点で、Ｎ−２番目〜Ｎ番目のシンボルは、既に受信されて等化部３０９に入力されている。等化部３０９は、実際に受信したＳＰキャリア（以下、受信ＳＰキャリアという）の振幅及び位相と、受信ＳＰキャリアに対応する送信時のＳＰキャリヤ（以下、送信ＳＰキャリアという）の振幅及び位相とを比較する。すなわち、受信ＳＰキャリアの歪みを検出する。なお、送信ＳＰキャリアの振幅及び位相は、等化部３０９において既知である。この比較は、Ｎ−６番目〜Ｎ番目のシンボルに含まれる各受信ＳＰキャリアについて行われる。このことによって、等化部３０９は、Ｎ−６番目〜Ｎ番目のシンボルの受信ＳＰキャリア位置の伝送路係数を求める。ここで、伝送路係数とは、送信ＳＰキャリアの振幅及び位相に対する、受信ＳＰキャリアの振幅及び位相の変化量を示す値である。すなわち、伝送路係数は、伝送によるＯＦＤＭ信号の歪みを示す値である。

次に、等化部３０９は、Ｎ−３番目のシンボルに含まれる太線白丸で示されるデータキャリアの位置の伝送路係数を、直線補間によって算出する。ここで、Ｎ番目のシンボルのＭ番目のサブキャリヤ位置の伝送路係数をＨ（Ｎ，Ｍ）と定義する。

まず、ステップＡＧＣ制御が行われない場合、即ち、利得変化が無い場合について考える。この場合、等化部３０９は、例えば、Ｎ−３番目のシンボルのＭ＋３番目のサブキャリア（太線白丸）位置の伝送路係数Ｈ（Ｎ−３，Ｍ＋３）を、黒丸位置の伝送路係数Ｈ（Ｎ−６，Ｍ＋３）及び黒丸位置の伝送路係数Ｈ（Ｎ−２，Ｍ＋３）を用いた直線補間（時間軸補間）を表す式１を用いて算出する。なお、伝送路係数Ｈ（Ｎ−６，Ｍ＋３）及び伝送路係数Ｈ（Ｎ−２，Ｍ＋３）は、既に説明した通り、既に算出されている。

同様に、等化部３０９は、時間軸補間を行うことによって、Ｈ（Ｎ−３，Ｍ＋６）、Ｈ（Ｎ−３，Ｍ＋９）及びＨ（Ｎ−３，Ｍ＋１５）を算出する。ここで、受信ＳＰキャリア位置の伝送路係数Ｈ（Ｎ−３，Ｍ）及びＨ（Ｎ−３，Ｍ＋１２）は、既に算出されている。この結果として、等化部３０９は、Ｎ−３番目のシンボルにおいて、全サブキャリア内で３キャリア間隔に存在するサブキャリア位置の伝送路係数を算出できる。次に、等化部３０９は、Ｎ−３番目のシンボルに対して、サブキャリアの周波数軸方向の補間（周波数軸補間）を行うことによって、Ｎ−３番目のシンボルの全サブキャリア位置の伝送路係数を算出する。次に、等化部３０９は、全サブキャリア位置の伝送路係数を用いて、伝送路を伝搬することで生じたＯＦＤＭ信号の歪み（振幅及び位相の誤差）をキャンセル（相殺）して修正する。

次に、図１２に示す様に、ステップＡＧＣ制御が行われて、Ｎ−３番目のシンボルとＮ−２番目のシンボルとの間でＸ倍の利得変化が生じた場合について考える。この場合、黒丸位置の伝送路係数Ｈ（Ｎ−２，Ｍ＋３）は、ステップ利得変化（不連続な利得変化）によってＸ倍されて、Ｈ（Ｎ−２，Ｍ＋３）・Ｘとなる。このことによって、等化部３０９は、伝送路係数Ｈ（Ｎ−３，Ｍ＋３）を、利得変化を跨いだ時間軸補間を示す式２を用いて算出することとなる。

この様に、式２のＨ（Ｎ−３，Ｍ＋３）は、式１のＨ（Ｎ−３，Ｍ＋３）に対して、Ｈ（Ｎ−２，Ｍ＋３）がＸ倍されたことによる誤差を含む。同様に、等化部３０９は、利得変化を跨いだ時間軸補間を行うことによって、誤差を含むＨ（Ｎ−３，Ｍ＋６）、Ｈ（Ｎ−３，Ｍ＋９）及びＨ（Ｎ−３，Ｍ＋１５）を算出する。次に、等化部３０９は、Ｎ−３番目のシンボルに対して周波数軸補間を行うことによって、Ｎ−３番目のシンボルの全サブキャリア位置において、誤差を含む伝送路係数を算出する。図１２の（ｃ）は、図１２の（ｂ）に示す各シンボルにおいて生じる誤差（以下、補間誤差という）をシンボル毎に示す図である。図１２の（ｃ）の四角で囲んだ図は、Ｎ−３番目のシンボルの補間誤差を示している。矢印で示す太線を正規の伝送路係数とすると、補間誤差は、斜線で示された領域で表される。次に、等化部３０９は、補間誤差を含む伝送路係数を用いて、伝送路を伝搬することで生じたＯＦＤＭ信号の歪み（振幅及び位相の誤差）をキャンセル（相殺）する。この結果として、ＯＦＤＭ信号の復調誤差が生じ、受信性能が劣化する。

図１３は、受信装置３００に備えられる等化部３０９の構成を説明するための図である。図１３に示す通り、等化部３０９は、ＳＰ分離部３２０と、複素除算部３２１と、ＳＰ発生部３２２と、時間軸補間部３２４と、周波数軸補間部３２５と、遅延部３２６と、複素除算部３２７とを含む。以下では、図１３を参照して、等化部３０９の各構成要素の動作について簡単に説明する。ＳＰ分離部３２０は、周波数領域のＯＦＤＭ信号をＦＦＴ部３０８から入力される。そして、ＳＰ分離部３２０は、ＯＦＤＭ信号のＳＰキャリヤを分離して複素除算部３２１に出力した後に、ＯＦＤＭ信号を遅延部３２６に出力する。ＳＰ発生部３２２は、送信ＳＰキャリアと振幅及び位相が同期したＳＰキャリヤを発生させ、複素除算部３２１に出力する。複素除算部３２１は、ＳＰ分離部３２０によって分離された受信ＳＰキャリアの信号を、ＳＰ発生部３２２によって発生された送信ＳＰキャリアの信号で除算する。このことによって、複素除算部３２１は、受信ＳＰキャリア位置の伝送路係数を算出し、時間軸補間部３２４に出力する。時間軸補間部３２４は、図１２を用いて説明した時間軸補間を行い、入力された受信ＳＰキャリア位置の伝送路係数及び時間軸補間によって算出した伝送路係数を周波数軸補間部３２５に出力する。周波数軸補間部３２５は、図１２を用いて説明した周波数軸補間を行い、全サブキャリア位置の伝送路係数を算出して複素除算部３２７に出力する。遅延部３２６は、ＳＰ分離部３２０から入力されたＯＦＤＭ信号を遅延させ、複素除算部３２７に出力する。複素除算部３２７は、遅延部３２６から出力されるＯＦＤＭ信号のデータキャリヤを、周波数軸補間部３２５から出力される伝送路特係数でそれぞれ複素除算し、算出したＯＦＤＭ信号を誤り訂正部３１０に出力する。以上に説明した処理を行うことによって、等化部３０９は、伝送路を伝送することによって生じるＯＦＤＭ信号の歪みをキャンセル（相殺）する。しかし、等化部３０９は、図１２を用いて説明した様に、ステップＡＧＣ制御による利得変化によって、時間軸補間を行う際に補間誤差を生じさせる。

以上に説明した通り、従来の受信装置３００では、等化部３０９がステップＡＧＣに伴う不連続な振幅変動によって誤動作するために受信性能劣化が発生する。

上記した問題を解消する技術として、特許文献１に記載された技術がある。図１４は、特許文献１に記載された自動利得制御装置４００を示す図である。図１４に示す通り、自動利得制御装置４００は、利得可変部４０１と、利得可変部４０２と、自動利得可変制御部４０７とを含む。利得可変部４０１は、入力される変調信号にステップ状の利得変化を与える。利得可変部４０２は、ステップ状に振幅が変化する利得可変部４０１からの出力信号にリニア状の利得変化を与える。自動利得可変制御部４０７は、利得可変部４０１と利得可変部４０２とを制御して、利得可変部４０２から出力される信号の振幅を一定に保つ。

図１５は、利得可変部４０１及び利得可変部４０２の入出力信号の振幅と利得とを説明するための図である。図１５の（ａ）は、利得可変部４０１に入力される信号の振幅を示す。図１５の（ｂ）は、利得可変部４０１が入力信号に与えるステップ状の利得を示す。図１５の（ｃ）は、利得可変部４０１の出力信号の振幅を示す。図１５の（ｄ）は、利得可変部４０２が入力信号に与えるリニア状の利得を示す。図１５の（ｅ）は、利得可変部４０２の出力信号の振幅を示す。例えば利得可変部４０１の入力信号の振幅が徐々に縮小すると（（ａ）を参照）、利得可変部４０１は、入力信号にステップ状の利得を与える（（ｂ）を参照）。この結果として、利得可変部４０１は、振幅が不連続な出力信号を出力する（（ｃ）を参照）。利得可変部４０２は、自動利得可変制御部４０７からの指示に従って、利得可変部４０１の出力信号の振幅が一定となるように当該出力信号にリニア状の利得を与える（（ｄ）を参照）。この結果として、利得可変部４０２は、振幅が一定の出力信号を出力することができる（（ｅ）を参照）。

以上に説明した通り、自動利得制御装置４００は、ステップＡＧＣを行っても、利得可変増幅器からの出力信号の振幅を一定にできる。このことから、自動利得制御装置４００を、受信装置３００（図８を参照）のチューナ３０２の利得可変増幅器に適用することによって、等化部３０９がステップＡＧＣに伴う不連続な振幅変動によって誤動作することを回避できると考えられる。
特開２００６−７４７０２号公報

しかし、上述した様に自動利得制御装置４００を受信装置３００に適用した場合には、以下に説明する問題がある。図１６は、利得可変部４０２の時定数の設定について説明するための図である。図１６の（ａ）〜（ｅ）は、図１５の（ａ）〜（ｅ）と同じ図であり、利得可変部４０２の時定数が適切な値に設定された場合を示す。

図１６の（ｄ−１）及び（ｅ−１）は、利得可変部４０２の時定数が高い値に設定された場合の、利得可変部４０２の利得、及び出力信号の振幅をそれぞれ示す。図１６の（ｄ−１）に示す通り、利得可変部４０２の時定数が高い値に設定された場合、利得可変部４０２の利得は、過度に立ち上がる。そして、利得可変部４０２の利得は、不適切な上下変動（オーバーシュート）を生じる。この結果として、図１６の（ｅ−１）に示す通り、利得可変部４０２の出力信号の振幅は波打ち、好ましくない。

図１６の（ｄ−２）及び（ｅ−２）は、利得可変部４０２の時定数が低い値に設定された場合の、利得可変部４０２の利得、及び出力信号の振幅をそれぞれ示す。図１６の（ｄ−２）に示す通り、利得可変部４０２の時定数が低い値に設定された場合、利得可変部４０２は、必要な利得を得ることができない。このことによって、図１６の（ｅ−２）に示す通り、利得可変部４０２の出力信号の振幅は徐々に低下する。つまり、利得可変部４０２の時定数が低い値に設定された場合には、ＡＧＣが機能しない。

以上に説明した通り、自動利得制御装置４００を受信装置３００に適用した場合には、等化部３０９がステップＡＧＣに伴う不連続な振幅変動によって誤動作することで生じる受信性能の劣化を回避できる一方で、利得可変部４０２の時定数設定を厳密に行う必要が生じ、好ましくない。

それ故に、本発明の目的は、自動利得制御装置４００を適用することなく、等化部がステップＡＧＣに伴う不連続な振幅変動によって誤動作することで生じる受信性能の劣化を回避できるＯＦＤＭ変調デジタル放送受信装置を提供することである。

本発明は、不連続な利得値によって増幅利得を調整するＡＧＣ制御を行ってＯＦＤＭ信号のレベルを一定にして受信する受信装置に向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明の受信装置は、ＡＧＣ制御信号に従った増幅利得でＯＦＤＭ信号を増幅する可変利得増幅器と、増幅されたＯＦＤＭ信号のレベルを検出し、検出レベルを一定レベルにするために可変利得増幅器に増幅利得を与えるＡＧＣ制御信号を生成するレベル検出部と、増幅されたＯＦＤＭ信号の一部分に高速フーリエ変換を施すＦＦＴ部と、ＯＦＤＭ信号の高速フーリエ変換が施されない部分においてＯＦＤＭ信号の増幅利得を変化させるタイミングで、可変利得増幅器にＡＧＣ制御信号を出力するタイミング制御部と、高速フーリエ変換を施されたＯＦＤＭ信号に規則的に含まれる複数の基準サブキャリアの歪みをそれぞれ検出し、検出した当該歪みを用いた補間によって、伝送路伝搬により生じるＯＦＤＭ信号の歪みを推定して修正する等化処理を行う等化部とを備え、等化部は、ＯＦＤＭ信号の不連続な増幅利得変化によって生じる、ＯＦＤＭ信号の歪みの推定誤差を、ＡＧＣ制御信号を用いて補正する。

また、好ましくは、等化部は、ＯＦＤＭ信号を構成する複数のシンボルの内の等化処理が施されるシンボルに対応するＡＧＣ制御信号のレベルと、等化処理に使用されるシンボルに対応するＡＧＣ制御信号のレベルとの差を示す補正係数を、ＡＧＣ制御信号を用いて算出する伝送路係数補正部と、等化処理に使用されるシンボルに含まれる基準サブキャリアの歪みを用いる時間軸補間であって、ＯＦＤＭ信号の不連続な利得変化によって生じる補間誤差を補正係数に従って相殺する時間軸補間を、等化処理が施されるシンボルに含まれる複数のサブキャリアの一部に対して行うことで、伝送路伝搬により生じる複数のサブキャリアの一部の歪みを推定する時間軸補間部と、推定された複数のサブキャリアの一部の歪みと等化処理が施されるシンボルに含まれる基準サブキャリアの歪みとを用いた周波数軸補間を、複数のサブキャリアの全てに対して行うことで、伝送路伝搬によって生じる複数のサブキャリアの全ての歪みを推定する周波数軸補間部と、等化処理が施されるシンボルに含まれる複数のサブキャリアの全てから、推定された複数のサブキャリアの全ての歪みをそれぞれ除算する複素除算部とを含む。

また、好ましくは、タイミング制御部は、更に、増幅されるＯＦＤＭ信号の位相変化が所定の閾値を超えるＡＧＣ制御信号を検出し、等化部は、ＯＦＤＭ信号を構成する複数のシンボルの内の等化処理が施されるシンボルに対応するＡＧＣ制御信号のレベルと、等化処理に使用されるシンボルに対応するＡＧＣ制御信号のレベルとの差を示す補正係数を、ＡＧＣ制御信号を用いて算出する伝送路係数補正部と、等化処理に使用されるシンボルに含まれる基準サブキャリアの歪みを用いる時間軸補間であって、ＯＦＤＭ信号の不連続な利得変化によって生じる補間誤差を補正係数に従って相殺する時間軸補間を、等化処理が施されるシンボルに含まれる複数のサブキャリアの一部に対して行うことで、伝送路伝搬により生じる複数のサブキャリアの一部の歪みを推定する時間軸補間部と、時間軸補間部が推定した複数のサブキャリアの一部の歪みを入力し、タイミング制御部によって閾値を超えるＡＧＣ制御信号が検出されない期間だけ、一部の歪みを出力するスイッチと、スイッチが一部の歪みを出力する期間には、推定された複数のサブキャリアの一部の歪みと等化処理が施されるシンボルに含まれる基準サブキャリアの歪みとを用いた周波数軸補間を、複数のサブキャリアの全てに対して行い、スイッチが一部の歪みを出力しない期間には、等化処理が施されるシンボルに含まれる基準サブキャリアの歪みを用いた周波数軸補間を複数のサブキャリアの全てに対して行うことで、伝送路伝搬によって生じる複数のサブキャリアの全ての歪みを推定する周波数軸補間部と、等化処理が施されるシンボルに含まれる複数のサブキャリアの全てから、推定された複数のサブキャリアの全ての歪みをそれぞれ除算する複素除算部とを含む。

また、本発明は、不連続な利得値によって増幅利得を調整するＡＧＣ制御を行ってＯＦＤＭ信号のレベルを一定にして受信する受信方法にも向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明の受信方法は、ＡＧＣ制御信号に従った増幅利得で、受信するＯＦＤＭ信号を増幅するステップと、増幅されたＯＦＤＭ信号のレベルを検出し、検出レベルを一定レベルにする新たなＡＧＣ制御信号を生成するステップと、増幅されたＯＦＤＭ信号の一部分に高速フーリエ変換を施すステップと、受信するＯＦＤＭ信号の増幅利得を、ＯＦＤＭ信号の高速フーリエ変換が施されない部分において変化させるタイミングで、ＡＧＣ制御信号を新たなＡＧＣ制御信号に切替えるステップと、高速フーリエ変換を施されたＯＦＤＭ信号に規則的に含まれる複数の基準サブキャリアの歪みをそれぞれ検出し、検出した当該歪みを用いた補間によって、伝送路伝搬により生じるＯＦＤＭ信号の歪みを推定して修正する等化処理を行うステップとを備え、等化処理を行うステップでは、ＯＦＤＭ信号の不連続な増幅利得変化によって生じる、ＯＦＤＭ信号の歪みの推定誤差を、ＡＧＣ制御信号を用いて補正する。

また、本発明は、不連続な利得値によって増幅利得を調整するＡＧＣ制御を行ってＯＦＤＭ信号のレベルを一定にして受信する受信装置に組み込まれる集積回路にも向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明の集積回路は、ＡＧＣ制御信号に従った増幅利得でＯＦＤＭ信号を増幅する可変利得増幅器、増幅されたＯＦＤＭ信号のレベルを検出し、検出レベルを一定レベルにするために可変利得増幅器に増幅利得を与えるＡＧＣ制御信号を生成するレベル検出部、増幅されたＯＦＤＭ信号の一部分に高速フーリエ変換を施すＦＦＴ部、ＯＦＤＭ信号の高速フーリエ変換が施されない部分においてＯＦＤＭ信号の増幅利得を変化させるタイミングで、可変利得増幅器にＡＧＣ制御信号を出力するタイミング制御部、及び高速フーリエ変換を施されたＯＦＤＭ信号に規則的に含まれる複数の基準サブキャリアの歪みをそれぞれ検出し、検出した当該歪みを用いた補間によって、伝送路伝搬により生じるＯＦＤＭ信号の歪みを推定し、更に、ＯＦＤＭ信号の不連続な増幅利得変化によって生じるＯＦＤＭ信号の歪みの推定誤差を、ＡＧＣ制御信号を用いて補正し、ＯＦＤＭ信号の歪みを修正する等化処理を行う等化部としての機能を実装する。

上記のように、本発明によれば、等化部がステップＡＧＣに伴う不連続な利得変動によって誤動作することで生じる受信性能の劣化を回避できるＯＦＤＭ変調デジタル放送受信装置を提供することができる。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ変調デジタル放送受信装置１００の構成例を示す図である。図１に示す通り、ＯＦＤＭ変調デジタル放送受信装置１００（以下、受信装置１００という）の構成は、図１３に示す従来の受信装置３００の構成に対して、タイミング制御部３０６をタイミング制御部６に置換え、等化部３０９を等化部９に置換えた構成である。等化部９の構成は、等化部３０９の構成に対して、伝送路係数補正部２３を追加し、時間軸補間部３２４を時間軸補間部２４に置換えた構成である。なお、受信装置１００の構成要素において、従来の受信装置３００と同じ構成要素には同一の参照符号を付して、詳しい説明は省略する。

以下では、受信装置１００の動作について説明する。アンテナ３０１は、ＯＦＤＭ変調信号を受信し、チューナ３０２に出力する。チューナ３０２は、入力されたＯＦＤＭ変調信号から所望のチャネルの信号を選択し、当該信号を所定の中間周波信号に変換し、当該中間周波信号を増幅し、ＡＤＣ３０３に出力する。ここで、チューナ３０２は、中間周波信号を増幅する利得可変増幅器を含む。チューナ３０２の利得可変増幅器の利得は、デジタル信号処理によって生成された離散値の制御信号（ＡＧＣ制御信号）が入力されるので、離散的に変化する（図９を参照）。また、利得可変増幅器の利得は、制御信号の最小単位の増加に対応して、例えば１ｄＢ単位で増加する。ＡＤＣ３０３は、入力された中間周波信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、直交復調部３０４に出力する。直交復調部３０４は、入力された中間周波信号を直交検波してＩ／Ｑ信号に変換し、レベル検出部３０５と同期部３０７とＦＦＴ部３０８とに出力する。レベル検出部３０５は、入力されたＩ／Ｑ信号の電力レベルと所望の電力レベルとの差を検出し、チューナ３０２の利得可変増幅器に入力される制御信号であるＡＧＣ制御信号を生成する（図１０を参照）。同期部３０７は、入力されたＩ／Ｑ信号のガード期間の相関関係を用いて、ＦＦＴが施されるＦＦＴ窓位置を検出し（図１１を参照）、ＦＦＴ部３０８とタイミング制御部６とに通知する。ＦＦＴ部３０８は、Ｉ／Ｑ信号におけるＦＦＴ窓位置にＦＦＴを施してＩ／Ｑ信号を周波数領域に変換し、等化部９に出力する。

タイミング制御部６は、タイミング制御部３０６（図１３を参照）と同様に、通知されたＦＦＴ窓位置の情報を用いてステップＡＧＣ制御信号をチューナ３０２に出力するタイミング（図１１のＡ期間）を算出し、算出したタイミングでレベル検出部３０５から入力されたステップＡＧＣ制御信号をチューナ３０２に出力する。チューナ３０２の利得可変増幅器は、入力されるステップＡＧＣ制御信号に従って、利得をステップ状に変化させる。更に、タイミング制御部６は、入力されたＡＧＣ制御信号を等化部９に出力する。

等化部９は、等化部３０９と同様に、入力された周波数領域のＩ／Ｑ信号に対して、時間軸補間及び周波数軸補間を施すことによって等化処理を行い、誤り訂正部３１０に出力する。この等化処理の際に、等化部９は、タイミング制御部６から入力されるＡＧＣ制御信号を用いて、等化部３０９によって等化処理を行う場合に生じる補間誤差（図１２の（ｃ）を参照）を補正する。

誤り訂正部３１０は、伝送路歪みを等化されたＩ／Ｑ信号に対して誤り訂正処理を施し、データ復号部３１１に出力する。データ復号部３１１は、入力されたＴＳ信号に対して、所定の映像処理及び音声のデータ伸長処理を施し、表示装置３１２に出力する。表示装置３１２は、入力された信号を用いてユーザに映像等のサービスを提供する。

以下では、図１を参照して、等化部９の動作について詳細に説明する。ＳＰ分離部３２０は、周波数領域のＯＦＤＭ信号をＦＦＴ部３０８から入力される。そして、ＳＰ分離部３２０は、ＯＦＤＭ信号のＳＰキャリヤを分離して複素除算部３２１に出力した後に、ＯＦＤＭ信号を遅延部３２６に出力する。ＳＰ発生部３２２は、送信ＳＰキャリアと振幅及び位相が同期したＳＰキャリヤを発生させ、複素除算部３２１に出力する。複素除算部３２１は、ＳＰ分離部３２０によって分離された受信ＳＰキャリアの信号を、ＳＰ発生部３２２によって発生された送信ＳＰキャリアの信号で除算する。このことによって、複素除算部３２１は、受信ＳＰキャリア位置の伝送路係数を算出し、時間軸補間部２４に出力する。

伝送路係数補正部２３は、タイミング制御部６からＡＧＣ制御信号を入力され、当該ＡＧＣ制御信号を用いて、時間軸補間部２４に入力された伝送路係数を補正する補正係数を算出し、時間軸補間部２４に出力する。時間軸補間部２４は、複素除算部３２１から入力された受信ＳＰキャリア位置の伝送路係数を用いて時間軸補間を行い、所定のサブキャリア位置の伝送路係数を求める（図１２（ｂ）を参照）。この時間軸補間を行う際に、時間軸補間部２４は、伝送路係数補正部２３から入力された補正係数を用いることによって、補間誤差（図１２（ｃ）を参照）を補正する。次に、時間軸補間部２４は、入力された受信ＳＰキャリア位置の伝送路係数及び時間軸補間によって算出した伝送路係数を周波数軸補間部３２５に出力する。周波数軸補間部３２５は、周波数軸補間を行い、全サブキャリア位置の伝送路係数を算出して複素除算部３２７に出力する。遅延部３２６は、ＳＰ分離部３２０から入力されたＯＦＤＭ信号を補間処理分遅延させ、複素除算部３２７に出力する。複素除算部３２７は、遅延部３２６から出力されるＯＦＤＭ信号のデータキャリヤを、周波数軸補間部３２５から出力される伝送路係数でそれぞれ複素除算し、算出したＯＦＤＭ信号を誤り訂正部３１０に出力する。

図２は、伝送路係数補正部２３の動作を説明するための図である。図２（ａ）は、受信したＯＦＤＭ信号のシンボル番号を示す。図２（ｂ）は、タイミング制御部６から伝送路係数補正部２３に入力されるＡＧＣ制御信号を示す。ここで、タイミング制御部６は、伝送路係数補正部２３に入力する図２（ｂ）に示すＡＧＣ制御信号が、図２（ａ）の各シンボルが増幅された際に用いられたＡＧＣ制御信号と等しくなるように、遅延処理を施す。
図２（ｃ）は、一例として、Ｎ−３番目のシンボルに対応するＡＧＣ制御信号のレベルを基準「０」とした場合の、各シンボルに対応するＡＧＣ制御信号のレベルを示す。図２（ｄ）は、Ｎ番目のシンボルを時間軸補間する際に用いる伝送路係数を補正する補正係数を示す。図２（ｄ）の補正係数は、図２（ｃ）のＡＧＣ制御信号の各レベルを、時間軸補間されるＮ番目のシンボルのレベルが「０」となるようにオフセットして得られる。図２（ｅ）は、Ｎ＋１番目のシンボルを時間軸補間する際に用いる伝送路係数を補正する補正係数を示す。図２（ｅ）の補正係数は、図２（ｃ）のＡＧＣ制御信号の各レベルを、時間軸補間されるＮ＋１番目のシンボルのレベルが「０」となるようにオフセットして得られる。以下、同様に、図２（ｆ）〜図２（ｉ）は、Ｎ＋２番目のシンボル〜Ｎ＋５番目のシンボルに関する補正係数を示す。

伝送路係数補正部２３は、タイミング制御部６から図２（ｂ）のＡＧＣ制御信号を入力される。次に、伝送路係数補正部２３は、図２（ｂ）のＡＧＣ制御信号を用いて、図２（ｃ）のＡＧＣ制御信号のレベルを算出する。次に、伝送路係数補正部２３は、図２（ｃ）のＡＧＣ制御信号のレベルをオフセットすることによって、図２（ｄ）〜図２（ｉ）の補正係数を算出し、算出した補正係数を時間軸補幹部２４に出力する（図１を参照）。

次に、時間軸補間部２４の動作について、詳細に説明する。なお、以下では、一例として、図２（ｅ）の補正係数を用いて、Ｎ＋１番目のシンボルに対して時間軸補間を行う場合について説明する。また、以下では、図１２の説明で用いた伝送路係数の定義Ｈ（Ｎ，Ｍ）を再び用いるが、サブキャリヤ位置を示す「Ｍ」は省略してＨ（Ｎ）と表して用いる。

ここで、チューナ３０２の可変利得増幅器の利得は、ＡＧＣ制御信号の変化が「＋１」の場合にはＸ倍になり、ＡＧＣ制御信号の変化が「−１」の場合には１／Ｘ倍になるものとする。この場合には、従来技術での説明からも解るように（式２を参照）、時間軸補間において、補間に用いられる伝送路係数がＸ倍、１／Ｘ倍等されることによって補間誤差が生じる。このことから、例えば、補間に用いられる伝送路係数がＸ倍されることによって補間誤差が生じる場合には、Ｘに逆数である１／Ｘを乗算することによって、当該補間誤差をキャンセルすることができる。また、同様に、例えば、補間に用いられる伝送路係数が１／Ｘ倍されることによって補間誤差が生じる場合には、１／Ｘに逆数であるＸを乗算することによって、当該補間誤差をキャンセルすることができる。従って、時間軸補間部２４は、図２の補正係数が「＋１」の場合には、「１／Ｘ」を乗算することによって、補間誤差をキャンセルする。また、時間軸補間部２４は、図２の補正係数が「−１」の場合には、「Ｘ」を乗算することによって、補間誤差をキャンセルする。

時間軸補間部２４は、図２（ｅ）の補正係数を考慮した以下の式３〜式５を用いて、図２（ａ）のＮ＋１番目のシンボルに対して時間軸補間を行う。

式３は、Ｎ−２番目のシンボルとＮ＋２番目のシンボルとの間で時間軸補間を行う場合の式である。

ここで、式３において、利得変化による補間誤差を含んだ［Ｈ（Ｎ＋２）・Ｘ］には、図２（ｅ）の補正係数のうちシンボル番号Ｎ＋２に対応する補正係数「＋１」に対応する値「１／Ｘ」が乗算されている。このことによって、補間誤差はキャンセルされる。

式４は、Ｎ−１番目のシンボルとＮ＋３番目のシンボルとの間で時間軸補間を行う場合の式である。

ここで、式４において、利得変化による補間誤差を含んだ［Ｈ（Ｎ−１）・（１／Ｘ）］には、図２（ｅ）の補正係数のうちシンボル番号Ｎ−１に対応する補正係数「−１」に対応する値「Ｘ」が乗算されている。また、利得変化による補間誤差を含んだ［Ｈ（Ｎ＋３）・Ｘ］には、図２（ｅ）の補正係数のうちシンボル番号Ｎ＋３に対応する補正係数「＋１」に対応する値「１／Ｘ」が乗算されている。このことによって、補間誤差はキャンセルされる。

式５は、Ｎ番目のシンボルとＮ＋４番目のシンボルとの間で時間軸補間を行う場合の式である。

ここで、式５において、利得変化による補間誤差を含んだ［Ｈ（Ｎ）・（１／Ｘ）］には、図２（ｅ）の補正係数のうちシンボル番号Ｎに対応する補正係数「−１」に対応する値「Ｘ」が乗算されている。このことによって、補間誤差はキャンセルされる。

以上に説明した通り、時間軸補間部２４は、上記した式３〜式５を用いて時間軸補間をすることによって、補間誤差（図１２（ｃ）を参照）をキャンセルして、Ｎ＋１番目のシンボルの補間対象のサブキャリア（図１２（ｂ）の太線白丸を参照）位置の伝送路係数を算出する。

図３は、受信装置１００の動作を説明するためのフローチャートである。以下では、図１及び図３を参照して、受信装置１００の特徴的な動作について、説明する。まず、チューナ３０２は、受信したＯＦＤＭ信号を、利得可変増幅装置によって増幅する（ステップＳ１０１）。次に、レベル検出部３０５は、増幅されたＯＦＤＭ信号のレベルを検出し、目標レベルとの誤差に応じた値のＡＧＣ制御信号を生成する（ステップＳ１０２）。タイミング制御部６は、同期部３０７から入力されるＦＦＴ窓位置の情報を用いてチューナ３０２の利得可変増幅装置の利得変更タイミングを算出し、算出したタイミングでＡＧＣ制御信号をチューナ３０２に出力する（ステップＳ１０３）。次に、チューナ３０２は、タイミング制御部６から入力されるＡＧＣ制御信号に従って、利得可変増幅装置の利得をステップ状に変更させる（ステップＳ１０４）。次に、チューナ３０２は、受信したＯＦＤＭ信号を、変更された利得で増幅する（ステップＳ１０１）。一方、等化部９の伝送路係数補正部２３は、ＡＧＣ制御信号を用いて、ステップＡＧＣによるステップ状の利得変更によって生じる時間軸補間の補間誤差をキャンセルする補正係数を算出する（ステップＳ１０５）。次に、等化部９の時間軸補間部２４は、伝送路係数補正部２３から入力される補正係数に基づいて、補間誤差をキャンセルした時間軸補間を行う（ステップＳ１０６）。次に、等化部９の周波数軸補間部３２５は、周波数軸補間を行う（ステップＳ１０７）。ステップＳ１０５からステップＳ１０７までの処理によって、伝送路変動によるＯＦＤＭ信号の歪みを是正する伝送路係数が求められる。次に、等化部９の複素除算部３２７は、求められた伝送路係数を用いて、復調するＯＦＤＭ信号に複素除算処理を施す（ステップＳ１０８）。等化部９は、ステップＳ１０５からステップＳ１０８までの処理によって、伝送路変動によるＯＦＤＭ信号の歪みを是正（等化）することができる。

以上に説明したように、第１の実施形態に係る受信装置１００は、伝送路変動によるＯＦＤＭ信号の歪みを是正する等化処理において、ステップＡＧＣを行うためのＡＧＣ制御信号を用いる。このことによって、受信装置１００は、ステップＡＧＣによるステップ状の利得変更によって生じる補間誤差をキャンセルした等化処理を行うことができる。この結果として、受信装置１００は、従来の自動利得制御装置４００を用いることなく、等化部がステップＡＧＣに伴う不連続な振幅変動によって誤動作することで生じる受信性能の劣化を回避できる。

なお、以上では、ＩＳＤＢ−Ｔ信号を受信する受信装置を例に挙げて説明したが、周期的に基準信号が挿入されており、ガード期間を有するＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であれば同様に適用できる。また、以上では、ＦＦＴ窓位置をガード相関によって決定する方法を説明したが、復調Ｃ／Ｎ及びビット誤り率等に従って最適なＦＦＴ窓位置を随時決定する方法等を用いても良い。また、以上では、チューナ３０２の可変利得増幅器の利得ステップ幅は、１ｄＢを例に挙げて説明したが、１ｄＢ以外の値の場合でも良い。また、以上では、時間軸補間部２４は、７シンボル範囲で直線補間（１次補間）を行う場合を例に挙げて説明したが、時間軸補間部２４は、更に高次の補間を行っても良いし、更に広範囲のシンボル間で補間を行っても良い。また、以上では、伝送路係数補正部２３は、ステップＡＧＣの影響が及ぶ全範囲で補正係数を算出したが、伝送路係数補正部２３は、最も影響の大きいステップＡＧＣの変化点の前後シンボルに対してのみ補正係数を算出しても良い。また、ステップＡＧＣに伴う伝送路変動の影響が、位相変化又は振幅変化の一方に現れる場合には、等化部９で行う補正量をスカラー量とすれば良い。また、ステップＡＧＣに伴う伝送路変動の影響が、位相変化及び振幅変化に現れる場合には、等化部９で行う補正量をベクトル量とすれば良い。

（第２の実施形態）
第１の実施形態に係る受信装置１００においては、ステップＡＧＣによってＯＦＤＭ信号の位相が大きく変化した際に、等化部９における等化処理に誤差が生じることがある。これは、チューナ３０２の利得可変増幅器で利得ステップ幅が大きい場合に発生する位相変化量が一般に大きく、また、その位相変化量の偏差を規定値以内に抑えることが設計上困難であるからである。

本発明の第２の実施形態に係るＯＦＤＭ変調デジタル放送受信装置２００（以下、受信装置２００という）は、ステップＡＧＣの利得変更時の位相変化が大きい場合には時間軸補間を行わないことによって、上記した受信装置１００の問題を回避する。

図４は、本発明の第２の実施形態に係るＯＦＤＭ変調デジタル放送受信装置２００の構成例を示す図である。図４に示す通り、受信装置２００の構成は、図１に示す第１の実施形態の受信装置１００の構成に対して、タイミング制御部６をタイミング制御部６０に置換え、等化部９を等化部９０に置換えた構成である。等化部９０の構成は、等化部９の構成に対して、スイッチ部（以下、ＳＷという）５０を追加した構成である。なお、受信装置２００の構成要素において、第１の実施形態の受信装置１００と同じ構成要素には同一の参照符号を付して、詳しい説明は省略する。

図５は、チューナ３０２に含まれる利得可変増幅器の制御信号と、利得及び大位相変化点との関係を説明するための図である。以上では、チューナ３０２には、説明の簡単のために１つの利得可変増幅器が含まれるものとして説明を行っている。しかし、一般には、チューナ３０２には、利得変更単位が異なる複数の利得可変増幅器が含まれる（例えば、利得変更単位が１０ｄＢの利得可変増幅器と利得変更単位が１ｄＢの利得可変増幅器とが含まれる）。そして、一般に、チューナ３０２は、利得変更単位が異なる複数の利得可変増幅器の増幅利得を同時に変化させることによって、規定変更単位（例えば、１ｄＢ単位）の利得変化を実現している。従って、利得変更単位が大きい利得可変増幅器の利得変更の頻度は少ないが、当該利得可変増幅器の利得変更時には、大きな位相変動が発生する。このことによって、図５の点線で示す通り、大きな位相変化を生じさせる利得の値に対応するＡＧＣ制御信号の値（以下、大位相変化信号値）は、特定される。

以下では、図４を参照して、受信装置２００の動作と第１の実施形態の受信装置１００の動作との差分について説明する。タイミング制御部６０は、タイミング制御部６が行う動作を行う。加えて、タイミング制御部６０は、大位相変化信号値（図５を参照）を記憶しており、レベル検出部３０５から大位相変化信号値と等しい値のＡＧＣ制御信号が入力された場合には、位相変化が大きい（所定の閾値を超える）と判断して等化部９０に含まれるＳＷ５０に通知信号を出力する。すなわち、タイミング制御部６０は、受信したＯＦＤＭ信号において位相変化が所定の閾値を超える期間をＳＷ５０に通知する。なお、タイミング制御部６０は、通知信号をＳＷ５０に出力するに際して、適切な遅延を行う。ＳＷ５０は、複素除算部３２１の出力信号と時間軸補間部２４の出力信号とを入力され、タイミング制御部６０から入力される通知信号に従って、いずれか一方の信号を周波数軸補間部３２５に出力する。より具体的には、ＳＷ５０は、タイミング制御部６０から通知信号が入力されている間は、複素除算部３２１の出力信号を周波数軸補間部３２５に出力する。一方で、ＳＷ５０は、タイミング制御部６０から通知信号が入力されていない間は、時間軸補間部２４の出力信号を周波数軸補間部３２５に出力する。このことによって、等化部９０は、受信したＯＦＤＭ信号において位相変化が大きい（所定の閾値を超える）期間には、時間軸補間部２４による時間軸補間は行われない。この場合には、周波数軸補間のみが行われることとなる。

図６は、受信装置２００の動作を説明するためのフローチャートである。図６のフローチャートは、図３のフローチャートにステップＳ２００を追加したものである。図６に示す通り、ステップＳ１０５の次に、タイミング制御部６０は、受信したＯＦＤＭ信号の位相変化が大きいか否かを判断する（ステップＳ２００）。位相変化が大きい場合には、時間軸補間処理は省略されて、ステップＳ１０７に移る。位相変化が大きくない場合には、ステップＳ１０６に移って時間軸補間が行わた後に、ステップＳ１０７に移る。

以上に説明したように、第２の実施形態に係る受信装置２００は、ステップＡＧＣによってＯＦＤＭ信号の位相が大きく変化した期間については、等化部９０において時間軸補間を行わない。このことによって、受信装置２００は、第１の実施形態の受信装置１００と同様の効果を或る程度得つつ、第１の実施形態の受信装置１００とは異なり、大きな位相変化によって生じる等化処理の誤差を回避することができる。

なお、図７は、第１の実施形態の受信装置１００及び第２の実施形態の受信装置２００について、集積回路化される範囲例を示す図である。第１及び第２の実施形態で述べた受信装置において、チューナ３０２、ＡＤＣ３０３、直交変調部３０４、レベル検出部３０５、タイミング制御部６又は６０、同期部３０７、ＦＦＴ部３０８、等化部９又は９０、及び誤り訂正部３１０は、それぞれ集積回路であるＬＳＩとして実現することができる。これらは、個別に１チップ化されてもよいし、それぞれにおいて全て又は一部を含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと称呼されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用例が可能性としてありえる。

本発明は、ステップＡＧＣを用いたＯＦＤＭ信号の受信装置等に利用可能であり、特に、伝送路特性の推定誤差を回避したい場合等に有用である。

本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ変調デジタル放送受信装置１００の構成例を示す図 伝送路係数補正部２３の動作を説明するための図 受信装置１００の動作を説明するためのフローチャート 本発明の第２の実施形態に係るＯＦＤＭ変調デジタル放送受信装置２００の構成例を示す図 チューナ３０２に含まれる利得可変増幅器の制御信号と、利得及び大位相変化点との関係を示す図 受信装置２００の動作を説明するためのフローチャート 第１の実施形態の受信装置１００及び第２の実施形態の受信装置２００について、集積回路化される範囲例を示す図 ステップＡＧＣを行う従来のＯＦＤＭ変調デジタル放送受信装置３００の構成例を示す図 チューナ３０２に含まれる利得可変増幅器の制御信号と利得との関係を示す図 レベル検出部３０５の構成例を示す図 同期部３０７の動作を説明するための図 等化部３０９が行う等化処理を説明するための図 受信装置３００に備えられる等化部３０９の構成を説明するための図 特許文献１に記載された自動利得制御装置４００を示す図 利得可変部４０１及び利得可変部４０２の入出力信号の振幅と利得とを説明するための図 利得可変部４０２の時定数の設定について説明するための図

６、６０、３０６ タイミング制御部
９、９０、３０９ 等化部
２３ 伝送路係数補正部
２４、３２４ 時間軸補間部
５０ ＳＷ
１００、２００、３００ 受信装置
３０１ アンテナ
３０２ チューナ
３０３ ＡＤＣ
３０４ 直交復調部
３０５ レベル検出部
３０７ 同期部
３０８ ＦＦＴ部
３０９ 等化部
３１０ 誤り訂正部
３１１ データ復号部
３１２ 表示装置
３２０ ＳＰ分離部
３２１、３２７ 複素除算部
３２２ ＳＰ発生部
３２５ 周波数軸補間部
３２６ 遅延部
３３０ 電力算出部
３３１ 対数変換部
３３２ 減算部
３３３ 基準値発生部
３３４ ループフィルタ部
３３５ 量子化部
４００ 自動利得制御装置
４０１、４０２ 利得可変部
４０７ 自動利得可変制御部

Claims (5)

1. 不連続な利得値によって増幅利得を調整するＡＧＣ制御を行ってＯＦＤＭ信号のレベルを一定にして受信する受信装置であって、
   ＡＧＣ制御信号に従った増幅利得で前記ＯＦＤＭ信号を増幅する可変利得増幅器と、
   増幅された前記ＯＦＤＭ信号のレベルを検出し、検出レベルを一定レベルにするために前記可変利得増幅器に増幅利得を与える前記ＡＧＣ制御信号を生成するレベル検出部と、
   増幅された前記ＯＦＤＭ信号の一部分に高速フーリエ変換を施すＦＦＴ部と、
   前記ＯＦＤＭ信号の前記高速フーリエ変換が施されない部分において前記ＯＦＤＭ信号の増幅利得を変化させるタイミングで、前記可変利得増幅器に前記ＡＧＣ制御信号を出力するタイミング制御部と、
   前記高速フーリエ変換を施された前記ＯＦＤＭ信号に規則的に含まれる複数の基準サブキャリアの歪みをそれぞれ検出し、検出した当該歪みを用いた補間によって、伝送路伝搬により生じる前記ＯＦＤＭ信号の歪みを推定して修正する等化処理を行う等化部とを備え、
   前記等化部は、前記ＯＦＤＭ信号の不連続な増幅利得変化によって生じる、前記ＯＦＤＭ信号の歪みの推定誤差を、前記ＡＧＣ制御信号を用いて補正することを特徴とする、受信装置。
2. 前記等化部は、
   前記ＯＦＤＭ信号を構成する複数のシンボルの内の前記等化処理が施されるシンボルに対応する前記ＡＧＣ制御信号のレベルと、前記等化処理に使用されるシンボルに対応する前記ＡＧＣ制御信号のレベルとの差を示す補正係数を、前記ＡＧＣ制御信号を用いて算出する伝送路係数補正部と、
   前記等化処理に使用されるシンボルに含まれる前記基準サブキャリアの歪みを用いる時間軸補間であって、前記ＯＦＤＭ信号の不連続な利得変化によって生じる補間誤差を前記補正係数に従って相殺する時間軸補間を、前記等化処理が施されるシンボルに含まれる複数のサブキャリアの一部に対して行うことで、伝送路伝搬により生じる前記複数のサブキャリアの一部の歪みを推定する時間軸補間部と、
   推定された前記複数のサブキャリアの一部の歪みと前記等化処理が施されるシンボルに含まれる基準サブキャリアの歪みとを用いた周波数軸補間を、前記複数のサブキャリアの全てに対して行うことで、伝送路伝搬によって生じる前記複数のサブキャリアの全ての歪みを推定する周波数軸補間部と、
   前記等化処理が施されるシンボルに含まれる複数のサブキャリアの全てから、推定された前記複数のサブキャリアの全ての歪みをそれぞれ除算する複素除算部とを含むことを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。
3. 前記タイミング制御部は、更に、増幅される前記ＯＦＤＭ信号の位相変化が所定の閾値を超える前記ＡＧＣ制御信号を検出し、
   前記等化部は、
   前記ＯＦＤＭ信号を構成する複数のシンボルの内の前記等化処理が施されるシンボルに対応する前記ＡＧＣ制御信号のレベルと、前記等化処理に使用されるシンボルに対応する前記ＡＧＣ制御信号のレベルとの差を示す補正係数を、前記ＡＧＣ制御信号を用いて算出する伝送路係数補正部と、
   前記等化処理に使用されるシンボルに含まれる前記基準サブキャリアの歪みを用いる時間軸補間であって、前記ＯＦＤＭ信号の不連続な利得変化によって生じる補間誤差を前記補正係数に従って相殺する時間軸補間を、前記等化処理が施されるシンボルに含まれる複数のサブキャリアの一部に対して行うことで、伝送路伝搬により生じる前記複数のサブキャリアの一部の歪みを推定する時間軸補間部と、
   前記時間軸補間部が推定した前記複数のサブキャリアの一部の歪みを入力し、前記タイミング制御部によって前記閾値を超える前記ＡＧＣ制御信号が検出されない期間だけ、前記一部の歪みを出力するスイッチと、
   前記スイッチが前記一部の歪みを出力する期間には、推定された前記複数のサブキャリアの一部の歪みと前記等化処理が施されるシンボルに含まれる基準サブキャリアの歪みとを用いた周波数軸補間を、前記複数のサブキャリアの全てに対して行い、前記スイッチが前記一部の歪みを出力しない期間には、前記等化処理が施されるシンボルに含まれる基準サブキャリアの歪みを用いた周波数軸補間を前記複数のサブキャリアの全てに対して行うことで、伝送路伝搬によって生じる前記複数のサブキャリアの全ての歪みを推定する前記周波数軸補間部と、
   前記等化処理が施されるシンボルに含まれる複数のサブキャリアの全てから、推定された前記複数のサブキャリアの全ての歪みをそれぞれ除算する複素除算部とを含むことを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。
4. 不連続な利得値によって増幅利得を調整するＡＧＣ制御を行ってＯＦＤＭ信号のレベルを一定にして受信する受信方法であって、
   ＡＧＣ制御信号に従った増幅利得で、受信する前記ＯＦＤＭ信号を増幅するステップと、
   増幅された前記ＯＦＤＭ信号のレベルを検出し、検出レベルを一定レベルにする新たなＡＧＣ制御信号を生成するステップと、
   増幅された前記ＯＦＤＭ信号の一部分に高速フーリエ変換を施すステップと、
   受信する前記ＯＦＤＭ信号の増幅利得を、前記ＯＦＤＭ信号の前記高速フーリエ変換が施されない部分において変化させるタイミングで、前記ＡＧＣ制御信号を前記新たなＡＧＣ制御信号に切替えるステップと、
   前記高速フーリエ変換を施された前記ＯＦＤＭ信号に規則的に含まれる複数の基準サブキャリアの歪みをそれぞれ検出し、検出した当該歪みを用いた補間によって、伝送路伝搬により生じる前記ＯＦＤＭ信号の歪みを推定して修正する等化処理を行うステップとを備え、
   前記等化処理を行うステップでは、前記ＯＦＤＭ信号の不連続な増幅利得変化によって生じる、前記ＯＦＤＭ信号の歪みの推定誤差を、前記ＡＧＣ制御信号を用いて補正することを特徴とする、受信方法。
5. 不連続な利得値によって増幅利得を調整するＡＧＣ制御を行ってＯＦＤＭ信号のレベルを一定にして受信する受信装置に組み込まれる集積回路であって、
   ＡＧＣ制御信号に従った増幅利得で前記ＯＦＤＭ信号を増幅する可変利得増幅器、
   増幅された前記ＯＦＤＭ信号のレベルを検出し、検出レベルを一定レベルにするために前記可変利得増幅器に増幅利得を与える前記ＡＧＣ制御信号を生成するレベル検出部、
   増幅された前記ＯＦＤＭ信号の一部分に高速フーリエ変換を施すＦＦＴ部、
   前記ＯＦＤＭ信号の前記高速フーリエ変換が施されない部分において前記ＯＦＤＭ信号の増幅利得を変化させるタイミングで、前記可変利得増幅器に前記ＡＧＣ制御信号を出力するタイミング制御部、及び
   前記高速フーリエ変換を施された前記ＯＦＤＭ信号に規則的に含まれる複数の基準サブキャリアの歪みをそれぞれ検出し、検出した当該歪みを用いた補間によって、伝送路伝搬により生じる前記ＯＦＤＭ信号の歪みを推定し、更に、前記ＯＦＤＭ信号の不連続な増幅利得変化によって生じる前記ＯＦＤＭ信号の歪みの推定誤差を、前記ＡＧＣ制御信号を用いて補正し、前記ＯＦＤＭ信号の歪みを修正する等化処理を行う等化部としての機能を実装する、集積回路。

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