JP2011188192A - 受信装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】移動受信性能を向上可能な受信装置を提供する。
【解決手段】受信装置は、アンテナ1と、チューナ2と、A/D(Analog to Digital)コンバータ3と、IQ復調部4と、FFT(Fast Fourier Transformation)部5と、SP信号抽出部6と、時間補間部7a〜7cと、周波数補間部8a〜8cと、等化部9a〜9cと、制御部10と、誤り訂正部11とを備えている。センタフィルタg2に加え、正シフトフィルタg1および負シフトフィルタg3を用いてSP信号の時間補間を行い、複数の等化OFDM信号を生成する。そして、最も信号品質が高い等化OFDM信号を選択する。そのため、受信装置の移動によりキャリア周波数がシフトした場合も補間可能な歪みの周波数幅が広くなり、高精度でOFDM信号を等化できる。その結果、受信装置が移動する場合の受信性能を向上できる。
【選択図】図1
Description
本発明は、直交周波数分割多重信号を受信する受信装置に関する。
デジタル伝送方式であるDVB−T方式やISDB−T方式などにおいては、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重)を用いた無線信号の送受信が行われている。OFDMは互いに直交する複数のキャリアにデータを割り当て、デジタル変調して多重化する方式である。
OFDM信号を伝送する際、マルチパス等によりキャリアに歪みが生じることがある。そのため、OFDM信号を受信する受信装置は歪みを等化する必要がある。OFDM信号には、振幅および位相が既知のSP(Scattered Pilot:分散パイロット)信号が挿入される。受信装置が受信したSP信号の振幅および位相と、既知の振幅および位相とを比較することにより、受信装置は伝送系の歪みを推定できる。この歪みを除去するように、受信装置はOFDM信号の歪みを等化する。
SP信号は時間方向および周波数方向に一定間隔で挿入される。SP信号が挿入されていない時間および周波数における伝送系の歪みを推定するために、時間方向および周波数方向にSP信号を補間する必要がある。時間方向に補間する場合、SP信号が挿入される時間間隔に対応する周波数(以下、SP信号周波数)を通過域の中心とする対称フィルタを用いるのが一般的である。これにより、SP信号の歪みの周波数がSP信号周波数の1/2以下である場合には、正確に時間方向に補間を行うことができる(例えば、特許文献1)。
しかしながら、受信装置が移動する場合、SP信号周波数が変動(ドップラシフト)し、これに伴って、SP信号の歪みの周波数も変動することがある。その結果、SP信号の歪みの周波数が変動前のSP信号周波数の1/2を超えることがある。この場合、SP信号を精度よく時間方向に補間することができない。
本発明は、移動受信性能を向上可能な受信装置を提供するものである。
本発明の一態様によれば、時間方向に分散して挿入された、振幅および位相が既知の基準信号をOFDM信号から抽出する基準信号抽出部と、通過特性がそれぞれ異なるフィルタに前記基準信号を通過させることにより、前記基準信号の歪みの周波数に応じて、前記基準信号を時間方向に補間する複数の時間補間部と、前記複数の時間補間部のそれぞれに対応して設けられ、対応する前記時間補間部により補間された前記基準信号を用いて前記OFDM信号を等化した等化OFDM信号を生成する複数の等化部と、前記複数の等化部により生成される複数の前記等化OFDM信号のうち、信号品質が最も高い等化OFDM信号を選択する制御部と、を備えることを特徴とする受信装置が提供される。
また、本発明の一態様によれば、所定の周波数に、時間方向に分散して挿入された、振幅および位相が既知の基準信号をOFDM信号から抽出する基準信号抽出部と、通過特性がそれぞれ異なるフィルタに前記基準信号を通過させることにより、前記基準信号の歪みの周波数に応じて、前記基準信号を時間方向に補間する複数の時間補間部と、時間方向に連続して挿入され、位相が無変調または2値に変調された連続信号を前記OFDM信号から抽出する連続信号抽出部と、前記連続信号からドップラ周波数を推定するドップラ周波数推定部と、前記ドップラ周波数推定部の推定結果に応じて、前記複数の時間補間部により時間方向に補間された前記基準信号のうちの1つを選択する選択部と、前記選択された前記基準信号を周波数方向に補間する複数の周波数補間部と、前記時間方向および周波数方向に補間された前記基準信号を用いて前記OFDM信号を等化する等化部と、を備えることを特徴とする受信装置が提供される。
本発明によれば、受信装置の移動受信性能を向上できる。
以下、本発明に係る受信装置の実施形態について、図面を参照しながら具体的に説明する。
(第1の実施形態)
図1は、本発明の第1の実施形態に係る受信装置100の概略ブロック図である。受信装置100は、アンテナ1と、チューナ2と、A/D(Analog to Digital)コンバータ3と、IQ復調部4と、FFT(Fast Fourier Transformation)部5と、SP信号抽出部(基準信号抽出部)6と、時間補間部7a〜7cと、周波数補間部8a〜8cと、等化部9a〜9cと、制御部10と、誤り訂正部11とを備えている。
図1は、本発明の第1の実施形態に係る受信装置100の概略ブロック図である。受信装置100は、アンテナ1と、チューナ2と、A/D(Analog to Digital)コンバータ3と、IQ復調部4と、FFT(Fast Fourier Transformation)部5と、SP信号抽出部(基準信号抽出部)6と、時間補間部7a〜7cと、周波数補間部8a〜8cと、等化部9a〜9cと、制御部10と、誤り訂正部11とを備えている。
アンテナ1は不図示の送信装置により送信されるOFDM信号を受信する。ここで、送信装置が送信するOFDM信号は逆フーリエ変換された時間軸上の信号である。チューナ2は所望チャネルのOFDM信号を選択し、IF(Intermediate Frequency)帯に変換する。A/Dコンバータ3はチューナ2の出力をデジタル信号に変換する。IQ復調部4はこのデジタル信号を複素ベースバンド信号に変換する。FFT部5は複素ベースバンド信号を高速フーリエ変換し、周波数軸上の信号を生成する。SP信号抽出部6はOFDM信号から後述するSP信号を抽出する。
3つの時間補間部7a〜7cは、それぞれ通過帯域が異なるフィルタに抽出されたSP信号を通過させ、SP信号が挿入されていない時間におけるSP信号の振幅および位相を時間方向に補間する。周波数補間部8a〜8cは、時間方向に補間されたSP信号を、さらに周波数方向に補間する。これにより、時間方向および周波数方向に補間された、3通りのSP信号が生成される。等化部9a〜9cは補間されたSP信号を用いてOFDM信号を等化して、3通りの等化OFDM信号を生成する。
制御部10は、3つの等化OFDM信号のうち、最も信号品質が高い等化OFDM信号を選択する。より具体的には、制御部10は、S/N(Signal/Noise)検出部21と、全キャリア平均部22と、判定部23と、遅延部24a〜24cと、選択部25とを有する。S/N検出部21と全キャリア平均部22は信号品質算出部を構成する。
S/N検出部21は、各等化OFDM信号の信号品質(例えば、後述するMER)をキャリア毎に検出する。全キャリア平均部22は信号品質をシンボル内の全キャリアで平均する。判定部23は、シンボル毎に、どの等化OFDM信号の信号品質が最も高いかを判定する。遅延部24a〜24cは、S/N検出部21、全キャリア平均部22および判定部23の処理時間だけ、等化OFDM信号を遅延させる。選択部25は、判定部23の判定結果に応じて、最も信号品質が高い等化OFDM信号をシンボル毎に選択する。
誤り訂正部11は、伝送中に生じた誤りを訂正する復号処理を行い、受信データを生成する。
このように、複数の時間補間部7a〜7cおよび周波数補間部8a〜8cにより生成される、時間方向および周波数方向に補間されたSP信号を用いて複数の等化OFDM信号を生成し、その中から、最も信号品質が高い等化OFDM信号を選択する点が本実施形態の特徴の1つである。以下、この点を詳細に説明する。
図2は、FFT部5が出力するOFDM信号のフォーマットの一例を示す図である。同図に示すように、OFDM信号には、周波数が互いに異なる複数のキャリア(搬送波)が周波数方向に配置される。同時に受信される複数のキャリアの集合をシンボルと呼ぶ。時間軸方向には、このシンボルが一定時間間隔で配置される。以下ではこの時間間隔を1msとし、対応する周波数1kHzをキャリア周波数と呼ぶ。
OFDM信号は、例えば、情報信号、TMCC/AC(Transmission and Multiplexing Configuration Control/Auxiliary Control)信号、SP信号およびCP(Continuous Pilot)信号を含む。これらの信号のいずれかがキャリアに重畳される。
情報信号はQAM(Quadrature Amplitude Modulation)変調された信号であり、映像情報および音声情報等を示す。
TMCC/AC信号は、振幅が既知で、BPSK(Binary Phase Shift Keying)変調された信号であり、特定のキャリアに時間方向に連続して挿入される。TMCC/AC信号はOFDM信号の伝送方式や付加情報等を示す。
SP信号は時間方向および周波数方向に分散して挿入される。図2の例では、SP信号は周波数方向には12キャリアに1つの割合で挿入され、時間方向には4シンボルに1つの割合で、周波数方向にシフトされるように挿入される。SP信号は振幅および位相が既知の無変調信号であるため、伝送系の歪みを推定するために用いられる。
CP信号はOFDM信号の終端に時間方向に連続して挿入される。SP信号およびCP信号は同期用の信号として用いられる。
SP信号抽出部6はこのSP信号を抽出する。図3は、SP信号抽出部6が抽出したSP信号の振幅の一例を示す図である。同図では、特定の周波数のキャリアに重畳されるSP信号についてのみ図示している。仮に、伝送系で全く歪みがない場合は、図3の丸印および実線で示すように、SP信号の振幅は既知の一定値となる。しかしながら、マルチパス等により伝送系で歪みが生じると、図3の三角印および破線で示すように、SP信号の振幅は既知の値とは異なる値となる。この状態を、SP信号が歪んでいるという。また、図3に示すように、時間に応じて振幅が異なる値になることもあり、同図の破線の周波数を歪みの周波数という。SP信号の位相についても同様である。
時間補間部7a〜7cは時間方向にSP信号を補間する。図4は、時間補間部7a〜7cにより補間されたSP信号を示す図である。SP信号抽出部6は時間方向に分散して挿入されるSP信号を受信する。この受信したSP信号を用いて、時間補間部7a〜7cは、SP信号が挿入されていない時間におけるSP信号の位相および振幅を補間して推定する。なお、SP信号抽出部6によりSP信号のみが抽出されるため、時間補間部7a〜7cには、情報信号等、他の信号は存在しない。これにより、図4に示す、時間方向に補間されたSP信号が得られる。
時間補間部7a〜7cは通過帯域がそれぞれ異なる。図5は、SP信号が4シンボルに1つの割合で挿入される場合の、時間補間部7a〜7cの通過帯域の一例を示す図であり、同図のフィルタg1は時間補間部7a、フィルタg2は時間補間部7b、フィルタg3は時間補間部7cの通過帯域である。横軸はシンボルの間隔で正規化した周波数であり、縦軸は通過特性である。SP信号は4シンボルに1つの割合で挿入されるため、シンボルが1ms間隔で配置される場合、図5の原点の周波数はSP信号の周波数(以下、SP信号周波数)である250Hzに相当する。同様に、同図の1/8は125Hzに相当する。
フィルタg2はSP信号周波数を通過帯域の中心とする対称フィルタである。これに対し、フィルタg1の通過帯域の中心はSP信号周波数より高く、フィルタg3の通過帯域の中心はSP信号周波数より低い。以下では、フィルタg2をセンタフィルタ、フィルタg1を正シフトフィルタ、フィルタg3を負シフトフィルタとそれぞれ呼ぶ。
受信装置100が移動していない場合、SP信号の歪みの周波数がSP信号周波数の1/2、すなわち、8シンボル分(125Hz)以下であれば、センタフィルタg2によりSP信号の振幅および位相を時間方向に正確に補間できる。
ところが、受信装置100が移動するとキャリア周波数がシフトする。この周波数シフトをドップラシフトと呼び、シフトする周波数をドップラ周波数fdと呼ぶ。キャリア周波数がシフトすると、同様にSP信号周波数もシフトする。受信装置100が送信装置へ近づく場合、SP信号周波数はドップラ周波数fdだけ高くなり、遠ざかる場合、SP信号周波数はドップラ周波数fdだけ低くなる。また、移動速度が速くなるほど、ドップラ周波数fdは大きくなる。
このように、受信装置100が移動すると、SP信号の歪みの周波数がシフトすることがある。このシフト量によって、フィルタg1〜g3のいずれが最適であるかが変化する。そこで、本実施形態では、3つの時間補間部7a〜7cで並行した補間処理を行う。
例えば、SP信号の歪みの周波数が120Hzの場合、受信装置100が停止していればセンタフィルタg2によりSP信号を時間方向に正確に補間できる。しかしながら、受信装置100が送信装置方向に移動して、SP信号周波数が例えばドップラ周波数fd=10Hzだけ高くなると、歪みの周波数は120+10=130Hzとなる。この場合、センタフィルタg2の通過帯域である125Hzを超えているため、センタフィルタg2ではSP信号を正確に補間できない。
しかし、正シフトフィルタg1は通過帯域の中心が高周波数側にシフトしているため、高周波数方向に歪みの周波数がシフトした場合でも、シフト後のSP信号の歪みの周波数が正シフトフィルタg1に含まれていれば、正シフトフィルタg1によりSP信号を正確に補間できる。同様に、負シフトフィルタg3は通過帯域の中心が低周波数側にシフトしているため、低周波数方向に歪みの周波数がシフトした場合でも、シフト後のSP信号の歪みの周波数が負シフトフィルタg3に含まれていれば、負シフトフィルタg3によりSP信号を正確に補間できる。
そのために、本実施形態では、正シフトフィルタg1、センタフィルタg2および負シフトフィルタg3により時間方向にSP信号を補間している。このように、3つのフィルタg1〜g3の通過帯域が異なるため、ドップラシフトにより歪みの周波数が高くなった場合および低くなった場合でも、シフト後のSP信号の歪みの周波数がフィルタg1〜g3のいずれかに含まれていれば、そのフィルタで正確にSP信号を補間可能な歪みの周波数幅が広くなる。その結果、これら3通りの補間結果のうち、少なくとも1つは正確にSP信号が補間されていると考えられる。
続いて、周波数補間部8a〜8cは、時間方向に補間されたSP信号を、周波数方向に補間する。図6は、周波数補間部8a〜8cにより補間されたSP信号を示す図である。図4では、3キャリア毎にSP信号が補間されていたが、周波数補間部8a〜8cにより他の2キャリアを補間する。3つの周波数補間部8a〜8cの処理はいずれも同様である。これにより、図6に示す、時間方向および周波数方向に補間されたSP信号が3通り得られる。
各等化部9a〜9cは補間されたSP信号を用いてOFDM信号を等化する。より具体的には、等化部9a〜9cは、FFT部5から出力されるOFDM信号に含まれるキャリアの値(振幅および位相を含む複素数)を、補間して得られた同時間および同周波数のSP信号の値(振幅および位相を含む複素数)で除することにより、伝送系の歪みが除去されたキャリアの振幅および位相が得られる。これにより、3つの等化OFDM信号が生成される。これら3つの等化OFDM信号のうち、少なくとも1つは正確に歪みが除去されていると考えられる。
次に、S/N検出部21は、各等化OFDM信号の信号品質として、例えば、MER(Modulation Error Ratio)を検出する。図7は、等化OFDM信号における、情報信号の振幅および位相をxy平面に示した図であり、情報信号が16QAM変調される場合の例を示している。OFDM信号から歪みが正確に除去される場合、図2のキャリアに重畳される情報信号は図7の黒丸印16点のうちのいずれかに位置する。ここで、情報信号の振幅および位相が同図のA点になるべきこところ、歪みが完全には除去されていないため、点Bとなったとする。このとき、原点からA点までの距離(信号成分)に対するA点からB点までの距離(ノイズ成分)がMERである。
S/N検出部21は、3つの等化OFDM信号のそれぞれについて、キャリア毎にMERを検出する。全キャリア平均部22は、シンボル内の全キャリアの平均MER値を検出する。判定部23はどの等化OFDM信号の平均MERが最も小さいか、すなわち信号品質が高いか、を判定する。選択部25は、最も信号品質が高い等化OFDM信号をシンボル毎に選択する。これにより、シンボルの時間間隔である1ms単位で最適なOFDM信号の等化を行うことができる。
このように、第1の実施形態では、センタフィルタg2に加え、正シフトフィルタg1および負シフトフィルタg3を用いてSP信号の時間補間を行い、複数の等化OFDM信号を生成する。そして、最も信号品質が高い等化OFDM信号を選択する。そのため、受信装置100の移動によりキャリア周波数がシフトした場合も補間可能な歪みの周波数幅が広くなり、高精度でOFDM信号を等化できる。また、シンボル単位で等化OFDM信号を選択するため、歪みの周波数の時間変動が大きい場合でも、最適なOFDM信号を選択できる。その結果、受信装置100が移動する場合の受信性能を向上できる。
なお、1シンボル毎に信号品質を判定するのではなく、所定時間内に受信する複数のシンボル毎に信号品質を判定してもよい。この場合、伝送系での歪みの時間変動に追従可能な範囲の複数シンボルとするのが望ましい。
(第2の実施形態)
上述した第1の実施形態では、シンボル内の全キャリアの平均MER値を用いて、等化OFDM信号をシンボル毎に選択したが、以下に説明する第2の実施形態では、シンボル内のキャリアを複数のキャリアブロックに分割して、キャリアブロック毎に等化OFDM信号を選択するものである。
上述した第1の実施形態では、シンボル内の全キャリアの平均MER値を用いて、等化OFDM信号をシンボル毎に選択したが、以下に説明する第2の実施形態では、シンボル内のキャリアを複数のキャリアブロックに分割して、キャリアブロック毎に等化OFDM信号を選択するものである。
図8は、本発明の第2の実施形態に係る受信装置101の概略ブロック図である。図8では、図1と共通する構成部分には同一の符号を付しており、以下では相違点を中心に説明する。
図8の受信装置101は、制御部10aの内部構成が図1と異なる。すなわち、図8の制御部10aは、図1の全キャリア平均部22に代えて、キャリアブロック平均部26を有する。全キャリア平均部22とキャリアブロック平均部26は信号品質算出部を構成する。
キャリアブロック平均部26は、まず、シンボル内のキャリアを複数のキャリアブロックに分割する。キャリアブロックは周波数が所定範囲内の1または2以上のキャリアを一組にしたものである。シンボルを、周波数に応じて複数のキャリアブロックに分割する理由は、周波数によって歪みの周波数が異なる場合があるからである。
さらに、キャリアブロック平均部26は、キャリアブロック毎に、そのキャリアブロックに含まれるキャリアのMERの平均値を検出する。そして、判定部23は、キャリアブロック毎に、どの等化OFDM信号の平均MERが最も小さいか、を判定する。選択部25は、最も平均MERが小さい等化OFDM信号をキャリアブロック毎に選択する。
なお、キャリアブロック平均部26はシンボル内のキャリアを任意のキャリアブロックに分割することができるが、マルチパスの遅延時間を考慮してキャリアブロックの周波数幅を定めるのが望ましい。例えば、遅延時間が長いほど、周波数幅を小さくし、キャリアブロックを細かく分割するとよい。遅延時間が長い場合、キャリアの周波数に応じて歪みの周波数が大きく異なることがあるためである。
このように、第2の実施形態では、シンボルをキャリアブロックに分割し、キャリアブロックごとに等化OFDM信号を選択する。そのため、1つのシンボル内であっても、キャリアブロック毎に異なる等化OFDM信号を選択することができる。したがって、キャリアの周波数に応じて歪みの周波数が異なる場合でも、より高精度でOFDM信号を等化できる。
なお、1シンボルを分割したキャリアブロック毎に信号品質を判定するのではなく、所定時間内に受信する複数のシンボルを周波数に応じて分割したキャリアブロック毎に信号品質を判定してもよい。この場合、伝送系での歪みの時間変動に追従可能な範囲の複数シンボルとするのが望ましい。
(第3の実施形態)
上述した第1および第2の実施形態では、複数の等化OFDM信号を生成し、最も信号品質が高い等化OFDM信号を選択するものであった。これに対し、以下に説明する第3の実施形態は、時間方向に補間された複数のSP信号のうち1つを選択して、1つの等化OFDM信号を生成するものである。
上述した第1および第2の実施形態では、複数の等化OFDM信号を生成し、最も信号品質が高い等化OFDM信号を選択するものであった。これに対し、以下に説明する第3の実施形態は、時間方向に補間された複数のSP信号のうち1つを選択して、1つの等化OFDM信号を生成するものである。
図9は、本発明の第3の実施形態に係る受信装置102の概略ブロック図である。図12では、図1と共通する構成部分には同一の符号を付しており、以下では相違点を中心に説明する。
図9の受信装置102は、TMCC/AC信号抽出部(連続信号抽出部)31と、ドップラ周波数検出部32と、選択部33とを備えている。ドップラ周波数検出部32は、TMCC/AC信号ドップラ周波数検出部41(第1のドップラ周波数推定部)41と、全キャリア平均部(第2のドップラ周波数推定部)42とを有する。また、図1の受信装置100と異なり、周波数補間部8および等化部9を1つずつ備えている。
3つの時間補間部7a〜7cはそれぞれ異なるフィルタを用いて、SP信号を時間方向に補間する。これにより、時間方向に補間された3通りのSP信号が生成される。この点は、第1および第2の実施形態と同様である。
TMCC/AC信号抽出部31はOFDM信号からTMCC/AC信号を抽出する。
TMCC/AC信号ドップラ周波数検出部41は、抽出されたTMCC/AC信号に基づいて、OFDM信号の時間変動を検出し、伝送系の歪みを推定する。上述のように、TMCC/AC信号はBPSK変調された信号なので、歪みがない場合、TMCC/AC信号の位相は2値(例えば0度および180度)のうちのいずれかである。ところが、伝送系で歪みがあると位相が正方向または負方向にシフトする。このシフト方向およびシフト量により、SP信号周波数がどの程度高く、あるいは、低くなっているか、すなわち、ドップラ周波数fdを推定できる。
全キャリア平均部42はシンボル内の各TMCC/AC信号から推定される全てのドップラ周波数fdの平均値を算出する。選択部33は、ドップラ周波数fdの平均値に応じて、時間補間部7a〜7cの出力のうちの1つをシンボル毎に選択する。より具体的には、選択部33は、ドップラ周波数fdが図5のセンタフィルタg2の通過帯域内であれば、時間補間部7bの出力を選択し、ドップラ周波数fdが正シフトフィルタg1または負シフトフィルタg3の通過帯域内であれば、時間補間部7aまたは7cの出力をそれぞれ選択する。
周波数補間部8は、時間補間部7a〜7cのいずれかにより時間方向に補間されたSP信号を、さらに周波数方向に補間する。等化部9は、補間されたSP信号を用いてOFDM信号の振幅および位相を等化して、1つの等化OFDM信号を生成する。
このように、第3の実施形態では、TMCC/AC信号を抽出してドップラ周波数fdを推定し、最適な時間補間用のフィルタを選択する。そのため、等化部9を複数設ける必要がなく、第1および第2の実施形態より小規模な受信装置102でOFDM信号を等化することができ、移動時の受信性能を向上できる。
なお、1シンボル毎にドップラ周波数fdを推定するのではなく、所定時間内に受信する複数のシンボル毎にドップラ周波数fdを推定してもよい。この場合、伝送系での歪みの時間変動に追従可能な範囲の複数シンボルとするのが望ましい。
(第4の実施形態)
上述した第3の実施形態では、シンボル内の全TMCC/AC信号の平均ドップラ周波数fdを用いて、時間補間部7a〜7cの出力をシンボル毎に選択したが、以下に説明する第4の実施形態では、シンボル内のキャリアを複数のキャリアブロックに分割して、キャリアブロック毎に時間補間部7a〜7cの出力を選択するものである。
上述した第3の実施形態では、シンボル内の全TMCC/AC信号の平均ドップラ周波数fdを用いて、時間補間部7a〜7cの出力をシンボル毎に選択したが、以下に説明する第4の実施形態では、シンボル内のキャリアを複数のキャリアブロックに分割して、キャリアブロック毎に時間補間部7a〜7cの出力を選択するものである。
図10は、本発明の第4の実施形態に係る受信装置103の概略ブロック図である。図10では、図9と共通する構成部分には同一の符号を付しており、以下では相違点を中心に説明する。
図10の受信装置103は、ドップラ周波数推定部32aの内部構成が図9と異なる。すなわち、図10のドップラ周波数推定部32aは、図9の全キャリア平均部42に代えて、キャリアブロック平均部(第3のドップラ周波数推定部)43を備えている。
キャリアブロック平均部43は、まず、シンボル内のキャリアを複数のキャリアブロックに分割する。キャリアブロックは周波数が所定範囲内の1または2以上のキャリアを一組にしたものである。また、各キャリアブロックは少なくとも1つのTMCC/AC信号を含むものとする。
さらに、キャリアブロック平均部43は、キャリアブロック内の各TMCC/AC信号から推定される全てのドップラ周波数fdの平均値を算出する。選択部33は、ドップラ周波数fdの平均値に応じて、時間補間部7a〜7cの出力のうちの1つをキャリアブロック毎に選択する。
このように、第4の実施形態では、シンボルをキャリアブロックに分割し、キャリアブロックごとに時間補間部7a〜7cの出力を選択する。そのため、1つのシンボル内であっても、キャリアブロック毎に異なる時間補間部7a〜7cの出力を選択することができる。したがって、キャリアの周波数に応じて歪みの周波数が異なる場合でも、より高精度でOFDM信号を等化できる。
なお、1シンボルを分割したキャリアブロック毎にドップラ周波数fdを推定するのではなく、所定時間内に受信する複数のシンボルを周波数に応じて分割したキャリアブロック毎にドップラ周波数fdを推定してもよい。この場合、伝送系での歪みの時間変動に追従可能な範囲の複数シンボルとするのが望ましい。
上述した各実施形態は、振幅および位相が既知の基準信号(例えばSP信号)が少なくとも時間方向に分散してOFDM信号に挿入されていればよい。例えば、周波数方向には連続して挿入されていてもよく、その場合、周波数補間部は不要である。基準信号の振幅および位相は一定値でもよいし、基準信号を送信装置でスクランブルし、受信装置でデスクランブルすることにより、その振幅および位相を取得してもよい。
また、第3および第4の実施形態では、所定の周波数に時間方向に連続して連続信号(例えばTMCC/AC信号)がさらにOFDM信号に挿入されていればよい。第3および第4の実施形態では、TMCC/AC信号がBPSK変調されているため、ドップラ周波数fdがキャリア周波数の1/4以下であれば、ドップラ周波数fdを推定できる。連続信号は無変調であってもよい。この場合、位相が変調されていないため、ドップラ周波数fdがキャリア周波数の1/2以下であれば、ドップラ周波数fdを推定できる。
上記の記載に基づいて、当業者であれば、本発明の追加の効果や種々の変形を想到できるかもしれないが、本発明の態様は、上述した個々の実施形態には限定されるものではない。特許請求の範囲に規定された内容およびその均等物から導き出される本発明の概念的な思想と趣旨を逸脱しない範囲で種々の追加、変更および部分的削除が可能である。
6 SP信号抽出部
7a〜7c 時間補間部
8,8a〜8c 周波数補間部
9,9a〜9c 等化部
10,10a 制御部
21 S/N検出部
22,42 全キャリア平均部
23 判定部
25 選択部
26,43 キャリアブロック平均部
31 TMCC/AC信号抽出部
32,32a ドップラ周波数推定部
41 TMCC/AC信号ドップラ周波数推定部
100〜103 受信装置
7a〜7c 時間補間部
8,8a〜8c 周波数補間部
9,9a〜9c 等化部
10,10a 制御部
21 S/N検出部
22,42 全キャリア平均部
23 判定部
25 選択部
26,43 キャリアブロック平均部
31 TMCC/AC信号抽出部
32,32a ドップラ周波数推定部
41 TMCC/AC信号ドップラ周波数推定部
100〜103 受信装置
Claims (7)
- 時間方向に分散して挿入された、振幅および位相が既知の基準信号をOFDM信号から抽出する基準信号抽出部と、
通過特性がそれぞれ異なるフィルタに前記基準信号を通過させることにより、前記基準信号の歪みの周波数に応じて、前記基準信号を時間方向に補間する複数の時間補間部と、
前記複数の時間補間部のそれぞれに対応して設けられ、対応する前記時間補間部により補間された前記基準信号を用いて前記OFDM信号を等化した等化OFDM信号を生成する複数の等化部と、
前記複数の等化部により生成される複数の前記等化OFDM信号のうち、信号品質が最も高い等化OFDM信号を選択する制御部と、を備えることを特徴とする受信装置。 - 前記制御部は、
前記複数の等化部により生成される複数の前記等化OFDM信号のそれぞれについて、所定期間内に受信する搬送波毎に、前記各搬送波の信号品質の平均値を算出する信号品質算出部と、
前記複数の等化部により生成される複数の前記等化OFDM信号のうち、前記所定期間毎に前記各搬送波の信号品質の平均値が最も高い等化OFDM信号を判定する判定部と、
前記判定部による判定結果に応じて、前記所定期間毎に前記信号品質の平均値が最も高い前記等化OFDM信号を選択する選択部と、を有することを特徴とする請求項1に記載の受信装置。 - 前記制御部は、
前記複数の等化部により生成される複数の前記等化OFDM信号のそれぞれについて、所定期間内に受信し、かつ、周波数が所定範囲内である搬送波を一組とした搬送波ブロック毎に、前記各搬送波の信号品質の平均値を検出する信号品質検出部と、
前記複数の等化部により生成される複数の前記等化OFDM信号のうち、前記搬送波ブロック毎に前記各搬送波の信号品質の平均値が最も高い等化OFDM信号を判定する判定部と、
前記判定部による判定結果に応じて、前記搬送波ブロック毎に前記信号品質の平均値が最も高い前記等化OFDM信号を選択する選択部と、を有することを特徴とする請求項1に記載の受信装置。 - 所定の周波数に、時間方向に分散して挿入された、振幅および位相が既知の基準信号をOFDM信号から抽出する基準信号抽出部と、
通過特性がそれぞれ異なるフィルタに前記基準信号を通過させることにより、前記基準信号の歪みの周波数に応じて、前記基準信号を時間方向に補間する複数の時間補間部と、
時間方向に連続して挿入され、位相が無変調または2値に変調された連続信号を前記OFDM信号から抽出する連続信号抽出部と、
前記連続信号からドップラ周波数を推定するドップラ周波数推定部と、
前記ドップラ周波数推定部の推定結果に応じて、前記複数の時間補間部により時間方向に補間された前記基準信号のうちの1つを選択する選択部と、
前記選択された前記基準信号を周波数方向に補間する複数の周波数補間部と、
前記時間方向および周波数方向に補間された前記基準信号を用いて前記OFDM信号を等化する等化部と、を備えることを特徴とする受信装置。 - 前記ドップラ周波数推定部は、
前記OFDM信号の各連続信号の前記ドップラ周波数を推定する第1のドップラ周波数推定部と、
所定期間内に受信する前記搬送波毎に、前記各連続信号のドップラ周波数の平均値を算出する第2のドップラ周波数推定部と、を有し、
前記選択部は、前記所定期間毎に、前記各連続信号のドップラ周波数の平均値に応じて、前記複数の時間補間部に補間された前記基準信号のうちの1つを選択することを特徴とする請求項4に記載の受信装置。 - 前記OFDM信号に含まれる搬送波のうちの少なくとも2つが前記連続信号であり、
前記ドップラ周波数推定部は、
前記OFDM信号の各連続信号の前記ドップラ周波数を推定する第1のドップラ周波数推定部と、
所定期間内に受信し、かつ、周波数が所定範囲内であり、かつ、少なくとも1つの前記連続信号を含む前記搬送波を一組とした搬送波ブロック毎に、前記各連続信号のドップラ周波数の平均値を算出する第3のドップラ周波数推定部と、を有し、
前記選択部は、前記搬送波ブロック毎に、前記連続信号のドップラ周波数の平均値に応じて、前記複数の時間補間部に補間された前記基準信号のうちの1つを選択することを特徴とする請求項4に記載の受信装置。 - 前記複数の時間補間部は、
前記通過帯域の中心周波数が前記OFDM信号の搬送波周波数と等しいセンタフィルタで前記基準信号を時間方向に補間する第1の時間補間部と、
前記通過帯域の中心周波数が前記OFDM信号の搬送波周波数より高い正シフトフィルタで前記基準信号を時間方向に補間する第2の時間補間部と、
前記通過帯域の中心周波数が前記OFDM信号の搬送波周波数より低い負シフトフィルタで前記基準信号を時間方向に補間する第3の時間補間部と、を含むことを特徴とする請求項1乃至6のいずれかに記載の受信装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010050665A JP2011188192A (ja) | 2010-03-08 | 2010-03-08 | 受信装置 |
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JP2010050665A JP2011188192A (ja) | 2010-03-08 | 2010-03-08 | 受信装置 |
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JP2011188192A true JP2011188192A (ja) | 2011-09-22 |
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JP2010050665A Withdrawn JP2011188192A (ja) | 2010-03-08 | 2010-03-08 | 受信装置 |
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JP (1) | JP2011188192A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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WO2016080048A1 (ja) * | 2014-11-21 | 2016-05-26 | 三菱電機株式会社 | 等化装置、等化方法、及び受信装置 |
-
2010
- 2010-03-08 JP JP2010050665A patent/JP2011188192A/ja not_active Withdrawn
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WO2016080048A1 (ja) * | 2014-11-21 | 2016-05-26 | 三菱電機株式会社 | 等化装置、等化方法、及び受信装置 |
JPWO2016080048A1 (ja) * | 2014-11-21 | 2017-04-27 | 三菱電機株式会社 | 等化装置、等化方法、及び受信装置 |
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