JP2009017246A

JP2009017246A - 伝送路推定用の周波数方向補間フィルタおよびデジタル信号受信機

Info

Publication number: JP2009017246A
Application number: JP2007176877A
Authority: JP
Inventors: Toshiya Iwasaki; 利哉岩▲崎▼; Nobufumi Ueno; 展史上野
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 2007-07-05
Filing date: 2007-07-05
Publication date: 2009-01-22

Abstract

【課題】この発明は、ガードインターバル長程度の広がりを持つ遅延波に対応できかつ回路規模を低減化させることが可能な伝送路推定用の周波数方向補間フィルタを提供することを目的とする。
【解決手段】時間方向補間により周波数方向に所定キャリア数毎に求められている伝送路情報を周波数方向に補間するための、伝送路推定用の周波数方向補間フィルタにおいて、ある法則にしたがって係数に０または非常に小さい値が挿入されている実数型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数に対して所定の回転因子を掛けることにより、フィルタ係数が生成されている複素型ＦＩＲフィルタから構成され、複素型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数のＩ軸成分およびＱ軸成分のうち、０または非常に小さい値となる成分の数がより多くなるような回転因子を用いて、フィルタ係数が生成されている。
【選択図】図５

Description

この発明は、時間方向補間により周波数方向に所定キャリア数毎に求められている伝送路情報を周波数方向に補間するための伝送路推定用の周波数方向補間フィルタおよびデジタル信号受信機に関する。

現在サービスが行なわれている地上デジタル放送は、ガードインターバル比が１／８（ガードインターバル長：１２６μｓ）というパラメータで実施されている。ガードインターバル比とは、有効シンボル長に対するガードインターバル長の比をいう。ガードインターバル比が１／８の場合には、理論上、遅延波の広がりがガードインターバル長の１２６μｓまで対応可能となる。この場合、等化部で用いられる、伝送路推定用の周波数方向補間フィルタとしては、フィルタ係数が実数である実数型ＦＩＲフィルタで対応可能である。

しかしながら、地上デジタル放送の運用規定では、ガードインターバル比が１／４（ガードインターバル長：２５２μｓ）というパラメータも存在する。ガードインターバル比が１／４の場合には、理論上、遅延波の広がりがガードインターバル長の２５２μｓまで対応可能となる。この場合、伝送路推定用の周波数方向補間フィルタとしては、実数型ＦＩＲフィルタによる周波数方向補間では対応できず、フィルタ係数が複素数である複素型ＦＩＲフィルタでのみ対応可能となる。複素型ＦＩＲフィルタを用いる場合には、フィルタ係数が複素数であるため、フィルタ係数が実数である実数型ＦＩＲフィルタに比べて、回路規模が大きくなるという問題がある。

特開平９−２００１６５号公報

この発明は、ガードインターバル長程度の広がりを持つ遅延波に対応できかつ回路規模を低減化させることが可能な伝送路推定用の周波数方向補間フィルタを提供することを目的とする。

また、この発明は、ガードインターバル長程度の広がりを持つ遅延波に対応できかつ回路規模を低減化させることが可能な伝送路推定用の周波数方向補間フィルタを備えたデジタル信号受信機を提供することを目的とする。

請求項１に記載の発明は、時間方向補間により周波数方向に所定キャリア数毎に求められている伝送路情報を周波数方向に補間するための、伝送路推定用の周波数方向補間フィルタにおいて、ある法則にしたがって係数に０または非常に小さい値が挿入されている実数型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数に対して所定の回転因子を掛けることにより、フィルタ係数が生成されている複素型ＦＩＲフィルタから構成され、複素型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数のＩ軸成分およびＱ軸成分のうち、０または非常に小さい値となる成分の数がより多くなるような回転因子を用いて、フィルタ係数が生成されていることを特徴とする。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の伝送路推定用の周波数方向補間フィルタにおいて、時間方向補間により周波数方向に３キャリア毎に伝送路情報が求められており、上記実数型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数には、ＦＩＲフィルタのタップ数をＮ_Tとし、ｎ＝０，…，（Ｎ_T−１）として、ｓｉｎ〔｛（ｎ−（Ｎ_T−１）／２｝・｛π／３）｝／｛（ｎ−（Ｎ_T−１）／２）・（π／３）｝〕で表されるｓｉｎｃ関数に従って０が挿入されており、上記実数型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数に掛けられる回転因子がｅｘｐ｛（ｊ・（ｎ−（Ｎ_T−１）／２）・（π／４）｝およびｅｘｐ｛（−ｊ・（ｎ−（Ｎ_T−１）／２）・（π／４）｝のうちのいずれかであることを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、デジタル信号受信機において、請求項１乃至２に記載の伝送路推定用の周波数方向補間フィルタを備えていることを特徴とする。

この発明によれば、ガードインターバル長程度の広がりを持つ遅延波に対応できかつ回路規模を低減化させることが可能なデジタル信号受信機における伝送路推定用の周波数方向補間フィルタを実現することができる。

また、この発明によれば、ガードインターバル長程度の広がりを持つ遅延波に対応できかつ回路規模を低減化させることが可能な伝送路推定用の周波数方向補間フィルタを備えたデジタル信号受信機を実現することができる。

以下、図面を参照して、この発明の実施例について説明する。

〔１〕地上デジタル放送の信号構成

まず、地上デジタル放送の信号構成について簡単に説明する。図１に周波数軸から見た場合のセグメント単位のデータ構成を、図２には同じく周波数側から見た場合のキャリア単位のデータ構成を示す。図２ではフレーム構成もわかるような図となっている。さらに図３は、図２を別の観点から示したデータ構成である。

地上デジタル放送では、周波数軸上で考えると、小さい方の単位から、キャリア、セグメント、シンボル、フレームとなる。例えば、現在サービスが行われている地上デジタル放送サービス（モード３）では、４３２キャリアで１セグメント、１３セグメントで１シンボル（ワンセグ放送では１セグメントで１シンボル）、２０４シンボルで１フレームという構成である。

〔２〕地上デジタル放送受信システムの構成

図４は、地上デジタル放送受信システムの構成を示している。

チューナ部２には、ＯＦＤＭ( Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 変調方式により変調されたＲＦ(Radio Frequency) 信号が、アンテナ１を介して入力される。チューナ部２に入力されたＲＦ信号は、増幅、フィルタリング、周波数変換等の処理を受けた後、ベースバンド(Low-IF)信号として出力される。Ａ／Ｄ変換部３は、アナログ信号をデジタル信号に変換する。

ヒルベルト変換部４は、入力されたＩ軸信号から９０度位相のずれたＱ軸信号を生成する。狭帯域ＡＦＣ部５において、シンボル同期、クロック同期、キャリア間隔以内の周波数同期のための処理が実施され、ＦＦＴ部６により時間軸上の信号が周波数軸上の信号に変換される。そして、広帯域ＡＦＣ部７において広帯域の周波数同期のための処理が実施される。

この後、フレーム同期およびＴＭＣＣ復号部８により、フレーム先頭が検出され、続いてＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control)復号が行なわれることにより、現在、どのようなパラメータで放送サービスが実施されているのかの情報（ＴＭＣＣ情報）が獲得される。

等化部９では、図６に黒丸で示すような配置で挿入されているＳＰ（Scattered Pilot)信号をもとに各キャリア毎の伝搬路情報ＣＳＩを推定し、その伝搬路情報をもとに等化処理を行う。つまり、キャリア毎に振幅と位相を検出する。等化処理後のデータは、周波数デインターリーブ部１０および時間デインターリーブ部１１により、送信側でマルチパスやフェージングの影響を軽減するために施された周波数インタリーブおよび時間インタリーブをもとに戻す処理を受けた後、デマッピング部１２に送られる。

デマッピング部１２は、コンスタレーション上で受信データの最も近い基準点とその基準点からの距離及び方向を求める。その後、ビットデインターリーブ部１３により、ビット単位のインタリーブをもとに戻す処理を受けた後、ビタビ復号部１４により、ビタビ復号が実施される。次に、バイトデインタリーブ部１５により、バイト単位で施されたインタリーブをもとに戻す処理を受けた後、エネルギー拡散部１６でエネルギー拡散処理が施される。そして、ＲＳ(Reed Solomon)復号部１７により、誤り訂正の１つであるＲＳ復号が行われ、ＴＳ(Transport Stream)として出力される。最後に、ＭＰＥＧデコード部１８により、ＭＰＥＧデコードやＨ．２６４デコードが実施され、Ｄ／Ａ変換部１９によってアナログ信号に変換された後、映像や音声情報として出力される。

〔３〕等化部９

地上デジタル放送では、周波数領域において、図６に黒丸で示すような配置で、振幅と位相が既知のＳＰ（Scattered Pilot)信号が配置されている。等化部９は、このＳＰ位置での伝送路情報（ＣＳＩ：Channel State Information)を利用（補間）することにより、データ領域でのＣＳＩを推定し、マルチパス等の伝送路歪みを等化する。

図５は、等化部９の構成を示している。

ＳＰ抽出部２０１は、図６に示すキャリア群からＳＰを抽出する。ＳＰ生成部２０２は、ＳＰ抽出部２０１で抽出されたＳＰに対応する既知のＳＰの振幅および位相を生成する。複素除算部２０３は、ＳＰ抽出部２０１によって抽出されたＳＰを、ＳＰ生成部２０１で生成したＳＰで除算する。これにより、ＳＰ抽出部２０１で抽出したＳＰの伝搬路情報ＣＳＩが得られる。

時間方向補間部２０４は、時間方向（シンボル方向）におけるデータキャリアの伝搬路情報を推定する。具体的には、時間方向補間部２０４は、時間方向に４キャリア毎に存在するＳＰの伝搬路情報を用いて、時間方向においてＳＰの間に存在しているデータキャリアの伝搬路情報ＣＳＩを推定する。これにより、周波数方向に、３キャリア毎にＣＳＩが得られることになる。時間方向補間部２０４による時間方向補間では、線形補間がよく利用される。

周波数方向補間部２０５は、周波数方向（キャリア方向）におけるデータの伝搬路情報を推定する。具体的には、周波数方向補間部２０５は、周波数方向に３キャリア毎に算出されている伝搬路情報ＣＳＩを用いて、それらのキャリア間に存在しているデータキャリアの伝搬路情報ＣＳＩを推定する。周波数方向補間部２０５による周波数方向補間では、ＦＩＲフィルタによる補間がよく利用される。

複素除算部２０６は、受信データＲを、時間方向補間部２０４または周波数方向補間部２０５によって推定された当該受信データＲに対応する伝搬路情報Ｈで除算することにより、伝搬路情報Ｈの影響が補正されたデータＤを出力する。

〔４〕周波数方向補間に用いられるＦＩＲフィルタ

以下、周波数方向補間部２０５による周波数方向補間に用いられるＦＩＲフィルタについて、詳しく説明する。

〔４−１〕ＦＩＲフィルタの構成

図７は、ＦＩＲフィルタの構成を示している。

ＦＩＲフィルタは、直列に接続された複数の遅延回路２１＿０〜２１＿（Ｎ_T−２）と、複数の乗算回路２２＿０〜２２＿（Ｎ_T−１）と、各乗算回路２２＿０〜２２＿（Ｎ_T−１）の出力を加算する加算回路２３とを備えている。Ｎ_TはＦＩＲフィルタのタップ数である。

乗算回路２２＿０および１段目の遅延回路２１＿０には、入力信号Ｈｔが入力される。この入力信号は、時間方向補間後のＣＳＩであり、Ｈｔ＝Ｈｉ＋ｊＨｑで表すことにする。時間方向補間後においては、周波数方向で３キャリア毎にＣＳＩが求められているので、ＦＩＲフィルタの入力信号列は、Ｈｔ₀，Ｈｔ₁＝０，Ｈｔ₂＝０，Ｈｔ₃，Ｈｔ₄＝０，Ｈｔ₅＝０，Ｈｔ₆，Ｈｔ₇＝０，Ｈｔ₈＝０，…となる。

乗算回路２２＿１〜２２＿（Ｎ_T−１）には、遅延回路２１＿０〜２１＿（Ｎ_T−２）の出力信号が入力する。各乗算回路２２＿０〜２２＿（Ｎ_T−１）には、フィルタ係数が与えられており、各乗算回路２２＿０〜２２＿（Ｎ_T−１）は、それに入力する信号にフィルタ係数を乗算する。加算回路２３は、各乗算回路２２＿０〜２２＿（Ｎ_T−１）の出力信号を加算する。加算回路２３の出力が、周波数方向補間部２０５による周波数補間後の出力信号となる。

実数型ＦＩＲフィルタでは、各乗算回路２２＿０〜２２＿（Ｎ_T−１）に与えられているフィルタ係数は実数である。実数型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数をｈｒで表すことにする。実数型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数は、例えば、ｓｉｎｃ関数に基づいて生成される。図８に示すようなｓｉｎｃ関数に基づいてフィルタ係数を生成した場合には、各乗算回路２２＿０〜２２＿（Ｎ_T−１）に与えられるフィルタ係数は、ｈｒ₀，ｈｒ₁，ｈｒ₂＝０，ｈｒ₃，ｈｒ₄，ｈｒ₅＝０，ｈｒ₆，ｈｒ₈，ｈｒ₉＝０，…となり、当該ｓｉｎｃ関数にしたがって、係数群の中に０が挿入される。

複素型ＦＩＲフィルタでは、各乗算回路２２＿０〜２２＿（Ｎ_T−１）に与えられているフィルタ係数は複素数である。複素型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数をｈｉ＋ｊｈｑで表すことにする。複素型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数は、実数型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数に回転因子を掛けることによって生成される。

通常、複素型ＦＩＲフィルタは、実数型ＦＩＲフィルタと比較して、各フィルタ係数の数が倍となり、それに応じて各乗算回路内の乗算器の数も倍になるため、回路規模が大きくなる。この実施例では、複素型ＦＩＲフィルタの全フィルタ係数のＩ軸成分ｈｉまたはＱ軸成分ｈｑのうち、０（または非常に小さい値）となる成分の数が多くなるような回転因子を採用することにより、乗算器の数を低減化し、回路規模の縮小化を図るようにしている。なお、成分が０でなくても非常に小さい値となる場合を含めているのは、成分が非常に小さい値となる場合には、その成分を０と見做すことにより、その成分を乗算係数とする乗算器を省略できるからである。

〔４−２〕ＦＩＲフィルタの具体例

ＣＳＩは複素数であるため、Ｉ軸成分とＱ軸成分とからなる。周波数方向で３キャリア毎に求まっているＣＳＩに対し、Ｉ軸成分とＱ軸成分それぞれで、実数型ＦＩＲによる補間（ある意味オーバーサンプリング補間）を実施すると、理論的には約１６８μｓの遅延広がりまで対応可能である。この理由について説明する。

図６を参照して、時間方向補間が行なわれると、周波数方向（キャリア方向）に３キャリア毎に伝搬路情報ＣＳＩが求まる。図６において、周波数軸を時間軸と見做し、１キャリア間隔Ｔを１／ｆとする。３キャリア毎を、３Ｔの間隔でサンプリング（サンプリング周波数ｆ／３）すると考えると、サンプリング周波数の１／２の周波数までの信号を正確に復元できるという一般的なサンプリング定理により、ｆ／６以下の周波数成分（正弦波の周期が６Ｔ以上）まで正確に復元できることになる。つまり、周波数成分がｆ／６より大きい（正弦波の周期が６Ｔより短い）ものに対しては、正確に復元できない。

以上は、図６の周波数軸を時間軸と見做してサンプリング定理を適用したが、キャリア間隔は実際は周波数軸方向での間隔である。したがって、３キャリア毎にサンプリングするということは、周波数方向で伝搬路情報ＣＳＩの正弦波周期が６キャリア以上なら正確に復元できることになる。１キャリア間隔は、有効シンボル長をＴｅとすると、ｆｏ＝１／Ｔｅとなる。したがって、６キャリア間隔は、６ｆｏ＝６／Ｔｅとなり、それに対応する周期は、Ｔｅ／６となる。

地上デジタル放送のモード３では、ＯＦＤＭ変復調の原理より、有効シンボル長Ｔｅは１００８μｓである。したがって、６キャリア間隔に対応する周期は、１００８／６＝１６８μｓとなる。この結果、１６８μｓの遅延波まで対応可能となる。

以上は、実数型ＦＩＲフィルタによる補間の場合であるが、複素型ＦＩＲフィルタによる補間では、サンプリング周波数と同じ周波数の信号まで正確に復元できることになる。

現在サービスが行なわれている地上デジタル放送はモード３（有効シンボル長：１００８μｓ）、ガードインターバル比１／８であり、ガードインターバル長は１２６μｓなので、実数型ＦＩＲフィルタによる補間でもガードインターバル長程度の遅延波まで十分に対応可能である。

しかしながら、地上デジタル放送の運用規定では、ガードインターバル比１／４（ガードインターバル長：２５２μｓ）も定められており、実数型ＦＩＲフィルタによる補間ではガードインターバル長程度（２５２μｓ程度）の遅延波に対応不可能となる。ガードインターバル長程度（２５２μｓ程度）の遅延波に対応するためには、複素型ＦＩＲフィルタによる補間が必要となる。

複素型ＦＩＲフィルタによる補間ではサンプリング周波数と同じ周波数の信号まで正確に復元できるので、複素型ＦＩＲフィルタを用いる場合には理論的には約３３６μｓの遅延拡がりまで対応可能となり、ガードインターバル長程度（２５２μｓ程度）の遅延広がりを持つデジタル放送波も満足する。しかしながら、複素型ＦＩＲフィルタでは実数型ＦＩＲフィルタに比べて回路規模が大きくなる。

そこで、ガードインターバル長程度（２５２μｓ程度）の遅延広がりを持つデジタル放送波に対応できかつ回路規模の低減化が図れる複素型ＦＩＲフィルタを提案する。具体的には、複素型ＦＩＲフィルタの全フィルタ係数のＩ軸成分またはＱ軸成分のうち、０（あるいは非常に小さい値）となる成分の数が多くなるようにする。

以下、ガードインターバル長程度（２５２μｓ程度）の遅延広がりを持つデジタル放送波に対応できかつ回路規模の低減化が図れる複素型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数の求め方について説明する。

ここでは、タップ数Ｎ_Tを７１とする。以下においては、タップ位置をｎ（ｎ＝０〜７０）で表すことにする。タップ位置の中心Ｎｃは、（Ｎ_T−１）／２＝３５となる。

まず、時間方向補間後の周波数方向３キャリア毎のＣＳＩを補間するための実数型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を求める。

実数型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を生成するためのｓｉｎｃ関数として次式（１）に示すものを採用した。

sinc＝hamming ×sin 〔｛π×(n- Nc )/D｝／｛π×(n-Nc)/ D ｝〕
＝hamming ×sin 〔｛π×(n- 35 )/D｝／｛π×(n-35)/ D ｝〕…（１）

上記式（１）において、Ｄはフィルタ係数に０が挿入される間隔であり、時間方向補間後の周波数方向３キャリア毎のＣＳＩを補間するための実数型ＦＩＲフィルタであるため、Ｄ＝３に設定した。また、上記式（１）において、hamming はハミング窓関数であり、この実施例では次式（２）に示すものを採用した。

hamming ＝0.54+0.46 ×cos ｛2 ×π×(n- Nc)/(N_T-1) ｝
＝0.54+0.46 ×cos ｛2 ×π×(n- 35)/70｝ …（２）

ｓｉｎｃ関数は図８に示すようになる。図８における黒丸は、実数型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数ｈｒを示している。このようなｓｉｎｃ関数に基づいて実数型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数ｈｒを生成した場合、実数型ＦＩＲフィルタの周波数特性は、図９（ａ）に示すような特性となる。この場合、理論的には、１６８μｓの遅延広がりまで対応可能である。

次に、実数型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数に回転因子を掛けることにより、複素型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を求める。回転因子rotateは、正の周波数成分を通過させる複素型ＦＩＲフィルタの場合には次式（３）で表され、負の周波数成分を通過させる複素型ＦＩＲフィルタの場合には次式（４）で表される。この実施例では、複素型ＦＩＲフィルタとして、正の周波数成分を通過させる複素型ＦＩＲフィルタを用いることにするので、回転因子rotateは、式（３）で表される。

rotate＝exp ｛ j×(n- Nc) ×θ｝
＝exp ｛ j×(n-35)×θ｝ …（３）

rotate＝exp ｛-j×(n- Nc) ×θ｝
＝exp ｛-j×(n-35)×θ｝ …（４）

上記式（３）において、θは実数型ＦＩＲフィルタの周波数軸上での通過領域を移動させるための移動量を表している。θの決定方法については、後述する。

複素型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数ｈｉ＋ｊｈｑは、ｓｉｎｃ関数に回転因子を掛けることにより算出されるので、次式（５）で表される。

ｈｉ＋ｊｈｑ＝sinc×rotate …（５）

したがって、複素型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数ｈｉ＋ｊｈｑのＩ軸成分ｈｉおよびＱ軸成分ｈｑは、次式（６）で表される。

ｈｉ＝sinc×cos ｛(n-35) ×θ｝
ｈｑ＝sinc×sin ｛(n-35) ×θ｝ …（６）

周波数軸上で考えた場合、θ≧π／６でないと、ガードインターバル長程度（２５２μｓ程度）の遅延広がりを持つのデジタル放送波に対応できない。また、θ≦π／３でないと直流成分を通さないフィルタとなる。そこで、π／６≦θ≦π／３の範囲内で、複素型ＦＩＲフィルタの全フィルタ係数のＩ軸成分またはＱ軸成分のうち、０となる成分の数が多くなるようなθを求める。結論的には、θ＝π／４の場合に、複素型ＦＩＲフィルタの全フィルタ係数のＩ軸成分またはＱ軸成分のうち、０となる成分の数が最も多くなる。

図９（ｂ）は、θ＝π／３の場合の複素型ＦＩＲフィルタの周波数特性を示している。図９（ｂ）に示すように、図９（ａ）の実数型ＦＩＲフィルタの周波数軸上での通過領域がπ／３だけ正方向に移動せしめられている。この結果、この複素型ＦＩＲフィルタでは、理論的に、３３６μｓの遅延広がりまで対応可能となる。なお、回転因子rotateとして上記式（４）を用いた場合には、図９（ａ）の実数型ＦＩＲフィルタの周波数軸上での通過領域がπ／３だけ負方向に移動せしめられる。

θ＝π／３の場合には、複素型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数ｈｉ＋ｊｈｑのＩ軸成分ｈｉおよびＱ軸成分ｈｑは、次式（７）で表される。

ｈｉ＝sinc×cos ｛(n-35) ×π/3｝
ｈｑ＝sinc×sin ｛(n-35) ×π/3｝ …（７）

この場合、回転因子は、図１０（ａ）に黒丸で示す各点を、ｎの値の変化に伴って矢印の方向に変化していく。

回転因子のＩ軸成分は、Ｉ₀，Ｉ_{1 ,}Ｉ₂＝−１，Ｉ₃，Ｉ₄，Ｉ₅＝＋１，…，Ｉ₃₃，Ｉ₃₄，Ｉ₃₅＝＋１，Ｉ₃₆，Ｉ₃₇，…，Ｉ₆₆，Ｉ₆₇，Ｉ₆₈＝−１，Ｉ₆₉，Ｉ₇₀となる。

また、回転因子のＱ軸成分は、Ｑ₀，Ｑ₁，Ｑ₂＝０，Ｑ₃，Ｑ₄，Ｑ₅＝０，…，Ｑ₃₃，Ｑ₃₄，Ｑ₃₅＝０，Ｑ₃₆，Ｑ₃₇，…，Ｑ₆₆，Ｑ₆₇，Ｑ₆₈＝０，Ｑ₆₉，Ｑ₇₀となる。

したがって、複素型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数のＩ軸成分ｈｉは、ｈｉ₀，ｈｉ_1,ｈｉ₂＝０，ｈｉ₃，ｈｉ₄，ｈｉ₅＝０，…，ｈｉ₃₃，ｈｉ₃₄，ｈｉ₃₅，ｈｉ₃₆，ｈｉ₃₇，…，ｈｉ₆₆，ｈｉ₆₇，ｈｉ₆₈＝０，ｈｉ₆₉，ｈｉ₇₀となる。Ｉ軸成分ｈｉは、ｎ＝３５を中心に偶対称になっている。例えば、ｈｉ₀＝ｈｉ₇₀，ｈｉ₁＝ｈｉ₆₉，…となる。全てのＩ軸成分ｈｉの数に対する０となるＩ軸成分ｈｉの数の割合は、２２／７１となる。

複素型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数のＱ軸成分ｈｑは、ｈｑ₀，ｈｑ_1,ｈｑ₂＝０，ｈｑ₃，ｈｑ₄，ｈｑ₅＝０，…，ｈｑ₃₃，ｈｑ₃₄，ｈｑ₃₅＝０，ｈｑ₃₆，ｈｑ₃₇，…，ｈｑ₆₆，ｈｑ₆₇，ｈｑ₆₈＝０，ｈｑ₆₉，ｈｑ₇₀となる。Ｑ軸成分ｈｑは、ｎ＝３５を中心に奇対称になっている。例えば、ｈｑ₀＝−ｈｑ₇₀，ｈｑ₁＝−ｈｑ₆₉，…となる。全てのＱ軸成分ｈｑの数に対する０となるＱ軸成分ｈｑの数の割合は、２３／７１となる。

この結果、全てのＩ軸成分ｈｉの数と全てのＱ軸成分ｈｑの数和に対する、０となるＩ軸成分ｈｉの数と０となるＱ軸成分ｈｑの数の和の割合は、（２２＋２３）／（７１＋７１）＝約０．３２となる。

図９（ｃ）は、θ＝π／４の場合の複素型ＦＩＲフィルタの周波数特性を示している。図９（ｃ）に示すように、図９（ａ）の実数型ＦＩＲフィルタの周波数軸上での通過領域がπ／４だけ正方向に移動せしめられている。この結果、この複素型ＦＩＲフィルタでは、理論的に、２９４μｓの遅延広がりまで対応可能となる。なお、回転因子rotateとして上記式（４）を用いた場合には、図９（ａ）の実数型ＦＩＲフィルタの周波数軸上での通過領域がπ／４だけ負方向に移動せしめられる。

θ＝π／４の場合には、複素型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数ｈｉ＋ｊｈｑのＩ軸成分ｈｉおよびＱ軸成分ｈｑは、次式（８）で表される。

ｈｉ＝sinc×cos ｛(n-35) ×π/4｝
ｈｑ＝sinc×sin ｛(n-35) ×π/4｝ …（８）

この場合、回転因子は、図１０（ｂ）に黒丸で示す各点を、ｎの値の変化に伴って矢印の方向に変化していく。

回転因子のＩ軸成分は、Ｉ₀，Ｉ₁＝０_,Ｉ₂，Ｉ₃＝＋１，Ｉ₄，Ｉ₅＝０，Ｉ₆，Ｉ₇＝−１，…，Ｉ₃₃＝０，Ｉ₃₄，Ｉ₃₅＝＋１，Ｉ₃₆，Ｉ₃₇＝０，…，Ｉ₆₃＝−１，Ｉ₆₄，Ｉ₆₅＝０，Ｉ₆₆，Ｉ₆₇＝＋１，Ｉ₆₈，Ｉ₆₉＝０，Ｉ₇₀となる。

また、回転因子のＱ軸成分は、Ｑ₀，Ｑ₁＝−１，Ｑ₂，Ｑ₃＝０，Ｑ₄，Ｑ₅＝＋１，Ｑ₆，Ｑ₇＝０，…，Ｑ₃₃＝−１，Ｑ₃₄，Ｑ₃₅＝０，Ｑ₃₆，Ｑ₃₇＝＋１，…，Ｑ₆₃＝０，Ｑ₆₄，Ｑ₆₅＝−１，Ｑ₆₆，Ｑ₆₇＝０，Ｑ₆₈，Ｑ₆₉＝＋１，Ｑ₇₀となる。

したがって、複素型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数のＩ軸成分ｈｉは、ｈｉ₀，ｈｉ₁＝０，ｈｉ₂＝０，ｈｉ₃，ｈｉ₄，ｈｉ₅＝０，ｈｉ₆，ｈｉ₇，…，ｈｉ₃₃＝０，ｈｉ₃₃＝０，ｈｉ₃₄，ｈｉ₃₅，ｈｉ₃₆，ｈｉ₃₇＝０，ｈｉ₃₈＝０，…，ｈｉ₆₃，ｈｉ₆₄，ｈｉ₆₅＝０，ｈｉ₆₆，ｈｉ₆₇，ｈｉ₆₈＝０，ｈｉ₆₉＝０，ｈｉ₇₀となる。Ｉ軸成分ｈｉは、ｎ＝３５を中心に偶対称になっている。例えば、ｈｉ₀＝ｈｉ₇₀，ｈｉ₁＝ｈｉ₆₉，…となる。全てのＩ軸成分ｈｉの数に対する０となるＩ軸成分ｈｉの数の割合は、３４／７１となる。

複素型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数のＱ軸成分ｈｑは、ｈｑ₀，ｈｑ_1,ｈｑ₂＝０，ｈｑ₃＝０，ｈｑ₄，ｈｑ₅＝０，ｈｑ₆，ｈｑ₇＝０，…，ｈｑ₃₂＝０，ｈｑ₃₃，ｈｑ₃₄，ｈｑ₃₅＝０，ｈｑ₃₆，ｈｑ₃₇，ｈｑ₃₈＝０，…，ｈｑ₆₃＝０，ｈｑ₆₄，ｈｑ₆₅＝０，ｈｑ₆₆，ｈｑ₆₇＝０，ｈｑ₆₈＝０，ｈｑ₆₉，ｈｑ₇₀となる。Ｑ軸成分ｈｑは、ｎ＝３５を中心に奇対称になっている。例えば、ｈｑ₀＝−ｈｑ₇₀，ｈｑ₁＝−ｈｑ₆₉，…となる。全てのＱ軸成分ｈｑの数に対する０となるＱ軸成分ｈｑの数の割合は、３５／７１となる。

この結果、全てのＩ軸成分ｈｉの数と全てのＱ軸成分ｈｑの数和に対する、０となるＩ軸成分ｈｉの数と０となるＱ軸成分ｈｑの数の和の割合は、（３４＋３５）／（７１＋７１）＝約０．４９となる。

本実施例では、ｓｉｎｃ関数として、sinc＝hamming ×sin 〔｛π×( n-Nc )/3｝／｛π×(n-Nc)/ 3 ｝〕を採用し、かつ回転因子として、exp(j ×( n- Nｃ) ×π／4 ）を採用して、複素型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を生成することにより、ガードインターバル長が２５２μｓのデジタル放送に対応できかつ回路規模の低減化が図れる複素型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数が得られる。ただし、複素型ＦＩＲフィルタのタップ数をＮ_Tとすると、Ｎｃ＝（Ｎ_T−１）／２であり、ｎはタップ位置を表し、０〜（Ｎ_T−１）までの整数をとる。なお、回転因子として、exp(-j×( n- Nｃ) ×π／4 ）を採用してもよい。

地上波デジタル放送のデータ構成であって、周波数軸から見た場合のセグメント単位のデータ構成を示す模式図である。地上波デジタル放送のデータ構成であって、周波数軸から見た場合のキャリア単位のデータ構成を示す模式図である。地上波デジタル放送のデータ構成であって、キャリア、セグメント、シンボル、フレームの関係を示す模式図である。地上デジタル放送受信システムの構成を示すブロック図である。等化部９の構成を示すブロック図である。等化部９によって行なわれる等化処理を説明するための模式図である。ＦＩＲフィルタの構成を示すブロック図である。実数型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を生成するために用いられるｓｉｎｃ関数を示すグラフである。実数型ＦＩＲフィルタの周波数特性と、θ＝π／３の場合の複素型ＦＩＲフィルタの周波数特性と、θ＝π／４の場合の複素型ＦＩＲフィルタの周波数特性とを示すグラフである。 θ＝π／３の場合の回転因子と、θ＝π／４の場合の回転因子を示す模式図である。

符号の説明

９等化部
２０１ＳＰ抽出部
２０２ＳＰ生成部
２０３複素除算部
２０４時間方向補間部
２０５周波数方向補間部
２０６複素除算部

Claims

時間方向補間により周波数方向に所定キャリア数毎に求められている伝送路情報を周波数方向に補間するための、伝送路推定用の周波数方向補間フィルタにおいて、
ある法則にしたがって係数に０または非常に小さい値が挿入されている実数型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数に対して所定の回転因子を掛けることにより、フィルタ係数が生成されている複素型ＦＩＲフィルタから構成され、
複素型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数のＩ軸成分およびＱ軸成分のうち、０または非常に小さい値となる成分の数がより多くなるような回転因子を用いて、フィルタ係数が生成されていることを特徴とする伝送路推定用の周波数方向補間フィルタ。
時間方向補間により周波数方向に３キャリア数毎に伝送路情報が求められており、上記実数型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数には、ＦＩＲフィルタのタップ数をＮ_Tとし、ｎ＝０，…，（Ｎ_T−１）として、ｓｉｎ〔｛（ｎ−（Ｎ_T−１）／２｝・｛π／３）｝／｛（ｎ−（Ｎ_T−１）／２）・（π／３）｝〕で表されるｓｉｎｃ関数に従って０が挿入されており、上記実数型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数に掛けられる回転因子がｅｘｐ｛（ｊ・（ｎ−（Ｎ_T−１）／２）・（π／４）｝およびｅｘｐ｛（−ｊ・（ｎ−（Ｎ_T−１）／２）・（π／４）｝のうちのいずれかであることを特徴とする請求項１に記載の伝送路推定用の周波数方向補間フィルタ。
請求項１乃至２に記載の伝送路推定用の周波数方向補間フィルタを備えていることを特徴とするデジタル信号受信機。