JP2010062865A

JP2010062865A - 復調装置

Info

Publication number: JP2010062865A
Application number: JP2008226373A
Authority: JP
Inventors: Mitsuru Banno; 充伴野; Makoto Hamaminato; 真濱湊
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2008-09-03
Filing date: 2008-09-03
Publication date: 2010-03-18
Anticipated expiration: 2028-09-03
Also published as: JP5109878B2

Abstract

【課題】移動速度に応じた処理を行うことができる復調装置を提供することを課題とする。
【解決手段】フーリエ変換部によりフーリエ変換された信号のパイロット信号を逆フーリエ変換することでインパルス応答を生成する逆フーリエ変換部（６０２）と、前記生成されたインパルス応答の中で最大となる位置を検出する最大位置検出部（６０４）と、前記検出された最大となる位置のインパルス応答を基に、現在のシンボル及びその前のシンボル間におけるパイロット信号の周波数配置の違いから生じる現在のシンボル及びその前のシンボルのインパルス応答間の位相差を補正する位相差補正部（６０６）と、前記補正された現在のシンボル及びその前のシンボルのインパルス応答間の位相回転量を算出する位相偏差算出部（６０７）と、前記算出された位相回転量を基にドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出部（６０８）とを有する。
【選択図】図６

Description

本発明は、復調装置に関する。

日本の地上デジタル放送規格であるＩＳＤＢ−Ｔ（ＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＳｅｒｖｉｃｅｓＤｉｇｉｔａｌＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）では、ＯＦＤＭ（ＯｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を採用している。ＯＦＤＭは多数の直交した搬送波を用いて伝送を行うマルチキャリア伝送方式である。サブキャリアの帯域を狭帯域とすることにより、周波数選択性フェージングへの耐性が高くなり、１シンボル期間を長くすることにより、遅延波に対する耐性も高くなる。

特表２００２−５３９６６９号公報には、移動通信システムにおいて移動ステーションとベースステーションとの間に送信される信号のドップラーシフトを補償するためのドップラー修正係数を発生するシステムが記載されている。

また、特開２００５−２８６６３６号公報には、有効シンボル期間長とガードインターバル長との組合せによって特定される直交周波数多重分割伝送方式の受信信号を受信することができるデジタル放送受信装置が記載されている。

特表２００２−５３９６６９号公報特開２００５−２８６６３６号公報

地上デジタル放送の受信端末内の復調装置では、移動受信を想定した場合、受信端末の移動速度を推定する必要がある。

本発明の目的は、移動速度に応じた処理を行うことができる復調装置を提供することである。

本発明の復調装置は、シンボル単位の第１信号を直交復調する直交復調部と、前記直交復調部により直交復調された第２信号をフーリエ変換するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部によりフーリエ変換された第３信号のパイロット信号からドップラー周波数を算出するドップラー周波数推定部と、前記ドップラー周波数推定部により算出されたドップラー周波数に応じて、前記フーリエ変換部によりフーリエ変換された前記第３信号を等化する伝送路等化部とを有し、前記ドップラー周波数推定部は、前記フーリエ変換部によりフーリエ変換された前記第３信号の前記パイロット信号を逆フーリエ変換することでインパルス応答を生成する逆フーリエ変換部と、前記逆フーリエ変換部により生成されたインパルス応答の中で最大となる位置を検出する最大位置検出部と、前記最大位置検出部により検出された最大となる位置のインパルス応答を基に、現在のシンボル及びその前のシンボル間におけるパイロット信号の周波数配置の違いから生じる現在のシンボル及びその前のシンボルのインパルス応答間の位相差を補正する位相差補正部と、前記位相差補正部により補正された現在のシンボル及びその前のシンボルのインパルス応答間の位相回転量を算出する位相偏差算出部と、前記位相偏差算出部により算出された位相回転量を基にドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出部とを有することを特徴とする。

ドップラー周波数から移動速度を推定することができるので、移動速度に応じた信号の等化を行うことができる。また、パイロット信号の周波数配置の違いから生じる位相差を補正することにより、復調の誤りを防止することができる。

（参考技術）
図１は、復調装置内のドップラー周波数推定部の構成例を示す図である。移動受信の影響により、パイロット信号は位相回転を受ける。その位相回転量からドップラー周波数の推定が可能である。パイロット信号の位相回転量から、ＯＦＤＭにおけるドップラー周波数を算出する。

図２は、ＯＦＤＭフレーム構造を示す図である。ＯＦＤＭフレームでは、１つのシンボルのサブキャリア（周波数）のすべてがパイロット信号となっており、そのようなシンボルに挟まれる形でデータシンボルが配置されている。

パイロットシンボルメモリ部１０１は、受信信号が高速フーリエ変換された信号におけるパイロットシンボルを格納する。逆高速フーリエ変換部１０２は、パイロットシンボルメモリ部１０１から供給されるパイロット信号を逆高速フーリエ変換することにより、インパルス応答を得る。インパルス応答遅延メモリ部１０３は、インパルス応答を保持する。最大位置検出部１０４は、インパルス応答の最大位置を検出し、その位置をインパルス応答遅延メモリ部１０３に出力する。最大位置検出部１０４の最大位置検出処理により、Ｓ／Ｎが最も高い信号を用いることが可能となり、雑音の影響を受けにくくなる。最大値遅延メモリ部１０５は、最大位置検出処理部１０４で検出された最大位置のインパルス応答を保持する。位相偏差算出部１０６は、インパルス応答遅延メモリ部１０３に保持された現在のシンボルのインパルス応答における最大位置の値と、最大値遅延メモリ部１０５に保持された以前のシンボルにおけるインパルス応答の最大値から、内積演算により位相回転量を算出し、ドップラー周波数算出部１０７へ出力する。ドップラー周波数算出部１０７は、位相偏差算出部１０６で算出された位相回転量からドップラー周波数を算出して出力する。

図３は、ＩＳＤＢ−Ｔにおけるパイロット信号の配置を示す図である。横軸はサブキャリア（周波数軸）を、縦軸はシンボル（時間軸）を示す。黒丸はパイロット信号（パイロットシンボル）を、白丸はデータ信号（データシンボル）を示す。パイロット信号は、サブキャリア方向について１２サブキャリアに１回挿入され、シンボル方向については３サブキャリアずつシフトされた形で挿入されている。ＩＳＤＢ−ＴにおけるＯＦＤＭ信号には、ＳＰ信号と呼ばれるパイロット信号が、周波数、時間、それぞれの方向に散在する形で挿入されている。ＩＳＤＢ−Ｔにおけるパイロット信号の配置は、図２のＯＦＤＭフレームのパイロット信号の配置とは異なる。

地上デジタル放送では、パイロット信号を用いて伝送路の推定を行い、受信信号に対して等化処理を行う。この等化処理方法には複数の方式が存在し、移動受信などの受信端末の状態に応じて方式を適応的に切り替えることにより、受信特性を向上させることができる。

受信端末の状態を推定する方法として、外部の速度計を用いる方法もあるが、移動受信により搬送波の周波数が偏移するドップラーシフトにおける、ドップラー周波数を求めることで、受信端末の移動速度を推定することが可能である。

移動受信の影響により、パイロット信号は位相回転を受ける。その位相回転量からドップラー周波数の推定が可能である。パイロット信号の位相回転量から、ドップラー周波数を算出することができる。

しかしながら、図１のドップラー周波数推定部は、図３の地上デジタル放送規格であるＩＳＤＢ−Ｔにて採用されているスキャッタードパイロット方式の場合、パイロット信号の配置が一致する４シンボル間隔にしか適用することが出来ない。それは、図３に示すシンボルｎからｎ−４のインパルス応答ｉ_nからｉ_n-4の間には、図４に示すようなパイロット信号の配置に起因する位相差Δφ１〜Δφ３が存在するためである。また、この位相差Δφ１〜Δφ３は、高速フーリエ変換ポイントの理想標本点からのずれに応じて変化する。４シンボル間隔での推定の場合、シンボル間での経過時間が長くなるため、時間変動の速さを表すドップラーシフトの算出には制限が生じてしまうという問題がある。

そこで、上記の問題を解決すべく、ＩＳＤＢ−Ｔに採用されているスキャッタードパイロット方式のＯＦＤＭにおいて、４シンボル間隔よりも短い間隔でドップラー周波数の推定を行うことが可能となる手法を、以下の実施形態で説明する。

（実施形態）
図５は、本発明の実施形態による受信端末内の復調装置の構成例を示すブロック図である。アンテナ５００は、図３及び図４の地上デジタル放送信号を放送局から受信する。チューナ部５０１は、アンテナ５００を介して受信する信号を選択する。直交復調部５０２は、シンボル単位の信号を直交復調し、Ｉ信号及びＱ信号を生成する。高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部５０３は、直交復調部５０２により直交復調された信号を高速フーリエ変換（時間−周波数変換）する。ドップラー周波数推定部５０４は、高速フーリエ変換部５０３により高速フーリエ変換された信号のパイロット信号からドップラー周波数を算出する。伝送路等化部５０５は、ドップラー周波数推定部５０４により算出されたドップラー周波数に応じて、高速フーリエ変換部５０３により高速フーリエ変換された信号を等化する。伝送路等化部５０５の等化処理方法には複数の方式（例えば４個の方式）が存在し、ドップラー周波数に応じて方式を適応的に切り替えることにより、受信特性を向上させることができる。等化処理により、外乱を除去することができる。デマッピング部５０６は、伝送路等化部５０５により等化された信号の符号点をデマッピングにより生成する。誤り訂正部５０７は、デマッピング部５０６により生成された符号点の誤りを訂正し、表示系へ出力する。

図６は、図５のドップラー周波数推定部５０４の構成例を示すブロック図である。ドップラー周波数推定部５０４は、パイロット信号メモリ部６０１、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部６０２、第１のインパルス応答遅延メモリ部６０３、最大位置検出部６０４、第２のインパルス応答遅延メモリ部６０５、位相差補正部６０６、位相偏差算出部６０７及びドップラー周波数算出部６０８を有する。

パイロット信号メモリ部６０１は、高速フーリエ変換部５０３により高速フーリエ変換された信号の中のパイロット信号を入力し、そのパイロット信号を保持し、逆高速フーリエ変換部６０２へ出力する。

逆高速フーリエ変換部６０２は、パイロット信号メモリ部６０１により保持されたパイロット信号を逆高速フーリエ変換（周波数−時間変換）することでインパルス応答を生成し、第１のインパルス応答遅延メモリ部６０３へ出力する。この処理により、図７に示すような遅延プロファイルを得て、主波、先行波、遅延波のいずれかの組み合わせから構成され、マルチパスを形成する受信波を、それぞれのパスに分離する。

図８は、主波、遅延波及び高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ポイントの関係を示す図である。Ｔｓは有効シンボル長であり、Ｔｇはガードインターバル（ＧＩ）である。シンボル間干渉を回避するために、有効シンボル長Ｔｓの有効シンボルの前に、ＯＦＤＭシンボルの後半の一部と同じ信号をコピーしたガードインターバルＴｇという冗長部分を付加している。これにより、有効シンボルを適切に切り出すことができる。

第１のインパルス応答遅延メモリ部６０３は、逆高速フーリエ変換部６０２により生成されたインパルス応答を保持し、最大位置検出部６０４及び第２のインパルス応答遅延メモリ部６０５へ出力する。

最大位置検出部６０４は、第１のインパルス応答遅延メモリ部６０３により保持されたインパルス応答の中で最大となる位置を検出し、その位置を第１のインパルス応答遅延メモリ部６０３及び第２のインパルス応答遅延メモリ部６０５へ出力する。すなわち、最大位置検出部６０４は、遅延プロファイルから遅延波成分及び先行波成分を分離し、主波成分を最大のインパルス応答として検出する。最大位置を検出することにより、主波成分を見つけ出すとともに、最大位置はＳ／Ｎが最も高い条件となるため、雑音の影響が軽減される効果がある。この際、最大位置検出部６０４は、Ｉ信号及びＱ信号の電力（Ｉ²＋Ｑ²）を基に最大位置を検出する。

第１のインパルス応答遅延メモリ部６０３は、最大位置検出部６０４により検出された位置を入力し、それに対応する位置のインパルス応答の値を位相偏差算出部６０７に出力する。

第２のインパルス応答遅延メモリ部６０５は、最大位置検出部６０４により検出された最大となる位置のインパルス応答を遅延するために格納し、現在のシンボルより前のシンボルのインパルス応答を出力する。第２のインパルス応答遅延メモリ部６０５が保持するインパルス応答のシンボル数は、ドップラー周波数を求めるシンボル間隔に依存する。一例として、２シンボル間隔での処理を仮定すると、現在のシンボルのインパルス応答は第１のインパルス応答遅延メモリ部６０３に保持され、２シンボル前及び１シンボル前のインパルス応答は第２のインパルス応答遅延メモリ部６０５に保持される。よって、第２のインパルス応答遅延メモリ部６０５は、保持するインパルス応答のシンボル数に応じて、そのメモリ量が増減する。

第２のインパルス応答遅延メモリ部６０５は、最大位置検出部６０４により検出された最大となる位置を入力し、保持されているインパルス応答において、ドップラー周波数を求めるシンボル間隔に応じた最大位置検出部６０４からの入力に対応するインパルス応答の値を位相偏差算出部６０７に出力する。一例として、２シンボル間隔でドップラー周波数を求める場合、第１のインパルス応答遅延メモリ部６０３の出力は、現在のシンボルのインパルス応答の最大位置の値であり、第２のインパルス応答遅延メモリ部６０５の出力は、最大位置検出部６０４から入力される現在のシンボルの２シンボル前のインパルス応答の値を出力する。

位相差補正部６０６は、第２のインパルス応答遅延メモリ部６０５に格納されたインパルス応答を入力し、図３のパイロット信号の周波数配置の違いから生ずる位相差を補正する。一例として、図９に示すように、シンボルｎのインパルス応答ｉ_nとシンボルｎ−１のインパルス応答ｉ_n-1との間に存在する位相差は、図３のパイロット信号の周波数配置の違いに起因するΔφとフェージング（移動受信）による位相回転量Δθとの合計となる。位相差Δφは、ＦＦＴポイントの理想標本点からのずれに応じて変化する。各ずれに対応する位相差Δφの値を位相差テーブル９０１に保持するか、逐次算出する。位相差テーブル９０１は、図６の位相差補正部６０６内に設けられ、ＦＦＴポイントのずれに応じて位相差Δφを出力する。ＦＦＴポイントのずれは、図８のガードインターバルＴｇを基に検出することができる。位相差補正部６０６は、インパルス応答にパイロット信号配置に起因する位相差Δφの逆位相（ｅ^-Δφ）を乗ずることで、位相差Δφを除去する。これにより、インパルス応答ｉ_n及びｉ_n-1間の位相差は、フェージングによる位相回転量Δθのみとなる。

図１０は、図６の位相差補正部６０６の構成例を示す図である。位相差補正部６０６は、回転行列演算部１００６及び位相差補正値テーブル部１００７を有する。位相差補正値テーブル部１００７には、ＦＦＴポイントのずれに応じた位相差から、位相差補正に必要となる値を予め算出して格納しておく。位相差補正値テーブル部１００７は、ＦＦＴポイントのずれに応じて位相差補正に必要となる値を出力する。回転行列演算部１００６は、位相差補正値テーブル部１００７により出力された値に応じて、位相差の補正を行い、位相偏差算出部６０７へ出力する。

図１１は、図６の位相差補正部６０６の他の構成例を示す図である。位相差補正部６０６は、回転行列演算部１００６及び位相差補正値算出部１００８を有する。位相差補正値算出部１００８は、ＦＦＴポイントのずれに応じた位相差から、位相差補正に必要となる値を逐次計算する。回転行列演算部１００６は、位相差補正値算出部１００８により計算された値に応じて、位相差の補正を行い、位相偏差算出部６０７へ出力する。

以上のように、位相差補正部６０６は、最大位置検出部６０４により検出された最大となる位置のインパルス応答を基に、現在のシンボル及びその前のシンボル間におけるパイロット信号の周波数配置の違いから生じる現在のシンボル及びその前のシンボルのインパルス応答間の位相差を補正する。

また、位相差補正部６０６は、高速フーリエ変換部５０３のＦＦＴポイントの理想的な標本点からのずれに応じて位相差を補正する。さらに、位相差補正部６０６は、前記現在のシンボル及び前記その前のシンボル間のシンボル間隔（例えば２シンボル）に応じて位相差を補正する。すなわち、前記現在のシンボル及び前記その前のシンボル間のシンボル間隔が１シンボルか２シンボルかにより、位相差補正値テーブル部１００７の内容が異なり、位相差補正値算出部１００８の算出方法が異なる。

位相偏差算出部６０７は、第１のインパルス応答遅延メモリ部６０４及び位相差補正部６０６からの入力を受けて、現在のシンボル及びその前のシンボルのインパルス応答間の位相回転量を算出する。すなわち、位相偏差算出部６０７は、インパルス応答間に存在するフェージングによる位相回転量Δθを算出する。位相回転量Δθの算出は、それぞれの位相を求めて差分を算出してもよいし、内積演算を用いて算出してもよい。

ドップラー周波数算出部６０８は、位相偏差算出部６０７により算出された位相回転量Δθを基にドップラー周波数を算出し、伝送路等化部５０５に出力する。ドップラー周波数は、位相回転量Δθに比例するため、位相回転量Δθが分かれば、ドップラー周波数を算出することが可能である。

図１の復調装置では、パイロット信号が一致する４シンボル間隔での算出しか行えなかったため、ドップラー周波数が高い場合に対応が出来なかった。本実施形態の地上デジタル放送受信端末内の復調装置におけるドップラー周波数の算出方法は、パイロット信号の周波数配置に起因する位相差を補正することにより、より短区間でのドップラー周波数の算出が可能となり、図１の復調装置よりも高速な移動受信時のドップラー周波数の算出が可能となる。例えば、位相偏差算出部６０７が算出するシンボル間の間隔が２シンボルのときには約４００ｋｍ／ｈの移動受信に対応可能であり、１シンボルのときには約８００ｋｍ／ｈの移動受信に対応可能である。

本実施形態の復調装置（集積回路）は、移動体用の地上デジタル放送受信端末に組み込むことで、有用に用いることが可能である。

以上のように、地上デジタル放送の復調装置（ＬＳＩ）では、移動受信を想定した場合、受信端末の移動速度を推定する必要がある。移動速度は、搬送波周波数の偏移であるドップラーシフト量から推定することが可能である。そのため、ドップラー周波数を算出し、ドップラー周波数に応じた等化処理を行う。

受信信号は、ドップラーシフトの影響により、位相回転が生じている。そのため、フェージングによる位相回転量Δθが分かれば、ドップラーシフト量を算出することが可能である。しかし、地上デジタル放送にて採用されているスキャッタードパイロット方式の場合、パイロット信号の周波数配置の違いから、算出できるドップラー周波数に制限がある。そこで、本実施形態は、周波数配置の違いによる影響を除去する機構を組み込むことにより、高速な移動の場合でもドップラー周波数の算出を可能とすることができる。

図１の復調装置は、図３のパイロット信号の周波数配置の違いにより、制限された区間でのみしかドップラー周波数の推定ができない。本実施形態の復調装置は、パイロット信号の周波数配置の違いによる位相差を補正することにより、任意の区間での推定が可能となり、ドップラー周波数が高くなる高速な移動受信の場合にも対応することができるようになる。

なお、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、又はその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。

復調装置内のドップラー周波数推定部の構成例を示す図である。ＯＦＤＭフレーム構造を示す図である。ＩＳＤＢ−Ｔにおけるパイロット信号の配置を示す図である。パイロット信号の周波数配置の違いによる位相差を示す図である。本発明の実施形態による受信端末内の復調装置の構成例を示すブロック図である。図５のドップラー周波数推定部の構成例を示すブロック図である。インパルス応答による遅延プロファイルを示す図である。主波、遅延波及び高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ポイントの関係を示す図である。パイロット信号の周波数配置の違いによる位相差の補正方法を示す図である。図６の位相差補正部の構成例を示す図である。図６の位相差補正部の他の構成例を示す図である。

符号の説明

５００アンテナ
５０１チューナ部
５０２直交復調部
５０３高速フーリエ変換部
５０４ドップラー周波数推定部
５０５伝送路等化部
５０６デマッピング部
５０７誤り訂正部
６０１パイロット信号メモリ部
６０２逆高速フーリエ変換部
６０３第１のインパルス応答遅延メモリ部
６０４最大位置検出部
６０５第２のインパルス応答遅延メモリ部
６０６位相差補正部
６０７位相偏差算出部
６０８ドップラー周波数算出部

Claims

シンボル単位の第１信号を直交復調する直交復調部と、
前記直交復調部により直交復調された第２信号をフーリエ変換するフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部によりフーリエ変換された第３信号のパイロット信号からドップラー周波数を算出するドップラー周波数推定部と、
前記ドップラー周波数推定部により算出されたドップラー周波数に応じて、前記フーリエ変換部によりフーリエ変換された前記第３信号を等化する伝送路等化部とを有し、
前記ドップラー周波数推定部は、
前記フーリエ変換部によりフーリエ変換された前記第３信号の前記パイロット信号を逆フーリエ変換することでインパルス応答を生成する逆フーリエ変換部と、
前記逆フーリエ変換部により生成されたインパルス応答の中で最大となる位置を検出する最大位置検出部と、
前記最大位置検出部により検出された最大となる位置のインパルス応答を基に、現在のシンボル及びその前のシンボル間におけるパイロット信号の周波数配置の違いから生じる現在のシンボル及びその前のシンボルのインパルス応答間の位相差を補正する位相差補正部と、
前記位相差補正部により補正された現在のシンボル及びその前のシンボルのインパルス応答間の位相回転量を算出する位相偏差算出部と、
前記位相偏差算出部により算出された位相回転量を基にドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出部とを有することを特徴とする復調装置。
前記最大位置検出部は、遅延プロファイルから遅延波成分及び先行波成分を分離し、主波成分を前記最大のインパルス応答として検出することを特徴とする請求項１記載の復調装置。
前記位相差補正部は、前記フーリエ変換部のフーリエ変換ポイントの標本点からのずれに応じて前記位相差を補正することを特徴とする請求項１又は２記載の復調装置。
前記位相差補正部は、前記現在のシンボル及び前記その前のシンボル間のシンボル間隔に応じて前記位相差を補正することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の復調装置。
前記ドップラー周波数推定部は、前記最大位置検出部により検出された最大となる位置のインパルス応答を遅延するために格納し、前記その前のシンボルのインパルス応答を出力する遅延メモリ部を有することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の復調装置。