JP2013236253A - 受信装置および受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】遅延量が大きいマルチパスを伴った伝搬路環境において、ドップラー周波数を精度良く算出するＯＦＤＭ受信装置を提供する。
【解決手段】受信したＯＦＤＭ信号のフーリエ変換後の受信信号に含まれるパイロット信号を逆フーリエ変換してインパルス応答を算出する逆フーリエ変換部２２と、インパルス応答のうち、異なるサブキャリアのパイロット信号のインパルス応答間のピーク位置における位相回転量から第１のドップラー周波数Ｆｄ１を推定する第１のドップラー周波数推定部２３、２５、２７−３０と、インパルス応答のうち、同じサブキャリアのパイロット信号のインパルス応答間の位相回転量から第２のドップラー周波数Ｆｄ２を推定する第２のドップラー周波数推定部２４、２６、３１と、第１および第２のドップラー周波数の一方を選択するドップラー周波数選択部３２と、を有する。
【選択図】図２

Description

本発明は、ＯＦＤＭ信号の受信装置および受信方法に関する。

ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）フレームを有する通信方式が知られており、地上デジタル放送規格ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）に採用されている。マルチパスによる多重散乱波を受信するレイリー環境下で、受信装置が移動するとドップラー効果により受信周波数が不規則に変化する。そのため、受信装置は、受信周波数変動を考慮する必要があり、地上デジタル放送の受信装置では、移動受信の際に搬送波周波数が偏移するドップラーシフトの影響を考慮した復調処理が行われている。ドップラーシフトにより変化した信号の周波数の差が、ドップラー周波数である。

ＯＦＤＭ方式の受信装置の場合、ドップラー効果による周波数変動の影響はシンボル方向の位相変動として現れる。そのため、ＯＦＤＭの伝播路推定では、シンボル方向の位相変動を考慮し、補間を行う必要がある。シンボル補間係数は、ドップラー周波数が小さい場合、すなわち移動変動が小さい場合は、雑音に強い受信が可能であるように、フラットな係数を選択する。ただし、この場合には、位相変動に対して弱いという問題がある。一方、ドップラー周波数が大きい場合、すなわち移動変動が大きい場合は、シンボル補間係数は、位相変動に対して強いように中央に大きな重みを与える。ただし、この場合には雑音に弱いという問題がある。

上記のように、ドップラー周波数に応じて、最適なシンボル補間係数を選択することが望ましく、この選択を行うためにドップラー周波数の推定を行う必要がある。

地上デジタル放送規格ＩＳＤＢ−ＴのＯＦＤＭフレームには一定間隔にＳＰ（Scattered Pilot）信号が挿入されており、横軸のサブキャリア（周波数）方向においては１２キャリア間隔に、シンボル（時間）方向においては３サブキャリアずつシフトするようにパイロット信号が配置されている。これまで、フーリエ変換後の受信信号から抽出されたパイロット信号を用いて、移動受信によって搬送波周波数に加わるドップラー周波数を推定する手法が知られている。

ＯＦＤＭ信号からドップラー周波数を推定する方法として、異なるサブキャリア番号のパイロット信号を利用する第１の方法と、同じサブキャリア番号のパイロット信号を利用する第２の方法が知られている。
第２の方法では、異なるシンボルの受信信号のうち、同じサブキャリア番号で構成される２つのパイロット信号の位相回転量を求め、それからドップラー周波数の推定を行なうのが一般的である。地上デジタル方法のようなＯＦＤＭフレーム構成においてこの第２の方法を実施する場合、現シンボルと４シンボル前のパイロット信号の位相差を求め、それから位相回転量を求める。しかし、第２の方法は、ドップラー周波数が大きく、その位相回転量±１８０度を超えてしまうと、正確な位相回転量が求めることができなくなる。そのため、第２の方法ではドップラー周波数が大きい場合は正確なドップラー周波数を推定できなくなるという問題があった。

第１の方法では、異なるシンボルの受信信号のうち、異なるサブキャリア番号で構成される２つのパイロット信号の位相回転量を基にドップラー周波数を求める。まず、異なる２つのパイロット信号に対し逆フーリエ変換をそれぞれ行いインパルス応答を求める。そして、そのインパルス応答のピーク位置を求め、そのピーク位置における２つのパイロット信号の位相回転量を求める。そして、両パイロット信号の周波数シフト量とピーク位置の遅延量から導出される位相補正量を加える。この補正された位相回転量からドップラー周波数の推定を行なう。第１の方法は、異なるサブキャリア番号のパイロット信号を用いることができるため、４シンボル未満の位相回転量を求めることができ、第２の方法に比べドップラー周波数が大きい場合でも正確なドップラー周波数を得ることができる。そのため、通常の場合は、第２の方法より第１の方法を適用してドップラー周波数を得ることが望ましい。

特開２００５−２８６６３６号公報 特開２０１０−２６８２７４号公報 特開２０１０−２６８０４４号公報 特開２０１０−０６２８６５号公報 特開２０１０−２８８１７８号公報

実川他、"ＯＦＤＭに適した高精度ドップラー周波数推定法"、電子情報通信学会総合大会, B-5-77,P564,2004

ところが第１の方法では、パイロット信号の逆フーリエ変換により求められるインパルス応答がＯＦＤＭシンボル長の１／１２倍に相当する８４μｓｅｃ間隔に折返しが発生する。そのため、その折返しに相当する８４×ｉμｓｅｃ（ｉは整数）の位置に遅延波が存在すると、位相補正量が正確に求めることができなくなり、位相補正ができなくなり、ドップラー周波数の推定精度が劣化するという問題がある。

実施形態によれば、遅延量が大きいマルチパスを伴った伝搬路環境において、ドップラー周波数を精度良く推定できる受信装置が実現される。

第１の実施形態によれば、パイロット信号の配置がシンボル時間に伴い変化するＯＦＤＭ信号の受信装置が提供され、受信装置は、逆フーリエ変換部と、第１のドップラー周波数推定部と、第２のドップラー周波数推定部と、ドップラー周波数選択部と、を有する。逆フーリエ変換部は、受信したＯＦＤＭ信号のフーリエ変換後の受信信号に含まれるパイロット信号を逆フーリエ変換して、インパルス応答を算出する。第１のドップラー周波数推定部は、逆フーリエ変換で算出されたインパルス応答のうち、異なるサブキャリアのパイロット信号のインパルス応答間のピーク位置における位相回転量から第１のドップラー周波数を推定する。第２のドップラー周波数推定部は、逆フーリエ変換で算出されたインパルス応答のうち、同じサブキャリアのパイロット信号のインパルス応答間の位相回転量から第２のドップラー周波数を推定する。ドップラー周波数選択部は、第１および第２のドップラー周波数推定部で推定した第１および第２のドップラー周波数の一方を選択する。

第２の実施形態によれば、パイロット信号の配置がシンボル時間に伴い変化するＯＦＤＭ信号の受信方法が提供される。受信方法は、受信したＯＦＤＭ信号のフーリエ変換後の受信信号に含まれるパイロット信号を逆フーリエ変換して、インパルス応答を算出する。次に、逆フーリエ変換で算出されたインパルス応答のうち、異なるサブキャリアのパイロット信号のインパルス応答間のピーク位置における位相回転量から第１のドップラー周波数を推定する。次に、逆フーリエ変換で算出されたインパルス応答のうち、同じサブキャリアのパイロット信号のインパルス応答間の位相回転量から第２のドップラー周波数を推定する。そして、第１および第２のドップラー周波数の一方を選択する。

実施形態によれば、ＯＦＤＭ信号の受信装置が、遅延量が大きいマルチパスを伴った伝搬路環境において、ドップラー周波数を精度良く算出できるようになり、ドップラーシフトの影響を低減した復調処理が行える。

図１は、第１実施形態のＯＦＤＭ受信装置の全体構成を示すブロック図である。 図２は、第１実施形態におけるドップラー周波数推定部１６の構成を示す図である。 図３は、ＯＦＤＭ信号のフレーム構成例を示す図である。 図４は、シンボル＃ｎ、＃ｎ−２、＃ｎ−４におけるインパルス応答の取得例を示す図である。 図５は、２シンボルインパルス応答遅延部および第１の位相偏差算出部が実行する、シンボル＃ｎとシンボル＃ｎ−２の位相回転量の導出方法を説明する図である。 図６は、インパルス応答におけるピーク位置のパス遅延量がＴ／１２を超える場合のパス遅延量の算出方法を説明する図である。 図７は、ピーク位置特定部が、ピーク位置の遅延量を求める処理の詳細を説明する図である。 図８は、第１の位相偏差算出部における、主波と遅延波の遅延量差がＴ／１２に等しくなる場合の位相回転量（位相差）の算出処理を説明する図である。 図９は、４シンボルインパルス応答遅延部および第２の位相偏差算出部が実行する、シンボル＃ｎとシンボル＃ｎ−４の位相回転量の導出方法を説明する図である。 図１０は、第１実施形態の受信装置の動作を示すフローチャートである。 図１１は、第２実施形態の受信装置におけるドップラー周波数推定部の構成を示す図である。 図１２は、第２実施形態において、第２のドップラー周波数推定部が実行する位相回転量の導出方法を説明する図である。

図１は、第１実施形態のＯＦＤＭ受信装置の全体構成を示すブロック図である。
ＯＦＤＭ受信装置は、アンテナ１１と、ＲＦ帯処理部１２と、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）１３と、直交復調部１４と、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）１５と、ドップラー周波数推定部１６と、伝送路推定/等化部１７と、復調処理部１８と、を有する。直交復調部１４、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）１５、ドップラー周波数推定部１６、伝送路推定/等化部１７および復調処理部１８は、例えば、コンピュータにおけるソフトウエア処理により実現される。

アンテナ１１は、ＯＦＤＭ信号を受信する。ＲＦ帯処理部１２は、アンテナで受信したＯＦＤＭ信号に対して、ダウンコンバート処理や直交復調などのＲＦ帯の処理を行う。ＡＤＣ１３は、ＲＦ帯処理部１２においてダウンコンバートされたアナログ信号をデジタル信号に変換する。直交復調部１４は、デジタル信号をベースバンド信号に復調し、Ｉ，Ｑ信号の生成を行う。ＦＦＴ１５は、直交復調されたＩ，Ｑ信号をフーリエ変換処理して周波数信号Ｘ（ｆ）を生成する。ドップラー周波数推定部１６は、周波数信号Ｘ（ｆ）からフレーム構成に従って配置されているパイロット信号を取り出し、その信号を基にドップラー周波数や周波数オフセット値の推定を行なう。伝送路推定/等化部１７は、ドップラー周波数推定部１６により推定されたドップラー周波数や周波数オフセット値を基に伝搬路の推定及び受信信号Ｘ（ｆ）の等化処理を適応的に切り替えて行う。さらに、周波数オフセット値は、直交復調部１４におけるローカル発振周波数のズレにより発生することを考慮し、直交復調部１４におけるローカル周波数の修正に用いられる。復調処理部１８は、等化された信号の符号点のデマッピング処理や、誤り訂正処理などを行う。

図２は、第１実施形態におけるドップラー周波数推定部１６の構成を示す図である。
ドップラー周波数推定部１６は、パイロット信号記録部２１と、逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）２２と、２シンボルインパルス応答遅延部２３と、４シンボルインパルス応答遅延部２４と、第１の位相偏差算出部２５と、第２の位相偏差算出部２６と、を有する。ドップラー周波数推定部１６は、さらに、時間方向補間部２７と、逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）２８と、ピーク位置特定部２９と、第１のドップラー周波数算出部３０と、第２のドップラー周波数算出部３１と、ドップラー周波数選択部３２と、平均化回路３３と、を有する。２シンボルインパルス応答遅延部２３、第１の位相偏差算出部２５、ピーク位置特定部２９および第１のドップラー周波数算出部３０が、第１のドップラー周波数推定部を形成する。さらに、第１のドップラー周波数推定部は、時間方向補間部２７および逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）２８を含む。第１のドップラー周波数推定部は、逆フーリエ変換で算出されたインパルス応答のうち、異なるサブキャリアのパイロット信号のインパルス応答間のピーク位置における位相回転量から第１のドップラー周波数Ｆｄ１を推定する。４シンボルインパルス応答遅延部２４、第２の位相偏差算出部２６および第２のドップラー周波数算出部３１が、第２のドップラー周波数推定部を形成する。第２のドップラー周波数推定部は、逆フーリエ変換で算出されたインパルス応答のうち、同じサブキャリアのパイロット信号のインパルス応答間の位相回転量から第２のドップラー周波数Ｆｄ２を推定する。

図３は、ＯＦＤＭ信号のフレーム構成例を示す図である。
図３において、横軸は周波数を示し、縦軸は時間を示す。広く知られているように、ＯＦＤＭ信号は、周波数の異なる複数のサブキャリアと、連続した時間ごとの複数のシンボルと、からなるマトリクス状の信号群を有する。シンボルは時間軸方向に配置されるので、各シンボルの時間をシンボル時間と称する。図３のＯＦＤＭ信号のフレーム構成例で、シンボル長（シンボル数×時間）は、各サブキャリアのちょうど整数倍になっている。あるシンボルでは、各サブキャリアはある位相になっており、シンボルが変化すれば、各サブキャリアの位相回転量も変化する。図３において、黒丸（Ds）のサブキャリアが、パイロット信号が載ったサブキャリアであり、１シンボル内では、１２サブキャリアごとに挿入されており、隣接するシンボルごとに３サブキャリアずつシフトして挿入されている。

パイロット信号記録部２１は、ＦＦＴ１５によりフーリエ変換されたサブキャリア群のうちのパイロット信号を抽出する。
逆フーリエ変換部２２は、パイロット信号記録部２１から出力されたパイロット信号を逆フーリエ変換する。フーリエ変換で広く知られているように、パイロット信号を逆フーリエ変換すると、インパルス応答（時間方向に広がった信号強度の分布）が算出される。

図４は、シンボル＃ｎ、＃ｎ−２、＃ｎ−４におけるインパルス応答の取得例を示す図である。以下、サブキャリアを単にキャリアと省略する場合がある。４シンボルごとに同じキャリアにパイロット信号が挿入するようになっており、＃ｎと＃ｎ−４は同キャリア番号で構成されるパイロット信号群、＃ｎと＃ｎ−２は６キャリア分周波数がずれたパイロット信号群で構成される。それぞれのパイロット信号群を逆フーリエ変換すると、図４の右側のようなインパルス応答波形を得ることができる。この場合、横軸は遅延量を示し、縦軸は電力を示す。このインパルス応答は、伝搬路のマルチパス応答を示すことから遅延プロファイルとも呼ばれている。移動受信が行われている場合、フェージングによる影響で位相回転が生じ、異なるシンボル間のインパルス応答の振幅や位相は異なる値となる。このときの位相回転量は搬送波が受けるドップラー周波数と比例する。そのため、ドップラー周波数は、一定期間におけるシンボル間のインパルス応答の位相回転量から求めることができる。

図５は、２シンボルインパルス応答遅延部２３および第１の位相偏差算出部２５が実行する、シンボル＃ｎとシンボル＃ｎ−２の位相回転量Δθの導出方法を説明する図である。図５において、（Ａ）はシンボル＃ｎ−２のインパルス応答を、（Ｂ）はシンボル＃ｎのインパルス応答を、（Ｃ）はパイロット信号の位置の差による位相差Θとフェージングによる位相回転量Δθを、それぞれ示す。

２シンボルインパルス応答遅延部２３は、逆フーリエ変換部２２により求められたシンボル＃ｎ−２のインパルス応答を２シンボル分遅延させて第１の位相偏差算出部２５に出力する。第１の位相偏差算出部２５は、逆フーリエ変換部２２により求められたシンボル＃ｎのインパルス応答と、２シンボルインパルス応答遅延部２３により２シンボル分遅延させたシンボル＃ｎ−２のインパルス応答を受ける。第１の位相偏差算出部２５は、２つのインパルス応答を比較し、それぞれのインパルス応答において電力のピーク位置Ｋのピーク位相量θｎ−２およびθｎと、その位相差を求める。このピーク位相の差は、フェージングによる位相回転量Δθの他に、シンボル＃ｎとシンボル＃ｎ−２のパイロット信号の周波数ずれに起因して生じる位相差Θを含む。そのため、ピーク位相の差（θｎ−θｎ−２）＝Δθ＋Θとなる。

位相差Θはパイロット信号の周波数及びインパルス応答のピーク位置＃Ｐの遅延量に比例する。そこで、ピーク位置＃Ｐのパス遅延量を求め、それに応じた位相差Θを計算若しくはテーブルなどを用い算出する。求められた、位相差Θとピーク位相を用いることにより位相回転量（位相差）Δθが下式で求められる。
Δθ＝ピーク位相の差−Θ＝θｎ−θｎ−２−Θ

ここで、時間方向補間部２７、逆フーリエ変換部２８およびピーク位置特定部２９における処理について説明する。
パイロット信号のインパルス応答ｈ（ｎ，τ）１２キャリア間隔の信号を逆フーリエ変換したものであるため、このインパルス応答は、ＯＦＤＭシンボル長Ｔの１／１２倍までしか測定することができない。

図６は、インパルス応答におけるピーク位置のパス遅延量がＴ／１２を超える場合のパス遅延量の算出方法を説明する図である。図６において、（Ａ）はＯＦＤＭフレームを、（Ｂ）はインパルス応答でのＴ／１２を超えるパス遅延量を、（Ｃ）は時間方向にパイロット信号を補間したフレーム構成を、（Ｄ）は補間した場合の測定可能範囲を、示す。

図６の（Ｂ）に示すように、ピーク位置のパス遅延量がＴ／１２を超えた遅延波は、Ｔ／１２で折返した位置に虚像が発生し、正確な遅延量を求めることができない。そのため、図６の（Ｃ）に示すように、時間方向にパイロット信号を補間し、パイロット信号＋補間値の３キャリア間隔のキャリア群の逆フーリエ変換により導出される、インパルス応答ｈ’（ｎ，τ）を使用する。具体的には、時間方向補間部２７は、パイロット信号記憶部２１からのＯＦＤＭ信号に対して上記の時間（シンボル）方向の補間を行う。逆フーリエ変換部２８は、補間した信号に対して逆フーリエ変換を行い、ｈ’（ｎ・τ）を算出する。このインパルス応答は３キャリア間隔の逆フーリエ変換で得られるためＯＦＤＭシンボル長Ｔの１／３倍まで測定できる。そこで、２つのインパルス応答のマッチングを取ることによりピーク位置＃Ｐの遅延量を求める。この方法は、広く知られているので、ここでは簡単に説明する。

図７は、ピーク位置特定部２９が、ピーク位置の遅延量を求める処理の詳細を説明する図である。
図７の（Ａ）は、ピーク位置＃Ｐのパス遅延量がτpである場合で、τp＞Ｔ／１２の場合を示す。この場合、図７の（Ｂ）に示すように、インパルス応答ｈ（ｎ，τ）には折返しが発生し、遅延量がＸの位置にパスが観測される。
一方、ｈ’（ｎ，τ）では、図７の（Ｃ）に示すように、折り返しが発生せず遅延量Ｙ（＝τp ）の位置にパスが観測される。

インパルス応答ｈ（ｎ，τ）の最大パスのパス遅延量がＸの場合、その折返し前の遅延量はＸ＋Ｔ／１２×ｉ（ｉは整数）で推測することができる。そこで、遅延量Ｘ＋Ｔ／１２×ｉの位置にｈ（ｎ，τ）のパスがあると考えて、ｈ’（ｎ，τ）のパス情報と比較を行う。そして、Ｘ＋Ｔ／１２×ｉ＝Ｙが成り立つ場合、その遅延量Ｙ（＝τp ）が本来の遅延量であると推測できる。以上のようにして、ピーク位置の遅延量が求まる。

第１の位相偏差算出部２５は、ピーク位置特定部２９の特定したピーク位置および遅延量を考慮して位相回転量（位相差）Δθを算出する。第１のドップラー周波数算出部３０は、第１の位相偏差算出部２５の算出した位相回転量（位相差）Δθに基づいて、第１のドップラー周波数Ｆｄ１を算出する。

図８は、第１の位相偏差算出部２５における、主波と遅延波の遅延量差がＴ／１２に等しくなる場合の位相回転量（位相差）Δθの算出処理を説明する図である。
図８の（Ａ）に示すように、主波と遅延波の遅延量差がＴ／１２に等しくなる場合、図８の（Ｂ）に示すように、主波と遅延波の折り返しが混在したパスが現れる。この場合、パイロット信号の位置による位相差Θは主波と遅延波の電力比により位相差が変動するため、正確な位相差Θの導出が行えなくなる。そのため、このようなマルチパス環境下では正確なドップラー周波数の算出ができなくなる。

また、ピーク位置特定部２９で得られるピーク位置の遅延量が間違っていた場合、遅延量にＴ／１２×ｉの誤差が生じ、この場合ドップラー周波数精度が大幅に劣化してしまう。そのため、第１のドップラー周波数推定部だけで、あらゆる環境下での正確な周波数算出は行うことができない。

図９は、４シンボルインパルス応答遅延部２４および第２の位相偏差算出部２６が実行する、シンボル＃ｎとシンボル＃ｎ−４の位相回転量Δθの導出方法を説明する図である。図９において、（Ａ）はシンボル＃ｎ−４のインパルス応答を、（Ｂ）はシンボル＃ｎのインパルス応答を、（Ｃ）はフェージングによる位相回転量Δθを、それぞれ示す。

４シンボルインパルス応答遅延部２４は、逆フーリエ変換部２２により求められたシンボル＃ｎ−４のインパルス応答を４シンボル分遅延させて第２の位相偏差算出部２６に出力する。第２の位相偏差算出部２６は、逆フーリエ変換部２２により求められたシンボル＃ｎのインパルス応答と、４シンボルインパルス応答遅延部２４により４シンボル分遅延させたシンボル＃ｎ−４のインパルス応答を受ける。第２の位相偏差算出部２６は、２つのインパルス応答を比較し、それぞれのインパルス応答において電力のピーク位置Ｋのピーク位相量θｎ−４およびθｎと、その位相差を求める。このピーク位相の差は、フェージングによる位相回転量Δθである。シンボル＃ｎとシンボル＃ｎ−４では、同一のサブキャリアのパイロット信号群を使用しているため、Θ＝０であり、位相補正処理を行う必要が無い。

第２のドップラー周波数算出部３１は、第２の位相偏差算出部２６の算出した位相回転量（位相差）Δθに基づいて、第２のドップラー周波数Ｆｄ２を算出する。

第２の位相偏差算出部２６は、４シンボル間隔の位相回転を求めるため、ドップラー周波数が大きい場合、位相回転量が±１８０度を越えてしまう。その場合、第２の位相偏差算出部２６は、正確な位相回転量（位相差）Δθを求めることができなくなり、第２のドップラー周波数算出部３１は、正確な第２のドップラー周波数Ｆｄ２を算出できなくなる。

そこで、第１実施形態では、ドップラー周波数推定部１６が、第１のドップラー周波数算出部３０の算出した第１のドップラー周波数Ｆｄ１と、第２のドップラー周波数算出部３１の算出した第２のドップラー周波数Ｆｄ２のうちの信頼性の高い方を選択する。

具体的には、第１のドップラー周波数推定部は、異なるサブキャリア番号のパイロット信号を用いるので、４シンボル未満の位相回転量を求めることができ、ドップラー周波数が大きい場合でも正確なドップラー周波数を得ることができる。そこで、本実施形態では、第１のドップラー周波数推定部が推定する第１のドップラー周波数Ｆｄ１が信頼できる場合には、第１のドップラー周波数Ｆｄ１を採用する。そして、上記のように第１のドップラー周波数Ｆｄ１の信頼性が劣化する場合には、第２のドップラー周波数推定部が推定した第２のドップラー周波数Ｆｄ２が信頼できるかを判定し、信頼できる場合には、第２のドップラー周波数Ｆｄ２を採用する。第２のドップラー周波数Ｆｄ２が信頼できない場合には、第１のドップラー周波数Ｆｄ１を採用する。

図１０は、第１実施形態の受信装置の動作を示すフローチャートである。
ステップＳ１１では、第１のドップラー周波数推定部が第１のドップラー周波数Ｆｄ１を、第２のドップラー周波数推定部が第２のドップラー周波数Ｆｄ２を、それぞれ取得する。さらに、時間方向保管部２７および逆フーリエ変換部２８が、時間補間したパイロット信号からインパルス応答ｈ’（ｎ，τ）を取得する。

ステップＳ１２では、ドップラー周波数選択部３２が、インパルス応答ｈ’（ｎ，τ）からパスの最大遅延量τＭＡＸを取得する。

ステップＳ１３では、ドップラー周波数選択部３２が、パスの最大遅延量τＭＡＸがＴ／１２を超えているかを判定し、超えていればステップＳ１４に進み、超えていなければステップＳ１６に進む。パスの最大遅延量τＭＡＸがＴ／１２を超えていない場合、第１のドップラー周波数Ｆｄ１は信頼できるので、ステップＳ１６で第１のドップラー周波数Ｆｄ１を採用する。

ステップＳ１４では、第２のドップラー周波数Ｆｄ２が所定値以下である判定し、所定値以下であればステップＳ１５に進み、所定値以下でなければステップＳ１６に進む。第２のドップラー周波数Ｆｄ２が所定値以下である場合には、第２のドップラー周波数Ｆｄ２は信頼できるので、第２のドップラー周波数Ｆｄ２を採用する。第２のドップラー周波数Ｆｄ２が所定値以下でない場合、第２のドップラー周波数Ｆｄ２は信頼性が低いので、ステップＳ１６で第１のドップラー周波数Ｆｄ１を採用する。

平均化回路３３は、ドップラー周波数選択部３２が選択したドップラー周波数から、周波数オフセットを算出する。直接波の場合や、ＲＦ帯処理部のＰＬＬ回路にずれがある場合、受信周波数の遷移にオフセットが発生する。言い換えれば、キャリア周波数の中心周波数がｆｃからずれる。周波数遷移が存在する場合、実際に推定されるドップラー周波数が、本来のドップラー周波数の推定値ｆｄより大きな推定値になる傾向がある。そこで、平均化回路３３が算出した周波数オフセットを、ドップラー周波数選択部３２が選択したドップラー周波数から減算して最終的なドップラー周波数推定値とする。

図１１は、第２実施形態の受信装置におけるドップラー周波数推定部１６の構成を示す図である。第２実施形態の受信装置は、第１実施形態の受信装置とドップラー周波数推定部１６のみが異なり、他の部分は第１実施形態と同じである。

第２実施形態におけるドップラー周波数推定部１６は、第２のドップラー周波数推定部が、第１実施形態のものと異なり、他の部分は同じである。
第２実施形態における第２のドップラー周波数推定部は、２シンボルインパルス応答遅延部４１と、第２の位相偏差算出部４２と、第２のドップラー周波数算出部４３と、を含む。

逆フーリエ変換部２８は、時間方向補間部２７が出力する図６の（Ｃ）に示したようなパイロット信号およびパイロット信号を補間した補間パイロット信号を含むキャリア信号群を逆フーリエ変換し、インパルス応答ｈ’（ｎ，τ）を出力する。２シンボルインパルス応答遅延部４１は、インパルス応答ｈ’（ｎ，τ）を２シンボル分遅延し、２シンボル遅延インパルス応答ｈ’（ｎ−２，τ）を出力する。第２の位相偏差算出部４２は、逆フーリエ変換部２８の出力するインパルス応答ｈ’（ｎ，τ）と、２シンボルインパルス応答遅延部４１の出力する２シンボル遅延インパルス応答ｈ’（ｎ−２，τ）の位相差Δθ２を算出する。第２のドップラー周波数算出部４３は、第１実施形態と同様に、位相差Δθ２から第２のドップラー周波数Ｆｄ２を算出する。

図１２は、第２実施形態において、第２のドップラー周波数推定部が実行する位相回転量Δθの導出方法を説明する図である。図１２の（Ａ）は、パイロット信号およびパイロット信号を補間した補間パイロット信号を含むキャリア信号群を示す。図１２の（Ｂ）は、２シンボル遅延インパルス応答ｈ’（ｎ−２，τ）を示し、図１２の（Ｃ）はインパルス応答ｈ’（ｎ，τ）を示す。図１２の（Ｄ）は、フェージングによる位相回転量Δθを示す。

図１２の（Ａ）に示すように、時間方向補間後の補間値はキャリア方向に３キャリア間隔で挿入されており、シンボル（時間）によらず同じサブキャリアが利用可能であり、位相回転量Δθの算出処理で位相補正は必要ない。そのため、インパルス応答の位相回転演算の間隔は４シンボル以下にすることができる。なお、図１１の構成では、２シンボル間隔の例を示しているが、それ以外の間隔にしてもよい。

以上、実施形態を説明したが、ここに記載したすべての例や条件は、発明および技術に適用する発明の概念の理解を助ける目的で記載されたものである。特に記載された例や条件は発明の範囲を制限することを意図するものではなく、明細書のそのような例の構成は発明の利点および欠点を示すものではない。発明の実施形態を詳細に記載したが、各種の変更、置き換え、変形が発明の精神および範囲を逸脱することなく行えることが理解されるべきである。

２１ パイロット信号記憶部
２２ 逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）
２３ ２シンボルインパルス応答遅延部
２４ ４シンボルインパルス応答遅延部
２５ 第１の移動偏差算出部
２６ 第２の移動偏差算出部
２７ 時間方向補間部
２８ 逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）
２９ ピーク位置特定部
３０ 第１のドップラー周波数算出部
３１ 第２のドップラー周波数算出部
３２ ドップラー周波数選択部
３３ 平均化回路

Claims (7)

1. パイロット信号の配置がシンボル時間に伴い変化するＯＦＤＭ信号の受信装置であって、
   受信した前記ＯＦＤＭ信号のフーリエ変換後の受信信号に含まれるパイロット信号を逆フーリエ変換して、インパルス応答を算出する逆フーリエ変換部と、
   前記逆フーリエ変換で算出されたインパルス応答のうち、異なるサブキャリアのパイロット信号のインパルス応答間のピーク位置における位相回転量から第１のドップラー周波数を推定する第１のドップラー周波数推定部と、
   前記逆フーリエ変換で算出されたインパルス応答のうち、同じサブキャリアのパイロット信号のインパルス応答間の位相回転量から第２のドップラー周波数を推定する第２のドップラー周波数推定部と、
   前記第１および第２のドップラー周波数推定部で推定した前記第１および第２のドップラー周波数の一方を選択するドップラー周波数選択部と、を備える受信装置。
2. 前記第１のドップラー周波数推定部は、
   前記ピーク位置の遅延量に基づいて、異なるサブキャリアのパイロット信号の周波数の違いにより発生するインパルス応答の位相差を算出し、
   算出した位相差の分だけ前記位相回転量を補正する請求項１記載の受信装置。
3. 前記第２のドップラー周波数推定部は、
   同じサブキャリアのパイロット信号のインパルス応答のシンボル間隔差を、前記パイロットのシンボル方向における挿入間隔に合わせる請求項１記載の受信装置。
4. 前記第２のドップラー周波数推定部は、
   シンボル方向に対し前記パイロット信号の補間処理を行い、その補間値を逆フーリエ変換したインパルス応答を生成し、算出したインパルス応答の位相回転量を算出して前記第２のドップラー周波数を推定する請求項１記載の受信装置。
5. 前記ドップラー周波数選択部は、
   マルチパスの最大遅延量が、前記パイロット信号を逆フーリエ変換することにより求められたインパルス応答の測定範囲を超えない場合は、前記第１のドップラー周波数を選択し、それ以外の場合は、前記第２のドップラー周波数を選択する請求項１記載の受信装置。
6. 前記ドップラー周波数選択部は、
   前記マルチパスの最大遅延量が、前記インパルス応答の測定範囲を超えた場合でも、前記第２のドップラー周波数が所定値を超える場合には、前記第１のドップラー周波数を選択する請求項５記載の受信装置。
7. パイロット信号の配置がシンボル時間に伴い変化するＯＦＤＭ信号の受信方法であって、
   受信した前記ＯＦＤＭ信号のフーリエ変換後の受信信号に含まれるパイロット信号を逆フーリエ変換して、インパルス応答を算出し、
   前記逆フーリエ変換で算出されたインパルス応答のうち、異なるサブキャリアのパイロット信号のインパルス応答間のピーク位置における位相回転量から第１のドップラー周波数を推定し、
   前記逆フーリエ変換で算出されたインパルス応答のうち、同じサブキャリアのパイロット信号のインパルス応答間の位相回転量から第２のドップラー周波数を推定し、
   前記第１および第２のドップラー周波数の一方を選択する、受信方法。

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