JP2008131309A - Ｏｆｄｍ復調装置及びｏｆｄｍ復調方法 - Google Patents

Abstract

【課題】時間的に最も先行して受信される素波及び時間的に最も遅延して受信される素波が、波形等化回路におけるＳＰ補間ＬＰＦの補間可能な帯域内に収まるように、ＦＦＴ復調信号の位相を補正する。
【解決手段】ＯＦＤＭ復調装置１００は、前記受信サンプル系列信号を構成する素波における時間的に最も先行して受信される素波及び前記受信サンプル系列信号を構成する素波における時間的に最も遅延して受信される素波とが、波形等化回路１１３が補間可能な帯域内に含まれるように、ＦＦＴ復調信号の位相を補正するための位相補正量を算出する位相補正量計算回路３０３と、位相補正量を、ＦＦＴ復調信号に乗算することによりＦＦＴ復調信号の位相を補正する位相補正量乗算回路３０４とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、デジタル伝送方式における、映像信号や音声信号を効率よく伝送できる直交周波数分割多重方式（Orthogonal Frequency Division Multiplex、以下、略してＯＦＤＭ）の復調装置、ＯＦＤＭ復調方法に関する。

従来、地上デジタル放送では、建物によるゴースト妨害、例えば建物等で反射された反射波と直接波とが干渉することにより信号が減衰するマルチパスや、前記反射波同士が干渉することにより信号が減衰するフェージングの克服に好適な変調方式として、マルチキャリアのＯＦＤＭ変復調方式が知られている。

ＯＦＤＭ変復調方式とは、１チャンネル帯域内に多数（２５６〜１０２４程度）のサブ・キャリアを設けて、映像信号や音声信号を効率よく伝送することが可能なデジタル変調・復調方式である。

ＯＦＤＭ変調方式では、全キャリアを高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）によってＯＦＤＭ変調されたベースバンド（ＢＢ：BaseBand）信号を生成する。

図１２は、ＯＦＤＭ変調波の伝送シンボルの一例を示す図である。図１２のｔｓは、有効シンボル期間を示す。ＩＦＦＴは、ＩＦＦＴの処理窓の期間を、前記有効シンボル期間ｔｓに一致させて行う。有効シンボル期間ｔｓを基本単位としてデジタル変調された全キャリアを加え合わせたものを、ＯＦＤＭ伝送シンボルという。

実際の伝送シンボルは、通常、図１２に示すように、有効シンボル期間ｔｓに、ガードインターバル（以下、ＧＩ）２０２ａの期間長ｔｇを付加することにより構成されている。また、ＧＩ２０２ａの期間長ｔｇの波形は、有効シンボル期間ｔｓにおける横縞で示されている部分２０２ｂの信号波形を繰り返したものになっているので、伝送シンボルのシンボル期間長２０３とは、有効シンボル期間ｔｓとＧＩ期間長ｔｇとの和となる。たとえば、非特許文献１の放送規格によると、有効シンボル期間は、ＭＯＤＥと呼ばれるパラメータによって下記表１のように定義されている。

さらに、ＧＩ期間（単位：μｓ）は、各有効シンボル期間に対する比であるＧＩ期間長（ＧＩ比）と呼ばれるパラメータによって、下記表２の様に定義されている。

また、伝送シンボルを幾つか集めたものを伝送フレームという。これは、情報伝送用シンボルが１００個程度集まったものに、フレーム同期用シンボルやサービス識別用シンボルを付加したものである。たとえば非特許文献１では、１フレームが２０４シンボルと定義されている。

また、非特許文献１によると、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、または６４ＱＡＭ変調された１伝送シンボルには、１セグメント当たり、下記表３に示すキャリアが配置されている。

この表において、ＳＰは、ＳＰ（Scattered Pilot）信号を意味する。このＳＰ信号は、周期的に挿入されるパイロット信号であり、たとえば、キャリア方向において、１２キャリアに１回、シンボル方向において、４シンボルに１回、挿入される。

ＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）信号は、フレーム同期信号や伝送パラメータを伝送するための信号である。

ＡＣ１（Auxiliary Channel）信号は、付加情報を伝送するための信号である。ＴＭＣＣとＡＣ１は、ＳＰと異なり、各キャリアにおいて、非周期的に配置されている。

図１３は、従来のＯＦＤＭ復調装置１の構成を示すブロック図である。

図１３に示すように、ＯＦＤＭ復調装置５００は、ＯＦＤＭ復調ＬＳＩ（大規模集積回路）５０１と、アンテナ５０２と、チューナ５０３とを備える構成である。また、ＯＦＤＭ復調ＬＳＩ５０１は、内部にベースバンド信号処理部５０４と、誤り訂正処理部５１４とを備える。

ベースバンド信号処理部５０４は、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）５０５と、直交復調回路５０６と、狭帯域キャリア周波数誤差補正回路５０７と、シンボル同期回路５０８と、ＡＧＣ(自動利得制御)回路５０９と、ＦＦＴ演算回路５１０と、ＴＭＣＣ復号回路５１１と、広帯域キャリア周波数誤差補正回路５１２と、波形等化回路５１３とを有する構成である。

放送局から放送されたデジタル放送の放送波は、ＯＦＤＭ復調装置５００のアンテナ５０２により受信され、ＲＦ（高周波）信号としてチューナ５０３に供給される。チューナ５０３は、アンテナ５０２を通じてそれぞれ受信されたＲＦ信号を、ＩＦ（中間周波数）信号に周波数変換する。チューナ５０３は、周波数変換したＩＦ信号を、ベースバンド信号処理部５０４に設けられたＡＤＣ５０５に供給する。

チューナ５０３から出力されたＩＦ信号は、ＡＤＣ５０５によりデジタル化される。デジタル化されたＩＦ信号は、直交復調回路５０６に供給される。

直交復調回路５０６は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。ベースバンドのＯＦＤＭ信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号となる。直交復調回路５０６から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、狭帯域キャリア周波数誤差補正回路５０７に供給される。

狭帯域キャリア周波数誤差補正回路５０７は、直交復調回路５０６から供給されたベースバンドのＯＦＤＭ信号の狭帯域キャリア周波数誤差を補正して、シンボル同期回路５０８、ＦＦＴ演算回路５１０及びＡＧＣ回路５０９に供給する。

シンボル同期回路５０８は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号から伝送モード及びＧＩ比等の伝送パラメータを抽出し、有効シンボルの先頭タイミングを抽出するシンボル同期処理を実行する。

ＦＦＴ演算回路５１０は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されている信号を抽出して出力する。ＦＦＴ演算回路５１０は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長分の信号を抜き出し、抜き出した信号に対してＦＦＴ演算を行う。すなわち、ＦＦＴ演算回路５１０は、１つのＯＦＤＭシンボルからＧＩ期間長分の信号を除き、残った信号に対してＦＦＴ演算を行う。ＦＦＴ演算を行うために抜き出される信号の範囲は、該抜き出された信号点が連続する場合、１つのＯＦＤＭ伝送シンボル中の任意の位置でよい。つまり、その抜き出される信号の範囲の開始位置は、ＧＩ期間中のいずれかの位置となっている。ＦＦＴ演算回路５１０により抽出される各サブキャリアに変調されていた信号は、実軸成分（Ｉチャネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号である。ＦＦＴ演算回路５１０により抽出された信号は、ＴＭＣＣ復号回路５１１、広帯域キャリア周波数誤差補正回路５１２及び波形等化回路５１３に供給される。

広帯域キャリア周波数誤差補正回路５１２は、ＦＦＴ演算回路５１０によって供給されたベースバンドのＯＦＤＭ信号の広帯域キャリア周波数誤差を補正してＦＦＴ演算回路５１０に供給する。

波形等化回路５１３には、ＦＦＴ演算回路５１０から出力された各サブキャリアから復調された後の信号が供給される。波形等化回路５１３は、図示しないが、特許文献１に記載の波形等化回路のように、ＦＦＴ復調信号からＳＰキャリアを抽出するＳＰ抽出回路と、ＳＰ基準キャリアを発生するＳＰ発生回路と、前記抽出したＳＰキャリアを前記基準キャリアで除算する複素除算回路と、ＳＰ補間ＬＰＦと、データ抽出回路と、データ抽出回路によって抽出されたデータキャリアをＳＰ補間ＬＰＦから取得したデータキャリア伝達関数で除算する複素除算回路とを備え、これらにより、ＦＦＴ復調信号に対してキャリア復調を行う。ＩＳＤＢ−Ｔ規格のＯＦＤＭ信号を復調する場合であれば、波形等化回路５１３は、たとえば、ＤＱＰＳＫの差動復調、または、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、及び６４ＱＡＭなどの同期復調を行う。

ＴＭＣＣ復号回路５１１は、ＯＦＤＭ伝送フレームにおける所定の位置に変調されている、ＴＭＣＣなどの伝送制御情報を復号する。

誤り訂正処理部５１４は、波形等化回路５１３により波形等化されたＯＦＤＭ信号の誤りを訂正する。

ところで、ＯＦＤＭ方式では、有効シンボルにＧＩを設けることによって、マルチパスによるシンボル間干渉を許容し、マルチパス耐性を向上させることができるが、同期している素波よりも弱い電力で、かつ、時間的に先行する素波を受信した場合には、シンボル間干渉を発生する場合がある。

上記問題を解決すべく、特許文献２には、最も先行して受信される素波の有効シンボル期間にＦＦＴ窓位置を対応させるために、ウィンドウ開始位置設定手段を備えるＯＦＤＭ受信装置が記載されている。

特許文献２に記載のＯＦＤＭ受信装置では、ＦＦＴ窓位置を補正した場合に、ＦＦＴ処理部から出力されるＦＦＴ出力信号の位相が大きく変化してしまう。その結果、ＦＦＴ後の処理において連続性を確保することが困難となり、最悪の場合、フレーム同期はずれや等化処理の破綻が生じることもあり得る。

そこで、上記問題を解消する方法として、特許文献３に記載されているＦＦＴ窓位置の補正値に相当する位相回転量をＦＦＴ処理された複素ＯＦＤＭ信号に乗算する方法等が提案されている。
特開２００２−２６１７２９号公報（平成１４年９月１３日公開） 特開２００４−４０５０７号公報（平成１６年２月５日公開） 特開２００４−３０４６１８号公報（平成１６年１０月２８日公開） 「地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１ １．５版」、社団法人電波産業界、２００１年５月３１日初版策定、２００３年７月２９日１．５版改定

マルチパス遅延が、前記ガードインターバル（ＧＩ）を超える程大きい場合には、シンボル間干渉が生じ、波形等化回路５１３での誤差はさらに大きくなる。特にＳＦＮ（Single Frequency Network）環境では、上記のような非常に大きい遅延を持った素波が受信されることが多い。

このことより、上述したような大きい遅延を持った素波を受信する可能性のあるマルチパス環境においては、受信可能なマルチパス遅延時間の範囲（マルチパス遅延時間の許容範囲）を増加させることが必要となる。つまり、精度良く波形等化を行うことのできる、時間的に最も先行して受信される素波と時間的に最も遅延して受信される素波との時間差の範囲を大きくする必要がある。

しかしながら、特許文献１から３に記載されているＯＦＤＭ受信装置のような従来のＯＦＤＭ受信装置では、マルチパス遅延時間の許容範囲が小さいため、上記非常に大きい遅延を持った素波に対して精度良く波形等化を行うことができない。

具体的には、マルチパスのうち時間的に最も先行して受信される素波を素波１とし、最も遅延して受信される素波を素波２として、図５（ｄ）、（ｅ）及び図１３を用いて説明する。

ここで、素波２の素波１に対する遅延時間量をτ_Ａとする。

図５（ｄ）、（ｅ）は、ＯＦＤＭ復調装置５００におけるＦＦＴ演算回路５１０が、素波１の有効シンボル先頭位置にＦＦＴ窓開始位置を合わせて行ったＦＦＴ処理後の素波１及び素波２の位相と、前記波形等化回路５１３のＳＰ補間ＬＰＦの補間特性との関係を示した図である。

波形等化回路５１３は、図５（ｄ）に示すように、平坦な帯域、すなわち、|ＬＰＦｂｗ|以下の帯域内に含まれる素波に対しては、正確にＳＰ補間を行うことができ、その結果、波形等化処理を正しく行うことができる。

従って、波形等化回路５１３は、図５（ｄ）に示すように、素波１及び素波２の両者が前記|ＬＰＦｂｗ|以下の帯域内に含まれる場合、すなわち、τ_Ａ≦|ＬＰＦｂｗ|である場合には、素波１及び素波２に対してＳＰ補間、さらには波形等化処理を正しく行うことができる。

しかしながら、図５（ｅ）に示すように、遅延時間量τ_Ａが大きくなったために、素波２が、前記|ＬＰＦｂｗ|以下の帯域内に含まれなくなる場合、すなわち、遅延時間量τ_Ａ＞|ＬＰＦｂｗ|になる場合には、素波１に対するＳＰ補間特性と素波２に対するＳＰ補間特性は異なってしまう。

このことより、遅延時間量τ_Ａが|ＬＰＦｂｗ|より大きくなる場合には、ＳＰ補間ＬＰＦでＳＰ補間誤差が生じるため、波形等化回路５１３が、正しく波形等化処理を行うことができないという問題が生じるおそれがある。

本発明は、上記問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、ＦＦＴ復調信号の位相が、ＳＰ補間ＬＰＦの補間可能な帯域内に収まるように、ＦＦＴ復調信号の位相を補正できるＯＦＤＭ復調装置を実現することにある。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、上記課題を解決するために、有効シンボルと、該有効シンボルの一部分と同一の内容が複写されてなるガードインターバルとを含む伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重変調信号をサンプリングした受信サンプル系列信号をＦＦＴ窓期間でＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理するＦＦＴ処理手段と、前記受信サンプル系列信号を構成する素波における時間的に最も遅延して受信される素波の前記ガードインターバルの先頭位置と、前記受信サンプル系列信号を構成する素波における時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置との間に、前記ＦＦＴ窓期間の開始位置を設定するＦＦＴ窓位置補正手段と、前記ＦＦＴ処理手段によって復調したＦＦＴ復調信号に対して補間することによりキャリア復調を行う波形等化手段とを備えたＯＦＤＭ復調装置であって、前記時間的に最も先行して受信される素波及び前記時間的に最も遅延して受信される素波が、前記波形等化手段の補間可能な帯域内に含まれるように、前記ＦＦＴ復調信号の位相を補正するための位相補正量を算出する位相補正量演算手段と、前記位相補正量を、前記ＦＦＴ復調信号に乗算することによりＦＦＴ復調信号の位相を補正する位相補正量乗算手段とをさらに備えたことを特徴としている。

また、本発明に係るＯＦＤＭ復調方法は、有効シンボルと、該有効シンボルの一部分と同一の内容が複写されてなるガードインターバルとを含む伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重変調信号をサンプリングした受信サンプル系列信号をＦＦＴ窓期間で処理するＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理と、前記受信サンプル系列信号を構成する素波における時間的に最も遅延して受信される素波の前記ガードインターバルの先頭位置と、前記受信サンプル系列信号を構成する素波における時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置との間に、前記ＦＦＴ窓期間の開始位置を設定するＦＦＴ窓位置補正処理と、前記ＦＦＴ処理によって復調したＦＦＴ復調信号に対して補間することによりキャリア復調を行う波形等化処理とを含むＯＦＤＭ復調方法であって、前記時間的に最も先行して受信される素波及び前記時間的に最も遅延して受信される素波が、前記波形等化処理で補間可能な帯域内に含まれるように、前記ＦＦＴ復調信号の位相を補正するための位相補正量を算出する位相補正量演算処理と、前記位相補正量を、前記ＦＦＴ復調信号に乗算することによりＦＦＴ復調信号の位相を補正する位相補正量乗算処理とをさらに含むことを特徴としている。

ここにおいて、前記受信サンプル系列信号を構成する素波における時間的に最も遅延して受信される素波の前記ガードインターバルの先頭位置と、前記受信サンプル系列信号を構成する素波における時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置との間とは、前記ガードインターバルの先頭位置と前記時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置とを含む。

上記構成または方法によれば、ＦＦＴ復調信号の位相を補正することにより、前記時間的に最も先行して受信される素波に対する遅延時間量が大きいために、波形等化する際の補間可能な帯域に含まれない前記時間的に最も遅延して受信される素波を、補間可能な帯域内に含ませることができる。

これにより、前記補間可能な帯域に含まれないほどの大きい遅延を持つ素波を含んだＯＦＤＭ波に対しても誤差を生じることなく、波形等化手段における補間を行うことができる。

その結果、前記補間可能な帯域に含まれないほどの大きい遅延を持つ素波に対しても波形等化処理を正しく行うことが可能となる。

また、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、前記受信サンプル系列信号と、前記受信サンプル系列信号を有効シンボル期間遅延した遅延信号とのサンプル毎の複素相関値に基づいて、前記時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置と、前記最も遅延して受信される素波の有効シンボル先頭位置とを検出する遅延プロファイル検出手段を備え、前記遅延プロファイル検出手段は、前記複素相関値をシンボル長方向にフィルタリングして、複素相関演算値系列信号を出力する第１フィルタ手段と、前記複素相関演算値系列信号から複素相関強度を算出する複素相関強度算出手段と、前記複素相関強度をサンプリングする方向にフィルタリングして、複素相関強度演算値を出力する第２フィルタ手段と、前記複素相関強度演算値を微分して微分値を出力する微分手段と、前記微分値から、前記時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置と、前記最も遅延して受信される素波の有効シンボル先頭位置とを検出する遅延検出手段とを備えることを特徴としている。

上記構成によれば、微分出力のピークとピーク位置のばらつきを最小限に抑制することができるため、精度よく遅延プロファイルを検出することが可能となる。

また、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置における前記位相補正量演算手段は、前記時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置に対する、前記時間的に最も遅延して受信される素波の有効シンボル先頭位置の遅延時間量の略半分を、前記位相補正量として算出することを特徴としてもよい。

上記構成によれば、ＦＦＴ復調信号の位相を補正することにより、波形等化する際の補間可能な帯域に含まれるようになる素波のうち、前記時間的に最も先行して受信される素波に対する遅延時間量が最大である素波、すなわち最大許容遅延時間量の遅延時間を有する素波も前記補間可能帯域内に含むことができるようになる。

これにより、本発明における最大許容遅延時間量を、ＦＦＴ復調信号を補正しない場合における最大許容遅延時間量の２倍まで大きくすることができ、最大許容遅延時間量が増加することとなるので、ＳＰ補間を正しく行うことのできる遅延時間量の範囲は従来よりも拡大する。

その結果、マルチパス耐性が向上することとなる。

また、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置における前記ＦＦＴ窓位置補正手段は、前記時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置に、前記ＦＦＴ窓期間の開始位置を設定することを特徴としている。

上記構成によれば、時間的に最も遅延して受信される素波の時間的に最も先行して受信される素波に対する遅延時間量を、シンボル間干渉を生じない範囲における最大の遅延時間量、すなわちＧＩ期間長とすることができる。よって、よりマルチパス耐性が向上する。

また、前記ＦＦＴ窓期間の開始位置を前記時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置に一致させるので、前記位相補正量演算手段は、ＦＦＴ窓期間の開始位置と時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置とのずれを考慮することなく、ＦＦＴ窓期間の開始位置からの位相量を算出するだけでよい。よって、回路の構成が簡易となる。

また、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置における前記位相補正量演算手段は、前記ガードインターバルの期間長が、前記時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置に対する、前記時間的に最も遅延して受信される素波の有効シンボル先頭位置の遅延時間量よりも大きい場合において、前記時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置に対して前記ＦＦＴ窓期間の開始位置が先行する時間量であるＦＦＴ窓開始位置先行量に、前記遅延時間量の略半分を足した値を、前記位相補正量として算出することを特徴としている。

上記構成によれば、シンボル間干渉の生じないＦＦＴ窓開始位置マージン内にＦＦＴ窓開始位置を設定した場合、すなわち、時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置に対して先行する位置に設定した場合でも、前記位相補正量演算手段は、この先行した分だけずれた時間量を調整して、位相補正量を算出することができる。

よって、ＦＦＴ窓開始位置を、シンボル間干渉の生じないＦＦＴ窓開始位置マージン内に設定すれば、時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置に一致させる場合と同じように位相の補正を行うことができる。

従って、ＦＦＴ窓開始位置は、ＦＦＴ窓開始位置マージン内に含まれるように設定すればよく、必ずしも時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置と一致するように設定する必要がなくなる。これにより、時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置を正確に検出したり、ＦＦＴ窓開始位置を時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置に正確に一致させるような制御をしたりしなくてもよくなる。

また、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置における前記位相補正量演算手段は、前記ガードインターバルの期間長が、前記時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置に対する、前記時間的に最も遅延して受信される素波の有効シンボル先頭位置の遅延時間量よりも小さい場合において、前記遅延時間量の略半分から、前記時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置に対して前記ＦＦＴ窓期間の開始位置が遅延する時間量であるＦＦＴ窓開始位置遅延量を引いた値を、前記位相補正量として算出することを特徴としてもよい。

上記構成によれば、ＦＦＴ窓開始位置を時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置よりも後方に設定した場合、すなわち、ＦＦＴ窓開始位置と前記時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置とがずれる場合に、前記位相補正量演算手段は、このずれた時間量分を調整して、位相補正量を算出することができる。

従って、シンボル間干渉を低減させるために、前記ＦＦＴ窓期間の開始位置を前記時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置に対して後方に設定せざるを得ない場合であっても、ＦＦＴ復調信号の位相補正量を算出することができ、前記補間可能な帯域に含まれないほどの大きい遅延を持つ素波に対しても誤差を生じることなく、波形等化手段における補間を行うことができる。

以上のように、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、ＦＦＴ処理手段と、ＦＦＴ窓位置補正手段と、波形等化手段とを備えたＯＦＤＭ復調装置であって、前記受信サンプル系列信号を構成する素波における時間的に最も先行して受信される素波及び前記受信サンプル系列信号を構成する素波における時間的に最も遅延して受信される素波が、前記波形等化手段の補間可能な帯域内に含まれるように、ＦＦＴ復調信号の位相を補正するための位相補正量を算出する位相補正量演算手段と、前記位相補正量を、前記ＦＦＴ復調信号に乗算することによりＦＦＴ復調信号の位相を補正する位相補正量乗算手段とをさらに備えた構成である。

また、本発明に係るＯＦＤＭ復調方法は、ＦＦＴ処理と、ＦＦＴ窓位置補正処理と、波形等化処理とを含むＯＦＤＭ復調方法であって、前記受信サンプル系列信号を構成する素波における時間的に最も先行して受信される素波及び前記受信サンプル系列信号を構成する素波における時間的に最も遅延して受信される素波が、前記波形等化処理で補間可能な帯域内に含まれるように、前記ＦＦＴ復調信号の位相を補正するための位相補正量を算出する位相補正量算出処理と、前記位相補正量を、前記ＦＦＴ復調信号に乗算することによりＦＦＴ復調信号の位相を補正する位相補正量乗算処理とをさらに含む方法である。

したがって、前記補間可能な帯域に含まれないほどの大きい遅延を持つ素波も、ＦＦＴ復調信号の位相を補正することにより、前記補間可能な帯域に含むことができるため、このような素波に対しても誤差を生じることなく波形等化手段における補間や波形等化処理を行うことができるようになる。

これにより、前記補間可能な帯域に含まれる素波のうち、前記時間的に最も先行して受信される素波に対する遅延時間量が最大である素波の有する遅延時間量、すなわち、最大許容遅延時間量を増加させることができる。

それゆえ、本発明のＯＦＤＭ復調装置では、マルチパス遅延耐性が向上する。

〔実施の形態１〕
本発明の一実施の形態であるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重方式）復調装置について図１から図１２に基づいて説明すると以下の通りである。

本実施の形態に係るＯＦＤＭ復調装置は、有効シンボルと、該有効シンボルの一部分と同一の内容が複写されてなるガードインターバルとを含む伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重変調信号をサンプリングした受信サンプル系列信号をＦＦＴ窓期間で処理するＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理と、前記受信サンプル系列信号を構成する素波における時間的に最も遅延して受信される素波の前記ガードインターバルの先頭位置と、前記受信サンプル系列信号を構成する素波における時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置との間に、前記ＦＦＴ窓期間の開始位置を設定するＦＦＴ窓位置補正処理と、前記ＦＦＴ処理によって復調したＦＦＴ復調信号に対して補間することによりキャリア復調を行う波形等化処理とを行うＯＦＤＭ復調装置であって、前記時間的に最も先行して受信される素波及び前記時間的に最も遅延して受信される素波が、前記波形等化処理で補間可能な帯域内に含まれるように、前記ＦＦＴ復調信号の位相を補正するための位相補正量を算出する位相補正量算出処理と、前記位相補正量を、前記ＦＦＴ復調信号に乗算することによりＦＦＴ復調信号の位相を補正する位相補正量乗算処理とをさらに行うことを特徴としている。

ここで、素波とは、受信した同一チャンネルの全てのＯＦＤＭ波を指す。例えば、同じチャンネルで遅延時間の異なるＯＦＤＭ波がｘ本到来した場合には、素波はｘ本存在することとなり、また、上記「時間的に最も先行して受信される素波」は、そのｘ本の素波の中で最も先行して到来する素波となる。

図１は、本実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置１００の要部の構成を示す図であり、図２は、本実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置１００の全体の構成を示す図である。

図２に示すように、ＯＦＤＭ復調装置１００は、ＯＦＤＭ復調ＬＳＩ（大規模集積回路）１０１と、アンテナ１０２と、チューナ１０３とを備える構成である。

アンテナ１０２は、放送局から放送されたデジタル放送の放送波を受信し、ＲＦ信号（高周波信号）としてチューナ１０３にそれぞれ出力する。

チューナ１０３は、前記ＲＦ信号を、ＩＦ信号（中間周波数信号）に周波数変換し、信号増幅を行い、ベースバンド信号処理部１０４に出力する。

ＯＦＤＭ復調ＬＳＩ１０１は、アンテナ１０２を介して受信され、チューナ１０３で周波数変換された受信サンプル系列信号を復調する。そのため、ＯＦＤＭ復調ＬＳＩ１０１は、内部にベースバンド信号処理部１０４と、誤り訂正処理部１１４とを備える。

ベースバンド信号処理部１０４は、前記周波数変換された信号を復調し、誤り訂正処理部１１４に出力する。

誤り訂正処理部１１４は、波形等化回路１１３（図１）により波形等化されたＯＦＤＭ信号の誤りを訂正する。

以下、ベースバンド信号処理部１０４及び誤り訂正処理部１１４の内部構成と、各内部構成の動作処理について具体的に説明する。

ベースバンド信号処理部１０４は、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）１０５と、直交復調回路１０６と、狭帯域キャリア周波数誤差補正回路１０７と、シンボル同期回路１０８と、ＡＧＣ(自動利得制御)回路１０９と、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算回路１１０（ＦＦＴ処理手段）と、ＴＭＣＣ復号回路１１１と、広帯域キャリア周波数誤差補正回路１１２と、波形等化回路１１３（波形等化手段）と、位相補正量算出回路３００と、ＦＦＴ窓位置補正回路３０２（ＦＦＴ窓位置補正手段）と、位相補正量乗算回路３０４（位相補正量乗算手段）とを備える。

チューナ１０３から出力された信号は、まず、ＡＤＣ１０５に入力される。

ＡＤＣ１０５は、チューナ１０３から出力された前記ＩＦ信号をデジタル化し、直交復調回路１０６に出力する。

直交復調回路１０６は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、前記デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、実軸成分（Ｉチャネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）で構成される複素信号である、ベースバンドのＯＦＤＭ信号Ｚ_１（ｎ，ｍ）（以下、ＯＦＤＭ信号という）を狭帯域キャリア周波数誤差補正回路１０７に出力する。

狭帯域キャリア周波数誤差補正回路１０７は、前記ＯＦＤＭ信号の狭帯域キャリア周波数誤差を補正して、シンボル同期回路１０８、ＡＧＣ回路１０９、ＦＦＴ演算回路１１０、及び位相補正量算出回路３００に出力する。

シンボル同期回路１０８は、前記入力されたＯＦＤＭ信号から伝送モード及びＧＩ比等の伝送パラメータを抽出し、有効シンボルの先頭タイミングを抽出するシンボル同期処理を実行する。シンボル同期回路１０８は、前記抽出した有効シンボルの先頭タイミングでシンボル同期パルスを発生し、ＦＦＴ演算回路１１０に出力する。

ＡＧＣ回路１０９は、増幅率を自動的に制御するものであり、チューナ１０３の増幅を制御する。

ＦＦＴ窓位置補正回路３０２は、ＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴを、シンボル間干渉が起きない位置に補正する。すなわち、ＦＦＴ窓位置補正回路３０２は、受信サンプル系列信号から決定した、時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置に、前記ＦＦＴ窓期間の開始位置を設定する回路であり、ＦＦＴ窓位置補正後のＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴをＦＦＴ演算回路１１０に出力する。

ＦＦＴ演算回路１１０は、前記ＦＦＴ窓位置補正回路３０２から出力されたＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴにＦＦＴ窓位置を合わせ、シンボル同期回路１０８から出力されるシンボル同期パルスをもとに、前記ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ処理する。すなわち、ＦＦＴ演算回路１１０は、有効シンボルと、該有効シンボルの一部分と同一の内容が複写されてなるＧＩとを含む伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重変調信号をサンプリングした受信サンプル系列信号をＦＦＴ窓期間でＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理する回路である。そして、ＦＦＴ演算回路１１０は、ＦＦＴ処理後のＦＦＴ復調信号Ｘ_ＦＦＴ（ｎ，ｋ）（以下、単にＦＦＴ復調信号という）を位相補正量乗算回路３０４に出力する。

位相補正量算出回路３００は、図１に示すように、複素相関演算回路３０５と、遅延プロファイル検出回路３０１（遅延プロファイル検出手段）と、位相補正量計算回路３０３（位相補正量演算手段）とを備えている。これらの構成によって、位相補正量算出回路３００は、前記ＦＦＴ復調信号Ｘ_ＦＦＴ（ｎ，ｋ）の位相の補正量を算出し、算出した補正量をその補正量に相当する位相回転量にして、位相補正量乗算回路３０４に出力する。

位相補正量計算回路３０３は、内部に最大遅延時間量算出回路３２０と最大位相回転量算出回路３２１とを備える。この構成により、位相補正量計算回路３０３は、前記受信サンプル系列信号から決定した、時間的に最も先行して受信される素波及び時間的に最も遅延して受信される素波が、前記波形等化回路１１３の補間可能な帯域内に含まれるように、前記ＦＦＴ復調信号の位相補正量を算出する回路である。

ここで、位相補正量とは、ＦＦＴ復調信号の時間方向における位相の補正量をいう。

位相補正量計算回路３０３は、実質的には、まずＦＦＴ復調信号の位相補正量を算出し、算出した位相補正量を、その位相補正量に相当する位相回転量にして、位相補正量乗算回路３０４に出力している。

位相補正量乗算回路３０４は、前記ＦＦＴ復調信号に、位相補正量計算回路３０３で算出された位相補正量を乗算することにより、ＦＦＴ復調信号の位相を補正する回路である。

具体的には、位相補正量乗算回路３０４は、位相補正量計算回路３０３で算出された位相補正量に相当する位相回転量を乗算することにより、時間方向の位相を位相補正量だけシフトしたＦＦＴ復調信号Ｘ′_ＦＦＴ（ｎ，ｋ）（以下、単に位相補正後ＦＦＴ復調信号という）を生成する。

そして、位相補正量乗算回路３０４は、位相補正後ＦＦＴ復調信号をＴＭＣＣ復号回路１１１と、広帯域キャリア周波数誤差補正回路１１２と、波形等化回路１１３とに出力する。

ＴＭＣＣ復号回路１１１は、ＯＦＤＭ伝送フレームにおける所定の位置に変調されている、ＴＭＣＣなどの伝送制御情報を復号する。ここで、ＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）信号とは、フレーム同期信号や伝送パラメータを伝送するための信号である。

広帯域キャリア周波数誤差補正回路１１２は、位相補正量乗算回路３０４から入力された位相補正後ＦＦＴ復調信号の広帯域キャリア周波数誤差を補正して、ＦＦＴ演算回路１１０に出力する。

波形等化回路１１３は、位相補正量乗算回路３０４から入力された前記位相補正後ＦＦＴ復調信号を補間することによりキャリア復調を行う。ＩＳＤＢ−Ｔ規格（日本において採用されている地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式）のＯＦＤＭ信号を復調する場合であれば、波形等化回路１１３は、たとえば、ＤＱＰＳＫの差動復調、または、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、及び６４ＱＡＭなどの同期復調を行う。

図７は、波形等化回路１１３の構成を説明するためのブロック図である。波形等化回路１１３は、データ抽出回路１２０と、ＳＰ抽出回路１２１と、第１の複素除算回路１２２と、ＳＰ発生回路１２３と、ＳＰ補間ＬＰＦ１２４と、第２の複素除算回路１２７とを備えている。また、ＳＰ補間ＬＰＦ１２４は、シンボル方向にフィルタリングを行うシンボルフィルタ１２５と、キャリア方向にフィルタリングを行うキャリアフィルタ１２６とを備えている。

ここで、ＳＰ（Scattered Pilot）信号とは、周期的に挿入される、基準となる既知のパイロット信号であり、たとえば、キャリア方向において、１２キャリアに１回、シンボル方向において、４シンボルに１回、挿入される。

また、伝送シンボルについて図１２を用いて説明する。図１２のｔｓは、有効シンボル期間長を示す。ＦＦＴは、ＦＦＴの処理窓の期間を、前記有効シンボル期間に一致させて行う。有効シンボル期間を基本単位としてデジタル変調された全キャリアを加え合わせたものを、ＯＦＤＭ伝送シンボルという。

実際の伝送シンボルは、通常、図１２に示すように、有効シンボル期間長ｔｓに、ＧＩ２０２ａの期間長ｔｇを付加することにより構成されている。また、ＧＩ２０２ａの期間長ｔｇの波形は、有効シンボル期間ｔｓにおける横縞で示されている部分２０２ｂの信号波形を繰り返したものになっている。よって、伝送シンボルのシンボル期間２０３とは、有効シンボル期間長ｔｓとＧＩ期間長ｔｇとの和となる。

ＳＰ抽出回路１２１は、図７に示すように、前記位相補正後ＦＦＴ復調信号Ｘ′_ＦＦＴ（ｎ、ｋ）から、ＳＰキャリアＸ′_ＦＦＴ（ｎ_ＳＰ、ｋ_ＳＰ）を抽出して第１の複素除算回路１２２に出力する。

複素除算回路１２２は、ＳＰ発生回路１２３で発生した基準ＳＰキャリアＸ_ＡＲＩＢ（ｎ_ＳＰ、ｋ_ＳＰ）で、ＳＰキャリアＸ′_ＦＦＴ（ｎ_ＳＰ、ｋ_ＳＰ）を除算したＳＰキャリア伝達関数Ｈ′（ｎ_ＳＰ、ｋ_ＳＰ）をＳＰ補間ＬＰＦ１２４のシンボルフィルタ１２５に出力する。

ＳＰ補間ＬＰＦ１２４のシンボルフィルタ１２５は、ＳＰキャリア伝達関数Ｈ′（ｎ_ＳＰ、ｋ_ＳＰ）に基づいて、シンボル方向補間伝達関数Ｈ′（ｎ、ｋ_ＳＰ）を推定してキャリアフィルタ１２６に出力する。

キャリアフィルタ１２６は、シンボルフィルタ１２５から入力されたシンボル方向補間伝達関数Ｈ′（ｎ、ｋ_ＳＰ）に基づいてデータキャリア伝達関数Ｈ′（ｎ、ｋ）を生成し、生成した前記伝達関数Ｈ′（ｎ、ｋ）を第２の複素除算回路１２７に供給する。

波形等化回路１１３のデータ抽出回路１２０は、位相補正量乗算回路３０４から入力された信号Ｘ′_ＦＦＴ（ｎ、ｋ）より、データキャリアを抽出して、第２の複素除算回路１２７に供給する。複素除算回路１２７は、データ抽出回路１２０によって抽出されたデータキャリアを前記データキャリア伝達関数Ｈ′（ｎ、ｋ）によって複素除算して波形等化データキャリアＸ′_ＥＱ（ｎ、ｋ）を生成する。

誤り訂正処理部１１４は、図示していないが、内部に周波数デインタリーブ回路と、時間デインタリーブ回路と、デマッピング回路と、ビットデインタリーブ回路と、デパンクチャ回路と、ビタビ回路と、バイトデインタリーブ回路と、拡散信号除去回路とを含んでいる。これらの構成により、誤り訂正処理部１１４は、周波数方向のデインタリーブ処理、時間方向のデインタリーブ処理を行い、その後にデータの再割付処理（デマッピング処理）を行うことにより、伝送データ系列を復元する。そして、誤り訂正処理部１１４は、復元された伝送データ系列に対して、多値シンボルの誤り分散のためのビットインタリーブに対応したデインタリーブ処理、伝送ビットの削減のためのパンクチャリング処理に対応したデパンクチャリング処理、畳み込み符号化されたビット列の復号のためのビタビ復号処理、バイト単位でのデインタリーブ処理、及びエネルギー拡散処理に対応したエネルギ逆拡散処理をそれぞれ行い、ＲＳ復号回路（図示せず）を介して、外部へ出力する。

次に、前記ＦＦＴ復調信号の位相の補正に関する一連の動作を行う位相補正量算出回路３００と、ＦＦＴ窓位置補正回路３０２と、ＦＦＴ演算回路１１０と、位相補正量乗算回路３０４とについて、図１〜図８を用いて、より詳細に説明する。

図３は、遅延プロファイル検出回路３０１の内部の構成を詳細に示した図である。

図４は、遅延プロファイル検出回路３０１の処理動作を説明するための図である。ここで、図４（ａ）のＧＩ元（ｍ）とは、ｍ番目のシンボルの有効シンボルデータの一部で、ｍ番目のシンボルのＧＩのコピー元となるデータを指す。また、ｍは任意の数である。

本実施の形態では、図４（ａ）、及び図５〜８に示すように、時間的に最も先行して受信される素波を素波１とし、遅延時間量τ_Ａだけ素波１に対して遅延して受信される素波を素波２とする。さらには、図４〜図６に示すように、２つの素波が受信される場合には、素波２を時間的に最も遅延して受信される素波とする。

また、本実施の形態における素波１に対する素波２の遅延時間量τ_Aは、ＧＩ期間長以下である。

まず、位相補正量算出回路３００の内部の構成について説明する。

位相補正量算出回路３００は、上述したように、複素相関演算回路３０５と、遅延プロファイル検出回路３０１と、位相補正量計算回路３０３とを備える。

複素相関演算回路３０５は、狭帯域キャリア周波数誤差補正回路１０７から入力された前記ベースバンドのＯＦＤＭ信号に対して有効シンボル期間だけ遅延させた信号を生成し、前記ベースバンドのＯＦＤＭ信号と、前記生成したＯＦＤＭ信号とを複素乗算し、複素相関値を算出する。そして、複素相関演算回路３０５は、前記算出した複素相関値を遅延プロファイル検出回路３０１に出力する。

遅延プロファイル検出回路３０１は、図３に示すように、シンボル方向ＬＰＦ３１０（第１フィルタ手段）と、複素相関強度算出回路３１１（複素相関強度算出手段）と、サンプリング方向ＬＰＦ３１２（第２フィルタ手段）と、微分回路３１３（微分手段）と、遅延検出回路３１４（遅延検出手段）とを内部に備える。

上記構成により、遅延プロファイル検出回路３０１は、時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶと最も遅延して受信される素波２の有効シンボルの先頭位置Ｔ_ＤＥＬとを含む遅延プロファイルを検出するようになっている。すなわち、遅延プロファイル検出回路３０１は、受信サンプル系列信号と、この受信サンプル系列信号を有効シンボル期間遅延した遅延信号とのサンプル毎の複素相関値に基づいて、前記時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置と、前記最も遅延して受信される素波の有効シンボル先頭位置とを検出する。

複素相関演算回路３０５で算出された複素相関値は、まず、シンボル方向ＬＰＦ３１０に入力される。

シンボル方向ＬＰＦ３１０は、前記入力された複素相関値をシンボル長方向にフィルタリング、すなわち雑音除去をする第１のフィルタである。

基本的には、毎シンボル、同じ位置(同じタイミング)において同じ程度の複素相関値が出力されなければならないが、ＯＦＤＭ波では、ＯＦＤＭ波の性質や外部雑音の影響から複素相関値は一定とならず、複素相関強度は図４（ｂ）に示すように振幅の揺らぎが大きくなる。

そこで、シンボル方向ＬＰＦ３１０は、同じタイミングでシンボル毎にフィルタリングをすることにより、雑音を除去する。具体的には、同じサンプルＮｏのデータを平均化する等のフィルタリングを行うことにより、同じ位置ではほぼ一定した複素相関値をシンボル毎に検出するようになる。すなわち、シンボル長方向にフィルタリングをすることにより、図４（ｃ）に示すように、複素相関強度の振幅の揺らぎは軽減される。

シンボル方向ＬＰＦ３１０は、シンボル方向にフィルタリングした複素相関値（複素相関演算値系列信号）を複素相関強度算出回路３１１に出力する。

複素相関強度算出回路３１１は、前記複素相関演算値系列信号から、前記ＯＦＤＭ信号と前記生成したＯＦＤＭ信号との複素相関強度を算出する。すなわち、複素相関強度算出回路３１１は、前記第１フィルタであるシンボル方向ＬＰＦ３１０に出力された前記複素相関演算値系列信号から複素相関強度を算出し、算出した複素相関強度をサンプリング方向ＬＰＦ３１２に出力する。ここで、複素相関強度には振幅（数式１）や電力Ｉ^２＋Ｑ^２等がある。

サンプリング方向ＬＰＦ３１２は、複素相関強度算出回路３１１から取得した前記複素相関強度をサンプリング方向にフィルタリングし、そのフィルタリングした複素相関強度演算値を微分回路３１３に出力する第２のフィルタである。

具体的には、サンプリング方向ＬＰＦ３１２は、毎シンボル入力される図４（ｃ）に示すような波形を順次サンプリングし、フィルタリングすることにより、図４（ｄ）のようなほとんど振幅の揺らぎがない複素相関強度の波形を出力するようになっている。ここにおいて、サンプリング方向とは時間方向である。

微分回路３１３は、サンプリング方向にフィルタリングされた前記複素相関強度を微分することにより算出した微分値を、遅延検出回路３１４に出力する。微分された前記複素相関強度の結果を図４（ｅ）に示す。ここで、微分とは、１サンプリングデータ前の信号との差分のことをいう。

遅延検出回路３１４は、図４（ｅ）に示すような前記微分値から、時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶと、時間的に最も遅延して受信される素波２の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＤＥＬとを検出し、前記検出した時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶをＦＦＴ窓位置補正回路３０２と最大遅延時間量算出回路３２０とに出力すると共に、時間的に最も遅延して受信される素波２の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＤＥＬを最大遅延時間量算出回路３２０に出力する。

時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶ及び時間的に最も遅延して受信される素波２の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＤＥＬの具体的な検出方法について説明する。

時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶは、図４（ｅ）に示すように、微分回路３１３で出力された微分値からサンプリング方向、すなわち横軸正方向に見ていく場合に最初に検出される正のピーク値をＰ_ＡＤＶとすると、以下の式で検出される。
Ｔ_ＡＤＶ＝Ｐ_ＡＤＶ＋２ＧＩ期間長
一方、時間的に最も遅延して受信される素波２の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＤＥＬは、出力された微分値をサンプリング方向の逆方向、すなわち、横軸負の方向に見ていく場合に最初に検出される負のピーク値をＰ_ＤＥＬとすると、以下の式で検出される。
Ｔ_ＤＥＬ＝Ｐ_ＤＥＬ＋ＧＩ期間長
ただし、サンプリング方向ＬＰＦ３１２の時定数τ_slpfを考慮すると、時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶ及び時間的に最も遅延して受信される素波２の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＤＥＬは、それぞれ以下の式を用いて検出される。
Ｔ_ＡＤＶ＝Ｐ_ＡＤＶ＋２ＧＩ期間長−τ_slpf
Ｔ_ＤＥＬ＝Ｐ_ＤＥＬ＋ＧＩ期間長−τ_slpf
これにより、微分出力のピークとピーク位置のばらつきを最小限に抑制することができるため、精度よく遅延プロファイルを検出することが可能となる。

位相補正量計算回路３０３は、上述したように、内部に最大遅延時間量算出回路３２０と最大位相回転量算出回路３２１とを備え、ＦＦＴ処理後の素波１及び素波２がＳＰ補間可能帯域内に含まれるように、ＦＦＴ復調信号の位相を補正するための位相補正量を算出する。

最大遅延時間量算出回路３２０は、時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶに対する、時間的に最も遅延して受信される素波２の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＤＥＬの遅延時間量、すなわち最大遅延時間量δτを算出する。そして、最大遅延時間量算出回路３２０は、算出した最大遅延時間量δτを最大位相回転量算出回路３２１に出力する。

ここで、図４〜図６に示すように、２つの素波が受信される場合、時間的に最も遅延して受信される素波の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＤＥＬは、素波２の有効シンボル先頭位置であるから、最大遅延時間量δτは、素波１に対する素波２の遅延時間量τ_Ａに等しい。

最大位相回転量算出回路３２１は、時間的に最も先行して受信される素波１及び時間的に最も遅延して受信される素波２が前記波形等化回路１１３の補間可能な帯域内に含まれるように、前記ＦＦＴ復調信号の位相を補正するための補正量を、前記最大遅延時間量δτから算出する。そして、最大位相回転量算出回路３２１は、算出した位相補正量をそれに相当する位相回転量として位相補正量乗算回路３０４に出力する。

ＦＦＴ窓位置補正回路３０２は、遅延プロファイル検出回路３０１における遅延検出回路３１４から入力される時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶを用いて、ＦＦＴ窓位置の補正値を算出し、ＦＦＴ窓位置を補正する。本実施の形態におけるＦＦＴ窓位置補正回路３０２は、時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶと一致するように、ＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴを補正し、補正後のＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴをＦＦＴ演算回路１１０に出力する。

以下、ＦＦＴ窓位置補正回路３０２のＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴの補正について、図５を用いて具体的に説明する。

図５（ａ）は、上記素波１及び素波２の有効シンボルの先頭位置と、ＦＦＴ窓開始位置との関係を示す図である。この場合の遅延プロファイルを図５（ｃ）に示す。

ＦＦＴ窓位置補正回路３０２が、例えば、Ｔ_ＦＦＴを、時間的に最も遅延して受信される素波２のｍ番目である有効シンボルの先頭位置Ｔ_ＤＥＬに一致させるとすると、素波１のｍ＋１番目のシンボルデータがＦＦＴ窓内に混入してしまうため、ＦＦＴ処理の際にシンボルｍとシンボルｍ＋１の間でシンボル間干渉が生じるおそれがある。

そこで、本実施の形態におけるＦＦＴ窓位置補正回路３０２は、図５（ａ）に示すように、ＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴが時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶに一致するように、ＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴを補正する。これにより、ＦＦＴ処理の際にｍ番目のシンボルとｍ＋１番目のシンボルの間で生じるシンボル間干渉を防ぐことができる。

次に、遅延プロファイル検出回路３０１から時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶ及び時間的に最も遅延して受信される素波２の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＤＥＬが入力される位相補正量計算回路３０３について図５及び図６を用いて説明する。

図５は、２つの素波が受信される場合の素波の位相関係を示す図であり、図中のｔ＝０は、Ｔ_ＦＦＴの位置を示している。

図６は、位相補正量算出回路３００で算出された位相補正量を乗算後の素波１及び素波２を示す図である。

波形等化回路１１３は、図５（ｄ）に示すように、ＳＰ補間ＬＰＦ１２４のＳＰ補間ＬＰＦ特性が平坦である帯域、すなわち、|ＬＰＦｂｗ|以下の帯域内に含まれる素波に対しては、正確にＳＰ補間を行うことができる。その結果、波形等化回路１１３は、前記帯域内に含まれる素波に対して正しく波形等化処理を行うことができる。以下、このＳＰ補間ＬＰＦ特性が平坦な帯域である、|ＬＰＦｂｗ|以下の帯域をＳＰ補間可能帯域という。

本実施の形態では、ＦＦＴ窓位置補正回路３０２が、ＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴを時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶと一致するように補正するため、Ｔ_ＦＦＴ＝Ｔ_ＡＤＶ＝０である。

時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶと時間的に最も遅延して受信される素波の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＤＥＬとの差である最大遅延時間量δτ、すなわち、遅延時間量τ_Ａが|ＬＰＦｂｗ|以下である場合の、ＦＦＴ演算回路１１０によるＦＦＴ処理後の素波１及び素波２は図５（ｄ）のようになる。

この場合の素波１及び素波２の両者は、共に、ＳＰ補間可能帯域内に含まれているため、波形等化回路１１３は、素波１及び素波２に対して正しく波形等化を行うことができる。

一方、遅延時間量τ_Ａが|ＬＰＦｂｗ|よりも大きい場合の、ＦＦＴ演算回路１１０でのＦＦＴ処理後の素波１及び素波２は図５（ｅ）のようになる。

この場合、素波１は、ＳＰ補間可能帯域内に含まれるが、素波２はＳＰ補間可能帯域内に含まれない。すなわち、素波１に対するＳＰ補間特性と素波２に対するＳＰ補間特性とが異なってしまうため、ＳＰ補間ＬＰＦ１２４でＳＰ補間誤差が生じ、波形等化回路１１３は素波１及び素波２に対して正しく波形等化処理を行うことができない。

そこで、本実施の形態の位相補正量計算回路３０３は、上記ＳＰ補間可能帯域外に位置する素波２を上記ＳＰ補間可能帯域内に含ませるために、素波１及び素波２がそれぞれ遅延時間量τ_Ａの半分であるτ_Ａ／２ずつシフトするように、すなわち、ＦＦＴ復調信号の位相補正量がτ_Ａ／２となるように設定する。

素波１及び素波２をτ_Ａ／２だけシフトさせるための位相補正量計算回路３０３の具体的な処理動作について説明する。

遅延プロファイル検出回路３０１から出力された時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶと時間的に最も遅延して受信される素波２の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＤＥＬとは、まず、最大遅延時間量算出回路３２０に入力される。

ここでいう遅延プロファイルとは、時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶと時間的に最も遅延して受信される素波２の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＤＥＬとのことをいう。

最大遅延時間量算出回路３２０は、入力された時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶと時間的に最も遅延して受信される素波２の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＤＥＬとから、最大遅延時間量であるＴ_ＡＤＶとＴ_ＤＥＬとの差δτ、すなわちτ_Ａを算出し、最大位相回転量算出回路３２１に出力する。

最大位相回転量算出回路３２１は、ＦＦＴ復調信号の位相補正量がτ_Ａ／２となるように、最大位相回転量を、数式（２）のように設定してある。そして、最大位相回転量算出回路３２１は、最大遅延時間量算出回路３２０から出力されたτ_Ａと数式（２）とからＦＦＴ復調信号の位相補正量τ_Ａ/２に相当する位相回転量を算出する。この位相回転量を数式（３）に示す。

そして、最大位相回転量算出回路３２１は、算出した、数式（３）で示す位相回転量を位相補正量乗算回路３０４に出力する。

ここで、ｎはシンボル番号、ｋはキャリア番号、Ｎは有効シンボル期間長を表す。

次に、ＦＦＴ演算回路１１０について説明する。

ＦＦＴ演算回路１１０は、ＦＦＴ窓開始位置が、ＦＦＴ窓位置補正回路３０２で出力されたＴ_ＦＦＴとなるようにＦＦＴ窓位置を合わせ、前記設定されたＦＦＴ窓に対応する期間分について、シンボル同期回路１０８から出力されるシンボル同期パルスをもとに、狭帯域キャリア周波数誤差補正回路１０７から出力されたベースバンドのＯＦＤＭ信号をＦＦＴ処理する。

具体的には、ＦＦＴ演算回路１１０は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長分の信号を抜き出し、抜き出した信号に対してＦＦＴ演算を行う。すなわち、ＦＦＴ演算回路１１０は、１つのＯＦＤＭシンボルからＧＩ期間長分の信号を除き、残った信号に対してＦＦＴ演算を行う。

ＦＦＴ演算回路１１０は、ＦＦＴ処理によって抽出した信号を位相補正量乗算回路３０４に出力する。ここで、ＦＦＴ処理により抽出される、各サブキャリアに変調されていた信号は、実軸成分（Ｉチャネル信号）と虚軸成分（Ｑチャネル信号）とから構成される複素信号である。

位相補正量乗算回路３０４は、ＦＦＴ演算回路１１０からの出力であるＸ_ＦＦＴ（ｎ，ｋ）に対して、キャリア毎に、最大位相回転量算出回路３２１から出力された前記最大位相回転量を乗算することにより、ＦＦＴ出力信号の位相の補正を行う。そして、位相補正量乗算回路３０４は、補正したＦＦＴ出力信号を波形等化回路１１３に出力する。

波形等化回路１１３は、前記位相補正が施されたＦＦＴ出力信号に対して波形等化処理を行う。

ところで、従来のＯＦＤＭ復調装置５００では、素波１及び素波２をシフトさせるような構成を有さず、素波１及び素波２をシフトさせることができなかった。このことより、従来のＯＦＤＭ復調装置５００は、｜ＬＰＦｂｗ｜以下の遅延時間量τ_Ａを持つ素波２に対してしかＳＰ補間を行うことができず、｜ＬＰＦｂｗ｜以上の遅延時間量を持つ素波に対してはＳＰ補間を行うことができなかった。

一方、本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置１００は、素波１及び素波２をシフトさせることができるため、素波１に対して｜ＬＰＦｂｗ｜以上の遅延時間量τ_Ａを持つ素波２であっても、その遅延時間量τ_Ａが２×｜ＬＰＦｂｗ｜以下であれば、素波１及び素波２に対して正しくＳＰ補間を行うことができる。

このように、従来は、｜ＬＰＦｂｗ｜以下の遅延時間量を持つマルチパスにしか対応でなかったが、本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置１００は、従来の２倍である２×｜ＬＰＦｂｗ｜以下の遅延時間量を持つマルチパスに対してまでＳＰ補間を行うことができる。

従って、本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置１００は、従来の２倍の遅延時間量を持つマルチパスに対してまで対応可能であるため、マルチパス耐性が向上することとなる。

上述したように、本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置１００は、２×｜ＬＰＦｂｗ｜の遅延時間量を有する素波２に対してまでは、シフトすることによって素波１及び素波２に対してＳＰ補間を正しく行うことができるが、これ以上の遅延時間量を持つ素波に対しては、シフトしても素波１及び素波２に対してＳＰ補間を正しく行うことができない。

よって、本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置１００は、このような２×｜ＬＰＦｂｗ｜遅延時間量を持った素波２までしか受信を許容することができない。この許容される最大の遅延時間量２×｜ＬＰＦｂｗ｜を最大許容遅延時間量という。

素波１及び前記最大許容遅延時間量を持つ素波２、すなわち２×｜ＬＰＦｂｗ｜の遅延時間量を持つ素波２の両者をＳＰ補間可能帯域内に収めるためには、素波１をＳＰ補間可能帯域内である図５（ｄ）に示す−ＬＰＦｂｗの位置に、素波２をＬＰＦｂｗの位置にそれぞれシフトさせなければならない。すなわち、素波１及び素波２を遅延時間量２×｜ＬＰＦｂｗ｜の半分である｜ＬＰＦｂｗ｜、すなわちτ_Ａ／２ずつシフトさせなければならない。

本実施の形態では、素波１及び素波２のシフト量をτ_Ａ／２と設定したが、シフト後の素波１及び素波２がＳＰ補間帯域内に含まれるのであれば、本発明のシフト量、すなわち位相補正量はτ_Ａ／２に限られない。

もし、例えば、τ_Ａ／３ずつシフトさせるように位相補正量計算回路３０３で設定していたとすると、遅延時間量τ_Ａが最大許容遅延時間量である場合には、素波１はＳＰ補間可能帯域内に含まれるが素波２はＳＰ補間可能帯域外になってしまう。また、２τ_Ａ／３ずつシフトさせるように位相補正量計算回路３０３で設定していたとすると、遅延時間量τ_Ａが最大許容遅延時間量である場合には、素波１がＳＰ補間可能帯域外になってしまう。このように、τ_Ａ／２以外ずつシフトさせるように設定した場合は、最大許容遅延時間量を有する遅延波に対して対応することができない。

以上のことより、素波１及び素波２をτ_Ａ／２ずつシフトさせるように位相補正量計算回路３０３で設定することにより、素波２が最大許容遅延時間量を持つ場合に対しても、素波１及び素波２の両者をＳＰ補間可能帯域内に含むことが可能となる。

本実施の形態では、素波１及び素波２をそれぞれτ_Ａ／２ずつシフトさせているため、素波２が素波１に対して最大許容遅延時間量を持つ場合であっても、正しくＳＰ補間を行うことができる。

上述では、素波１及び素波２の２つの素波が受信される場合について説明したが、本発明のＯＦＤＭ復調装置は、これに限らず、以下で説明する３つの素波が受信される場合等の複数の素波が受信される場合についても適用可能である。

ここからは、素波１及び素波２に加えて素波３が受信される場合についての、位相補正量計算回路３０３の動作について、図８を用いて説明する。

図８は、素波３が受信される場合の図であり、（ａ）は、遅延プロファイルを示す図であり、（ｂ）は、素波１〜３とＦＦＴ窓位置の関係を示す図であり、（ｃ）は、ＦＦＴ出力後に位相の補正をした素波１〜３とＳＰ補間ＬＰＦ１２４における補間ＬＰＦ特性との関係を示す図である。

本実施の形態における素波３は素波２に対して遅延時間量τ_Bだけ遅延して受信され、、また、素波３は、図８（ａ）に示すように、素波１に対してはτ_A＋τ_Bだけ遅延して受信される。

３つの素波が受信される場合も、ＦＦＴ窓位置補正回路３０２は、Ｔ_ＦＦＴ＝Ｔ_ＡＤＶとなるようにＦＦＴ窓位置を補正する。

本実施の形態の位相補正量計算回路３０３は、素波１〜３すべての素波の位相がＳＰ補間可能帯域内に含まれるように、ＦＦＴ復調信号に対して行う位相補正の量に相当する位相回転量を算出する。

最大遅延時間量算出回路３２０は、遅延プロファイル検出回路３０１より入力された遅延プロファイルから、時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶと時間的に最も遅延して受信される素波３の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＤＥＬとの差である最大遅延時間量δτを算出する。図８に示すような３つの素波を受信する場合、最大遅延時間量δτは、τ_A＋τ_Bである。

ここでいう遅延プロファイルとは、時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶと、時間的に最も遅延して受信される素波３の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＤＥＬとのことをいう。

最大遅延時間量算出回路３２０は、算出した最大遅延時間量τ_A＋τ_Bを最大位相回転量算出回路３２１に出力する。

最大位相回転量算出回路３２１は、最大位相回転量を示す数式（２）のδτに、入力されたτ_A＋τ_Bを代入することにより最大位相回転量を算出する。前記算出した最大位相回転量を示す式を数式（４）に示す。

そして、最大位相回転量算出回路３２１は、算出した数式（４）で示した最大位相回転量を位相補正量乗算回路３０４に出力する。

位相補正量乗算回路３０４は、入力された上記最大位相回転量を示す数式（４）をＦＦＴ演算回路１１０から入力されるＦＦＴ復調信号に乗算し、ＦＦＴ復調信号の位相を補正する。

位相補正されたＦＦＴ復調信号の位相とＳＰ補間ＬＰＦ特性との関係を図８（ｃ）に示す。

これによれば、本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置１００は、３つの素波を受信した場合でも、ＦＦＴ復調信号の位相を補正することにより、ＦＦＴ処理後における３つの素波をＳＰ補間可能領域内に収めることができる。

以上のことより、本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置１００は、前記最大遅延時間量δτが|ＬＰＦｂｗ|よりも大きい場合においても、素波１から素波３をそれぞれδτ/２ずつだけシフトさせるような位相回転をＦＦＴ復調信号に加えることにより、素波１から素波３をＳＰ補間ＬＰＦ１２４のＳＰ補間可能帯域内に収めることができる。

これにより、本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置は、素波が３つ受信される場合であっても、時間的に最も先行して受信される素波１に対する時間的に最も遅延して受信される素波３の遅延時間量を最大遅延時間量δτとすることにより、素波が２つ受信される場合と同じように処理をすることができる。

また、素波が４つ以上受信される場合であっても、素波が３つ受信される場合と同じように処理することができる。
〔実施の形態２〕
実施の形態１では、ＦＦＴ窓位置補正回路３０２が、時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶと一致するように、ＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴを補正する場合について説明した。

ＦＦＴ窓位置補正回路は、時間的に最も先行して受信される素波に対する時間的に最も遅延して受信される素波の遅延時間量δτがＧＩ期間長よりも小さい場合には、図５（ａ）に示すように、時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶよりも先行する位置にＦＦＴ窓開始位置を設定することができる。時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶよりも先行する位置にＦＦＴ窓開始位置を設定してもシンボル間干渉が生じない範囲をＦＦＴ窓開始位置マージンという。

ＦＦＴ窓位置補正回路が設定したＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴが前記ＦＦＴ窓開始位置マージン内に含まれていると、素波１のｍ＋１番目のシンボルのデータがＦＦＴ窓内に混入しないため、シンボル間干渉は生じない。

ここで、前記ＦＦＴ窓開始位置マージンの具体的な範囲は、Ｔ_ＡＤＶ−（ＧＩ期間長−δτ）≦Ｔ_ＦＦＴ≦Ｔ_ＡＤＶとなる。

そこで、本実施の形態では、判定回路３０６（図９）が、ＧＩ期間長は遅延時間量δτよりも大きいと判断すると、ＦＦＴ窓位置補正回路３０２′が、ＦＦＴ窓開始位置マージン内における時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶよりも先行する位置に、ＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴを設定する場合について説明する。

本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置１００′は、以下の（ａ）から（ｃ）の点で実施の形態１のＯＦＤＭ復調装置１００と異なる。前記実施の形態１のＯＦＤＭ復調装置１００と異なる点とは、（ａ）ＦＦＴ窓位置補正回路３０２′が判定回路３０６を含む点、（ｂ）ＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴをＦＦＴ窓開始位置マージン内における、時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶよりも先行する位置に設定する点、（ｃ）位相補正量計算回路３０３の代わりに位相補正量計算回路３０３′を設けた点である。

よって、本実施の形態における実施の形態１と同一の構成については、実施の形態１と同一の符号を付すことにより説明を省略する。

また、本実施の形態では、実施の形態１と同様に、図４（ａ）及び図５（ａ）に示すように、時間的に最も先行して受信される素波を素波１とし、遅延時間量τ_Ａだけ素波１に対して遅延して受信される素波を素波２とする。また、前記素波２に対して遅延時間量τ_Ｂだけ遅延して受信される素波を素波３とする。また、２つの素波が受信される場合には、素波２を時間的に最も遅延して受信される素波とし、３つの素波が受信される場合には、素波３を時間的に最も遅延して受信される素波とする。

図９は、本実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置１００′の一部の構成を示す図である。

図９に示すように、位相補正量算出回路３００′は、複素相関演算回路３０５と、遅延プロファイル検出回路３０１と、位相補正量計算回路３０３′とを含み、位相補正量計算回路３０３′は、さらに、最大遅延時間量算出回路３２０′と最大位相回転量算出回路３２１′と、ＦＦＴ窓開始位置先行量算出回路３２２とを含む。

また、本実施の形態のＦＦＴ窓位置補正回路３０２′は、内部に判定回路３０６を備えている。判定回路３０６は、素波１に対する素波２の遅延時間量τ_ＡがＧＩ期間長よりも小さいか否かを判断する回路である。具体的には、判定回路３０６は、まず遅延プロファイル検出回路３０１から、遅延プロファイルを取得する。

ここでいう遅延プロファイルは、時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶと、時間的に最も遅延して受信される素波２の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＤＥＬとである。

前記遅延プロファイルを取得した判定回路３０６は、素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶと素波２の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＤＥＬとの差δτである最大遅延時間量τ_Ａを算出し、最大遅延時間量τ_Ａが、入力されたＯＦＤＭ信号から抽出したＧＩ期間長よりも小さいか否かを判定する。

ここで、ＧＩ期間長を抽出する方法として、例えば、複素相関演算回路３０５の出力ピークの周期より、ＧＩ期間長を算出する方法等がある。

判定回路３０６が、最大遅延時間量τ_ＡはＧＩ期間長よりも小さいと判定した場合、ＦＦＴ窓位置補正回路３０２′は、前記ＦＦＴ窓開始位置マージン内において、ＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴが素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶよりも先行して位置するように、ＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴを補正する。この様子を、図５（ｂ）に示す。一方、判定回路３０６が、最大遅延時間量τ_ＡがＧＩ期間長よりも大きいと判定する場合については実施の形態３で説明する。

ここで、時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶに対する上記ＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴの先行量であるＦＦＴ窓開始位置先行量をαとする。

上記ＦＦＴ窓開始位置先行量αの具体的な範囲は、０≦α≦ＧＩ期間長−遅延時間量τ_Ａである。

ＦＦＴ窓位置補正回路３０２′は、補正したＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴをＦＦＴ演算回路１１０に出力すると共に、ＦＦＴ窓開始位置先行量算出回路３２２にも出力する。

また、本実施の形態の位相補正量計算回路３０３′でも、実施の形態１と同様に、素波１をＳＰ補間可能帯域内である図５及び図６に示す−ＬＰＦｂｗの位置に、素波２をＬＰＦｂｗの位置にそれぞれシフト可能にするために、位相補正量をτ_Ａ／２に設定することが好ましい。

実施の形態１では、図５（ｄ）に示すように、Ｔ_ＦＦＴ＝Ｔ_ＡＤＶであったため、素波１及び素波２のシフト量は、Ｔ_ＡＤＶの位置でもあるＴ_ＦＦＴの位置、すなわちｔ＝０の位置からのシフト量を考えればよかった。しかしながら、本実施の形態では、時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶに対して、ＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴがＦＦＴ窓開始位置先行量αだけずれているため、Ｔ_ＦＦＴの位置は、Ｔ_ＦＦＴ＝Ｔ_ＡＤＶ−αで示される。

よって、本実施の形態では、実施の形態１と異なり、Ｔ_ＡＤＶ＝Ｔ_ＦＦＴ＋αで示されるＴ_ＡＤＶの位置からのシフト量、つまり、Ｔ_ＦＦＴの位置がｔ＝０であるからＴ_ＡＤＶ＝αの位置からのシフト量を考えなければならない。

従って、位相補正量計算回路３０３′は、位相補正量をτ_Ａ／２＋αと設定する。

本実施の形態の位相補正量計算回路３０３′では、以下のような処理を行う。

遅延プロファイル検出回路３０１から出力された時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶは、ＦＦＴ窓開始位置先行量算出回路３２２及び最大遅延時間量算出回路３２０′に入力される。また、遅延プロファイル検出回路３０１から出力された時間的に最も遅延して受信される素波２の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＤＥＬは、最大遅延時間量算出回路３２０′に入力される。

ＦＦＴ窓開始位置先行量算出回路３２２は、ＦＦＴ窓位置補正回路３０２′から入力されたＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴと、遅延プロファイル検出回路３０１から入力された時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶとを用いてＦＦＴ窓開始位置先行量αの値を算出する。具体的には、ＦＦＴ窓開始位置先行量算出回路３２２は、α＝Ｔ_ＡＤＶ−Ｔ_ＦＦＴの式で算出することができ、算出したαの値を最大位相回転量算出回路３２１′に出力する。

最大遅延時間量算出回路３２０′は、前記時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶと、時間的に最も遅延して受信される素波２の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＤＥＬとの差である最大遅延時間量δτ、すなわち、本実施の形態では遅延時間量τ_Aを算出し、最大位相回転量算出回路３２１′に出力する。具体的には、最大遅延時間量算出回路３２０′は、δτ＝Ｔ_ＤＥＬ−Ｔ_ＡＤＶで算出する。

最大位相回転量算出回路３２１′は、ＦＦＴ窓開始位置先行量算出回路３２２から入力されたＦＦＴ窓開始位置先行量αの値と、最大遅延時間量算出回路３２０′から入力された最大遅延時間量δτである遅延時間量τ_Aとから位相補正量を算出する。そして、最大位相回転量算出回路３２１′は、算出した位相補正量を、その位相補正量に相当する位相回転量として、位相補正量乗算回路３０４に出力する。

具体的には、最大位相回転量算出回路３２１′は、遅延時間量τ_AとＦＦＴ窓開始位置先行量αとから位相補正量τ_Ａ／２＋αを算出し、数式（５）に代入することにより、前記位相回転量を算出する。

ＦＦＴ演算回路１１０は、ＦＦＴ窓位置補正回路３０２′から出力されたＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴにＦＦＴ窓開始位置を合わせ、ＦＦＴ処理する。そして、ＦＦＴ処理後のＦＦＴ復調信号Ｘ_ＦＦＴ（ｎ，ｋ）を位相補正量乗算回路３０４に出力する。

位相補正量乗算回路３０４は、前記ＦＦＴ処理後のＸ_ＦＦＴ（ｎ，ｋ）信号に、最大位相回転量算出回路３２１′で算出された位相補正量に相当する位相回転量を乗算することに時間方向の位相を位相補正量だけシフトしたＦＦＴ復調信号を生成する。

また、本実施の形態では、２つの素波が受信される場合について説明したが、もちろん素波が図８に示すように３つ以上受信される場合であってもよい。この場合、時間的に最も先行して受信される素波１に対する時間的に最も遅延して受信される素波３の遅延時間量τ_Ａ＋τ_ＢがＧＩ期間長よりも小さいことを条件とする。これは、前記遅延時間量τ_Ａ＋τ_ＢがＧＩ期間長よりも大きい場合には、シンボル間干渉が生じるため、ＦＦＴ窓開始位置マージンは存在しないことによる。

また、３つの素波が受信される場合のＦＦＴ窓位置補正回路３０２′における前記ＦＦＴ窓開始位置マージンの範囲は、Ｔ_ＡＤＶ−｛ＧＩ期間長−（τ_Ａ＋τ_B）｝≦Ｔ_ＦＦＴ≦Ｔ_ＡＤＶとなる。

上記構成によればＦＦＴ窓位置補正回路３０２′は、ＦＦＴ窓開始位置マージン内であれば、時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶよりも先行して、前記ＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴを設定することができる。

また、位相補正量計算回路３０３′は、このＦＦＴ窓開始位置マージン内における、時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶに対して先行する位置にＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴを設定することによって生じる、ＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴと前記素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶとのずれを調整して、ＦＦＴ復調信号の位相補正量を算出することができる。

以上のことより、本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置１００′は、素波１に対する素波２の遅延時間量τ_AがＧＩ期間長よりも小さい場合であって、ＦＦＴ窓開始位置マージン内における、時間的に最も先行して受信される素波１の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶに対して先行する位置にＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴを設定した場合でも、ＦＦＴ復調信号の位相を補正することにより、素波１及び素波２の両者に対して正しくＳＰ補間を行うことができる。

また、本実施の形態の位相補正量計算回路３０３′において、素波１及び素波２がそれぞれ（τ_Ａ／２）＋αずつシフトするように位相補正量を設定すれば、最大許容遅延時間量を有する素波２もＳＰ補間可能帯域内に含むことができる。これにより、本実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置１００′のマルチパス耐性が向上する。
〔実施の形態３〕
実施の形態１及び２では、素波１に対する素波２の遅延時間量、すなわち最大遅延時間量τ_AがＧＩ期間長より小さい場合について説明してきた。

しかしながら、時間的に最も遅延して受信される素波の遅延量が大きい場合には、最大遅延時間量τ_AがＧＩ期間長よりも大きくなる場合がある。

そこで、本実施の形態では、時間的に最も先行して受信される素波に対する時間的に最も遅延して受信される素波の遅延時間量がＧＩ期間長よりも大きい場合について説明する。

本実施の形態では、図１１（ａ）に示すように、時間的に最も先行して受信される素波を素波１′とし、遅延時間量τ_Ａ′だけ素波１′に対して遅延して受信される素波を素波２′とする。また、２つの素波が受信される場合には、素波２′を時間的に最も遅延して受信される素波とする。

本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置１００″は、実施の形態１及び２のＯＦＤＭ復調装置１００・１００′とは、図１０に示すように、位相補正量計算回路３０３・３０３′の代わりに位相補正量計算回路３０３″を備え、ＦＦＴ窓位置補正回路３０２・３０２′の代わりにＦＦＴ窓位置補正回路３０２″を備えている点で実施の形態１及び２と異なる。本実施の形態における実施の形態１及び２と同一の構成については、実施の形態１及び２と同一の符号を付すことにより説明を省略する。

図１０は、本実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置１００″の一部の構成を示す図である。

図１０に示すように、位相補正量算出回路３００″は、複素相関演算回路３０５と、遅延プロファイル検出回路３０１と、位相補正量計算回路３０３″とを含み、位相補正量計算回路３０３″は、さらに、最大遅延時間量算出回路３２０″と最大位相回転量算出回路３２１″と、ＦＦＴ窓開始位置遅延量算出回路３２３とを含む。

図１１は、素波１′に対する遅延時間量τ_A′がＧＩ期間長よりも大きい素波２′が受信される場合の素波１′及び素波２′の位置関係を示す図である。

本実施の形態では、図１１（ａ）に示すように、素波１′に対する素波２′の遅延時間量τ_A′がＧＩ期間長よりも大きく、かつ、時間的に最も先行して受信される素波１′のＤＵ比が素波２′のＤＵ比よりも大きい場合には、ＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴを時間的に最も先行して受信される素波１′の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶよりも少し後方に設定することが好ましい。

素波１′に対する素波２′の遅延時間量τ_A′がＧＩ期間長よりも大きい場合には、素波１′の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶにＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴを合わせると、素波２′においてシンボル間干渉が起きてしまう。また、素波１′のＤＵ比の方が素波２′のＤＵ比よりも大きい場合、素波２′の妨害波の方が素波１′よりも大きくなる。

このことより、素波１′でシンボル間干渉を起こさせて、素波２′ではシンボル間干渉が起こらないようにＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴを設定、すなわち、ＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴを時間的に最も先行して受信される素波１′の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶよりも少し後方に設定することにより、全体のシンボル間干渉による雑音を低減することができる。

ここで、ＤＵ比とは、無変調時の希望波と妨害波の搬送波電力の比を示すものであり、ＤＵ比が小さい程、妨害波は大きい。また、ここでは素波１′及び素波２′は互いの妨害波となり、素波１′及び素波２′の合成電力を希望波電力とする。素波１′のＤＵ比を表す場合は妨害波電力を素波１′の電力とし、一方、素波２′のＤＵ比を表す場合は妨害波電力を素波２′の電力とする。

そこで、本実施の形態のＦＦＴ窓位置補正回路３０２″は、図１１（ａ）に示すように、ＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴを、遅延プロファイル検出回路３０１で検出された、時間的に最も先行して受信される素波１′の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶよりも時間的に少し遅らせた位置になるように補正する。

ＦＦＴ窓位置補正回路３０２″は、内部に判定回路３０６′を備えている。判定回路３０６′は、最大遅延時間量δτである素波１′に対する素波２′の遅延時間量τ_Ａ′がＧＩ期間長よりも大きいか否かを判断する回路である。具体的には、判定回路３０６′は、まず遅延プロファイル検出回路３０１から、遅延プロファイルを取得する。

ここでいう遅延プロファイルとは、時間的に最も先行して受信される素波１′の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶと、時間的に最も遅延して受信される素波２′の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＤＥＬとのことをいう。

前記遅延プロファイルを取得した判定回路３０６′は、素波１′の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶと素波２′の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＤＥＬとの差δτである最大遅延時間量τ_Ａ′を算出し、最大遅延時間量τ_Ａ′が、入力されたＯＦＤＭ信号から抽出したＧＩ期間長よりも大きいか否かを判定する。

判定回路３０６′が、最大遅延時間量τ_Ａ′がＧＩ期間長よりも大きいと判定する場合であって、時間的に最も先行して受信される素波１′のＤＵ比が素波２′のＤＵ比よりも大きい場合には、ＦＦＴ窓位置補正回路３０２″が、ＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴを素波１′の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶよりも少し後方に位置するようにＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴを補正する。すなわち、ＦＦＴ窓位置補正回路３０２″は、ＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴが素波１′の有効シンボル先頭Ｔ_ＡＤＶに対して少し遅延するようにＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴを補正する。前記少し後方の位置の明確な範囲については後述する。

また、一方、判定回路３０６′が、最大遅延時間量τ_ＡはＧＩ期間長よりも小さいと判定する場合については実施の形態２で説明した通りである。

ここで、時間的に最も先行して受信される素波１′の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶに対する上記ＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴの遅延量であるＦＦＴ窓開始位置遅延量をβとする。

上記ＦＦＴ窓開始位置遅延量βの具体的な範囲は、全体的なシンボル間干渉が小さくなる範囲であり、最大は素波２′のＧＩ期間先頭位置である。

ＦＦＴ窓位置補正回路３０２″は、補正したＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴをＦＦＴ演算回路１１０に出力すると共に、ＦＦＴ窓開始位置遅延量算出回路３２３にも出力する。

実施の形態１では、図５（ｄ）に示すように、Ｔ_ＦＦＴ＝Ｔ_ＡＤＶであったため、素波１及び素波２のシフト量はＴ_ＡＤＶの位置でもあるｔ＝０の位置からのシフト量を考えればよかった。

しかしながら、本実施の形態では、時間的に最も先行して受信される素波１′の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶに対して、ＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴがＦＦＴ窓開始位置遅延量βだけずれているため、Ｔ_ＦＦＴ＝Ｔ_ＡＤＶ＋βとなる。

よって、本実施の形態では、実施の形態１と異なり、Ｔ_ＡＤＶ＝Ｔ_ＦＦＴ−βで示されるＴ_ＡＤＶの位置からのシフト量を考えなければならない。

ところで、本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置１００″は、２×｜ＬＰＦｂｗ｜の遅延時間量を有する素波２′を受信する場合に対してまでは、シフトすることによって素波１′及び素波２′に対して正しくＳＰ補間を行うことができ、本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置１００″は素波２′の受信を許容できる。この許容される最大の遅延時間量２×｜ＬＰＦｂｗ｜を最大許容遅延時間量という。

素波１′及び前記最大許容遅延時間量を持つ素波２′、すなわち２×｜ＬＰＦｂｗ｜の遅延時間量を持つ素波２′の両者をＳＰ補間可能帯域内に収めるためには、素波１′をＳＰ補間可能帯域内である図１１（ｂ）に示す−ＬＰＦｂｗの位置に、素波２′をＬＰＦｂｗの位置にそれぞれシフトさせなければならない。

そこで、本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置１００″が最大許容遅延時間量を持った素波２′を受信する場合にもＳＰ補間を正しく行うために、位相補正量計算回路３０３″において位相補正量を以下に設定する。

位相補正量計算回路３０３″は、素波１′をＳＰ補間可能帯域内である図１１（ｂ）に示す−ＬＰＦｂｗの位置に、素波２′をＬＰＦｂｗの位置にそれぞれシフトするために、位相補正量を（τ_Ａ′／２）−βに設定する。

本実施の形態の位相補正量計算回路３０３″では、以下のような処理を行う。

遅延プロファイル検出回路３０１から出力された時間的に最も先行して受信される素波１′の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶは、ＦＦＴ窓開始位置遅延量算出回路３２３及び最大遅延時間量算出回路３２０″に入力される。また、遅延プロファイル検出回路３０１から出力された時間的に最も遅延して受信される素波２′の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＤＥＬは、最大遅延時間量算出回路３２０″に入力される。

ＦＦＴ窓開始位置遅延量算出回路３２３は、ＦＦＴ窓位置補正回路３０２″から入力されたＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴと、遅延プロファイル検出回路３０１から入力された時間的に最も先行して受信される素波１′の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶとを用いてＦＦＴ窓開始位置遅延量βの値を算出する。具体的には、ＦＦＴ窓開始位置遅延量算出回路３２３は、β＝Ｔ_ＦＦＴ−Ｔ_ＡＤＶの式で算出することができ、算出したβの値を最大位相回転量算出回路３２１″に出力する。

最大遅延時間量算出回路３２０″は、前記時間的に最も先行して受信される素波１′の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶと、時間的に最も遅延して受信される素波２′の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＤＥＬとの差である最大遅延時間量δτ、すなわち、本実施の形態では遅延時間量τ_A′を算出し、最大位相回転量算出回路３２１″に出力する。具体的には、最大遅延時間量算出回路３２０″は、δτ＝Ｔ_ＤＥＬ−Ｔ_ＡＤＶで算出する。

最大位相回転量算出回路３２１″は、ＦＦＴ窓開始位置遅延量算出回路３２３から入力されたＦＦＴ窓開始位置遅延量βの値と、最大遅延時間量算出回路３２０″から入力された最大遅延時間量δτである遅延時間量τ_A′とから位相補正量を算出する。そして、最大位相回転量算出回路３２１″は、算出した位相補正量を、その位相補正量に相当する位相回転量として、位相補正量乗算回路３０４に出力する。

具体的には、最大位相回転量算出回路３２１″は、遅延時間量τ_A′とＦＦＴ窓開始位置遅延量βを数式（６）に代入することにより、前記位相回転量を算出する。

ＦＦＴ演算回路１１０は、ＦＦＴ窓位置補正回路３０２″から出力されたＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴにＦＦＴ窓開始位置を合わせ、ＦＦＴ処理する。そして、ＦＦＴ処理後のＦＦＴ復調信号Ｘ_ＦＦＴ（ｎ，ｋ）を位相補正量乗算回路３０４に出力する。

位相補正量乗算回路３０４は、前記ＦＦＴ処理後のＸ_ＦＦＴ（ｎ，ｋ）信号に、最大位相回転量算出回路で算出された位相補正量に相当する位相回転量を乗算することに時間方向の位相を位相補正量だけシフトしたＦＦＴ復調信号を生成する。

上記構成により、位相補正量計算回路３０３″は、ＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴを時間的に最も先行して受信される素波１′の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶよりも少し後方に設定した場合においても、前記ＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴと時間的に最も先行して受信される素波１′の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶとのずれを調整して、位相補正量を算出することができる。

以上のことより、本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置１００″は、素波１′に対する素波２′の遅延時間量τ_A′がＧＩ期間長よりも大きい場合で、かつ、ＦＦＴ窓開始位置Ｔ_ＦＦＴを時間的に最も先行して受信される素波１′の有効シンボル先頭位置Ｔ_ＡＤＶよりも少し後方に設定した場合でも、ＦＦＴ復調信号の位相を補正することにより、このような素波１′及び素波２′に対しても正しくＳＰ補間を行うことができる。

また、本実施の形態の位相補正量計算回路３０３″において、素波１′及び素波２′がそれぞれ（τ_Ａ′／２）−βずつシフトするように位相補正量を設定すれば、素波２′が最大許容遅延時間量を持つ場合に対しても、素波１′及び素波２′の両者をＳＰ補間可能帯域内に含むことができる。これにより、本実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置１００″のマルチパス耐性が向上する。

また、本実施の形態では、２つの素波が受信される場合について説明したが、もちろん素波が３つ以上受信される場合であってもよい。

本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

また、本発明のＯＦＤＭ復調装置は、有効シンボルと前記有効シンボルの一部の信号波形が複写されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重(ＯＦＤＭ)信号をサンプリングした受信サンプル系列信号と、前記受信サンプル系列信号を有効シンボル期間遅延した遅延信号との各サンプル毎の複素相関値を出力する複素相関演算回路３０５と、前記複素相関値に基づいて遅延プロファイルを検出する遅延プロファイル検出回路３０１と、前記遅延プロファイルを受けて、時間的に最も先行して受信された素波の有効シンボル先頭付近にＦＦＴ窓開始位置を対応させるＦＦＴ窓位置補正回路３０２と、前記ＦＦＴ窓開始位置信号によってＦＦＴ窓期間で前記受信サンプル系列信号をＦＦＴ処理するＦＦＴ演算回路１１０と、前記遅延プロファイルと、前記ＦＦＴ窓開始位置を受けて、位相補正量を算出する位相補正量計算回路３０３と、前記位相補正量と前記ＦＦＴ演算回路１１０からの出力信号とを乗算してＦＦＴ出力信号を出力する位相補正量乗算回路３０４と、前記ＦＦＴ復調信号を受けて、波形等化を行う波形等化回路１１３とを具備することを特徴としてもよい。

また、本発明のＯＦＤＭ復調装置における前記遅延プロファイル検出回路３０１は、前記複素相関値をシンボル方向にフィルタリングして複素相関演算値系列信号を出力する第１のフィルタ手段３１０と、前記複素相関演算値の複素相関強度を算出する複素相関強度算出回路３１１と、前記複素相関強度を、データをサンプリングした方向にフィルタリングをして複素相関強度演算値を出力する第２のフィルタ手段３１２と、前記複素相関強度演算値の微分を行う微分回路３１３と、前記微分値を受けて、時間的に最も先行して受信された素波の有効シンボル先頭位置と、最も遅延して受信された素波の有効シンボル先頭位置とを検出する、遅延検出回路３１４とを具備することを特徴としてもよい。

また、本発明のＯＦＤＭ復調装置における前記位相補正量計算回路３０３は、前記遅延プロファイルを受けて、時間的に最も先行して受信された素波と、最も遅延して受信された素波との時間差δτを算出する最大遅延時間量算出回路３２０と、δτ／２程度のＦＦＴ窓位置ずれに相当する位相回転量を算出する最大位相回転量算出回路３２１とを具備することを特徴としてもよい。

さらに、本発明のＯＦＤＭ装置における前記位相補正量計算回路３０３は、前記遅延プロファイルを受けて、時間的に最も先行して受信された素波の有効シンボル先頭位置と、前記ＦＦＴ窓開始位置からの時間差βを算出するＦＦＴ窓開始位置遅延量算出回路３２３と、−β＋δτ／２程度のＦＦＴ窓位置ずれに相当する位相回転量を算出する最大位相回転量算出回路３２１とを具備することを特徴としてもよい。

また、本発明の前記位相補正量演算手段は、前記時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置に対する、前記時間的に最も遅延して受信される素波の有効シンボル先頭位置の遅延時間量である、最大遅延時間量を算出する最大遅延時間量演算手段と、前記最大遅延時間量演算手段によって算出された前記遅延時間量を用いて、ＦＦＴ復調信号の位相を回転させるための位相回転量を算出する位相回転量算出手段とを備えることを特徴としてもよい。

また、本発明の前記位相補正量演算手段は、前記時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置に対する、前記時間的に最も遅延して受信される素波の有効シンボル先頭位置の遅延時間量である、最大遅延時間量を算出する最大遅延時間量演算手段と、前記最大遅延時間量演算手段で算出された最大遅延時間量から、前記時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置に対する前記ＦＦＴ窓位置補正手段が設定した前記ＦＦＴ窓期間の開始位置の遅延時間量であるＦＦＴ窓開始位置遅延量を引いた値を用いて前記位相回転量を算出する位相回転量算出手段とを備えることを特徴としてもよい。

また、本発明の前記位相回転量算出手段は、前記時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置が、前記ＦＦＴ窓開始位置に対して、前記最大遅延時間量演算手段で算出された最大遅延時間量の略半分の期間だけ先行するように、ＦＦＴ復調信号の位相を回転させる位相回転量を算出することを特徴としてもよい。

また、実施の形態１及び２では、ＦＦＴ窓開始位置を時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置に合わせる場合について説明したが、本発明はこれに限らず、ＦＦＴ窓開始位置を時間的に最も遅延して受信される素波の有効シンボル先頭位置にあわせた場合についても、位相をシフトさせる方向を逆にすることにより適用可能である。

本発明は、デジタル伝送方式にて、映像信号や音声信号を伝送するＯＦＤＭ復調装置、ＯＦＤＭ復調方法に適用することができる。また、ＯＦＤＭ方式に従って信号を受信する装置、例えば、無線ＬＡＮのための復調装置、ＢＳデジタル放送、ＣＳデジタル放送を受信するための復調装置、ケーブルテレビの復調装置に対しても本発明を適用することができる。

本発明の実施形態を示すものであり、ＯＦＤＭ復調装置の要部構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態を示すものであり、ＯＦＤＭ復調装置の全体の構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態を示すものであり、遅延プロファイル検出回路の内部の構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態を示すものであり、遅延プロファイル検出回路の処理動作を説明するための図である。（ａ）は、素波の有効シンボルの先頭位置と、ＦＦＴ窓開始位置との関係を示す図である。（ｂ）は、素波と該素波を有効シンボル期間遅延させた素波との相関強度を示すグラフである。（ｃ）は、（ｂ）の相関強度をシンボル方向にフィルタリングした後の相関強度を示すグラフである。（ｄ）は、（ｃ）の相関強度をサンプリング方向にフィルタリングした後の相関強度を示すグラフである。（ｅ）は、（ｄ）の相関強度を微分した後の微分出力を示すグラフである。 ２つの素波が受信される場合における、各素波の時間的な相互位置関係を示す図である。（ａ）は、本発明の一実施の形態における素波の有効シンボルの先頭位置と、ＦＦＴ窓開始位置との関係を示す図である。（ｂ）は、本発明の別の実施の形態における素波の有効シンボルの先頭位置と、ＦＦＴ窓開始位置との関係を示す図である。（ｃ）は、（ａ）の場合の遅延プロファイルを示す図である。（ｄ）は、２つの素波がＳＰ補間可能帯域内に含まれる場合の素波の相互位置関係を示す図である。（ｅ）は、片方の素波がＳＰ補間可能帯域内に含まれない場合の素波の相互位置関係を示す図である。 本発明の一実施の形態を示すものであり、ＦＦＴ復調信号の位相を補正した後の素波とＳＰ補間ＬＰＦ特性との関係を示す図である。 本発明の一実施の形態を示すものであり、波形等化回路の構成を示すブロック図である。 本発明の一実施の形態における３つの素波が受信される場合の素波の位置関係を示す図である。（ａ）は、遅延プロファイルを示す図である。（ｂ）は、３つの素波とＦＦＴ窓位置の位置関係を示す図である。（ｃ）は、ＦＦＴ復調信号の位相を補正した後の素波とＳＰ補間ＬＰＦ特性との関係を示す図である。 本発明の別の実施の形態を示すものであり、ＯＦＤＭ復調装置の要部構成を示すブロック図である。 本発明のさらに別の実施の形態を示すものであり、ＯＦＤＭ復調装置の要部構成を示すブロック図である。 ＧＩ期間長よりも大きい遅延時間量を持った素波が受信される場合の素波の位置関係を示す図である。（ａ）は、素波の有効シンボルの先頭位置と、ＦＦＴ窓開始位置との関係を示す図である。（ｂ）は、ＦＦＴ復調信号の位相を補正した後の素波とＳＰ補間ＬＰＦ特性との関係を示す図である。 ＯＦＤＭシンボルの構成を示す図である。 従来のＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１００、１００′、１００″ ＯＦＤＭ復調装置
１１０ ＦＦＴ演算回路（ＦＦＴ処理手段）
１１３ 波形等化回路（波形等化手段）
１２４ ＳＰ補間ＬＰＦ
３０１ 遅延プロファイル検出回路（遅延プロファイル検出手段）
３００、３００′、３００″ 位相補正量算出回路
３０２、３０２′、３０２″ ＦＦＴ窓位置補正回路（ＦＦＴ窓位置補正手段）
３０３、３０３′、３０３″ 位相補正量計算回路（位相補正量演算手段）
３０４ 位相補正量乗算回路（位相補正量乗算手段）
３０５ 複素相関演算回路
３０６、３０６′ 判定回路
３１０ シンボル方向ＬＰＦ（第１フィルタ手段）
３１１ 複素相関強度算出回路（複素相関強度算出手段）
３１２ サンプリング方向ＬＰＦ（第２フィルタ手段）
３１３ 微分回路（微分手段）
３１４ 遅延検出回路（遅延検出手段）
３２０、３２０′、３２０″ 最大遅延時間量算出回路
３２１、３２１′、３２１″ 最大位相回転量算出回路
３２２ ＦＦＴ窓開始位置先行量算出回路
３２３ ＦＦＴ窓開始位置遅延量算出回路

Claims (7)

1. 有効シンボルと、該有効シンボルの一部分と同一の内容が複写されてなるガードインターバルとを含む伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重変調信号をサンプリングした受信サンプル系列信号をＦＦＴ窓期間でＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理するＦＦＴ処理手段と、
   前記受信サンプル系列信号を構成する素波における時間的に最も遅延して受信される素波の前記ガードインターバルの先頭位置と、前記受信サンプル系列信号を構成する素波における時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置との間に、前記ＦＦＴ窓期間の開始位置を設定するＦＦＴ窓位置補正手段と、
   前記ＦＦＴ処理手段によって復調したＦＦＴ復調信号に対して補間することによりキャリア復調を行う波形等化手段とを備えたＯＦＤＭ復調装置であって、
   前記時間的に最も先行して受信される素波及び前記時間的に最も遅延して受信される素波が、前記波形等化手段の補間可能な帯域内に含まれるように、前記ＦＦＴ復調信号の位相を補正するための位相補正量を算出する位相補正量演算手段と、
   前記位相補正量を、前記ＦＦＴ復調信号に乗算することによりＦＦＴ復調信号の位相を補正する位相補正量乗算手段とをさらに備えたことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
2. 前記受信サンプル系列信号と、前記受信サンプル系列信号を有効シンボル期間遅延した遅延信号とのサンプル毎の複素相関値に基づいて、前記時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置と、前記最も遅延して受信される素波の有効シンボル先頭位置とを検出する遅延プロファイル検出手段を備え、
   前記遅延プロファイル検出手段は、前記複素相関値をシンボル長方向にフィルタリングして、複素相関演算値系列信号を出力する第１フィルタ手段と、
   前記複素相関演算値系列信号から複素相関強度を算出する複素相関強度算出手段と、
   前記複素相関強度をサンプリングする方向にフィルタリングして、複素相関強度演算値を出力する第２フィルタ手段と、
   前記複素相関強度演算値を微分して微分値を出力する微分手段と、
   前記微分値から、前記時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置と、前記最も遅延して受信される素波の有効シンボル先頭位置とを検出する遅延検出手段と
   を備えることを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。
3. 前記位相補正量演算手段は、前記時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置に対する、前記時間的に最も遅延して受信される素波の有効シンボル先頭位置の遅延時間量の略半分を、前記位相補正量として算出することを特徴とする請求項１または２に記載のＯＦＤＭ復調装置。
4. 前記ＦＦＴ窓位置補正手段は、前記時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置に、前記ＦＦＴ窓期間の開始位置を設定することを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載のＯＦＤＭ復調装置。
5. 前記ガードインターバルの期間長が、前記時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置に対する、前記時間的に最も遅延して受信される素波の有効シンボル先頭位置の遅延時間量よりも大きい場合において、
   前記位相補正量演算手段が、前記時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置に対して前記ＦＦＴ窓期間の開始位置が先行する時間量であるＦＦＴ窓開始位置先行量に、前記遅延時間量の略半分を足した値を、前記位相補正量として算出することを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載のＯＦＤＭ復調装置。
6. 前記ガードインターバルの期間長が、前記時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置に対する、前記時間的に最も遅延して受信される素波の有効シンボル先頭位置の遅延時間量よりも小さい場合において、
   前記位相補正量演算手段が、前記遅延時間量の略半分から、前記時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置に対して前記ＦＦＴ窓期間の開始位置が遅延する時間量であるＦＦＴ窓開始位置遅延量を引いた値を、前記位相補正量として算出することを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載のＯＦＤＭ復調装置。
7. 有効シンボルと、該有効シンボルの一部分と同一の内容が複写されてなるガードインターバルとを含む伝送シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重変調信号をサンプリングした受信サンプル系列信号をＦＦＴ窓期間で処理するＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理と、
   前記受信サンプル系列信号を構成する素波における時間的に最も遅延して受信される素波の前記ガードインターバルの先頭位置と、前記受信サンプル系列信号を構成する素波における時間的に最も先行して受信される素波の有効シンボル先頭位置との間に、前記ＦＦＴ窓期間の開始位置を設定するＦＦＴ窓位置補正処理と、
   前記ＦＦＴ処理によって復調したＦＦＴ復調信号に対して補間することによりキャリア復調を行う波形等化処理とを含むＯＦＤＭ復調方法であって、
   前記時間的に最も先行して受信される素波及び前記時間的に最も遅延して受信される素波が、前記波形等化処理で補間可能な帯域内に含まれるように、前記ＦＦＴ復調信号の位相を補正するための位相補正量を算出する位相補正量演算処理と、
   前記位相補正量を、前記ＦＦＴ復調信号に乗算することによりＦＦＴ復調信号の位相を補正する位相補正量乗算処理とをさらに含むことを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。

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