JP2006024992A - Ｏｆｄｍ復調方法及びｏｆｄｍ復調装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な構成でＦＦＴ窓位置を決定し、更にメモリを大幅に増やすことなく伝送路特性の推定精度を上げることが可能なＯＦＤＭ復調方法及び復調装置を提供する。
【解決手段】受信ＯＦＤＭ信号のＦＦＴ後の信号からＳＰ信号を取出し、このＳＰ信号を送信側のＳＰ信号で除算することにより向きを揃え、向きが揃えられたＳＰ信号をシンボル方向に補間し、補間したＳＰ信号のキャリア方向の向きが揃えられたＳＰ信号のＩ軸或いはＱ軸のゼロクロス数を観測することにより得られた回転数が所定値以下となるようにＦＦＴ窓位置を決定することで、初期のＦＦＴ窓位置を決定後、ＦＦＴ窓位置の変化に応じて、ＦＦＴ後の信号を回転させる。また、異なる通過帯域の複数のキャリア補間フィルタを用い、ＦＦＴ後のＳＰ信号の回転数により、使用するフィルタを選択する。
【選択図】図７

Description

本発明は、地上デジタル放送に用いられる直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号の復調方法及び回路に関し、特にＯＦＤＭ復調における受信性能を改善する技術に関する。

欧米ではすでに１９９８年より地上デジタル放送が始められているが、昨年、日本でも三大都市圏で地上デジタル放送が開始された。日本および欧州の地上デジタル放送方式、ＩＳＤＢ−ＴおよびＤＶＢ−Ｔはその変調方式として、直交周波数分割多重（以下「ＯＦＤＭ」という）変調方式を採用している。このＯＦＤＭはマルチパス妨害に強い、周波数利用効率が高い、等の特徴を有する。

このＯＦＤＭ変調方式は、互いに直交関係にある多数の搬送波に伝送信号を分割して多重して伝送する方式である。

ＯＦＤＭ信号は、多数の搬送波を用いるために、シンボル間隔を長く取ることができ、信号の一部を巡回的に複写して伝送する期間、いわゆるガード期間を設けることができる。ＯＦＤＭ信号は遅延波の遅延時間が、ガード期間内であれば、シンボル間干渉を生じないため、等化器が簡易に構成できるという特徴がある。

このガード期間は、ＤＶＢ−Ｔ、ＩＳＤＢ−Ｔ共に、有効シンボル長に対する割合で定義され、有効シンボル長の１／３２、１／１６、１／８、１／４の時間幅に設定されている。

従って、最大ガード期間比１／４の遅延波が到来した場合でも等化できる必要がある。そのため、ＤＶＢ−Ｔ、ＩＳＤＢ−Ｔ方式では等化の為にパイロット信号が周波数領域で挿入されている。

図１に周波数領域で挿入されたＳＰ信号の配置を示す。このＳＰ信号はサブキャリア毎に伝送されるのではなく、周波数方向及び時間方向に、シンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐ（ｍｏｄは剰余演算を表し、ｐは整数）を満たすキャリア位置で伝送される。すなわち、図１に示されたようにＳＰ信号は４シンボルを周期として反復され、シンボル毎に３キャリアずつシフトして伝送される。

次に受信側での処理について説明する。図２はＯＦＤＭの一般的な処理回路を示している。受信されたＯＦＤＭ信号はＡ／Ｄ変換器１０１でＡ／Ｄ変換された後、直交検波回路１０２で直交検波される。直交検波された信号はＦＦＴ回路１０３で時間領域から周波数領域の信号に変換され、等価回路１０４で前記ＳＰ信号を用いて等化処理が行われる。その後、誤り訂正回路１０５に入力され、誤り訂正処理が行われる。同期再生回路１０６は、ＦＦＴ回路１０３の前後の信号を用いて、サンプリング周波数再生、ＡＦＣ等、シンボル同期などの処理を行う（例えば特許文献１参照。）。

図３に従来の等化処理の詳細を示す。ＦＦＴ後の信号からＳＰ抽出回路１０９により、ＳＰ信号を取り出す。ＳＰ発生回路１１１は送信側のＳＰ信号と同じ位相の信号を発生する。複素除算回路１１０は受信されたＳＰ信号を発生されたＳＰ信号で複素除算する。これにより、各ＳＰ信号位置での伝送路特性が求められる。この伝送路特性を使って、シンボル補間回路１１２はＳＰ信号をシンボル方向に補間する。図４にＳＰ信号をシンボル方向に補間した例を示す。次にキャリア補間回路１１３は伝送路特性をキャリア方向に補間する。このようにして、全キャリア位置での伝送路特性が推定される。

入力されたＯＦＤＭ信号は３シンボル遅延回路１０７で３シンボル遅延された後、複素除算回路１０８は、前記３シンボル遅延されたＯＦＤＭ信号を前記補間された伝送路特性で複素除算し、等化した信号を出力する。

従来、このようにシンボル方向に先に補間を行うのは、有効シンボル長の１／１２以上の遅延波が生じた場合、先にキャリア方向に補間すると、正確な補間が行えないためである。従って、従来は通常シンボル方向に補間した後、キャリア方向に補間するのが通例である（例えば特許文献２参照）。

このように先にシンボル方向に補間すると、有効シンボル長の１／３の遅延波まで原理的に等化できることになり、最大ガード期間長１／４の遅延波が存在する場合でも等化が可能となる。
特許第３０４１１７１号公報 特許第３０８４３６８号公報

しかしながら、ＦＦＴの窓位置は、時間領域の相関波形から設定されることが多く、移動環境など伝送路特性の変動が激しい場合、時間領域の相関波形の乱れから、ＦＦＴ窓位置が適切な位置に設定されないことがある。この場合、仮に主波がキャリア補間回路で用いるフィルタの通過帯域内に入っていても、遅延波の遅延時間が長い場合、遅延波がフィルタの通過帯域外に出てしまい、遅延波の信号成分が減衰し、対雑音性能が劣化する。また、このため、遅延プロファイルを求めて、その遅延プロファイルにより、ＦＦＴ窓位置を決定する方法も提案されているが、遅延プロファイルを求めるためにＩＦＦＴ回路が必要となり、回路規模が大きくなる。

本発明は、簡単な構成でＦＦＴ窓位置を決定できる方法を提供し、更にメモリを大幅に増やすことなく伝送路特性の推定精度を上げることが可能なＯＦＤＭ復調方法及びＯＦＤＭ復調装置を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するために、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、受信ＯＦＤＭ信号のＦＦＴ後の信号からＳＰ信号を取出し、このＳＰ信号を送信側のＳＰ信号で除算することにより向きを揃え、向きが揃えられたＳＰ信号をシンボル方向に補間し、補間したＳＰ信号のキャリア方向の回転が所定の値以下となるようにＦＦＴ窓位置を決定する。

また、補間したＳＰ信号のキャリア方向の回転が所定の値以下とならない場合は、できるだけ、補間したＳＰ信号のキャリア方向の回転が、小さくなるようにＦＦＴ窓位置を決定する。

この回転数は、向きが揃えられたＳＰ信号のＩ軸或いはＱ軸のゼロクロス数を観測することにより行う。このようにして、初期のＦＦＴ窓位置を決定後、ＦＦＴ窓位置の変化に応じて、ＦＦＴ後の信号を回転させる。

また、時間軸補間の精度を上げるために、まず、向きが揃えられたＳＰ信号をキャリア方向にフィルタをかけて、ＳＰ信号のノイズ成分を除去し、その後に、シンボル方向およびキャリア方向にＳＰ信号を補間する。

しかし、ＦＦＴ後のデータの回転が所定の回転数より多い場合は、キャリアフィルタの通過帯域から信号成分が外に出てしまうため、ＳＰ信号のキャリア方向のフィルタ後に、フィルタ処理されているＳＰ信号とフィルタ処理されていないＳＰ信号をシンボル毎に比較し、誤差が所定の値以下であればキャリアフィルタ通過後のＳＰ信号を用い、誤差が所定の値以上であればキャリア方向フィルタを通過していないＳＰ信号を用いて、シンボル方向およびキャリア方向にＳＰ信号を補間する。

このＳＰ信号の選択は、シンボル毎のＳＰ信号の回転数を基準に用いて、切り替えることもできる。その後、選択したＳＰ信号を用いてシンボル方向およびキャリア方向に補間して伝送路特性を算出する。

また、ＦＦＴ後の信号からＳＰ信号を取出し、ＳＰ信号を送信側のＳＰ信号で除算することにより向きを揃え、向きが揃えられたＳＰ信号をシンボル方向に補間した後、通過帯域の異なる複数のフィルタに並列にＳＰ信号を入力し、ＳＰ信号を補間する。この複数のフィルタの出力は、前述のＳＰ信号の回転数によりシンボル毎に選択される。これにより、ノイズ成分を低減した伝送路特性の推定が可能となる。

このように、ＦＦＴ後のＳＰ信号の回転により、ＦＦＴ窓位置を制御し、帯域の狭いフィルタを使うためには、受信ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ後に、キャリア毎にｅｘｐ（ｊπ＊ＧＩ＊Ｎ）を乗じて、ＦＦＴ後の波形を回転させておく。その後、本発明のＦＦＴ窓位置の決定、ＳＰ信号の補間処理を行うと、処理が簡便になる。

（ガード期間ＧＩ＝有効シンボル長に対する割合、ＮはＦＦＴ後のキャリア番号：無効キャリアを含む）

以上説明したように、本発明によれば、新規にＩＦＦＴを用いることなく、ＦＦＴ窓位置を適切な位置に設定できるため、キャリア方向の補間フィルタとして、狭帯域のフィルタを用いることができ、伝送路特性推定精度の向上を図ることができる。

また、本発明によれば、先にキャリア方向のフィルタをかけることにより、ＳＰ信号の精度を高めることができるため、その後になされるシンボル方向の伝送路特性の推定精度を高めることができ、受信性能の優れた受信方法、送信装置及び受信装置を提供することができる。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。

（実施の形態１）
図５に伝送路特性の例を示す。図５は、従来例の図３の様にシンボル方向にフィルタをかけた後、キャリア方向にフィルタをかけたものである。この伝送路特性は、遅延波が存在しない時でも、ＦＦＴウインドウ位置がずれた場合、大きく回転する。図５（ａ）は１シンボル全体の伝送路特性、図５（ｂ）はその一部を拡大したものである。

本実施の形態では、ＩＳＤＢ−Ｔのモード３、ガード１／８を用いた。モード３の場合、８１９２ポイントのＦＦＴを用いる。そのため、ガード長１／８はサンプリング点として１０２４ポイントに相当する。今、ＦＦＴウインドウ位置がガード期間の中央の時、回転がゼロであるとすると、ガード長ずれた時、すなわち±５１２ポイントサンプリング点がずれると、有効キャリア期間（５６１７本）内で約３５０回転伝送路特性が回転することになる。

本実施の形態では、この伝送路特性の回転をゼロクロスすなわちＹ＝０を横切るする回数をモニターし、ＦＦＴウインドウ位置決定回路にフィードバックする。この全体のブロック図を図６に、この等化回路の詳細を図７に示す。

Ａ／Ｄ変換器２０１は受信された信号をＡ／Ｄ変換する。直交検波回路２０２はＡ／Ｄ変換後のデータを直交検波する。ＦＦＴ窓位置検出回路２０６は直交検波後のデータのガード相関波形を利用してＦＦＴ窓位置を決定する、と同時に等化回路２０４からフィードバックされたゼロクロス回数情報を元にＦＦＴ窓位置を決定する。ＦＦＴ回路２０３は直交検波回路２０２の出力をＦＦＴ窓位置検出回路２０６により決定されたＦＦＴ窓位置でＦＦＴ処理を行う。等化回路２０４はＦＦＴ後の信号を等化する。なお、この等化回路の伝送路特性を利用してＦＦＴ窓位置検出回路２０６にてＦＦＴ窓位置を補正する。本実施の形態では、受信初期の電源立ち上げ時等に等化回路の伝送路特性をモニターする。この伝送路特性の回転が小さくなるようＦＦＴ窓位置を補正し、初期のＦＦＴ窓位置を決定する。

初期のＦＦＴ窓位置が決定された後、直交検波後のガード相関波形によるＦＦＴ窓位置を数シンボル毎に検出し、ウインドウ変化量検出回路２０７にて検出されたウインドウ位置のずれだけ、ＦＦＴ後の信号を回転させる。

次に等化回路の詳細について説明する。送信側では図８（ａ）に示すように、送信側ではガード期間が有効シンボル期間の後部のコピーとして付加されている。受信側で図８(ｂ）のようにガード期間の中央からシンボル切り出しを行うと位相が回転する。そのため、図７のオシレータ２１０は、ガード期間の半分の位置からウインドウ位置を設定した場合、伝送路特性が回転しないようにガード長の半分回転する信号を発生する。具体的には、キャリア毎にｅｘｐ（ｊπ＊ＧＩ＊Ｎ）の周波数を発生する。

ＧＩはガードインターバルであり、１／３２、１／１６、１／８、１／４のいずれかである。Ｎは帯域の端から数えたキャリアの番号であり、モード３の場合、０〜８１９１となる。乗算器２１１は入力された信号を回転する。この回転により、ガード期間の中央からシンボル切り出しを行った場合に伝送路特性がフラットになる。図８にＦＦＴ窓位置をガード長の半分に設定した例を示す。

ただし、伝送路が変動している場合、或いは同一チャンネル妨害・マルチパス等があるとガード相関波形が乱れるため、受信側では必ずしもガードインターバルの中央からシンボル切り出しが行われるとは限らない。受信初期時には、乗算器２１２は何も処理せず、乗算器２１１の出力がＳＰ抽出回路２１５およびシンボル遅延回路２１３に入力される。

ＳＰ抽出回路２１５は入力されたデータからＳＰ信号を抽出する。ＳＰ発生回路２１７は、送信側と同じＳＰ信号を発生する。複素除算回路２１６は抽出されたＳＰ信号を送信側のＳＰ信号で除算する。この処理により、ＳＰ信号位置での伝送路特性が算出される。シンボル補間回路２１８はＳＰ信号をシンボル方向に補間する。図４にＳＰ信号をシンボル方向に補間した例を示す。次にキャリア補間回路２１９は伝送路特性をキャリア方向に補間する。このようにして、全キャリア位置での伝送路特性を推定する。

ＦＦＴ後の信号をシンボル遅延回路２１３で伝送路特性算出の系統と遅延時間が同じになるよう数シンボル遅延した後、複素除算回路２１４は、シンボル遅延回路２１３の出力を、キャリア補間回路２１９の出力で複素除算する。この処理により等化された信号が出力される。

また、ゼロクロス検出回路２２０はシンボル補間回路２１８の出力のゼロクロス回数を検出する。このゼロクロス検出回路は、キャリア補間回路２１９の出力を入力してゼロクロス検出に利用してもよい。ゼロクロス回数検出回路の出力は、図６のＦＦＴ窓位置検出回路２０６にフィードバックされ、初期引き込み時のＦＦＴ窓位置が決定される。なお、このゼロクロス検出は、Ｉ軸の伝送路特性、或いはＱ軸の伝送路特性の両方モニターしても良いが、いずれか１つをモニターしても十分である。

図９にこの処理のフローチャートを示す。初期引き込み時にＦＦＴ窓位置が、ガード相関波形により、ある位置ＷＰに設定される。次に、この時の伝送路特性のゼロクロス回数ＺＣ（ｎ−１）をモニターする。次に別のＦＦＴ窓位置（ＷＰ＋ＷＳ）で、ゼロクロス回数ＺＣ（ｎ）をモニターする。この回数と、その前のシンボル位置のゼロクロス回数ＺＣ（ｎ−１）を比較し、このゼロクロス回数の減少が所定の値以下になると、ＦＦＴ窓位置をそのポイントに固定する。ゼロクロス回数がそのその前のシンボルのゼロクロス回数より小さければ、その差の１／４だけ、ＦＦＴ窓位置を同じ方向にずらす。反対にゼロクロス回数が増えた場合は、その差の１／４だけ、反対方向に動かす。次に新たに動かしたＦＦＴ窓位置で、ゼロクロス回数ＺＣ（ｎ）をモニターし、ゼロクロス回数の減少が所定の値以下になるまで繰り返される。所定の回数以下にならない場合でも、３０回程度でＦＦＴウインドウ位置を固定する。

この処理により、伝送路特性が常にほぼフラットな状態となり、キャリア補間回路として通過帯域幅の狭いフィルタを用いることができる。この処理により伝送路特性の回転が小さくなっていくの様子を図１０及び図１１に示す。それぞれの図で(ａ)は初期のＦＦＴ窓位置での伝送路特性を表し、(ｂ)は何ステップか動作したあとを、(ｃ)はさらに何ステップが動作した後を表す。図１０は遅延波が存在しない場合、図１１は０ｄＢの遅延波が存在する場合の例である。図１０では初期のＦＦＴ窓位置(ａ)では、伝送路特性がかなり回転しているが、何ステップか経た後には伝送路特性の回転が減っているのが認められる。この場合、図では省略しているが最終的に伝送路特性がほぼフラットになるところまでＦＦＴ窓位置を調整することが可能となる。また、図１１の場合、ゼロクロス点が少なくなるように制御すると、ＦＦＴ窓位置は、主波が中央に来るように設定した窓位置と遅延波が中央に来るように設定した窓位置の中間に、ＦＦＴ窓位置が設定される。

なお、ゼロクロス回数モニターのステートマシンを図１２に示す。シンボルパルスが来ると、回転数をゼロにリセットし、最初のデータが正のデータであれば、正のほうへ動き、負のデータが来るまで、カウンタ値は変わらない。負のデータが来るとカウンタ値が１つカウントアップされ、負の状態に遷移する。次に負のデータが来るとカウンタ値は変わらないが、正のデータが来るとインクリメントされて、正のデータの状態に遷移する。

図７に戻り、上述のように初期ＦＦＴ窓位置が決定された後、乗算器２１２は、ウインドウ変化量に応じて入力された信号を回転する。このウインドウ変化量はシンボル毎に算出されたガード相関波形のピーク或いは重心位置の変化量であり、ＦＦＴのサンプリングクロックの数によってカウントされる。また、特定のシンボル数毎に積算したガード相関波形を用いて、特定のシンボル数毎にウインドウ変化位置を更新しても良い。

（実施の形態２）
図１３は本発明に係わる実施の形態２である。従来例の図３と比べキャリアフィルタがシンボル補間の前に入っている点が異なる。なお、実施の形態１と同様に伝送路特性のゼロクロス点が少なくなるようにＦＦＴ窓位置を決定する。

従来、最大ガード期間長１／４の遅延波が存在しても等化する必要があるため、まず、時間軸方向に補間して、その後周波数方向に補間していた。しかし、ＳＦＮが行われない場合、ほとんどの遅延波は１／１２以下に収まる。その場合、先に周波数軸方向の補間をしても問題は生じない。本実施の形態では、先に周波数軸方向にフィルタをかけることにより、ＳＰ信号に重畳されるノイズを軽減し、その後、時間軸方向、周波数軸方向の順に補間する。なお、初段のフィルタでは補間は行わない。

ＳＰ抽出回路３０１は、ＦＦＴ後の信号からＳＰ信号を取出す。ＳＰ発生回路３０３は送信側のＳＰ信号と同じ位相の信号を発生する。複素除算回路３０２は受信したＳＰ信号を発生したＳＰ信号で複素除算する。これにより、各ＳＰ信号位置での伝送路特性が求められる。キャリアフィルタ３０４は、このＳＰ信号位置での伝送路特性のみを取出しキャリア方向にフィルタをかける。この時、キャリア方向に補間処理は行わない。シンボル補間回路３０５はＳＰ信号をシンボル方向に補間する。この後で、キャリア補間回路３０６は伝送路特性をキャリア方向に補間し、すべてのキャリア位置での伝送路特性の推定を行う。

入力されたＯＦＤＭ信号はシンボル遅延回路３０７で、伝送路特性算出の系統と遅延時間が同じになるよう数シンボル遅延した後、複素除算回路３０８で前記補間された伝送路特性で複素除算を行い、等化された信号を出力する。

更に本発明について詳細に説明する。本実施の形態は、ＩＳＤＢ−Ｔのモード３の例である。ＩＳＤＢ−Ｔのモード３の全キャリア数は５６１７であり、各シンボルに含まれるＳＰ信号は、４６８本となり、帯域終端パイロット信号１本を加えると４６９本となる。

まず、シンボル毎にＳＰ信号を取出す。図１４にシンボル番号０の例を示す。シンボル番号０の場合は、図１４のように１２キャリア毎に配置されたＳＰ信号を、帯域終端パイロット信号も含めてフィルタをかけることができる。図１５にシンボル番号１の場合の例を示す。シンボル番号２シンボル番号３の場合は省略する。なお、これ以降のシンボルのＳＰ信号配置は上記シンボル番号０からシンボル番号３のＳＰ信号配置の繰り返しとなる。

通過帯域をＴ／１２とすると、ＳＰ信号のノイズ低減の効果が無いため、本実施の形態では、通過帯域をＴ／２４に設定し、１２キャリア毎に配置されるＳＰ信号が、隣接したＳＰ信号を利用してノイズの低減が行えるようにした。また、用いるフィルタのタップ数を３１とした。なお、タップ数の関係から、キャリアの両帯域端のキャリアは、３１タップのフィルタではきちんとしたフィルタ処理ができないため、特殊な処理を施すことになるが、本発明の効果を限定するものではない。両帯域端ではタップ数の短いフィルタに切り替えて処理を行うなどの方法を用いる。

このようにして、シンボル方向に補間する前にＳＰ信号の精度を向上させるため、シンボル方向の伝送路推定精度が上がり、その後のキャリア方向の補間精度も向上する。

（実施の形態３）
図１６は本発明に係わる実施の形態３である。本実施の形態は実施の形態２と同様であるが、Ｔ／２４を超える遅延波が生じた場合、実施の形態２のような処理をすると伝送路推定に誤りを生じる場合がある。本実施の形態では、そのような場合を考慮し、キャリアフィルタを通過したＳＰ信号と、通過していないＳＰ信号が所定の差より大幅に違いを生じた場合は、キャリアフィルタを通過しないＳＰ信号を用いることとした。

ＳＰ抽出回路４０１は、ＦＦＴ後の信号からＳＰ信号を取出す。ＳＰ発生回路４０３は送信側のＳＰ信号と同じ位相の信号を発生する。複素除算回路４０２は受信したＳＰ信号を発生したＳＰ信号で複素除算する。これにより、各ＳＰ信号位置での伝送路特性が求まる。キャリアフィルタ４０４は、このＳＰ信号位置での伝送路特性のみを取出しキャリア方向にフィルタをかける。この時、キャリア方向に補間処理は行わない。遅延回路４０９は、ＳＰ信号のキャリアフィルタ４０４による遅延と同じになるようにＳＰ信号を遅延させる。比較選択回路４１０は、キャリアフィルタ４０４の出力と遅延回路４０９から出力されるＳＰ信号の差を１シンボルに亘って積算し、所定の差以下であれば、キャリアフィルタ４０４による誤推定がないと判断し、キャリアフィルタ通過後の信号を選択する。また、所定の差以上であれば、フィルタにより伝送路推定が誤推定されたとし、遅延回路を通過した信号を選択する。

前記比較選択回路４１０は１シンボルに亘って積算するため、それに合わせるとシンボル遅延回路４０７はシンボル補間回路４０５の遅延に加えてもう１シンボル余分に遅延させる必要がある。しかし、伝送路特性の変動が極端に大きくない場合、一つ前のシンボルにより得られた積算結果を利用して次のシンボルの選択の基準に用いると、１シンボル余分に遅延させる必要は無い。

シンボル補間回路４０５はＳＰ信号をシンボル方向に補間する。この後で、キャリア補間回路４０６は伝送路特性をキャリア方向に補間し、すべてのキャリア位置での伝送路特性の推定を行う。入力されたＯＦＤＭ信号はシンボル遅延回路４０７で、伝送路特性算出の系統と遅延時間が同じになるよう数シンボル遅延した後、複素除算回路４０８で前記補間された伝送路特性で複素除算を行い、等化された信号を出力する。

（実施の形態４）
図１７は本発明に係わる実施の形態４である。本実施の形態は、実施の形態１と同様にシンボル補間回路５０７の出力からゼロクロス検出回路５０８にてゼロクロス回数を検出し、それをＦＦＴ窓位置検出回路にフィードバックし、伝送路特性の回転数が最小となる位置にＦＦＴウインドウ位置を決定する。

また、ゼロクロス検出回路５０８により計測された伝送路の回転数が所定の回転数より多い場合は、比較選択回路５０６は遅延回路５０５の出力を選択し、所定の回転数より小さい場合は、比較選択回路はキャリアフィルタ５０４の出力を選択する。

実施の形態３と同様に、比較選択回路５０６は一つ前のシンボルのゼロクロス回数の判定結果を用いて、所定のゼロクロス回転数以下であればキャリアフィルタを通過したＳＰ信号を、所定のゼロクロス回数以上であれば、遅延回路を通過したＳＰ信号を用いる。

（実施の形態５）
図１８は本発明に係わる実施の形態４である。本実施の形態は、実施の形態１において、ゼロクロス検出回路６０５の出力がＦＦＴ窓位置検出に用いられると同時に、通過帯域の異なるキャリア補間回路６０６及び６０７の出力を比較選択する比較選択回路６０８の基準に用いられる。例えば、ＩＳＤＢ−Ｔで、モード３、ガードインターバル１／４の時、ガード期間は、２０４８クロック分に相当する。本実施の形態１で示したように、ガード期間の中央にＦＦＴ窓位置を設定した場合、伝送路特性の回転が生じないように補正しているため、±１０２４キャリア分、すなわち±１０２４回転している。全キャリア数は、５６１７であるので、ＯＦＤＭのキャリアが存在する区間では、１０２４＊（５６１７／８１９２）＝±７０２回転、従ってこれに相当するゼロクロス回数は１４０４回となる。

従って、通過帯域がＴ／８のフィルタはゼロクロス回数が７００回以下の場合に、使用し、その他の場合は、Ｔ／４の通過帯域のフィルタを使用する。

なお、余裕を持って、ゼロクロス回数が６００回程度でＴ／４の通過帯域のフィルタに切り替えても良い。

本実施の形態ではキャリア補間回路の通過帯域はＴ／４、８／Ｔの２種類としたが、このキャリア補間回路は通過帯域の異なる多数の補間回路を並列に持って切り替えて使用しても良い。

本発明に係るＯＦＤＭ復調方法及びＯＦＤＭ復調装置は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号の復調方法及び回路にに適用することができ、特に地上デジタル放送に用いられる直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号の復調方法及び回路に有用である。

ＯＦＤＭ信号のＳＰ信号の配置を示す図 ＯＦＤＭ信号の一般的な受信処理を示すブロック構成図 ＯＦＤＭ信号の一般的な等化処理を示すブロック構成図 ＳＰ信号をシンボル方向に補間した図 伝送路特性の回転を示す図 本発明の一実施の形態を示すブロック構成図 本発明の一実施の形態を示すブロック構成図 ＦＦＴ窓位置を説明する図 本発明の一実施の形態のアルゴリズムを示す図 伝送路特性の回転を示す図 伝送路特性の回転を示す図 本発明の一実施の形態のアルゴリズムを示す状態遷移図 本発明の一実施の形態を示すブロック構成図 本発明の一実施の形態を示す図 本発明の一実施の形態を示す図 本発明の一実施の形態を示すブロック構成図 本発明の一実施の形態を示すブロック構成図 本発明の一実施の形態を示すブロック構成図

符号の説明

１０１ Ａ／Ｄ変換器
１０２ 直交検波回路
１０３ ＦＦＴ回路
１０４ 等化回路
１０５ 誤り訂正回路
１０６ 同期再生回路
１０７ ３シンボル遅延回路
１０８ 複素除算回路
１０９ ＳＰ抽出回路
１１０ 複素除算回路
１１１ ＳＰ発生回路
１１２ シンボル補間回路
１１３ キャリア補間回路
２０１ Ａ／Ｄ変換器
２０２ 直交検波回路
２０３ ＦＦＴ回路
２０４ 等化回路
２０５ 誤り訂正回路
２０６ ＦＦＴ窓位置検出回路
２０７ ウインドウ変化量検出回路
２１０ オシレータ
２１１ 乗算器
２１２ 乗算器
２１３ シンボル遅延回路
２１４ 複素除算回路
２１５ ＳＰ抽出回路
２１６ 複素除算回路
２１７ ＳＰ発生回路
２１８ シンボル補間回路
２１９ キャリア補間回路
２２０ ゼロクロス検出回路
３０１ ＳＰ抽出回路
３０２ 複素除算回路
３０３ ＳＰ発生回路
３０４ キャリアフィルタ
３０５ シンボル補間回路
３０６ キャリア補間回路
３０７ シンボル遅延回路
３０８ 複素除算回路
３０９ ゼロクロス検出回路
４０１ ＳＰ抽出回路
４０２ 複素除算回路
４０３ ＳＰ発生回路
４０４ キャリアフィルタ
４０５ シンボル補間回路
４０６ キャリア補間回路
４０７ シンボル遅延回路
４０８ 複素除算回路
４０９ 遅延回路
４１０ 比較選択回路
５０１ ＳＰ抽出回路
５０２ 複素除算回路
５０３ ＳＰ発生回路
５０４ キャリアフィルタ
５０５ 遅延回路
５０６ 比較選択回路
５０７ シンボル補間回路
５０８ ゼロクロス検出回路
５０９ キャリア補間回路
５１０ シンボル遅延回路
５１１ 複素除算回路
６０１ ＳＰ抽出回路
６０２ 複素除算回路
６０３ ＳＰ発生回路
６０４ シンボル補間回路
６０５ ゼロクロス検出回路
６０６ キャリア補間回路
６０７ キャリア補間回路
６０８ 比較選択回路
６０９ シンボル遅延回路
６１０ 複素除算回路

Claims (18)

1. 有効シンボル期間の先頭に、前記有効シンボル期間後部の信号が巡回的に複写されたガード期間を有するＯＦＤＭ信号であって、前記ＯＦＤＭ信号は周波数軸及び時間軸方向に所定の間隔で分散して伝送される分散パイロット信号を有し、
   前記ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、ＦＦＴ後の信号から前記分散パイロット信号（以下ＳＰ信号）を取出し、前記ＳＰ信号を送信側のＳＰ信号で除算することにより向きを揃え、前記向きが揃えられたＳＰ信号をシンボル方向に補間し、
   前記補間したＳＰ信号のキャリア方向の回転が所定の値以下となるようにＦＦＴ窓位置を決定することを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。
2. 有効シンボル期間の先頭に、前記有効シンボル期間後部の信号が巡回的に複写されたガード期間を有するＯＦＤＭ信号であって、前記ＯＦＤＭ信号は周波数軸及び時間軸方向に所定の間隔で分散して伝送されるＳＰ信号を有し、
   前記ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、ＦＦＴ後の信号から前記分散パイロット信号（以下ＳＰ信号）を取出し、前記ＳＰ信号を送信側のＳＰ信号で除算することにより向きを揃え、前記向きが揃えられたＳＰ信号をシンボル方向に補間し、
   前記補間したＳＰ信号のキャリア方向の回転が、小さくなるようにＦＦＴ窓位置を決定することを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。
3. 前記ＳＰ信号のキャリア方向の回転は、前記向きが揃えられたＳＰ信号のＩ軸或いはＱ軸のゼロクロス数によりモニターすることを特徴とする請求項１乃至２記載のＯＦＤＭ復調方法。
4. 初期引き込み時に、前記向きが揃えられたＳＰ信号のキャリア方向の回転数が少なくなるように初期ＦＦＴ窓位置を決定し、前記初期ＦＦＴ窓位置決定後、ＦＦＴ窓位置の変化に応じて、ＦＦＴ後の信号を回転させることを特徴とする請求項１乃至２記載のＯＦＤＭ復調方法。
5. 有効シンボル期間の先頭に、前記有効シンボル期間後部の信号が巡回的に複写されたガード期間を有するＯＦＤＭ信号であって、前記ＯＦＤＭ信号は周波数軸及び時間軸方向に所定の間隔で分散して伝送されるＳＰ信号を有し、
   前記ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、ＦＦＴ後の信号から前記ＳＰ信号を取出し、前記ＳＰ信号を送信側のＳＰ信号で除算することにより向きを揃え、前記向きが揃えられたＳＰ信号をキャリア方向にフィルタをかけた後に、シンボル方向に補間し、その後、キャリア方向に補間することを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。
6. ＳＰ信号のキャリア方向のフィルタ後に、フィルタ処理されているデータとフィルタ処理されていないデータをシンボル毎に比較し、誤差が所定の値以下であればキャリアフィルタ通過後のＳＰ信号を用いてシンボル方向補間およびキャリア方向にＳＰ信号を補間し、誤差が所定の値以上であればキャリア方向フィルタを通過していないＳＰ信号を用いて、シンボル方向補間およびキャリア方向にＳＰ信号を補間することを特徴とする請求項５記載のＯＦＤＭ復調方法。
7. ＳＰ信号のキャリアフィルタ後に、フィルタ処理されているＳＰ信号と、フィルタ処理していないＳＰ信号を、シンボル毎にＳＰ信号の回転数により、所定の回転数以下であればフィルタ処理されているＳＰ信号を、所定の回転数以上であれば、フィルタ処理されていないＳＰ信号を選択し、前記選択したＳＰ信号を用いてシンボル方向補間およびキャリア方向補間することを特徴とする請求項５記載のＯＦＤＭ復調方法。
8. 有効シンボル期間の先頭に、前記有効シンボル期間後部の信号が巡回的に複写されたガード期間を有するＯＦＤＭ信号であって、前記ＯＦＤＭ信号は周波数軸及び時間軸方向に所定の間隔で分散して伝送されるＳＰ信号を有し、
   前記ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、ＦＦＴ後の信号から前記ＳＰ信号を取出し、前記ＳＰ信号を送信側のＳＰ信号で除算することにより向きを揃え、前記向きが揃えられたＳＰ信号をシンボル方向に補間し、
   前記シンボル補間したＳＰ信号を、通過帯域の異なるフィルタでキャリア補間し、前記キャリア補間した信号をＳＰ信号の回転数によりシンボル毎に選択することを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。
9. 有効シンボル期間の先頭に前記有効シンボル期間後部の信号が巡回的に複写されたガード期間を有するＯＦＤＭ信号であって、前記ガード期間は、有効シンボル長に対する割合ＧＩで規定され、
   前記ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、キャリア毎にｅｘｐ（ｊπ＊ＧＩ＊Ｎ）を乗じて、ＦＦＴ後の波形をキャリア毎に回転させた後に、ＳＰ信号の補間処理を行うことを特徴とすることを特徴とするＯＦＤＭ復調方法（ＮはＦＦＴ後のキャリア番号：無効キャリアを含む）。
10. 有効シンボル期間の先頭に、前記有効シンボル期間後部の信号が巡回的に複写されたガード期間を有するＯＦＤＭ信号であって、前記ＯＦＤＭ信号は周波数軸及び時間軸方向に所定の間隔で分散して伝送されるＳＰ信号を有し、
    前記ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、ＦＦＴ後の信号からＳＰ信号を取出す手段と、前記ＳＰ信号を送信側のＳＰ信号で除算する手段と、前記除算手段により向きが揃えられたＳＰ信号をシンボル方向に補間する手段を有し、
    前記補間したＳＰ信号のキャリア方向の回転を観測する手段を有し、前記ＳＰ信号のキャリア方向の回転が所定の値以下となるようにＦＦＴ窓位置を決定するＦＦＴ窓位置検出手段を有することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
11. 有効シンボル期間の先頭に、前記有効シンボル期間後部の信号が巡回的に複写されたガード期間を有するＯＦＤＭ信号であって、前記ＯＦＤＭ信号は周波数軸及び時間軸方向に所定の間隔で分散して伝送されるＳＰ信号を有し、
    前記ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、ＦＦＴ後の信号から前記ＳＰ信号を取出すＳＰ抽出手段と、前記ＳＰ信号を送信側のＳＰ信号で除算する手段と、前記除算手段により向きが揃えられたＳＰ信号をシンボル方向に補間するシンボル補間手段を有し、
    前記補間したＳＰ信号のキャリア方向の回転が、小さくなるようにＦＦＴ窓位置を決定するＦＦＴ窓位置検出手段を有することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
12. 前記ＳＰ信号のキャリア方向の回転は、前記向きが揃えられたＳＰ信号のＩ軸或いはＱ軸のゼロクロス数を検出するゼロクロス検出手段により検出することを特徴とする請求項１０乃至１１記載のＯＦＤＭ復調装置。
13. 初期引き込み時に、前記向きが揃えられたＳＰ信号のキャリア方向の回転数が少なくなるように初期ＦＦＴ窓位置を決定するＦＦＴ窓位置検出手段と、前記初期ＦＦＴ窓位置決定後、ＦＦＴ窓位置の変化に応じて、ＦＦＴ後の信号を回転させる乗算器を有することを特徴とする請求項１０乃至１１記載のＯＦＤＭ復調装置。
14. 有効シンボル期間の先頭に、前記有効シンボル期間後部の信号が巡回的に複写されたガード期間を有するＯＦＤＭ信号であって、前記ＯＦＤＭ信号は周波数軸及び時間軸方向に所定の間隔で分散して伝送されるＳＰ信号を有し、
    前記ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、ＦＦＴ後の信号から前記ＳＰ信号を取出すＳＰ抽出手段と、前記ＳＰ信号を送信側のＳＰ信号で除算することにより向きを揃える除算手段と、前記向きが揃えられたＳＰ信号をキャリア方向にフィルタをかけるキャリアフィルタ手段を有し、キャリアフィルタ後にシンボル方向に補間するシンボル補間手段と、キャリア方向に補間するキャリア補間手段とを有することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
15. ＳＰ信号のキャリア方向のフィルタ後に、フィルタ処理されているデータとフィルタ処理されていないデータをシンボル毎に比較し、誤差が所定の値以下であればキャリアフィルタ通過後のＳＰ信号を、誤差が所定の値以上であればキャリア方向フィルタを通過していないＳＰ信号を選択する比較選択手段を有し、比較選択されたＳＰ信号を用いて、シンボル方向補間およびキャリア方向にＳＰ信号を補間することを特徴とする請求項１４記載のＯＦＤＭ復調装置。
16. ＳＰ信号のキャリアフィルタ後に、フィルタ処理されているＳＰ信号と、フィルタ処理していないＳＰ信号を、シンボル毎にＳＰ信号の回転数により、選択する比較選択手段を有し、所定の回転数以下であればフィルタ処理されているＳＰ信号を、所定の回転数以上であれば、フィルタ処理されていないＳＰ信号を選択し、前記選択したＳＰ信号を用いてシンボル方向に補間するシンボル補間手段およびキャリア方向に補間するキャリア補間手段とを有することを特徴とする請求項１４記載のＯＦＤＭ復調装置。
17. 有効シンボル期間の先頭に、前記有効シンボル期間後部の信号が巡回的に複写されたガード期間を有するＯＦＤＭ信号であって、前記ＯＦＤＭ信号は周波数軸及び時間軸方向に所定の間隔で分散して伝送されるＳＰ信号を有し、
    前記ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、ＦＦＴ後の信号から前記ＳＰ信号を取出すＳＰ抽出手段と、前記ＳＰ信号を送信側のＳＰ信号で除算することにより向きを揃える除算手段と、前記向きが揃えられたＳＰ信号をシンボル方向に補間するシンボル補間手段を有し、
    前記シンボル補間手段の後に、２種類以上の通過帯域を持つキャリア補間手段を有し、前記キャリア補間手段の出力を、ＳＰ信号の回転数によりシンボル毎に選択する比較選択手段を有することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
18. 有効シンボル期間の先頭に前記有効シンボル期間後部の信号が巡回的に複写されたガード期間を有するＯＦＤＭ信号であって、前記ガード期間は、有効シンボル長に対する割合ＧＩで規定され、
    前記ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、キャリア毎にｅｘｐ（ｊπ＊ＧＩ＊Ｎ）を発生する手段と、ＦＦＴ後の波形をキャリア毎に前記発生した信号を乗じる乗算器と、乗算後に、ＳＰ信号の補間処理を行うＳＰ補間手段を有することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置（ＮはＦＦＴ後のキャリア番号：無効キャリアを含む）。

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